JP5109790B2 - 永久磁石形同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機のインダクタンス値等の電気定数が未知である場合にも、制御定数を最適に設定することにより電動機の磁極位置を正確に演算可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置に関するものである。

永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）の制御装置のコストを低減するため、磁極位置検出器を使わないで運転する、いわゆるセンサレス制御技術が実用化されている。
ところで、ＰＭＳＭは、回転子の構造により、表面磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＳＰＭＳＭともいう）と埋込磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭともいう）とに大別される。これらのうち、ＩＰＭＳＭにおいては、回転子の突極性を利用して磁極位置を演算する技術が実用化されている。

例えば、特許文献１及び非特許文献１には、回転子の磁極方向であるｄ軸と、制御装置側で推定したｄ軸（両文献ではｄｃ軸と表記）との間に角度誤差がある場合に、推定のｄ軸とこれと直交する推定のｑ軸（両文献ではｑｃ軸と表記）との間に、前記角度誤差に依存して発生する相互インダクタンスを利用して磁極位置を演算する技術が開示されている。
具体的には、推定のｄ軸と平行方向のベクトルである高周波交番電圧を電動機に印加し、このときに推定のｑ軸方向に流れる高周波電流が零になるようにして磁極位置を演算しており、これにより、零速度を含む低速時における電動機のセンサレス制御を可能にしている。

特許文献１及び非特許文献１に記載された従来技術では、高周波交番電圧を印加したときに発生する高周波電流を利用して磁極位置を間接的に演算している。この場合、磁極位置を高精度に演算するためには、電流検出器の検出精度を考慮して、十分な大きさの高周波電流が流れるように高周波交番電圧の大きさを決める必要がある。同時に、磁極位置演算を安定かつ高応答に行うには、制御定数を最適値に設計する必要がある。
これらのことを実現するためには、ＰＭＳＭのインダクタンス値の情報が必要であり、インダクタンス値が未知のＰＭＳＭを対象として磁極位置演算を行う場合には、インダクタンス値を実際に測定するか、または、別の方法を用いて制御定数の最適値を演算する必要がある。

ここで、電力変換器を利用してＰＭＳＭのインダクタンスを自動測定する技術が、特許文献２、特許文献３に開示されている。
また、磁極位置が未知である場合にインダクタンスを自動測定する技術は、特許文献４、特許文献５に開示されている。

特許第３３１２４７２号公報（段落［００１４］〜［００４４］、図１，図５，図６等） 特許第３４３５９７５号公報（段落［００２４］〜［００３２］、図１等） 特許第３４６８４５９号公報（段落［０００８］〜［００１１］、図２等） 特開２００２−２６２５９９号公報（段落［００１０］〜［００３６］、図１等） 特開２００２−２７２１９５号公報（段落［００１０］〜［００１７］、図１等） Takashi Aihara, Akio Toba, Takao Yanase, Akihide Mashimo, and Kenji Endo，「Sensorless Torque Control of Salient-Pole Synchronous Motor at Zero-Speed Operation」，IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 14, NO.1, JANUARY 1999

前述した特許文献２、特許文献３に係る従来技術では、インダクタンスの測定開始前に磁極位置の情報が必要であるため、磁極位置演算部の最適調整に適用することができない。
また、特許文献４、特許文献５に係る従来技術において、インダクタンスを測定する際に印加する高周波電圧の最適設計や、高周波電流を指令値に制御する電流調節器の最適設計を実現するためには、インダクタンスの概略値が既知であることが必要であり、適用可能な電動機が限定されるという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、回転子の突極性を利用して磁極位置を演算する場合において、電動機のインダクタンス値等の電気定数が不明であっても、電動機に印加する高周波電圧の振幅や角度誤差演算ゲイン等の制御定数の最適値を自動調整することにより、磁極位置を確実に演算可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る制御装置は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、電動機の推定磁極位置と平行方向に交番する高周波電圧を電動機に印加したときに前記推定磁極位置と直交方向に流れる高周波電流から電動機の磁極位置を演算する永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
前記高周波電圧と直交方向の高周波電流であるδ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
γ軸高周波電流振幅検出値から、前記高周波電圧を電動機の推定磁極位置と平行方向に印加したときのｄ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
δ軸高周波電流振幅検出値から、電気角１８０度周期で脈動する成分を検出する手段と、
ｄ軸高周波電流振幅指令値にｄ軸高周波電流振幅検出値が一致するように、第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する高周波電流調節手段と、
を有するｄ軸高周波電流制御手段と、
電動機に印加する前記高周波電圧を演算するための第２のγ軸高周波電圧振幅指令値を第１のγ軸高周波電圧振幅指令値から演算し、かつ、前記電動機の速度を求めるためのゲインを前記δ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分から演算する制御定数演算手段と、
を備えたものである。
これにより、電動機のインダクタンス値が未知である場合にも、制御定数演算手段によって磁極位置演算を行うための高周波電圧振幅や角度誤差演算ゲイン等の制御定数を最適調整することができ、磁極位置演算を確実に実施することができる。

請求項２に係る制御装置は、請求項１記載の制御装置をより簡素化したものである。
すなわち、請求項２に係る制御装置は、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、電動機の推定磁極位置と平行方向に交番する高周波電圧を電動機に印加したときに前記推定磁極位置と直交方向に流れる高周波電流から電動機の磁極位置を演算する永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
γ軸高周波電流振幅検出値から、前記高周波電圧を電動機の推定磁極位置と平行方向に印加したときのｄ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
γ軸高周波電流振幅検出値から、電気角１８０度周期で脈動する成分を検出する手段と、
ｄ軸高周波電流振幅指令値にｄ軸高周波電流振幅検出値が一致するように、第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する高周波電流調節手段と、
を有するｄ軸高周波電流制御手段と、
電動機に印加する前記高周波電圧を演算するための第２のγ軸高周波電圧振幅指令値を第１のγ軸高周波電圧振幅指令値から演算し、かつ、前記電動機の速度を求めるためのゲインを前記γ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分から演算する制御定数演算手段と、
を備えたものである。

請求項３に係る制御装置は、請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
前記高周波電流調節手段は、
前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する手段からなるものである。
この発明によれば、比較的簡単な構成で制御装置を実現することができる。

請求項４に係る制御装置は、請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
前記高周波電流調節手段は、
前記第１のγ軸高周波電圧振幅指令値とゲイン推定値とからｄ軸高周波電流振幅の推定値を演算する高周波電流振幅推定手段と、
前記ｄ軸高周波電流振幅の推定値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記ゲイン推定値を演算するゲイン推定手段と、
前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ゲイン推定値とから前記第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する手段と、
からなるものである。
本発明は、電動機のインダクタンス値が未知の場合でもｄ軸高周波電流振幅を高応答に制御できるという特徴がある。

請求項５に係る制御装置は、請求項１において、前記δ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分を所定値よりも大きくできない場合、または、請求項２において、前記γ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分を所定値よりも大きくできない場合に、磁極位置演算が不可能であると判定するものである。
この発明によって磁極位置演算が実施可能かどうかを判別することで、磁極位置演算の失敗によるＰＭＳＭの不安定現象や暴走を未然に防止することができる。

本発明によれば、電動機のインダクタンス値等の電気定数が不明な場合にも、電動機に印加する高周波交番電圧の振幅等を含む制御定数の最適値を自動調整することができ、これによって電動機の磁極位置を確実に演算することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、ＰＭＳＭは、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）とｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないので、ｄ，ｑ軸に対応して角速度ω_１（＝速度演算値）で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行っている。
このγ，δ軸の定義を図６に示す。なお、図６において、ω_ｒはｄ，ｑ軸の回転角速度、θ_ｅｒｒはｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度誤差（位置演算誤差）である。なお、便宜的に、γ軸方向を推定磁極位置に平行な方向、δ軸方向を推定磁極位置に直交する方向というものとする。

図５は、本発明の実施形態における磁極位置演算を実現するための基本的な制御ブロック図である。以下に、この制御ブロック図において磁極位置演算のために電動機に高周波交番電圧を印加する方法について説明する。
まず、磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機８０を駆動する主回路について説明すると、５０は三相交流電源であり、整流回路６０は電源５０の三相交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この直流電圧はＰＷＭインバータからなる電力変換器７０に供給され、電動機８０を駆動するための所定の三相交流電圧に変換される。

次に、制御装置の構成及び作用は以下の通りである。
電流座標変換器１４は、電力変換器７０の出力側のｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによりそれぞれ検出した相電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｗを、磁極位置演算値θ_１に基づいて前記γ，δ軸上の電流検出値ｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。
ノッチフィルタ２３は、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δから、磁極位置演算のために重畳する高周波交番電圧によって流れる高周波電流を除去し、γ，δ軸基本波電流ｉ_γｆ，ｉ_δｆを検出する。

γ軸電流指令値ｉ_γ ^＊とγ軸基本波電流ｉ_γｆとの偏差を減算器１９ａにより演算し、この偏差をγ軸電流調節器２０ａによって増幅することによりγ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊を演算する。一方、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊とδ軸基本波電流ｉ_δｆとの偏差を減算器１９ｂにより演算し、この偏差をδ軸電流調節器２０ｂによって増幅することによりδ軸基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊を演算する。ここで、γ，δ軸電流指令値ｉ_γ ^＊，ｉ_δ ^＊は、共に零としておく。

高周波電圧演算器２１は、振幅が高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊に等しく、周期がＴ_ｈである矩形波の高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を演算する。この高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊の波形を図７、図８に示す。なお、図７、図８には、高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊に直交する方向のδ軸電流検出値ｉ_δの波形も併せて示してあるが、これらについては後述する。

再び図５において、加算器２２により、γ軸電流調節器２０ａから出力されたγ軸基本波電圧指令値ｖ_γｆ ^＊に前記高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を重畳してγ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊を求める。一方、δ軸電圧指令値ｖ_δ ^＊については、δ軸電流調節器２０ｂから出力される基本波電圧指令値ｖ_δｆ ^＊に制御する。
γ，δ軸電圧指令値ｖ_γ ^＊，ｖ_δ ^＊は電圧座標変換器１５に入力され、磁極位置演算値θ_１に基づいて三相の相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換される。

電圧検出器１２により検出した電力変換器７０の直流入力電圧Ｅ_ｄｃと上記相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊とがＰＷＭ回路１３に入力され、電力変換器７０の半導体スイッチング素子をオンオフするためのゲート信号を生成する。電力変換器７０は、このゲート信号に基づいて半導体スイッチング素子をオンオフ制御することにより、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧が相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に制御される。

次に、この実施形態における磁極位置の演算原理を説明する。なお、この原理は、前述した特許文献１及び非特許文献１に記載されているものと同様である。
ＰＭＳＭが停止している場合において、γ軸に平行な方向に矩形波の高周波交番電圧を印加したときの高周波成分の状態方程式は、電機子抵抗を無視できる場合、数式１のようになる。

このときに流れるγ，δ軸高周波電流の振幅は、数式１の状態方程式における高周波交番電圧ｖ_γｈの１／２周期の積分より、数式２のようになる。

数式２より、γ軸に平行な方向に高周波交番電圧ｖ_γｈを印加すると、このときのδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは、角度誤差θ_ｅｒｒの２倍周期で変化することが明らかである。図９に、角度誤差θ_ｅｒｒとγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈとの関係を示す。
以上の結果から、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈを入力とするＰＬＬ回路を構成し、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈを零に制御することで、角度誤差θ_ｅｒｒを零、または１８０度として磁極位置演算値θ_１を真値に収束させることができる。

次に、図５の制御ブロック図による磁極位置演算動作の詳細について説明する。
バンドパスフィルタ２４は、γ，δ軸電流検出値ｉ_γ，ｉ_δから高周波交番電圧ｖ_γｈと同じ周波数のγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈを演算する。このうち、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは、図７、図８より、矩形波であるγ軸高周波交番電圧ｖ_γｈの極性が変化するタイミングのδ軸電流検出値ｉ_δの偏差から演算する。
数式２及び図９より、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは極性を持っているが、図７のように高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊の極性とδ軸電流検出値ｉ_δの変化率の極性とが同じ場合を「正」、図８のように高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊の極性とδ軸電流検出値ｉ_δの変化率の極性とが異なる場合を「負」と定義する。
なお、バンドパスフィルタ２４において、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈは、γ軸電流検出値ｉ_γからδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈと同様に演算する。

図９より、角度誤差θ_ｅｒｒが零近傍では、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈは角度誤差θ_ｅｒｒとほぼ比例関係にある。そこで、図５における速度演算器２５では、角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを用いてδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈから角度誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を比例演算し、この角度誤差演算値θ_{ｅｒｒｅｓｔ}を比例積分演算して速度演算値ω_１を求める。これらの演算を数式で表すと、数式３，数式４となる。

電気角演算器２６は、速度演算値ω_１を積分して磁極位置演算値θ_１を求める。
これらの演算によってδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈを零に収束させるＰＬＬ回路が構成されるため、磁極位置θ_１を演算することができる。

次いで、上記の原理に基づく本発明の実施例を説明する。
図１は、本発明の第１実施例を示す制御ブロック図であり、請求項１に記載した発明に相当する。この第１実施例は、図９に示した角度誤差θ_ｅｒｒとγ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈとの関係、及び、ｄ軸高周波電流振幅Ｉ_ｄｈを指令値に制御するための高周波電圧振幅Ｖ_γｈ ^＊＊を測定し、これらの情報から、磁極位置演算を実施するために最適な制御定数を演算するものである。求める制御定数は、図５に示した高周波電圧演算器２１に入力されるγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊、及び、速度演算器２５に入力される角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒである。
図１と図５とは、実質的にγ軸高周波電圧指令値ｖ_γｈ ^＊及びγ，δ軸の角速度ω_１の与え方が異なるだけであり、その他の演算処理は同じである。図１の制御ブロック図の説明は、図５と異なる箇所を中心に行うものとし、同じ箇所については省略する。

すなわち、図１において、γ，δ軸の角速度ω_１を一定値ω_Ｌθに制御して電気角演算器２６に入力し、γ，δ軸の角度θ_１を一定の速度ω_Ｌθで回転させる。
フーリエ級数演算器３１には、γ，δ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ，Ｉ_δｈ、及び、γ，δ軸の角度θ_１が入力されており、フーリエ級数演算器３１は、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈの角度θ_１に依存しない直流成分Ｉ_γｈａ０、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈの電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_γｈｃ２、及び、δ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_δｈｃ２を、それぞれ数式５〜数式７により演算する。

前述した図９より、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈが最大になるのは、高周波交番電圧をＰＭＳＭの磁極位置と平行方向に印加したとき（角度誤差θ_ｅｒｒが０度、１８０度、……）であり、このときのγ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈはｄ軸高周波電流振幅Ｉ_ｄｈに等しくなるので、以下の数式８により、ｄ軸高周波電流振幅Ｉ_ｄｈを数式５，数式６の演算結果から求めることができる。

図１において、高周波電流調節器３２は、フーリエ級数演算器３１により求めたｄ軸高周波電流振幅Ｉ_ｄｈが図示されていないｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉ_ｄｈ ^＊に一致するように、第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊を演算する。
高周波電圧演算器２１は、振幅が第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊に等しく、周期がＴ_ｈである矩形波のγ軸高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を演算する。
以上の構成において、バンドパスフィルタ２４、フーリエ級数演算器３１及び高周波電流調節器３２は、請求項１におけるｄ軸高周波電流制御手段を構成している。

また、請求項１における制御定数演算手段としての制御定数演算器３３は、第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊、及び、δ軸高周波電流振幅の電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_δｈｃ２から、第２のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊及び角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを求める。ここで、第２のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊は、図５において高周波電圧演算器２１に入力されているγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊に相当する。

電流検出器１１ｕ，１１ｗの検出誤差を考慮した場合、磁極位置演算の精度は、δ軸高周波電流振幅の電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_δｈｃ２が大きいほど高くなる。
このため、制御定数演算器３３は、上記成分Ｉ_δｈｃ２が所定の値よりも大きい場合には磁極位置演算の精度は十分であると考え、第２のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊として第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊をそのまま用いて高周波電圧演算器２１により高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を演算する。

勿論、Ｉ_δｈｃ２が大きくなり過ぎないように必要最小限にしたい場合には、制御定数演算器３３により、第２のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊を第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊よりも小さく設定して高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を演算することにより、高周波電流による騒音を低減してもよい。
一方、Ｉ_δｈｃ２が所定の値よりも小さい場合には、必要な磁極位置演算精度を得るのに十分なＩ_δｈｃ２が流れるようにするため、制御定数演算器３３により、第２のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊を第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊よりも大きく設定して高周波交番電圧指令値ｖ_γｈ ^＊を演算することが望ましい。

また、制御定数演算器３３では、図９に示した角度誤差θ_ｅｒｒとδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈとの関係に基づき、角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを、θ_ｅｒｒの零近傍における線形近似によって数式９のように設定する。

以上のようにこの第１実施例では、δ軸高周波電流振幅の電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_δｈｃ２に応じて、磁極位置演算のための最適なγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊及び角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを演算し、これらの制御定数を用いて、図５に示した制御ブロック図により電動機８０の磁極位置θ_１を正確に演算することができる。

次に、図２は、本発明の第２実施例を示す制御ブロック図であり、請求項２に記載した発明に相当する。
この第２実施例は、図１の第１実施例を簡素化したものであり、以下、図１との相違点を中心に説明する。

フーリエ級数演算器３１は、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈ及びδ，γ軸の角度θ_１から、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈの角度θ_１に依存しない直流成分Ｉ_γｈａ０、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈの電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_γｈｃ２を、それぞれ前記数式５、数式６により演算する。また、ｄ軸高周波電流振幅Ｉ_ｄｈを前記数式８により演算する。
更に、制御定数演算器３３は、第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊及び前記成分Ｉ_γｈｃ２から、第２のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊及び角度誤差演算ゲインＫ_θｅｒｒを求める。

数式２、図９に示すように、γ軸高周波電流振幅Ｉ_γｈの電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_γｈｃ２とδ軸高周波電流振幅Ｉ_δｈの電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_δｈｃ２とは、大きさが等しい。このことから、制御定数演算器３３において、第１実施例におけるＩ_δｈｃ２の代わりにＩ_γｈｃ２を用いても、第１実施例と同様に制御定数Ｖ_γｈ ^＊，Ｋ_θｅｒｒの演算が可能である。
本実施例によれば、図１の第１実施例と比べて数式７の演算が不要になるため、制御演算を簡素化することができる。
なお、以上の構成において、バンドパスフィルタ２４、フーリエ級数演算器３１及び高周波電流調節器３２は、請求項２におけるｄ軸高周波電流制御手段を構成し、制御定数演算器３３は、請求項２における制御定数演算手段を構成している。

次に、本発明の第３実施例を説明する。
この第３実施例は、第１実施例または第２実施例において、前記高周波電流調節器３２を、図３に示す高周波電流調節器３２Ａのように積分調節器によって構成したものであり、請求項３に記載した発明に相当する。
すなわち、図３において、ｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉ_ｄｈ ^＊とｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈとの偏差を減算器１０１により演算し、この偏差を積分調節器１０２により増幅して第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊を演算する。
この結果、ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈを指令値Ｉ_ｄｈ ^＊に制御することができる。

更に、本発明の第４実施例は、第１実施例または第２実施例において、前記高周波電流調節器３２を、図４に示す高周波電流調節器３２Ｂのように適応制御理論を応用した構成としたものであり、請求項４に記載した発明に相当する。
適応制御は、制御対象の特性が不明な場合にも応答性と安定性とを両立できることから、本発明のように、電動機８０のインダクタンス値が不明な場合にも高周波電流の応答を速くすることが可能である。

図４において、ｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉ_ｄｈ ^＊を除算器２０１に入力し、ゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１により除算して第１のγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊を演算する。また、乗算器２０２によりγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊とゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１とを乗算し、ｄ軸高周波電流振幅推定値Ｉ_{ｄｈｅｓｔ}を演算する。
更に、減算器２０３により、ｄ軸高周波電流振幅推定値Ｉ_{ｄｈｅｓｔ}とｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈとの偏差εを演算し、この偏差εをゲイン推定器２０４により増幅してゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１を演算する。
具体的な演算内容は、次の数式１０の通りである。

以上の演算処理の結果、ゲイン推定値Θ_ｅｓｔ１は偏差εを零にするために真値に収束し、高周波電流調節器３２Ｂは、ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉ_ｄｈを指令値Ｉ_ｄｈ ^＊に制御するためのγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖ_γｈ ^＊＊を出力できるようになる。

最後に、本発明の第５実施例は、図５に示した磁極位置演算を実施可能かどうかを事前に判別し、磁極位置演算の失敗によるＰＭＳＭの不安定現象や暴走を未然に防止するためのものであり、請求項５に係る発明に相当する。
実際の装置では、電力変換器の最大出力電圧及び最大出力電流の制約がある。このため、これらの制約から、δ軸高周波電流振幅の電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_δｈｃ２、または、γ軸高周波電流振幅の電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉ_γｈｃ２を、磁極位置演算を実現するために十分な値に制御できないことがある。

そこで、この第５実施例では、Ｉ_δｈｃ２またはＩ_γｈｃ２を所定の値より大きく制御できない場合は、磁極位置演算が不可能であると判定する。こうして磁極位置演算が不可能であると判定した場合は、他の方法による磁極位置演算、または、電流ベクトルを一定に制御して、回転子を電流ベクトルに引き込んでから始動する方法等、他の始動方法を使って運転すればよい。

なお、本発明の実施形態ないし実施例では、磁極位置演算のために電動機印加電圧に重畳する高周波交番電圧の波形を矩形波にした場合につき説明したが、本発明は、高周波交番電圧の波形を正弦波にした場合にも適用可能である。

本発明の第１実施例を示すブロック図である。 本発明の第２実施例を示すブロック図である。 本発明の第３実施例における高周波電流調節器のブロック図である。 本発明の第４実施例における高周波電流調節器のブロック図である。 本発明の実施形態における磁極位置演算を実現するための制御ブロック図である。 γ，δ軸の定義を示すベクトル図である。 矩形波高周波交番電圧を印加したときの電流波形（Ｉ_δｈ＞０）を示す図である。 矩形波高周波交番電圧を印加したときの電流波形（Ｉ_δｈ＜０）を示す図である。 γ軸に平行な方向に高周波交番電圧を印加したときの、角度誤差とγ，δ軸高周波電流振幅との関係を示す図である。

符号の説明

５０ 三相交流電源
６０ 整流回路
７０ 電力変換器
８０ 永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）
１１ｕ ｕ相電流検出器
１１ｗ ｗ相電流検出器
１２ 電圧検出器
１３ ＰＷＭ回路
１４ 電流座標変換器
１５ 電圧座標変換器
１９ａ，１９ｂ 減算器
２０ａ γ軸電流調節器
２０ｂ δ軸電流調節器
２１ 高周波電圧演算器
２２ 加算器
２３ ノッチフィルタ
２４ バンドパスフィルタ
２５ 速度演算器
２６ 電気角演算器
３１ フーリエ級数演算器
３２，３２Ａ，３２Ｂ 高周波電流調節器
３３ 制御定数演算器
１０１ 減算器
１０２ 積分調節器
２０１ 除算器
２０２ 乗算器
２０３ 減算器
２０４ ゲイン推定器

Claims (5)

1. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
   電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、電動機の推定磁極位置と平行方向に交番する高周波電圧を電動機に印加したときに前記推定磁極位置と直交方向に流れる高周波電流から電動機の磁極位置を演算する永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
   前記高周波電圧と直交方向の高周波電流であるδ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
   γ軸高周波電流振幅検出値から、前記高周波電圧を電動機の推定磁極位置と平行方向に印加したときのｄ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
   δ軸高周波電流振幅検出値から、電気角１８０度周期で脈動する成分を検出する手段と、
   ｄ軸高周波電流振幅指令値にｄ軸高周波電流振幅検出値が一致するように、第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する高周波電流調節手段と、
   を有するｄ軸高周波電流制御手段と、
   電動機に印加する前記高周波電圧を演算するための第２のγ軸高周波電圧振幅指令値を第１のγ軸高周波電圧振幅指令値から演算し、かつ、前記電動機の速度を求めるためのゲインを前記δ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分から演算する制御定数演算手段と、
   を備えたことを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
2. 磁極位置検出器を持たない永久磁石形同期電動機の制御装置であって、
   電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、電動機の推定磁極位置と平行方向に交番する高周波電圧を電動機に印加したときに前記推定磁極位置と直交方向に流れる高周波電流から電動機の磁極位置を演算する永久磁石形同期電動機の制御装置において、
   前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
   γ軸高周波電流振幅検出値から、前記高周波電圧を電動機の推定磁極位置と平行方向に印加したときのｄ軸高周波電流振幅を検出する手段と、
   γ軸高周波電流振幅検出値から、電気角１８０度周期で脈動する成分を検出する手段と、
   ｄ軸高周波電流振幅指令値にｄ軸高周波電流振幅検出値が一致するように、第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する高周波電流調節手段と、
   を有するｄ軸高周波電流制御手段と、
   電動機に印加する前記高周波電圧を演算するための第２のγ軸高周波電圧振幅指令値を第１のγ軸高周波電圧振幅指令値から演算し、かつ、前記電動機の速度を求めるためのゲインを前記γ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分から演算する制御定数演算手段と、
   を備えたことを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
   前記高周波電流調節手段は、
   前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する手段からなることを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
4. 請求項１または請求項２に記載した制御装置において、
   前記高周波電流調節手段は、
   前記第１のγ軸高周波電圧振幅指令値とゲイン推定値とからｄ軸高周波電流振幅の推定値を演算する高周波電流振幅推定手段と、
   前記ｄ軸高周波電流振幅の推定値と前記ｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して前記ゲイン推定値を演算するゲイン推定手段と、
   前記ｄ軸高周波電流振幅指令値と前記ゲイン推定値とから前記第１のγ軸高周波電圧振幅指令値を演算する手段と、
   からなることを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。
5. 請求項１において、前記δ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分を所定値よりも大きくできない場合、または、請求項２において、前記γ軸高周波電流振幅検出値の脈動成分を所定値よりも大きくできない場合に、
   磁極位置演算が不可能であると判定することを特徴とする、永久磁石形同期電動機の制御装置。

Images