JP2013088347A - レーダ装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数と、1つの周波数変調帯域幅を用いるRGH処理の処理結果であるビート周波数fb及びPRI内の距離rpriとを用いて、複数の目標候補の組み合わせを決定し、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択し、その組み合わせに係る各目標候補のビート周波数fb及びPRI内の距離rpriを用いて、各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを算出する。
【選択図】図1
Description
このように、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数と、異なる2つの周波数変調帯域幅のFMレンジングでの処理結果である2つのビート周波数とを用いて、目標候補の組み合わせを解くことで、複数の目標が空間に存在している場合でも、各目標との相対速度及び相対距離を算出することが可能になる。
また、FMレンジングにおける距離の分解能を高めるには、周波数変調帯域幅を大きくする必要があるが、分解能に比例して、曖昧さなく算出可能な距離が短縮されるため、高分解能化に限界がある課題もあった。
図1はこの発明の実施の形態1によるレーダ装置を示す構成図である。
図1において、信号送信処理器1は送信RF信号を送受切替器6に出力する処理部であり、局部発振器2、パルス変調器3、パルス内変調信号発生器4及び送信機5から構成されている。
局部発振器2はパルスドップラ処理の処理期間である第1の処理期間中では、一定周波数のキャリア信号である第1の局部発振信号L0P(t)を生成して、第1の局部発振信号L0P(t)をパルス変調器3及び受信機8に出力する処理を実施する。
また、局部発振器2はRGH(Range Gated High Pulse Repetition Frequency)処理の処理期間である第2の処理期間中では、複数のパルス繰り返し周期(PRI:Pulse Repetition Interval)に渡って周波数変調されているキャリア信号である第2の局部発振信号L0(t)を生成して、第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調器3及び受信機8に出力する処理を実施する。
パルス内変調信号発生器4はパルス内変調信号φ(t)(例えば、図6に示す4bit Barkerコード)を生成し、そのパルス内変調信号φ(t)を送信機5に出力する処理を実施する。
パルス内変調信号φ(t)は、図6に示す4bit Barkerコードに限るものではなく、他のbit Barkerコードを用いてもよいし、他の符号変調信号や周波数変調信号を用いてもよい。
なお、信号送信処理器1、送受切替器6及び空中線7から送信手段が構成されている。
なお、送受切替器6、空中線7及び受信機8から受信手段が構成されている。
信号処理器9がコンピュータで構成されている場合、相関処理部10、周波数領域変換処理部11、目標候補検出部12、組み合わせ選択部13及び目標相対速度・相対距離算出部14の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのROMに格納し、当該コンピュータのCPUが上記ROMに格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
周波数領域変換処理部11は受信機8により変換された受信ビデオ信号SV(n)を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)を目標候補検出部12に出力するとともに、相関処理部10から出力されたパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)を周波数領域の信号に変換することで、PRI内の距離rpriとビート周波数fbを示すPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を生成する処理を実施する。なお、周波数領域変換処理部11は周波数領域変換手段を構成している。
組み合わせ選択部13は目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数fd、ビート周波数fb及びPRI内距離rpriに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施する。なお、組み合わせ選択部13は組み合わせ選択手段を構成している。
表示器15は目標相対速度・相対距離算出部14により算出された各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを目標情報として画面上に表示する。
この実施の形態1では、図2に示すように、1CPIにおいて、パルスドップラ処理とRGH処理の2つの処理を行う。
図2では、1CPIを等分割して、パルスドップラ処理の観測とRGH処理の観測が行われている例を示している。
非特許文献1では、上述したように、1CPIで3つの処理を行うために、1CPIが3等分されて、各処理の観測時間が1CPIの3分の1の時間となるが(図21を参照)、この実施の形態1では、各処理の観測時間が1CPIの2分の1の時間となる。
このため、この実施の形態1では、1つの処理の観測時間が従来のレーダ装置より長くなり、検出性能が向上する。
図3はパルスドップラ処理時の送信RF信号と受信RF信号を示す説明図である。
図3において、f0は送信周波数、Tpriはパルス繰り返し周期であるPRI、T0は受信ビデオ信号の観測時間、T1は送信パルス幅を表している。
パルス変調器3は、局部発振器2から第1の局部発振信号L0P(t)を受けると、第1の局部発振信号L0P(t)をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号L’0P(t)を送信機5に出力する。
受信ビデオ信号F”V(kV)を生成するパルスドップラ処理では、送信RF信号をパルス内変調を行う必要がないため、パルス内変調信号発生器4は動作しない。
送受切替器6は、信号送信処理器1から第1の送信RF信号を受けると、第1の送信RF信号を空中線7に出力することで、第1の送信RF信号を空間に放射する。
このとき、複数の目標が空間に存在している場合、空間に放射された第1の送信RF信号が複数の目標に反射され、第1の送信RF信号が目標の反射RF信号として空中線7に戻ってくる。
送受切替器6は、空中線7が反射RF信号を受信すると、その反射RF信号を第1の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)として受信機8に出力する。
即ち、受信機8は、局部発振器2から出力された第1の局部発振信号L0P(t)を用いて、第1の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)に対する増幅・位相検波を実施することで、下記の式(1)で表される受信ビデオ信号SV(n)(時刻t=0で相対距離がR0、相対速度がvである目標からの受信ビデオ信号)を得て、その受信ビデオ信号SV(n)を信号処理器9の周波数領域変換処理部11に出力する。
式(2)において、kVはFFT後のサンプリング番号を表している。
なお、周波数領域変換処理部11は、HV>Nの場合、受信ビデオ信号SV(n)に0の埋め込みを行う。パルス数Nより大きいFFT点数HVで、受信ビデオ信号SV(n)をFFTすることで、より高精度に目標のドップラ周波数fd、即ち、相対速度vを算出することが可能になる。
図4は1CPIで周波数変調とパルス内符号変調が施された送信RF信号と受信RF信号の関係を示す説明図である。
図4において、f0は送信開始周波数、TLは送信RF信号の周波数掃引時間、BLは送信RF信号の帯域幅、T0は受信ビート信号の観測時間、B0はT0の時間間隔での送信RF信号の帯域幅、Tpは送信パルス幅、φ0は送信RF信号と局部発振信号の初期位相、cは光速を表している。
図4では、送信RF信号の周波数掃引時間TL内の周波数変調がアップチャープ変調である例を示している。
図5はFMレンジングによる距離、相関処理後の信号及びPRI内測距結果を示す説明図である。
最初に、図5を参照しながら、RGH処理時の送信RF信号に関わるパラメータの設定方法について説明する。
また、相関処理後の距離分解能ΔR’PCは、下記の式(9)で算出され、1PRIの折り返し距離Rpriは、下記の式(10)で算出される。
式(8)において、HはFMレンジングのFFT点数を表している。
即ち、信号送信処理器1の局部発振器2は、周波数掃引時間TL、帯域幅BLで第2の局部発振信号L0(t)を生成して、第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調器3及び受信機8に出力する。
パルス変調器3は、局部発振器2から第2の局部発振信号L0(t)を受けると、第2の局部発振信号L0(t)をパルス変調し、パルス変調後の局部発振信号L’0(t)を送信機5に出力する。
ここでは、パルス内変調信号φ(t)が4bit Barkerコードである例を示したが、パルス内変調信号φ(t)は4bit Barkerコードに限るものではなく、他のbit Barkerコードを用いてもよいし、他の符号変調信号や周波数変調信号を用いてもよい。
送受切替器6は、信号送信処理器1から第2の送信RF信号を受けると、第2の送信RF信号を空中線7に出力することで、第2の送信RF信号を空間に放射する。
このとき、複数の目標が空間に存在している場合、空間に放射された第2の送信RF信号が複数の目標に反射され、第2の送信RF信号が目標の反射RF信号として空中線7に戻ってくる。
送受切替器6は、空中線7が反射RF信号を受信すると、その反射RF信号を第2の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)として受信機8に出力する。
即ち、受信機8は、局部発振器2から出力された第2の局部発振信号L0(t)を用いて、第2の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)をダウンコンバートし、ダウンコンバート後の受信RF信号Rxtgt,P(n,t)に対する増幅・位相検波を実施することで、下記の式(11)で表される受信ビート信号S(n,m)を得て、その受信ビート信号S(n,m)を信号処理器9の相関処理部10に出力する。
相関処理部10は、受信機8から受信ビート信号S(n,m)を受けると、その受信ビート信号S(n,m)と、第2の送信RF信号のパルス内変調成分と同じA/D変換後の参照信号Ex(mτ)との相関処理を実施し、その相関処理の結果であるパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)を周波数領域変換処理部11に出力する。
以下、相関処理部10の処理内容を具体的に説明する。ここでは、相関処理部10が周波数領域で相関処理を行う例を説明する。
式(12)において、mτはサンプリング番号、Mτは1PRIのサンプリング点数であり、下記の式(13)で表される。
Fsampはサンプリング周波数、floor(X)は変数Xを越えない最大の整数である。
また、相関処理部10は、下記の式(15)に示すように、参照信号Ex(mτ)をFFTして、その参照信号Ex(mτ)を周波数領域の信号に変換する。
そして、相関処理部10は、下記の式(16)に示すように、周波数領域の信号であるFV(n,kr)とFEx(kr)を乗算する。
なお、相関処理部10は、L’>Mの場合、受信ビート信号S(n,m)に0を代入し、L’>Mτの場合、参照信号Ex(mτ)に0を代入する。
式(17)中のLは相関処理の高速フーリエ逆変換(IFFT:Inverse Fast Fourier Transform)点数であり、下記の式(18)によって表される。
ただし、qは0以上の整数である。q=0の場合、受信ビート信号S(n,m)のサンプリング間隔と同じサンプリング間隔になる。
なお、相関処理結果は、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)であり、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)のサンプリング番号lに対応するPRI内相対距離RPC(l)は、下記の式(20)で表される。
なお、周波数領域変換処理部11は、H>Nの場合、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に0の埋め込みを行う。パルス数Nより大きいFFT点数Hで、パルス圧縮信号RV・Ex(n,l)をFFTすることで、より高精度に目標のビート周波数fbを算出することが可能になる。
式(22)に示すように、ビート周波数fbには、距離情報と速度情報が含まれており、正しく目標候補の距離と速度を求めるには、ドップラ周波数fdとビート周波数fbを正しく組み合わせる必要がある。
図7に示しているPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)は、図9のビート周波数fbと比べると、ビート周波数fbの情報に加えて、PRI内の距離rpriの情報が得られていることが分かる。
また、目標候補検出部12は、上記のRGH処理で、周波数領域変換処理部11がPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を生成すると、その距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)に対するCFAR処理を実施することで複数の目標候補を検出し、複数の目標候補のビート周波数fbとPRI内の距離rpriを組み合わせ選択部13に出力する。
以下、目標候補検出部12による目標候補の検出処理を具体的に説明する。
目標候補検出部12は、周波数領域変換処理部11からPRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)を受けると、下記の式(24)に示すCFAR処理を実施することで目標候補を検出する。
abs(x)は変数xの絶対値を表し、CFAR処理のCFAR閾値であるCFAR_th(kh,l)は下記の式(25)により算出される。
また、CFAR_corはCFAR係数、Samp_cellはサンプルセル、ave(Z(p))は配列Z(p)の平均値を表すものである。
ただし、目標候補検出部12は、図11に示すように、CFAR閾値であるCFAR_th(kh,l)を越えるセルが集合している場合、その集合の中で、振幅が最も大きいセルを目標候補として検出する。
以下、組み合わせ選択部13の処理内容を具体的に説明するが、その前に、従来のレーダ装置による目標候補の組み合わせについて説明する。
図12は相対距離R1、相対速度v1の目標(1)、相対距離R2、相対速度v2の目標(2)の場合を示しており、目標(1)(2)のドップラ周波数fd,ビート周波数fbを示している。
この場合、図13に示すように、ドップラ周波数fdとビート周波数fbの組み合わせが2通りあり、上記の式(3)及び式(22)の関係から速度と距離を算出することができる。
ただし、従来のレーダ装置では、2通りの組み合わせである組み合わせAと組み合わせBのうち、どちらの組み合わせが正しいのかを一意に決定することができない。
そのため、従来のレーダ装置では、図21に示すように、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数fdと、2つの周波数変調帯域幅のFMレンジングの処理結果であるビート周波数fbとを用いる必要がある。その結果、それぞれの処理の観測時間が短縮されて、検出性能が劣化する問題がある。
組み合わせ選択部13は、パルスドップラ処理の処理結果であるドップラ周波数fdと、1つの周波数変調帯域幅を用いるRGH処理の処理結果であるビート周波数fb及びPRI内の距離rpriとを用いて、複数の目標候補の組み合わせ処理を行う。
ここで、ドップラ周波数fdに対応する相対速度vと、ビート周波数fbと、PRI内の距離rpriとの間には、下記の式(26)に示す関係がある。
式(26)において、NR,rtnはPRI内距離折返し数である(図15を参照)。図15は目標相対距離RとPRI内距離折返し数NR,rtnの関係を示す説明図である。
式(28)を満たすPRI内距離折返し数の候補が、目標のPRI内距離折返し数となり、PRI内距離アンビギュィティを解くことになる。
式(27)(28)において、iPDはパルスドップラ処理の目標候補番号、iRGHはRGH処理の目標候補番号、fdiPDはパルスドップラ処理の目標候補番号iPDのドップラ周波数、fbiRGHはRGH処理の目標候補番号iRGHのビート周波数、nR,rtnはPRI内距離折返し数の候補、nR,rtn,maxはPRI内距離の最大折返し数、rpri,iRGHはRGH処理の目標候補番号iRGHのPRI内距離、|X|は変数Xの絶対値である。
この組み合わせにより、式(27)の算出結果は、図16のようになる。
これにより、組み合わせ選択部13は、組み合わせAに属している目標候補(1,1),(2,2)のドップラ周波数fd、PRI内の距離rpri及びPRI内距離折返し数NR,rtnを目標相対速度・相対距離算出部14に出力する。
表示器15は、目標相対速度・相対距離算出部14が各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを算出すると、目標情報として、各目標候補の相対速度v及び相対距離Rを画面上に表示する。
また、PRI内距離アンビギュィティを解き、高分解能なPRI内距離を用いることで、高分解能な距離を算出することが可能になる。
具体的には、周波数領域変換処理部11が、受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)をFFTする前に、例えば、PRI方向にハミング窓を受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に乗算することで、クラッタのビート周波数方向のサイドローブを抑圧するようにしてもよい。
これにより、クラッタサイドローブに埋もれずに、目標候補の検出性能を高めることが可能になる。
具体的には、周波数領域変換処理部11が、レーダとメインビームクラッタの関係に基づいて、PRI方向にメインビームクラッタを抑圧するフィルタ(FIR(Finite Impulse Response)フィルタ、あるいは、IIR(Infinite Impulse Response)フィルタ)を用いて、受信ビデオ信号SV(n)やパルス圧縮信号RV・Ex(n,l)に対するフィルタ処理を実施するようにしてもよい。
具体的には、相関処理部10が、受信ビート信号S(n,m)と参照信号Ex(mτ)の相関処理を実施する前に、例えば、PRI内距離方向にハミング窓を参照信号Ex(mτ)に乗算することで、PRI内距離方向のサイドローブを抑圧するようにしてもよい。
これにより、クラッタサイドローブに埋もれずに、目標候補の検出性能を高めることが可能になる。
図17はこの発明の実施の形態2によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
組み合わせ選択部20は図1の組み合わせ選択部13と同様に、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補と、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数fd、ビート周波数fb及びPRI内距離rpriに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施するものであるが、図1の組み合わせ選択部13と異なり、ビート周波数fbの差分の総和又はドップラ周波数fdの差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択するようにしている。なお、組み合わせ選択部20は組み合わせ選択手段を構成している。
ただし、組み合わせ選択部13の代わりに、組み合わせ選択部20が信号処理器9に実装されている点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、組み合わせ選択部20の処理内容だけを説明する。
式(27)が示すビート周波数の差分DiPD,iRGH,nR,rtnを常に正確に算出することができれば、正しい組み合わせを選択することができるが、雑音や観測誤差等の影響で、式(27)が示すビート周波数の差分DiPD,iRGH,nR,rtnを正確に算出することができない場合がある。
組み合わせA 組み合わせB
min(D1,1,nR,rtn) < min(D1,2,nR,rtn)
min(D2,2,nR,rtn) < min(D2,1,nR,rtn)
雑音や観測誤差等の影響で、下記のように算出されることがある(図18を参照)。
組み合わせA 組み合わせB
min(D1,1,nR,rtn) < min(D1,2,nR,rtn)
min(D2,2,nR,rtn) > min(D2,1,nR,rtn)
そこで、この実施の形態2の組み合わせ選択部20では、一時的な誤差の影響を低減して、正しい組み合わせを選択できるようにするため、下記の式(33)に示すように、式(28)の算出結果の組み合わせ候補の総和を算出する。
そして、組み合わせ選択部20は、上記の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択する。
これにより、組み合わせ選択部20は、組み合わせAに属している目標候補(1,1),(2,2)のドップラ周波数fd、PRI内の距離rpri及びPRI内距離折返し数NR,rtnを目標相対速度・相対距離算出部14に出力する。
図19はこの発明の実施の形態3によるレーダ装置を示す構成図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
組み合わせ選択部30は図1の組み合わせ選択部13と同様に、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補と、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数fd、ビート周波数fb及びPRI内距離rpriに基づいて正しい組み合わせを選択する処理を実施するものであるが、図1の組み合わせ選択部13と異なり、目標候補検出部12により周波数領域の受信ビデオ信号F”V(kV)から検出された目標候補の数と、PRI内の距離−ビート周波数マップRFMRPC(kh,l)から検出された目標候補の数とが異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定してから全ての目標候補の組み合わせを決定し、全ての目標候補の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択するようにしている。なお、組み合わせ選択部30は組み合わせ選択手段を構成している。
ただし、組み合わせ選択部13の代わりに、組み合わせ選択部30が信号処理器9に実装されている点以外は、上記実施の形態1と同様であるため、組み合わせ選択部30の処理内容だけを説明する。
図20では、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が2個、RGH処理で検出された目標候補の数が3個である例を示している。
組み合わせ選択部30は、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数とRGH処理で検出された目標候補の数が異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定する。
図20の例では、パルスドップラ処理で検出された目標候補の数が、RGH処理で検出された目標候補の数より1個少ないので、下記の式(34)に示すように、RGH処理で検出された何れかの目標候補のドップラ周波数fdが、パルスドップラ処理で検出された目標候補(1)と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
また、下記の式(35)に示すように、RGH処理で検出された何れかの目標候補のドップラ周波数fdが、パルスドップラ処理で検出された目標候補(2)と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
あるいは、図17の組み合わせ選択部20と同様に、式(33)を算出することで、複数の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択する。
また、パルスドップラ処理で検出された何れかの目標候補のビート周波数fb及びPRI内距離rpriが、RGH処理で検出された目標候補(2)と同等であると仮定して、全ての組み合わせを決定する。
Claims (12)
- 第1の処理期間中では一定周波数のキャリア信号をパルス変調し、第2の処理期間中では複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調し、パルス変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する送信手段と、上記送信手段から空間に放射された送信信号が目標に反射されて戻ってくると、上記送信信号を受信信号として受信し、第1の処理期間中では上記一定周波数のキャリア信号を用いて、上記受信信号を受信ビデオ信号に変換し、第2の処理期間中では上記周波数変調されているキャリア信号を用いて、上記受信信号を受信ビート信号に変換する受信手段と、上記受信手段により変換された受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビデオ信号を出力するとともに、上記受信手段により変換された受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することで、パルス繰り返し周期内の距離とビート周波数を示す距離−ビート周波数マップを生成する周波数領域変換手段と、上記周波数領域変換手段から出力された周波数領域の受信ビデオ信号から目標候補を検出するとともに、上記周波数領域変換手段により生成された距離−ビート周波数マップから目標候補を検出する目標候補検出手段と、上記目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補と距離−ビート周波数マップから検出された目標候補との組み合わせの中から、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離に基づいて正しい組み合わせを選択する組み合わせ選択手段と、上記組み合わせ選択手段により選択された組み合わせに係る各目標候補のドップラ周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補の相対速度及び相対距離を算出する相対速度・相対距離算出手段とを備えたレーダ装置。
- 送信手段は、パルス繰り返し周期内の距離の距離アンビギュィティが解消され、かつ、ビート周波数から算出される距離の距離分解能より、パルス繰り返し周期内の距離分解能が高くなるパラメータに基づいて、複数のパルス繰り返し周期に渡って周波数変調されているキャリア信号をパルス変調することを特徴とする請求項1記載のレーダ装置。
- 組み合わせ選択手段は、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分又は上記ドップラ周波数の差分が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択することを特徴とする請求項1または請求項2記載のレーダ装置。
- 組み合わせ選択手段は、各目標候補のドップラ周波数、ビート周波数及びパルス繰り返し周期内の距離を用いて、各目標候補のビート周波数の差分又はドップラ周波数の差分を算出し、各目標候補のビート周波数の差分の総和又は上記ドップラ周波数の差分の総和が最小となる組み合わせが、正しい組み合わせであるとして選択することを特徴とする請求項1または請求項2記載のレーダ装置。
- 組み合わせ選択手段は、目標候補検出手段により周波数領域の受信ビデオ信号から検出された目標候補の数と、距離−ビート周波数マップから検出された目標候補の数とが異なる場合、双方の目標候補の数を同数に設定してから全ての目標候補の組み合わせを決定し、全ての目標候補の組み合わせの中から、正しい組み合わせを選択することを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。
- 周波数領域変換手段は、受信ビデオ信号又は受信ビート信号に対するフィルタ処理を実施して、クラッタの影響の低減を図ることを特徴とする請求項1から請求項5のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。
- 周波数領域変換手段は、受信ビデオ信号又は受信ビート信号に対する窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図ることを特徴とする請求項1から請求項5のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。
- 周波数領域変換手段は、受信手段により変換された受信ビデオ信号に係るパルス数よりも大きい点数で、上記受信ビデオ信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項1から請求項7のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。
- 周波数領域変換手段は、受信手段により変換された受信ビート信号に係るパルス数よりも大きい点数で、上記受信ビート信号を周波数領域の信号に変換することを特徴とする請求項1から請求項8のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。
- 送信手段がパルス変調後のキャリア信号をパルス内変調し、パルス内変調後のキャリア信号を送信信号として空間に放射する場合、
上記受信手段により変換された受信ビート信号と上記送信信号のパルス内変調成分に相当する参照信号との相関処理を行う相関手段が設けられていることを特徴とする請求項1から請求項9のうちのいずれか1項記載のレーダ装置。 - 相関手段は、相関時に窓関数処理を実施して、クラッタの影響の低減を図ることを特徴とする請求項10記載のレーダ装置。
- 相関手段は、受信手段により変換された受信ビート信号及び参照信号を周波数領域の信号に変換して、周波数領域の受信ビート信号と周波数領域の参照信号との相関処理を実施し、相関処理後の信号のサンプリング数よりも大きい点数で、その相関処理結果を時間領域の信号に変換することを特徴とする請求項10記載のレーダ装置。
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