JP2010175457A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ドップラー周波数の変化を考慮してドップラー補正を行い、超分解能測距精度の改善を図る。
【解決手段】送信周波数をステップ状に変化させた電波を生成して送信するとともに、当該電波が目標（４）で反射した反射波を受信する送受信手段（１，２，３，５，６）と、送受信手段による受信信号に基づいて、目標（４）の検出情報を目標信号として出力する目標検出処理手段（７，８，９）と、目標検出処理手段からの目標信号が入力されて、送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化に基づいて、目標信号の位相を補正したドップラー補正信号を出力するドップラー補正処理手段（１０）と、ドップラー補正処理手段からのドップラー補正信号に基づいて、目標（４）までの距離を超分解能測距する超分解能処理手段（１１）とを備えている。
【選択図】図１

Description

この発明は、目標を検出するためのレーダ装置に関するものである。

図１５は、例えば下記の非特許文献１に示されるような従来の超分解能測距方式の構成例を示している。１は周波数をステップ状に変えて電波を生成する多周波発振器、２は電波の送信と受信を切り換えるサーキュレータ、３は電波の送信または受信を行う送受信アンテナ、４は検出対象の目標、５は受信信号と参照信号とをミキシングするミキサー、６は受信信号の帯域制限および位相検波を行う受信機、７はアナログ信号をサンプリングしてディジタル信号を生成するＡ／Ｄ変換器、８は高速フーリエ変換を行って受信信号のドップラー周波数を求めるパルスヒット方向ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算器、２３は目標信号のドップラー周波数が送信周波数に依存しないことを想定して目標４の距離と速度とを検出する非周波数依存型目標検出手段、２４はドップラー変調により変動したパルスヒット方向ＦＦＴ演算器８からの出力信号の目標信号成分の位相と振幅を、送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化を考慮することなく補正する非周波数依存型ドップラー補正手段、１１は目標距離を超分解能測距する超分解能測距手段である。

図１６は従来の超分解能測距手段１１の内部構成を表している。図１６に示すように、超分解能測距手段１１には、非周波数依存型ドップラー補正手段２４からドップラー補正信号が入力されて、それらを用いた相関行列を生成する相関行列生成手段１７と、当該相関行列に対する固有値と固有ベクトルとを算出するＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）用固有ベクトル算出手段２５と、当該固有ベクトルを雑音空間としてＭＵＳＩＣ処理を行うＭＵＳＩＣ処理手段２６とが設けられている。

次に動作について説明する。多周波発振器１から、予め設定された時間チャートに従って、送信周波数がステップ状に大きくなっていく電波が生成される。具体的には、例えば、図１７に示す時間チャートに従って、所定の時間間隔ごとに送信周波数がΔｆずつステップ状に大きくなっていくｆ_１からｆ_Ｎのパルスが順次生成され、サーキュレータ２を通して送受信アンテナ３から外部に出力される。検出対象の目標４で反射したパルスは、送受信アンテナ３に戻ってきて、そこで受信される。受信パルスは、ミキサー５にて、多周波発振器１から出力される参照信号（送信信号と同じ信号）とミキシングされた後、受信機６で帯域制限および位相検波される。受信機６からの出力信号はアナログ信号であるため、Ａ／Ｄ変換器７にて、予め設定された周期Ｔ_ｓａｍｐでサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号が出力される。以下、送信周波数をｆｎ（１≦ｎ≦Ｎ）、パルスヒット数をｎ_ｐ（１≦ｎ_ｐ≦Ｎ_ｐ）、レンジビンｎ_ｒ（１≦ｎ_ｒ≦Ｎ_ｒ）のＡ／Ｄ変換出力信号をｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}と表記する。パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８−＃ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）では、Ａ／Ｄ変換出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}のドップラー周波数成分であるドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}を次式（１）により算出する。次式（１）でｗ_ｎｐはＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行う際の重みを表している。

算出されたドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}は、非周波数依存型目標検出手段２３と非周波数依存型ドップラー補正手段２４−＃ｎに伝達される。非周波数依存型目標検出手段２３では、ドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}の電力値｜ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}｜^２と誤警報確率（雑音を目標信号と誤る確率）を基準に定められたスレッショルド（閾値）とを比較し、目標信号の存在するレンジビンの推定値ｎ_ｒチルドとドップラービンの推定値ｎ_ｄチルドの組（ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）を求める。また、次式（２）により、各組（ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）に対応する目標の速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）を算出する。なお、ここで、あらかじめ定められた送信周波数番号ｎ_０の送信周波数ｆ_ｎ０を用いる。また、ｃは光速、Ｔ_ＰＲＩは同一送信周波数の繰り返し周期を表している。

レンジビン推定値と速度推定値の組（ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）と対応する目標の速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）を非周波数依存型ドップラー補正手段２４−＃ｎに伝達する。非周波数依存型ドップラー補正手段２４−＃ｎでは、次式（３）によりドップラー補正信号

を求める。なお、ここで、非周波数依存型ドップラー補正手段２４−＃ｎは、送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化を考慮しないで、単に、ドップラー補正を行っている。

こうして求められたドップラー補正信号

は超分解能測距手段１１に伝達される。超分解能測距手段１１の内部では、図１６に示すように、まず、ドップラー補正信号

は相関行列生成手段１７に伝達される。相関行列生成手段１７では次式（４）により相関行列

を生成する。

ここで、Mは相関行列の次元数、

はベクトル

の共役転置を表している。相関行列

はＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段２５に伝達される。ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段２５では、相関行列

の固有値

と、固有値

に対応する固有ベクトル

を求める。固有値

の大きさ等から目標数Kを推定する。そして、固有ベクトル

を出力する。固有ベクトル

はＭＵＳＩＣ処理手段２６に伝達される。ＭＵＳＩＣ処理手段２６では、固有ベクトル

を雑音空間としてＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）処理を行う。具体的には、目標距離をｒとして、次式（５）によりステアリングベクトルａ（ｒ）を生成する。

固有ベクトル

の全てに直交するＫ種類のステアリングａ（ｒ）を求める。このときのｒを

とする。

は、ｋ番目の目標の距離を表している（１≦ｋ≦Ｋ）。以上の処理により、ドップラー分解能およびレンジ分解能よりも近接した、Ｋ種類の目標について距離が求まる。

稲葉敬之、"多周波ステップＩＣＷレーダによる多目標分離法"、電子情報通信学会論文誌 Ｂ、Vol．J89−B、No.3、pp.373-383、電子情報通信学会

従来のレーダ装置は、上記のように構成されていたので、送信周波数が変化したことによって発生するドップラー周波数の変化を考慮していなかった。そのため、超分解能測距精度が劣化するという問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、ドップラー周波数の変化を考慮してドップラー補正を行い、超分解能測距精度の改善を図るレーダ装置を得ることを目的としている。

この発明は、送信周波数をステップ状に変化させた電波を生成して送信するとともに、当該電波が検出対象の目標で反射した反射波を受信する送受信手段と、前記送受信手段による受信信号に基づいて、前記目標の検出情報を目標信号として出力する目標検出処理手段と、前記目標検出処理手段からの前記目標信号が入力されて、前記送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化に基づいて、前記目標信号の位相を補正したドップラー補正信号を出力するドップラー補正処理手段と、前記ドップラー補正処理手段からの前記ドップラー補正信号に基づいて、前記目標までの距離を超分解能測距する超分解能処理手段とを備えたレーダ装置である。

この発明は、送信周波数をステップ状に変化させた電波を生成して送信するとともに、当該電波が検出対象の目標で反射した反射波を受信する送受信手段と、前記送受信手段による受信信号に基づいて、前記目標の検出情報を目標信号として出力する目標検出処理手段と、前記目標検出処理手段からの前記目標信号が入力されて、前記送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化に基づいて、前記目標信号の位相を補正したドップラー補正信号を出力するドップラー補正処理手段と、前記ドップラー補正処理手段からの前記ドップラー補正信号に基づいて、前記目標までの距離を超分解能測距する超分解能処理手段とを備えたレーダ装置であるので、ドップラー周波数の変化を考慮してドップラー補正を行い、超分解能測距精度の改善を図ることができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の動作を示した時間チャートである。 この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態５に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態５に係るレーダ装置に設けられた高速型超分解能測距手段の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態６に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態７に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態８に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態９に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態１０に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態１１に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態１２に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。 従来のレーダ装置の構成を示したブロック図である。 従来のレーダ装置に設けられた超分解能測距手段の構成を示したブロック図である。 従来のレーダ装置の動作を示した時間チャートである。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係るレーダ装置について説明する。図１は、実施の形態１におけるレーダ装置の構成を示している。図１において、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、超分解能測距手段１１は、図１５に示した従来装置と同じであるため、ここでは説明を省略する。９は、目標検出処理を行って、送信周波数ごとのドップラー周波数推定値とレンジビン推定値を出力する目標検出手段、１０は、送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化を考慮してパルスヒット方向ＦＦＴ出力信号に関してドップラー補正を行うＦＦＴ後ドップラー補正手段である。なお、本実施の形態１においては、超分解能測距手段１１の内部構成は、図１６に示したものと同じであるため、ここでは説明を省略する。

次に、動作について説明する。まず、上述の従来例と同様に、多周波発振器１から、図１７に示す時間チャートに従って、送信周波数がｆ_１からｆ_Ｎにステップ状に変化するパルスが順次生成され、サーキュレータ２を通して送受信アンテナ３から外部に出力される。目標４で反射したパルスは再び送受信アンテナ３で受信される。受信パルスは、ミキサー５にて、多周波発振器１から出力される参照信号（送信信号と同じ信号）とミキシングされた後、受信機６で帯域制限および位相検波される。受信機６からの出力信号はＡ／Ｄ変換器７にて、周期Ｔ_ｓａｍｐでサンプリングされ、Ａ／Ｄ変換されたディジタル信号が出力される。送信周波数がｆｎ（１≦ｎ≦Ｎ）、パルスヒット数がｎ_ｐ（１≦ｎ_ｐ≦Ｎ_ｐ）、レンジビンがｎ_ｒ（１≦ｎ_ｒ≦Ｎ_ｒ）のＡ／Ｄ変換出力信号をｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}と表記する。パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８−＃ｎでは、Ａ／Ｄ変換出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}のドップラー周波数成分であるドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}を上記の式（１）により算出する。

ここまでの動作は、上述した従来例と同じであるが、本実施の形態１においては、次に、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８−＃ｎから出力されたドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}が目標検出手段９とＦＦＴ後ドップラー補正手段１０とに伝達される。目標検出手段９では、まず、ドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}の電力値｜ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}｜^２と誤警報確率（雑音を目標信号と誤る確率）を基準にして定められたスレッショルド（閾値）とを比較し、送信周波数番号ｎと目標信号の存在するレンジビンの推定値ｎ_ｒチルドとドップラービンの推定値ｎ_ｄチルドの組（ｎ，ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）を求める。次に、これらの組の内、送信周波数番号ｎを１からＮまで変えたときにドップラービン推定値ｎ_ｄチルドが連続して変わる組の集合を検出する。この組の集合を

とする。また、上記（２）式により、各組（ｎ，ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）に対応する目標４の速度推定値を算出する。次に、送信周波数番号とレンジビン推定値及びドップラービン推定値の組

と式（２）により求めた上記速度推定値

とを、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎに伝達する。ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎでは、次式（６）によりドップラー補正信号

を生成する。なお、このとき、次式（６）から明らかなように、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎは、送信周波数ｆ_ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）の違いによるドップラー周波数の変化に基づいてパルスヒット方向ＦＦＴ出力信号に関してドップラー補正を行っている。

こうして生成されたドップラー補正信号

は超分解能測距手段１１に伝達される。超分解能測距手段１１は、従来例と同様に動作し、Ｋ種類の測距値

が求まる。

以上のように、本発明の実施の形態１によるレーダ装置によれば、送信周波数をステップ状に変えて電波を生成し、目標で反射して戻ってきた電波を受信する送受信系と、目標情報を検出する目標検出処理系と、送信周波数が異なることでドップラー周波数が変化することを考慮してドップラーに起因して回転する目標信号の位相を補正するドップラー補正処理系と、目標の距離を超分解能測距する超分解能処理系とを備えて、ドップラー周波数の変化を考慮してドップラー補正を行うことができるため、超分解能測距精度の改善を図ることができるという効果が得られる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係るレーダ装置について説明する。図２は、実施の形態２におけるレーダ装置の構成を示している。図２において、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、目標検出手段９、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０、超分解能測距手段１１は、上記の実施の形態１と同じである。１２は、ドップラー周波数を高精度に推定する高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器である。上記の図１に示した実施の形態１との構成の違いは、本実施の形態２においては、図１に示したパルスヒット方向ＦＦＴ演算器８の代わりに、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器１２が設けられている点である。

次に動作について説明する。まず、上記の実施の形態１と同様に動作し、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、Ａ／Ｄ変換器７から信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態２においては、次に、Ａ／Ｄ変換器７からの出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器１２−＃ｎに入力される。高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器１２−＃ｎでは、次式（７）により、ドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}を算出する。次式（７）では、ドップラー周波数をL倍の高精度で推定することを想定している。

こうして算出されたドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}は、目標検出手段９とＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎに伝達される。以降は、実施の形態１と同様に動作し、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態２では、上記の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器１２を設けて、目標信号のドップラー周波数を高精度推定することで、目標の速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド，ｎ_ｒチルド）が高精度に求まり、ドップラー補正を高精度に行えるという効果が得られる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係るレーダ装置について説明する。図３は実施の形態３におけるレーダ装置の構成を示している。図３において、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、目標検出手段９、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０、超分解能測距手段１１は、上記の実施の形態１と同じである。１３は、送信周波数がステップ状に変化する、符号変調の施されたパルスを生成する符号変調型多周波発振器、１４は符号変調の施されたパルスを圧縮するパルス圧縮手段である。図１に示した実施の形態１との構成の違いは、本実施の形態３では、図１の多周波発振器１の代わりに、符号変調型多周波発振器１３が設けられている点と、Ａ／Ｄ変換器７とパルスヒット方向ＦＦＴ演算器８との間にパルス圧縮手段１４が設けられている点が異なる。

次に動作について説明する。符号変調型多周波発振器１３で、あらかじめ生成したランダム符号列の値（＋１か−１のいずれか）に従って、チップ幅Ｔ_ｃｈｉｐごとに位相を０°か１８０°のいずれかだけ回転させる。次に、図４に示す時間チャートに従って、所定の時間間隔ごとに送信周波数がΔｆずつステップ状に大きくなっていくｆ_１からｆ_Ｎのパルスが順次生成され、サーキュレータ２を通して送受信アンテナ３から出力される。以降は実施の形態１と同様に動作し、Ａ／Ｄ変換器７から出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態においては、出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}は、パルス圧縮手段１４−＃ｎに入力される。なお、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期Ｔ_ｓａｍｐでパルスをサンプリングした場合、Ｎ_ｇサンプリングの範囲でパルスがサンプリングされるものとする。パルス圧縮手段１４−＃ｎでは、まず1レンジビンに静止目標がいるときのＡ／Ｄ変換器７からの出力信号を模擬した参照信号ｈ_ｎ，ｎｇ（１≦ｎ_ｇ≦Ｎ_ｇ）を用い、ｎ_ｒレンジビンの相関信号ｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，ｎｇ}を次式（８）により算出する。次式（８）でｈ^＊ _ｎ，ｎｇは、参照信号ｈ_ｎ，ｎｇの複素共役を表す。

次に、算出された相関信号ｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，１}，・・・，ｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，Ｎｇ}にＦＦＴ演算を施し、相関信号周波数成分ｆｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，１}，・・・，ｆｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，Ｎｇ}を求め、｜ｆｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，１}｜^２，・・・，｜ｆｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，Ｎｇ}｜^２を最大にする相関信号周波数成分をｆｙ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ，ｎｄ（）}として、次式（９）に示す通り、これをパルス圧縮信号ｓ’_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}とする。

パルス圧縮信号ｓ’_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}はパルスヒット方向ＦＦＴ８−＃ｎに伝達され、以降は実施の形態１のと同様に動作し、目標検出手段９、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎおよび超分解能測距手段１１により、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態３では、上記の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、符号変調の施されたパルスを生成する符号変調型多周波発振器１３と、符号変調の施されたパルスを圧縮するパルス圧縮手段１４とを設けるようにしたので、遠距離目標の目標信号電力が小さい場合でも、パルス圧縮処理による目標信号電力を積分する効果でＳ／Ｎ（信号対雑音電力比）を高くでき、超分解能測距精度がより改善されるという効果が得られる。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係るレーダ装置について説明する。図５は実施の形態４におけるレーダ装置の構成を示している。多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０、超分解能測距手段１１は、実施の形態１と同じである。１６は、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８から出力されるドップラー信号が入力されて、各送信周波数で算出した速度推定値の平均値を出力する速度平均値出力型目標検出手段である。実施の形態１との構成の違いは、本実施の形態４においては、実施の形態１で示した目標検出手段９の代わりに、速度平均値出力型目標検出手段１６が設けられている点が異なる。

次に動作について説明する。まず、実施の形態１と同様に動作し、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８−＃ｎからパルスヒット方向ＦＦＴ出力信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態においては、その後、当該パルスヒット方向ＦＦＴ出力信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}が、速度平均値出力型目標検出手段１６に入力される。速度平均値出力型目標検出手段１６では、実施の形態１の目標検出手段９と同様にして、送信周波数番号、速度推定値及びレンジビン推定値の組の集合

を求めた後、次式（１０）により目標速度の平均値ｖバーを求める。この平均値を求める点が、実施の形態１における目標検出手段９と動作が異なる点である。

こうして求めた送信周波数番号、速度推定値及びレンジビン推定値の組（ｎ，ｎ_ｄチルド（ｎ），ｎ_ｒチルド）、および、目標速度平均値ｖバーを、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎに伝達する。以降は実施の形態１と同様に動作し、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎおよび超分解能測距手段１１により、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態４では、上記の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、速度平均値出力型目標検出手段１７を設けて、各送信周波数にて推定した目標速度を平均するようにしたので、速度推定誤差を小さくできるという効果が得られる。

実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係るレーダ装置について説明する。図６は実施の形態５におけるレーダ装置の構成を示している。図６において、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、目標検出手段９、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０は、上記の実施の形態１と同じである。１５はＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）法を用いることにより超分解能測距処理を高速に行う高速型超分解能測距手段である。実施の形態１との構成の違いは、図１の超分解能測距手段１１の代わりに、高速型超分解能測距手段１５が設けられている点である。

図７は、高速型超分解能測距手段１５の内部構成を表している。図７に示すように、高速型超分解能測距手段１５には、相関行列生成手段１７と、固有ベクトル算出手段１８と、ＥＳＰＲＩＴ処理手段１９とが設けられている。

次に動作について説明する。実施の形態１と同様に動作し、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎからドップラー補正信号

が出力される。ここまでの動作は実施の形態１と同じである。当該信号は、本実施の形態５においては、高速型超分解能測距手段１５に入力される。

高速型超分解能測距手段１５の内部では、図７に示すように、まず、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎからのドップラー補正信号

は、相関行列生成手段１７に伝達される。相関行列生成手段１７は、図１６に示した従来例の相関行列算出手段１７と同様に動作し、相関行列

を生成する。ここで、ｎ_ｄチルドは次式（１１）で表されるものとする。

次に、生成された相関行列

が、固有ベクトル算出手段１８に伝達される。固有ベクトル算出手段１８では、まず、相関行列

の固有値

と、固有値

に対応する固有ベクトル

を求める。また、固有値

の大きさ等から目標数Kを推定する。そして、固有ベクトル

を出力する。固有ベクトル

はＥＳＰＲＩＴ処理手段１９に伝達される。ＥＳＰＲＩＴ処理手段１９では、まず、次式（１２）の行列

を算出する。

次に、次式（１３）により行列

を算出する。なお、次式（１３）で行列

は行列

のエルミート共役を表している。また、行列Ｊ_１、行列Ｊ_２は、それぞれ、（Ｍ−１）行Ｍ列の行列で、Ｊ_１（ｉ，ｋ）は、行列Ｊ_１のｉ行ｋ列の成分を示し、Ｊ_２（ｉ，ｋ）は、行列Ｊ_２のｉ行ｋ列の成分をそれぞれ表している。

次に、次式（１４）により各目標の測距値

を求める。なお、次式（１４）において、

は行列

のk番目の固有値、

は固有値

の偏角をそれぞれ表している。また、ｃは光速を表している。

以上のように、実施の形態５では、上記の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、ＥＳＰＲＩＴ処理手段１９を有した高速型超分解能測距手段１５を設けて、超分解能処理にＥＳＰＲＩＴ処理を用いるようにしたので、より高速に測距値を算出できるという効果が得られる。

実施の形態６．
この発明の実施の形態６に係るレーダ装置について説明する。図８は実施の形態６におけるレーダ装置の構成を示している。図８において、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０、超分解能測距手段１１は、上記の実施の形態１と同じである。２０は、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８からの信号が入力されて、追尾処理により推定された目標速度を併用して速度推定を行う追尾速度推定値併用型目標検出手段である。実施の形態１との構成の違いは、図１の目標検出手段９の代わりに、追尾速度推定値併用型目標検出手段２０が設けられている点である。

次に動作について説明する。まず、実施の形態１と同様に動作し、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８−＃ｎからパルスヒット方向ＦＦＴ出力信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態においては、当該パルスヒット方向ＦＦＴ出力信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}は、追尾速度推定値併用型目標検出手段２０とＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎとに伝達される。追尾速度推定値併用型目標検出手段２０では、まず、図１の目標検出手段９と同様に動作し、上記の式（２）より速度推定値

を算出する。追尾速度推定値併用型目標検出手段２０では、一方、追尾処理によりある時間間隔における移動距離等から推定した目標速度ｖ’チルドも求めており、目標速度ｖ’チルドとの差

を最小にする整数ｌ_０より速度推定値を次式（１５）により更新する。

こうして、追尾速度推定値併用型目標検出手段２０で求めた、送信周波数番号、速度推定値及びレンジビン推定値の組

及び、更新された目標の速度推定値

を、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎに入力する。以降は、実施の形態１と同様に動作し、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０−＃ｎおよび超分解能測距手段１１により、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態６は、上記の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、追尾速度推定値併用型目標検出手段２０を設けて、実施の形態１で示した速度推定値に加えて、追尾処理による移動距離を基に推定される速度推定値を併用するようにしたので、速度アンビギュイティによる速度推定精度の劣化を防止できるという効果が得られる。

実施の形態７．
この発明の実施の形態７に係るレーダ装置について説明する。図９は実施の形態７におけるレーダ装置の構成を示している。多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、目標検出手段９、超分解能測距手段１１は、上記の実施の形態１と同じである。２１は、Ａ／Ｄ変換器７からのディジタル信号と目標検出手段９からの出力信号とが入力されて、Ａ／Ｄ変換器７の出力信号に関してドップラー補正を施すＦＦＴ前ドップラー補正手段、２２は、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１からの出力信号と目標検出手段９からの出力信号とが入力されて、特定のドップラー周波数成分を求めるためのコヒーレント積分手段である。実施の形態１との構成の違いは、図１のＦＦＴ後ドップラー補正手段１０の代わりに、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１とコヒーレント積分手段２２とが設けられている点である。

次に動作について説明する。まず、上記の実施の形態１と同様に動作し、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、Ａ／Ｄ変換器７からＡ／Ｄ変換出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態７においては、Ａ／Ｄ変換器７からのＡ／Ｄ変換出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８−＃ｎとＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎに伝達される。目標検出手段９では実施の形態１と同様に動作して、目標検出手段９から、送信周波数番号と速度推定値及びレンジビン推定値の組（ｎ，ｎ_ｄチルド（ｎ），ｎ_ｒチルド）と、目標の速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド（ｎ_０），ｎ_ｒチルド）とが出力され、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎとコヒーレント積分手段２２−＃ｎとに伝達される。ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎでは、次式（１６）により、ドップラー補正信号

を求める。

ドップラー補正手段２１−＃ｎからのドップラー補正信号

が、コヒーレント積分手段２２−＃ｎに伝達される。コヒーレント積分手段２２−＃ｎでは、ドップラー補正信号

に、特定のドップラー周波数成分を求めるためのコヒーレント積分処理を施し、次式（１７）により、コヒーレント積分信号

を求める。

求められたコヒーレント積分信号

は超分解能測距手段１１に伝達され、以降は実施の形態１と同様に動作し、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態７は、上記の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、ＦＦＴ後ドップラー補正手段１０の代わりに、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１とコヒーレント積分手段２２とを設けるようにしたので、ドップラー周波数の変化を考慮してドップラー補正を行って超分解能測距精度の改善が図れるだけでなく、パルスヒット方向ＦＦＴの前でドップラー補正を行うことで速度推定誤差の周波数依存性が小さくなり、超分解能測距精度がより改善するという効果が得られる。

実施の形態８．
この発明の実施の形態８に係るレーダ装置について説明する。図１０は実施の形態８におけるレーダ装置の構成を示している。多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、目標検出手段９、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１、コヒーレント積分手段２２、超分解能測距手段１１は、上記の実施の形態７と同じである。また、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器１２は実施の形態２と同じである。すなわち、本実施の形態８の構成は、実施の形態７のパルスヒット方向ＦＦＴ演算器８の代わりに、実施の形態２の高精度パルスヒット方向ＦＦＴ１２−＃ｎを設けたものである。

次に動作について説明する。まず、上記の実施の形態１と同様に動作し、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、Ａ／Ｄ変換器７からＡ／Ｄ変換出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態８においては、Ａ／Ｄ変換器７からのＡ／Ｄ変換出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器１２−＃ｎとＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎとに伝達される。高精度パルスヒット方向ＦＦＴ１２−＃ｎに伝達されたＡ／Ｄ変換器出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}は、実施の形態２と同様に処理され、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ１２−＃ｎから目標検出手段９にドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}が入力される。目標検出手段９では、実施の形態１，２と同様に動作して、送信周波数番号と速度推定値及びレンジビン推定値の組（ｎ，ｎ_ｄチルド（ｎ），ｎ_ｒチルド）と、式（２）より目標の速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド（ｎ_０），ｎ_ｒチルド）とが算出され、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎとコヒーレント積分手段２２−＃ｎとにそれらが伝達される。以降は、実施の形態７と同様に動作し、測距値

が求まる。なお、コヒーレント積分手段２２−＃ｎに伝達されたドップラービン（速度推定値）ｎ_ｄチルド（ｎ）は、ＬＮ_ｐ点のＦＦＴで行われたものなので、ｎ_ｄチルド（ｎ）／Ｌを小数点以下１位で四捨五入した整数値を、改めてｎ_ｄチルド（ｎ）とおき、それ以外は、実施の形態７と同様に処理する。

以上のように、実施の形態８は、上記の実施の形態７と同様の効果が得られるとともに、さらに、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ１２−＃ｎを設けて、目標信号のドップラー周波数を高精度推定することで、目標の速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド（ｎ），ｎ_ｒチルド）が高精度に求まり、ドップラー補正を高精度に行えるという効果が得られる。

実施の形態９．
この発明の実施の形態９に係るレーダ装置について説明する。図１１は実施の形態９におけるレーダ装置の構成を示している。サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ８、目標検出手段９、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１、コヒーレント積分手段２２、超分解能測距手段１１は、上記の実施の形態７と同じである。符号変調型多周波発振器１３およびパルス圧縮手段１４は実施の形態３と同じである。すなわち、本実施の形態９の構成は、実施の形態７の多周波発振器１の代わりに実施の形態３の符号変調型多周波発振器１３が設けられ、さらに、Ａ／Ｄ変換器７とパルスヒット方向ＦＦＴ演算器８との間に実施の形態３のパルス圧縮手段１４−＃ｎを設けたものである。

次に動作について説明する。まず、実施の形態３と同様に符号変調型多周波発振器１３が動作して、符号変調の施されたパルスが出力され、その後も、実施の形態３と同様に動作して、Ａ／Ｄ変換器７からＡ／Ｄ変換器出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態においては、当該Ａ／Ｄ変換器出力信号ｓ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}は、パルス圧縮手段１４−＃ｎとＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎに伝達される。以降は、パルス圧縮手段１４と、パルスヒット方向ＦＦＴ８−＃ｎと、目標検出手段９とが、実施の形態３と同様に動作して、目標検出手段９から、送信周波数番号と速度推定値及びレンジビン推定値の組（ｎ，ｎ_ｄチルド（ｎ），ｎ_ｒチルド）と、式（２）により求めた速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド（ｎ_０），ｎ_ｒチルド）とが出力され、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎとコヒーレント積分手段２２−＃ｎとに伝達される。以降は、実施の形態７と同様に動作し、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態９では、実施の形態７と同様の効果が得られるとともに、さらに、実施の形態３と同様に、符号変調型多周波発振器１３とパルス圧縮手段１４とを備えるようにしたので、遠距離目標の目標信号電力が小さい場合でも、パルス圧縮処理による目標信号電力を積分する効果で、Ｓ／Ｎ（信号対雑音電力比）を高くでき、超分解能測距精度が改善されるという効果が得られる。

実施の形態１０．
この発明の実施の形態１０に係るレーダ装置について説明する。図１２は実施の形態１０におけるレーダ装置の構成を示している。多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ８、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１、コヒーレント積分手段２２、超分解能測距手段１１は、上記の実施の形態７と同じである。速度平均値出力型目標検出手段１６は実施の形態４と同じである。すなわち、本実施の形態１０の構成は、実施の形態７の目標検出手段９の代わりに、実施の形態４の速度平均値出力型目標検出手段１６を設けたものである。

次に動作について説明する。まず、実施の形態７と同様に、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８−＃ｎからドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}が出力される。次に、本実施の形態においては、パルスヒット方向ＦＦＴ８−＃ｎから出力されたドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｄ，ｎｒ}が、速度平均値出力型目標検出手段１６に伝達される。速度平均値出力型目標検出手段１６では、実施の形態４と同様に動作し、送信周波数番号と速度推定値及びレンジビン推定値の組（ｎ，ｎ_ｄチルド（ｎ），ｎ_ｒチルド）と、目標速度平均値ｖバーとが出力され、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎとコヒーレント積分手段２２−＃ｎとに伝達される。以降は、実施の形態７と同様に動作し、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態１０では、上記の実施の形態７と同様の効果が得られるとともに、実施の形態３と同様に、速度平均値出力型目標検出手段１６を設けるようにしたので、各送信周波数にて推定した目標速度を平均する効果で速度推定誤差を小さくできるという効果が得られる。

実施の形態１１．
この発明の実施の形態１１に係るレーダ装置について説明する。図１３は実施の形態１１におけるレーダ装置の構成を示している。多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、目標検出手段９、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１、コヒーレント積分手段２２は、上記の実施の形態７と同じである。高速型超分解能測距手段１５は実施の形態５と同じである。すなわち、本実施の形態１１の構成は、実施の形態７の超分解能測距手段１１の代わりに、実施の形態５の高速型超分解能測距手段１５が設けられているものである。

次に動作について説明する。多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信される。以降、実施の形態７と同様に動作し、コヒーレント積分手段２２からコヒーレント積分信号

が高速型超分解能測距手段１５に伝達される。以降は、実施の形態５の高速型超分解能測距手段１５と同様に動作し、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態１１では、実施の形態７と同様の効果が得られるとともに、さらに、高速型超分解能測距手段１５を設けるようにしたので、超分解能処理にＥＳＰＲＩＴを用いる効果で、高速に測距値を算出できるという効果が得られる。

実施の形態１２．
この発明の実施の形態１２に係るレーダ装置について説明する。図１４は実施の形態１２におけるレーダ装置の構成を示している。多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、目標４、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ演算器８、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１、コヒーレント積分手段２２は、上記の実施の形態７と同じである。追尾速度推定値併用型目標検出手段２０は実施の形態６と同じである。すなわち、本実施の形態１２の構成は、実施の形態７の目標検出手段９の代わりに、実施の形態６の追尾速度推定値併用型目標検出手段２０を設けたものである。

次に動作について説明する。実施の形態７と同様に、多周波発振器１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信され、パルスヒット方向ＦＦＴ演算部８−＃ｎからドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}が出力される。本実施の形態においては、当該ドップラー信号ｐ_{ｎ，ｎｐ，ｎｒ}は、追尾速度推定値併用型目標検出手段２０に伝達される。追尾速度推定値併用型目標検出手段２０は、実施の形態６と同様に動作し、追尾速度推定値併用型目標検出手段２０から、送信周波数番号と速度推定値及びレンジビン推定値の組（ｎ，ｎ_ｄチルド（ｎ），ｎ_ｒチルド）と、追尾処理により推定された目標速度推定値を用いて更新された目標速度推定値ｖチルド（ｎ_ｄチルド（ｎ_０），ｎ_ｒチルド）とが出力され、ＦＦＴ前ドップラー補正手段２１−＃ｎとコヒーレント積分手段２２−＃ｎとに伝達される。以降は実施の形態７と同様に動作し、測距値

が求まる。

以上のように、実施の形態１２は、実施の形態７と同様の効果が得られるとともに、さらに、追尾速度推定値併用型目標検出手段２０を設けて、移動距離を基に推定される速度推定値を併用しているので、速度アンビギュイティによる速度推定精度の劣化を防止できる。

上記の説明においては、実施の形態２〜７を実施の形態１の変形例として説明し、実施の形態８〜１２を実施の形態７の変形例として説明したが、その場合に限らず、各実施の形態２〜１２を組み合わせてレーダ装置を構成してもよいことは言うまでもない。なお、その場合においても、上述した効果が得られる。

１ 多周波発振器、２ サーキュレータ、３ 送受信アンテナ、４ 目標、５ ミキサー、６ 受信機、７ Ａ／Ｄ変換器、８ パルスヒット方向ＦＦＴ演算器、９ 目標検出手段、１０ ＦＦＴ後ドップラー補正手段、１１ 超分解能測距手段、１２ 高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器、１３ 符号変調型多周波発振器、１４ パルス圧縮手段、１５ 高速型超分解能測距手段、１６ 速度平均値出力型目標検出手段、１７ 相関行列生成手段、１８ 固有ベクトル算出手段、１９ ＥＳＰＲＩＴ処理手段、２０ 追尾速度推定値併用型目標検出手段、２１ ＦＦＴ前ドップラー補正手段、２２ コヒーレント積分手段、２３ 非周波数依存型目標検出手段、２４ 非周波数依存型ドップラー補正手段、２５ ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段、２６ ＭＵＳＩＣ処理手段。

Claims (11)

1. 送信周波数をステップ状に変化させた電波を生成して送信するとともに、当該電波が検出対象の目標で反射した反射波を受信する送受信手段と、
   前記送受信手段による受信信号に基づいて、前記目標の検出情報を目標信号として出力する目標検出処理手段と、
   前記目標検出処理手段からの前記目標信号が入力されて、前記送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化に基づいて、前記目標信号の位相を補正したドップラー補正信号を出力するドップラー補正処理手段と、
   前記ドップラー補正処理手段からの前記ドップラー補正信号に基づいて、前記目標までの距離を超分解能測距する超分解能処理手段と
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記目標検出処理手段は、
   前記送受信手段で受信されたアナログ信号をサンプリングしてディジタル信号を生成するＡ／Ｄ変換器と、
   前記Ａ／Ｄ変換器からのディジタル信号が入力されて、当該ディジタル信号を用いて高速フーリエ変換を行い、受信信号のドップラー周波数を求めるパルスヒット方向高速フーリエ変換手段と、
   前記パルスヒット方向高速フーリエ変換手段からの前記ドップラー周波数に基づいて、受信信号の送信周波数と前記目標の距離および速度の推定値を検出して出力する目標検出手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記ドップラー補正処理手段は、
   前記パルスヒット方向高速フーリエ変換手段から出力される前記ドップラー周波数と、前記目標検出手段からの受信信号の送信周波数と前記目標の距離および速度の推定値とが入力されて、送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化に基づいて、前記ドップラー周波数の補正を行うＦＦＴ後ドップラー補正手段を
   備えたことを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
4. 前記ドップラー補正処理手段は、
   前記Ａ／Ｄ変換器からのディジタル信号と、前記目標検出手段からの受信信号の送信周波数と前記目標の距離および速度の推定値とが入力されて、送信周波数の違いによるドップラー周波数の変化に基づいて、受信信号のドップラー補正を行うＦＦＴ前ドップラー補正手段と、
   前記ＦＦＴ前ドップラー補正手段からのドップラー補正信号と、前記目標検出手段からの受信信号の送信周波数と前記目標の速度の推定値とが入力されて、当該目標の速度の推定値を用いて前記ドップラー補正信号にコヒーレント積分処理を行って、コヒーレント積分信号を求めてドップラー補正信号として出力するコヒーレント積分手段と
   を備えたことを特徴とする請求項２に記載のレーダ装置。
5. 前記送受信手段は、
   送信周波数をステップ状に変化させた電波を生成する多周波発振器と、
   前記電波の送信または当該電波の反射波の受信を行う送受信アンテナと、
   前記送受信アンテナの送信と受信とを切り換えるサーキュレータと、
   前記送受信アンテナで受信された受信信号と参照信号とをミキシングするミキサーと、
   前記ミキサーからの信号が入力されて、前記受信信号の帯域制限と位相検波を行う受信機と
   を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のレーダ装置。
6. 前記超分解能処理手段は、
   前記ドップラー補正処理手段からのドップラー補正信号が入力されて、受信信号間の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成手段と、
   前記相関行列生成手段によって生成された前記相関行列の固有ベクトルを算出する固有ベクトル算出手段と、
   前記固有ベクトル算出手段によって算出された前記固有ベクトルを用いてＭＵＳＩＣ処理を行い、前記目標の距離を超分解能測距するＭＵＳＩＣ処理手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のレーダ装置。
7. 前記超分解能処理手段は、
   前記ドップラー補正処理手段からのドップラー補正信号が入力されて、受信信号間の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成手段と、
   前記相関行列生成手段によって生成された前記相関行列の固有ベクトルを算出する固有ベクトル算出手段と、
   前記固有ベクトル算出手段によって算出された前記固有ベクトルを用いてＥＳＰＲＩＴ処理を行い、前記目標の距離を超分解能測距処理を行うＥＳＰＲＩＴ処理手段と
   を備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のレーダ装置。
8. 前記パルスヒット方向高速フーリエ変換手段は、高精度にドップラー周波数を推定する高精度パルスヒット方向ＦＦＴ演算器から構成されていることを特徴とする請求項２ないし７のいずれか１項に記載のレーダ装置。
9. 前記送受信手段は、送信周波数がステップ状に変化した、符号変調の施されたパルスを生成する符号変調型多周波発振器を備え、
   前記ドップラー補正処理手段は、
   前記Ａ／Ｄ変換器と前記パルスヒット方向高速フーリエ変換演算器との間に、前記符号変調の施されたパルスを圧縮するパルス圧縮手段をさらに備えた
   ことを特徴とする請求項２ないし８のいずれか１項に記載のレーダ装置。
10. 前記目標検出手段は、さらに、各送信周波数で算出した速度推定値の平均値を出力することを特徴とする請求項２ないし９のいずか１項に記載のレーダ装置。
11. 前記目標検出手段は、さらに、追尾処理により推定された目標速度を併用して速度推定を行うことを特徴とする請求項２ないし９のいずれか１項に記載のレーダ装置。

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