JP2008252301A - 無線通信装置及び送信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】伝送効率を劣化せずにＩＱインバランスを補償する無線通信装置を提供する。
【解決手段】受信したOFDM信号を直交復調して得られる直交復調信号に含まれる伝搬路推定用の既知信号から、サブキャリア毎の伝搬路応答を推定し、前記直交復調信号をフーリエ変換してサブキャリア毎の受信信号を得る。複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低い第１のサブキャリアとＯＦＤＭ信号の周波数帯域の中心周波数を軸に第１のサブキャリアと対称な位置に配置されている第２のサブキャリアの前記受信信号と、複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に高い該第１のサブキャリア近傍に配置されている第３のサブキャリア及び前記中心周波数を軸に第３のサブキャリアと対称な位置に配置されている第４のサブキャリアとの伝搬路応答とを用いて、第１及び第２のサブキャリアで送信された信号を復調する。
【選択図】図１１

Description

本発明は、無線通信装置に関する。

無線通信を高速化することを目的として通信に用いる周波数帯域幅を拡張するとマルチパス伝搬路の伝搬遅延時間差が無視できなくなる。このような伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。このような環境において、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：OFDM）伝送方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信しても符号間干渉に起因する波形歪みを補償することができる方式として知られている。

OFDM伝送方式では信号が複素信号になるため、送信機では直交変調器、受信機では直交復調器を用いる必要がある。この時、直交変調器および直交復調器における同相成分と直交成分の振幅に差が生じたり、９０°位相器に位相誤差が生じると、OFDM信号の複数のサブキャリアのうち、中心周波数に関し周波数軸上で互いに対称な位置にある２つのサブキャリア（当該２つのサブキャリアのうち、中心周波数より高周波数帯のサブキャリアを「上側波帯のサブキャリア」、中心周波数より低周波数帯のサブキャリアを「下側波帯のサブキャリア」と呼ぶことがある）の信号が相互に干渉し、伝送性能が大きく制限されてしまう。

このような環境下において、上下のサブキャリア間の干渉量を推定し、上下のサブキャリアで受信した両信号を用いて最尤推定や空間フィルタリングで信号を判定する手法が提案されている。
A.Tarighat, R.Bagheri, and A.H.Sayed, "Compensation Schemes and Performance Analysis of IQ Imbalances in OFDM Receivers," IEEE Trans. Signal Processing, vol.8, no.8, pp.3257-3268, Aug.2005. 鎌田裕之，阪口啓，荒木純道，"MIMO-OFDMにおける時間軸IQインバランス補償法，"電子情報通信学会技術報告，A・P2005-94，pp.55-60，Oct.2005.

非特許文献１の手法を用いると、直交変復調器による歪みを高い精度で補償することができる。しかし、中心周波数に対して対称な上下のサブキャリア間で相互に干渉する信号の伝搬路応答を行う必要がある。そのため、通常のOFDM伝送方式で要求される伝搬路推定用既知信号の２倍の長さの信号が必要となり、伝送効率が劣化するという問題点があった。

これに対し、非特許文献２の手法では、中心周波数に対して対称な上下のサブキャリア間で干渉する信号の伝搬路応答を時間領域でインパルス応答を推定することによって実現している。

非特許文献２は、従来のOFDM伝送と同じ長さの伝搬路推定用既知信号しか必要としないため伝送効率の劣化はない。しかし、この手法では伝搬路推定の精度が伝搬路推定用既知信号の信号系列に依存してしまう。従って信号系列によっては伝搬路推定精度が悪くなってしまい、このような伝搬路推定結果を波形ひずみの補正に用いると大幅に伝送特性が劣化してしまう。また、無線通信システムによっては伝搬路推定結果を送信側へフィードバックすることにより送信側でスループットや通信品質の向上を図る手段を講じることが可能であるが、精度の悪い伝搬路推定結果を用いると大幅に伝送特性が劣化してしまう。

このように従来の無線通信装置においては、直交変復調器の振幅・位相の精度によって伝送性能が大きく制限されるという問題点があった。

また、従来の無線通信装置には直交変復調器の不完全性に起因する波形ひずみの補償を行う際に、通常よりも長い伝搬路推定用既知信号が必要となり、伝送効率が劣化してしまうという問題点があった。

その他、短い伝搬路推定用既知信号を用いて伝搬路応答を推定しようとすると、伝搬路推定精度が伝搬路推定用既知信号の系列に依存して、信号系列によっては精度の悪い伝搬路推定結果が得られてしまう。このような伝搬路推定結果を波形ひずみの補正や送信側へのフィードバックに用いると大幅に伝送特性が劣化してしまう場合があった。

そこで本発明は、上記問題点を鑑み、直交変復調器の不完全性により中心周波数を軸として周波数軸上で互いに対称な位置にある２つのサブキャリア間（上側波帯・下側波帯のサブキャリア間）で生じる干渉を伝送効率を劣化させずに補償し、伝送特性を高めることができる無線通信装置を提供することを目的とする。

無線通信装置は、（ａ）複数のサブキャリアを含むOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する受信手段と、（ｂ）前記OFDM信号を直交復調し、直交復調信号を得る直交復調手段と、（ｃ）前記直交復調信号に含まれる伝搬路推定用の既知信号から、サブキャリア毎の伝搬路応答を推定する伝搬路推定手段と、（ｄ）前記直交復調信号をフーリエ変換し、サブキャリア毎の受信信号を得るフーリエ変換手段と、（ｅ）前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低い第１のサブキャリアと前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の中心周波数を軸に該第１のサブキャリアと対称な位置に配置されている第２のサブキャリアとの前記受信信号と、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該第１のサブキャリア近傍に配置されている第３のサブキャリアと前記中心周波数を軸に該第３のサブキャリアと対称な位置に配置されている第４のサブキャリアとの前記伝搬路応答とを用いて、前記第１及び第２のサブキャリアで送信された信号を復調する復調手段とを含む。

本発明によれば、直交変復調器の不完全性により中心周波数を軸として周波数軸上で互いに対称な位置にある２つのサブキャリア間で生じる干渉を、伝送効率を劣化させずに補償する。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態にかかる送信装置の構成例を示したものである。図１において送信信号は、図２に示すように、符号器１８１が、送信すべき情報信号に伝搬路符号化を適用することによって生成される。このように伝搬路符号化を施すことによって信号に冗長性が付加されるため、情報信号の伝送速度は劣化するものの、誤り訂正によって通信品質が向上するため、結果として高いスループット特性が得られることが期待される。

符号器１８１で用いる符号化方式は、無線受信装置が既知な符号化方式であれば、リード・ソロモン符号や畳み込み符号、ターボ符号やLDPC(Low Density Parity Check Codes)など、いかなる符号化方式であってもよい。また、複数の符号化方式を実装し、送信するフレーム毎に符号化方式を変更してもよい。なお、符号器１８１で用いる符号化方式によっては隣接する符号間の相関が高くなるため、図３に示すようにインターリーバー１９１を用いて信号を並び替えるとよい。このとき、インターリーバー１９１は、無線受信装置が既知の並び替え方法であれば、いかなる規則で並び替えを行ってもよい。

以上のようにして生成された送信信号は変調器１０１においてサブキャリア毎に変調が施される。変調器１０１で用いられる変調方式はBPSKやQPSK、8PSKなどの位相変調や16QAM、64QAM、256QAMなどの直交振幅変調などがあげられる。但し、本実施形態では、変調部１０１での変調方式を上述の方式に制限するものではない。変調部１０１では、無線受信装置で既知の変調方式であれば、上述の変調方式のうちのいずれかを用いてもよいし、これら以外の変調方式を用いてもよい。

一般に、OFDM伝送では送信装置と受信装置間のローカル周波数のずれや位相のずれや伝搬路変動を補正するために、全てのサブキャリアで情報を送信するのではなく、一部のサブキャリアでは受信装置が既知の信号を送信する。当該サブキャリアをここではパイロットサブキャリアと呼び、情報を送信するサブキャリアをデータサブキャリアと呼ぶ。

パイロット生成部１１１では、パイロットサブキャリアで送信するための予め定められた系列の信号を生成する。

逆フーリエ変換部１２１は、以上のデータサブキャリアの信号とパイロットサブキャリアの信号を時間領域の信号にそれぞれ変換する。ここで逆フーリエ変換部１２１における逆フーリエ変換はIDFT(Inverse Digital Fourier Transform)を用いてもIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)を用いても構わない。各サブキャリア用に生成した送信シンボルに対して離散逆フーリエ変換が適用されればいかなる方式を用いても構わない。また、時間領域で信号を巡回シフトさせ、ずらして出力しても、１つのフレーム内で同一のシフト量であれば構わない。

逆フーリエ変換部１２１で逆フーリエ変換を行うことにより得られる、同相成分（Ｉ成分あるいはＩチャネル信号）の信号と直交成分（Ｑ成分あるいはＱチャネル信号）の信号のそれぞれは、ＧＩ(Guard Interval，ガードインターバル)付加部１３１に入力され、OFDMシンボル毎にガードインターバルまたはサイクリックプレフィックスと呼ばれる信号が付加する。これは、伝搬遅延時間の異なるマルチパス信号が到来した時に、信号の周期性を保ち、周波数領域において符号間干渉が生じないようにするためにOFDM伝送において一般的に用いられる手法なので、詳細な説明は省略する。

以上の信号情報の他に、無線通信では一般に同期や伝搬路推定のための既知信号が送信される。このような既知信号を送信する通信システムの一例として、IEEE802.11aにおけるフレームフォーマットを図１３を用いて説明する。図１３においてフレーム先頭部のSP(ショートプリアンブル)４１１が同期用の既知信号となり、続くLP(ロングプリアンブル)４２１が伝搬路推定用の既知信号となる。このような既知信号を送信する際は、ＧＩ付加部１３１と既知信号生成部１２１とのいずれか一方を無線部１５１へ接続するスイッチで、既知信号生成部１２１と無線部１５１を接続することにより、無線部１５１は既知信号生成部１２１で生成された既知信号を送信する。

以上、IEEE802.11aのフレームフォーマットを例に、既知信号の送信について説明したが、本実施形態に係る無線通信装置が受信できる信号はIEEE802.11aに制限されるものではない。

以上の情報信号および既知信号を含むＩ成分の信号とＱ成分の信号は、無線部１５１に入力される。

図１５は無線部１５１の構成例を示したもので、ディジタル―アナログ変換器（digital to analog converter：ＤＡＣ）１５１ａ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５１ｂ、直交変調器１５１ｃ、周波数変換器１５１ｄ、増幅器１５１ｅを含む。

ＤＡＣ１５１ａは、入力されたＩ成分の信号とＱ成分の信号のそれぞれをアナログ信号に変換し、ＬＰＦ１５１ｂで得られたＩ成分とＱ成分のアナログ信号から不要な高周波数成分を除去した後、直交変調器１５１ｃで直交変調し、直交変調信号を生成する。さらに、直交変調信号は、周波数変換器１５１ｄで無線周波数の信号に変換された後、増幅器１５１ｅ及び送信アンテナ１６１を介して送信される。

送信アンテナ１６１は、所望の周波数帯域の信号を送信することができればいかなるアンテナを用いても構わない。

図１１は、図１の送信装置から送信された信号を受信する、第１の実施形態に係る受信装置の構成例を示したものである。

図１１の受信装置は、受信アンテナ２６１、無線部２５１、ＧＩ除去部２０１、伝搬路推定部２２１、フーリエ変換部２１１、受信信号結合部２３１、位相補正部２４１、及び復調部２５１を含む。

受信アンテナ２６１は、所望の周波数帯域の信号を受信することができるアンテナであればいかなるアンテナを用いても構わない。

図１６は、無線部２５１の構成例を示したものである。無線部２５１は、増幅器２５１ａ、周波数変換器２５１ｂ、直交復調器２５１ｃ、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５１ｄ、アナログ―ディジタル変換器（analog to digital converter：ＡＤＣ）２５１ｅを含む。

受信アンテナ２６１で受信した無線周波数の信号は、増幅器２５１ａを介して、周波数変換器２５１ｂに入力し、中間周波数の信号に変換された後、直交復調器２５１ｃで直交復調されて、ベースバンド信号（Ｉ成分とＱ成分のアナログ信号）を得る。得られたＩ成分とＱ成分のアナログ信号は、ＬＰＦ２５１ｄで不要な高周波数成分が除去された後に、ＡＤＣ２５１ｅでＩ成分とＱ成分のデジタル信号に変換される。

無線部２５１からは、Ｉ成分とＱ成分のデジタル信号が出力される。

なお、図１６では、受信した無線周波数の信号を、一旦中間周波数の信号に変換してから複素表現のベースバンド信号に変換しているが、この場合に限らず、受信した無線周波数の信号を複素表現のベースバンド信号に変換することができれば、中間周波数を介せず、無線周波数の信号を直接ベースバンド信号に変換してもよい。この場合には、周波数変換器２５１ｂは不要となる。

また、図１６では、アナログで直交復調を行っているが、この場合に限らず、先に、ＡＤＣでデジタル信号に変換した後に直交復調を行ってもよい。

以上のようにして、無線部２５１から出力されたＩ成分信号とＱ成分信号は、それぞれＧＩ除去部２０１に入力される。送信装置の説明で述べたように、OFDM伝送では一般的にガードインターバルが付加される。図１１のＧＩ除去部２０１では、入力されたＩ成分信号とＱ成分信号のそれぞれから、送信時に付加されたガードインターバル長の信号を除去する。

ガードインターバルが除去されたＩ成分信号とＱ成分信号は、フーリエ変換部２１１に入力される。OFDM伝送では複数のサブキャリアを用いて信号が送信されており、離散フーリエ変換を適用することによって、各サブキャリアで送信された信号を抽出することができきる。図１１のフーリエ変換部２１１はガードインターバルが除かれたＩ成分信号とＱ成分信号に対し、１ＯＦＤＭシンボル長の信号毎に離散フーリエ変換を適用する。ここで、離散フーリエ変換はDFT(Digital Fourier Transform)を用いて演算してもよいし、FFT(Fast Fourier Transform)を用いて演算してもよい。１ＯＦＤＭシンボル毎に離散フーリエ変換することができればいかなる手法を用いても構わない。

次に、フーリエ変換部２１１から出力される信号について説明する。

図１の送信装置から送信される信号では、無線部１５１の直交変調器１５１ｃでＩ成分（Ｉチャネル）とＱ成分（Ｑチャネル）のアナログ信号を直交変調した後に周波数変換器１５１ｅで無線周波数の信号に変換して送信するが、直交変調器１５１ｃをアナログ回路で構成した場合、一般にＩチャネルとＱチャネルの利得を同一に保つことは困難である。また、Ｉチャネルのデジタル−アナログ変換器とＱチャネルのデジタル−アナログ変換器に個体差が生じると、ＩチャネルとＱチャネルに異なる利得が付加されているのと等価になる。さらに、直交変調器においてＩチャネルの信号とＱチャネルの信号を生成する際に正確に９０度の位相差を発生することは困難である。この結果、直交変調器１５１ｃの出力において、ＩチャネルとＱチャネルは振幅が異なり、位相差も９０度からずれてしまう。

以上の現象は、図１７に示すようにモデル化できる。図１７において、ｕ_i（ｔ）とｕ_q（ｔ）はＩチャネルとＱチャネルで送信するベースバンド信号をそれぞれ表している。

乗算部５３１、５３２はこれらのベースバンド信号に対して、発信器５１１から発生されるローカル周波数信号と、該ローカル周波数信号の位相を９０度ずらしたローカル周波数信号とをそれぞれ乗算する。

図１７では、先に説明したようにＤＡＣの個体差を含めたＩチャネル信号とＱチャネル信号の利得の差を、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号とにそれぞれ異なる利得Ｇ_i ^(t)とＧ_q ^(t)を乗算することによって表現している。また、図１７では、先に説明したＩチャネル信号とＱチャネル信号との位相差が９０度にならない現象をＱチャネルに位相がθ^(t)ずれた正弦波を乗算することによって表現している。

この結果、直交変調器１５１ｃの出力は次式（１）で表される。

ただし、ｆはローカル周波数を表している。以上の信号を等価低域系で行列表記すると、次式（２）のように表すことができる。

ただし、ｍ_i(t)、ｍ_q(t)はそれぞれＩチャネル、Ｑチャネルの送信信号を表し、ＩＱインバランスの影響を考慮した等価低域系の複素送信信号
ｍ(t)＝ｍ_i(t)＋ｊｍ_q(t) （ただし、ｊ^２＝−１）
は次式（３）、（４）、（５）、（６）で表すことができる。

このように、送信信号ｕ（ｔ）の複素共役ｕ^＊（ｔ）を用いることによって、ＩＱインバランスの影響で直交性が崩れた環境下においても信号を複素表記することができる。なお、式（３）から明らかなように、ＩＱインバランスの影響で送信信号はα^(t)の歪みが生じるだけでなく、複素共役信号ｕ^＊（ｔ）が不要放射されていることがわかる。後述するようにこの複素共役信号が干渉となり、ＯＦＤＭ伝送の性能を制限してしまう（例えば、式（１９）〜式（２１））。

次に、受信装置における直交復調器２５１ｃでのＩＱインバランスについて考える。図１８は、直交復調器２５１ｃで生じるＩＱインバランスを直交復調部２５１ｃの不完全性でモデル化したものである。

直交復調器２５１ｃでは、入力された受信信号に位相が９０度異なる二つの正弦波（発信器５１２から発生されるローカル周波数信号と、該ローカル周波数信号の位相を９０度ずらしたローカル周波数信号）をそれぞれ乗算し、ＬＰＦ２５１ｄを適用することによって、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号を得る。

しかし、直交復調器２５１ｃも、直交変調器１５１ｃと同様に、９０度の位相差を正確に発生させる事は困難であり、フィルタの利得やアナログ−デジタル変換器の個体差によってＩチャネルとQチャネルの利得も一般に異なってしまう。

図１８において、帯域信号を、
ｙ_i（ｔ）ｃｏｓ（２πｆｔ）−ｙ_q（ｔ）ｓｉｎ（２πｆｔ）
とおくと、直交復調部２５１ｃら出力されるＩチャネル信号ｒ_i（ｔ）とＱチャネル信号ｒ_q（ｔ）は次式（７）で表すことができる。

よって、ＩＱインバランスの影響を考慮した等価低域系の受信信号
ｒ（ｔ）＝ｒ_i（ｔ）＋ｊｒ_q（ｔ）
は次式（８）、（９）、（１０）、（１１）で表すことができる。

このように、直交復調器においても直交変調器と同様に直交性が崩れた環境下における等価低域系信号を複素表記することができる。また、送信装置と同様に受信装置においても、ＩＱインバランスの影響で受信信号に式（１０）で示されるα^(r)の歪みが生じるだけでなく式（８）で示されるように複素共役信号ｙ^＊（ｔ）が付加されることがわかる。

次に、送信装置、受信装置間のマルチパス伝搬路の影響について説明する。
伝搬路のパス数をＬ、各パスの遅延時間をτ₁、各パスの複素振幅をｈ₁とおくと、受信信号ｙ（ｔ）は次式（１２）で表すことができる。

式（１２）に式（３）で示される送信装置の歪みの影響を加えると、次式（１３）のように表される。

さらに、式（８）で示される受信装置のＩＱインバランスの影響を加えることにより、マルチパス伝搬環境下におけるＩＱインバランスの影響を次式（１４）、（１５）、（１６）で表すことができる。

式（１４）より、直交変調器や直交復調器の歪みを示したときと同様に、伝搬路応答の影響を加味してもＩＱインバランスの影響は送信信号ｕ（ｔ）とｕ^＊（ｔ）の線形和で表せることがわかる。

最後にＯＦＤＭ伝送を行う場合にＩＱインバランスが与える影響について説明する。

ＯＦＤＭ伝送の場合、式（１４）で表される受信信号をフーリエ変換し、周波数領域の信号に変換した後、復調を行う。フーリエ変換の時間移動則および複素共役信号のフーリエ変換には、次式（１７）、（１８）の関係がなりたつ。

よって、式（１４）、（１７）、（１８）からｋ番目のサブキャリアで受信する信号ｘ^(k)は、次式（１９）、（２０）、（２１）のように表すことができる。

ここで、ｈ^(k)、ｈ^(-k)は、ＩＱインバランスの影響を含まないｋ番目、−ｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答をそれぞれ表す。ｓ^(k)、ｓ^(-k)は、ｋ番目、−ｋ番目のサブキャリアで送信した変調信号をそれぞれ表している。

以上説明したように、OFDM伝送においてIQインバランスが生じると、受信装置におけるフーリエ変換部が出力する信号は、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアの信号が干渉した信号を出力することがわかる。図１９は、この現象を示したものである。

ｋ番目のサブキャリアの受信信号に、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号が干渉し、−ｋ番目のサブキャリアでも同様にｋ番目のサブキャリアの信号が干渉している。このことから、ｋ番目のサブキャリアの受信信号と−ｋ番目のサブキャリアの受信信号には、ｋ番目と−ｋ番目の２つのサブキャリアで送信された信号が含まれるため、２つのサブキャリアの受信信号を用いて２つのサブキャリアで送信された信号を同時に推定することにより、ＩＱインバランスによるひずみが生じている環境下においても復調を行うことができる。

次式（２２）に示すように、−ｋ番目のサブキャリアの受信信号の複素共役を求め、２つのサブキャリアにおける受信信号を結合した受信信号ベクトルを考える。

ただし、ｎ^(k)、ｎ^(−k)は、ｋ番目のサブキャリアと−ｋ番目のサブキャリアにおける雑音ベクトルを結合したベクトルを表している。

式（２２）は空間多重数が「２」、受信アンテナ数が「２」のMIMO （Multiple Input Multiple Output）信号と等価であり、伝搬路応答を推定することができれば、２つのサブキャリアで受信した信号を用いて２つのサブキャリアで送信された信号を同時に推定する事ができる。このとき、受信アルゴリズムは従来のMIMOで用いられる方式と同一のアルゴリズムが適用可能であり、このようにして信号を推定することによって、ＩＱインバランスの影響を補償できる。

しかし、伝搬路推定用既知信号は、図１３に示したIEEE802.11aのフレームフォーマットのように、一般にｋ番目のサブキャリアと−ｋ番目のサブキャリアの信号が干渉することを想定して設計されてはいない。よって、他のサブキャリアから干渉する信号の伝搬路応答と当該サブキャリアで送信された信号の伝搬路応答を区別することができず、２つのサブキャリアの信号を同時に推定することはできない。

ここで、式（１４）に示したフーリエ変換部２１１でフーリエ変換を施す前の時間領域の信号について考える。ここで、ＩＱインバランスの影響を含めた伝搬路応答で推定すべき信号は（ｌ＝０〜Ｌ−１）のＬ個であり、ガードインターバルのサンプル数がパイロットサブキャリアも含めたOFDM伝送に用いるサブキャリア数の半分以下であり、マルチパス伝搬路のパス数Ｌがガードインターバルのサンプル数よりも少なければ時間領域で、伝搬路推定用既知信号（伝搬路推定用既知信号４２１）とその複素共役信号のインパルス応答ｈ_l ^´とｈ_l ^´´を推定することができる。

伝搬路推定部２２１では伝搬路推定用既知信号４２１が送信されている区間の受信信号を１OFDMシンボル分（１OFDMシンボルはＮ個のサンプルｒ（０）〜ｒ（Ｎ−１）を含む）蓄積し、次式（２３）に示すように受信ベクトルを求める。

さらに、ガードインターバルのサンプル数をＮ_gとおき、伝搬路推定用既知信号を送信している区間の信号ｕ（ｔ）をＬ_p（ｔ）とおくことにより、式（１４）を用いて式（２３）は次式（２４）のように表すことができる。

よって、次式（２８）に示すように行列Ａの一般化逆行列を用いることによって、インパルス応答ｈ_l ^´とｈ_l ^´´（ｌ＝０〜Ｌ−１）を推定することができる。

以上のようにして求められたｈ_l ^´とｈ_l ^´´をフーリエ変換することにより、各サブキャリアの伝搬路応答ｈ_α ^(k)とｈ_β ^(k)を推定することができる。

すなわち、ｈ_l ^´をフーリエ変換することにより、図１９に示すように、ｋ番目のサブキャリアで送信され、ｋ番目のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答ｈ_α ^(k)が得られる。また、ｈ_l ^´´をフーリエ変換することにより、図１９に示すように、−ｋ番目のサブキャリアで送信され、ｋ番目のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答ｈ_β ^(k)が得られる。

ここで、フーリエ変換は式（３０）、（３１）に従って離散フーリエ変換を適用しても構わないし、OFDMシンボルのサンプル数と同数になるまで「０」を埋めて、高速フーリエ変換を適用しても構わない。得られたｈ_l ^´とｈ_l ^´´から各サブキャリアの伝搬路応答ｈ_α ^(k)とｈ_β ^(k)を求めることができればいかなる手法を用いても構わない。

以上、伝搬路推定部２２１の伝搬路応答推定法として最小二乗法を用いる方式で説明したが、本発明における伝搬路推定部を最小二乗法に制限するものではない。雑音電力を推定し、平均二乗誤差最小法を用いて推定を行っても構わないし、時間領域の信号を用いて周波数領域の伝搬路応答を推定することができるのであればいかなる手法を用いても構わない。

一方、送信装置の直交変調器１５１ｃで用いられる発信器５１１（図１７）と受信装置の直交復調器２５１ｃで用いられる発信器５１２（図１８）のそれぞれ発生するローカル周波数を正確に同一の周波数に設定することは困難であり、一般に送信装置と受信装置には周波数オフセットが存在する。また、送信端装置の無線部１５１と受信装置の無線部２５１それぞれで異なる位相雑音が生じる。これらの周波数オフセットおよび位相雑音の影響で、受信信号はシンボル毎に異なる位相誤差を受けている。

よって、復調を行う前に位相補正部２４１でシンボル毎にパイロットサブキャリアの信号を用いて位相誤差を補正する。位相誤差Ψを受けた式（２２）の受信信号は次式（３２）で表すことができる。

パイロットサブキャリアで送信される信号は既知の信号であるため、推定した伝搬路応答を用いて次式（３７）のようにレプリカ信号を作成することができる。

式（３７）のレプリカ信号と式（３２）で示される受信信号の内積を次式（３９）に示すように求める。

伝搬路推定部２２１で伝搬路推定が正しく推定されているとすると、式（３９）の右辺第１項の括弧でくくられた部分はエルミート形式になるため、実数となる。また、右辺第２項の雑音成分が無視できるとすると、式（３９）の偏角を求めることによってΨを推定することができる。

このように、１つのパイロットサブキャリアのみを用いて位相誤差を推定することができるが、雑音の影響を軽減するため複数のパイロットサブキャリアを用いて推定を行っても構わない。この場合、各パイロットサブキャリアで求めた式（３９）の和の偏角を求めることにより位相誤差を推定できる。

位相補正部２４１は、以上のようにして推定した位相誤差の逆特性ｅ^-jΨを次式（４０）に示すように、全データサブキャリアに乗算することによって位相誤差の補正を行う。

以上、OFDMシンボル毎に位相誤差を推定し、補正を行う方式について説明したが、過去に推定した位相誤差やレプリカ信号と受信信号の内積を忘却係数を用いて再帰的に加算することによって推定を行っても構わない。

このように、位相補正部２４１で、例えば、式（４０）に示すように、各サブキャリアで受信する信号の位相誤差を補正した後に、位相誤差が補正された信号に対して、復調部２５１が復調を行う。

例えば、復調方式としてZF（zero forcing criterion）基準の復調方式（以下ZF方式と呼ぶ）を用いる場合、次式（４１）に示すように、伝搬路推定部２２１で求めた各サブキャリアの伝搬路応答（式（３０）及び式（３１））の行列Ｈの逆行列を位相補正後の受信信号ｘ_k ^’に乗算することによりｋ番目のサブキャリアで送信された信号と−ｋ番目のサブキャリアで送信された信号が分離できる。

復調部２５１における復調方式としてZF方式を例に説明したが、その他いかなる方式を用いて復調を行っても構わない。MMSE基準（minimum mean square error）で復調を行っても構わないし、最尤推定法に基づいて復調を行っても構わない。ｋ番目のサブキャリアで送信された信号と−ｋ番目のサブキャリアで送信された信号が分離できるのであればいかなる方式を用いても構わない。

以上のようにして時間領域の信号を用いて伝搬路応答を推定することによって、IQインバランスの影響でサブキャリア間の干渉が生じる状況でも復調を行うことができる。

しかし、時間領域の信号を用いて伝搬路推定を行う方式は送信される伝搬路推定用既知信号の系列に推定精度が依存してしまう問題点がある。式（２５）で示した行列Aの最大固有値と最小固有値の比（以下、条件数と呼ぶ）が小さい場合は推定精度の劣化は生じないが、条件数は信号系列に依存して変化し、条件数が大きい場合は雑音強調などにより特性が著しく劣化する。

また、このような伝搬路推定精度の劣化は各サブキャリアに等しく生じるのではなく、信号に不連続点が生じる箇所で顕著に現れる特徴がある。一般にOFDM伝送では隣接チャネルとの干渉を防ぐため、帯域両端の数サブキャリアは伝送に用いないことが多い。よって、両端のサブキャリアにおいて不連続点が生じ、当該サブキャリアの伝搬路応答推定精度が他のサブキャリアに比べ大きく劣化してしまう場合がある。

各サブキャリアの伝搬路推定精度を求めた一例を図２０に示す。図２０において、横軸はサブキャリアの番号を示し、縦軸が伝搬路応答の平均電力で規格化した各サブキャリアの伝搬路応答の推定誤差の二乗平均値を表す。このように、両端のサブキャリアの推定誤差が他のサブキャリアに比べ著しく大きくなっていることがわかる。このような伝搬路推定精度特性を持った伝搬路推定用既知信号を用いると、当該サブキャリアで受信した信号は伝搬路推定精度が低いため、受信電力が高くて一般に復調精度が高くなる環境下においても復調精度が低くなり、復調精度も十分得られず伝送特性が劣化してしまう。

そこで、復調部２５１では、伝搬路推定の精度が劣化するサブキャリア(例えば第ｉ番目と第−ｉ番目のサブキャリア)の伝搬路推定結果は使わずに、その代替として伝搬推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路推定結果を選択する。そして、式（４１）に示すように、選択されたサブキャリアの伝搬路応答（式（３０）及び式（３１））の行列Ｈの逆行列を位相補正後の第ｉ番目と第−ｉ番目のサブキャリアの受信信号ｘ_i ^’に乗算することによりｉ番目のサブキャリアで送信された信号と−ｉ番目のサブキャリアで送信された信号を得る。

伝搬路の推定誤差を通信時に計測することは困難であるが、伝搬路推定用既知信号はあらかじめ定められた系列なので、装置を構成する前にあらかじめ伝搬路推定の精度を見積もることは簡易に行える。例として、図２０のような伝搬路推定誤差が得られるような伝搬路推定用既知信号を用いている場合は、帯域両端の−２８番目と２８番目のサブキャリアの伝搬路推定精度は極端に悪く、さらに−２７番目と２７番目のサブキャリアの伝搬路推定精度も悪いので、当該サブキャリアの伝搬路推定結果は使用しない。次式（４２）及び（４３）に示すように、−２８番目と−２７番目のサブキャリアの伝搬路推定値には例えば伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する−２６番目のサブキャリアの伝搬路推定結果を選択する。同様に２８番目と２７番目のサブキャリアの伝搬路推定値には伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する２６番目のサブキャリアの伝搬路推定結果を選択する。また、次式（４４）に示すように、その他のサブキャリアの伝搬路推定結果はそのまま使用する。

この結果、伝搬路推定精度の低いサブキャリアで得られた伝搬路推定結果が復調に与える影響が小さくなるため、受信性能の劣化を緩和することができる。また伝搬路推定用既知信号により事前にわかる伝搬路推定精度の悪いサブキャリアについては、わざわざ伝搬路推定を行わなくてもよいため演算削減が可能である。

以上説明したように、OFDM伝送でIQインバランスのひずみが生じると中心周波数を軸として対称な位置にある２つのサブキャリアが相互に干渉する。この干渉を含めた伝搬路応答を推定することによってIQインバランスの影響は補正できるが、一般に干渉成分を推定できるようにプリアンブルは設計されていない。時間領域の信号を用いてインパルス応答を推定することによってこの伝搬路応答を推定することができるが、伝搬路推定用既知信号の系列やガードバンドの存在により周波数帯域両端のサブキャリアの推定精度が低くなる特徴がある。よって、伝搬路推定の精度が劣化するサブキャリアの伝搬路推定結果は使わずに、その代替として伝搬推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路推定結果を使用することで復調後の性能劣化を緩和することができる。

また、伝搬路推定用既知信号と伝搬路推定法が定まると必然的にサブキャリア毎の伝搬路推定精度が求まるため、あらかじめ求まった伝搬路推定精度により、推定精度の低いサブキャリアの推定結果は使用せずに、推定精度が高く伝搬路相関の有するサブキャリアの推定結果を代替として用い、復調に与える影響を削減する。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態について説明する。

OFDM伝送を行う際にIQインバランスの影響が無視できず、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアが干渉するときに、時間領域の信号を用いて干渉信号の成分も含めて伝搬路応答を推定し、伝搬路推定精度の悪いサブキャリアに関しては伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する他のサブキャリアの伝搬路推定結果と、相互に干渉する２つのサブキャリアで受信した信号とを用いて、該２つのサブキャリアで送信された信号を復調する点は第１の実施形態と同一である。第２の実施形態が第１の実施形態と異なる点は、送信装置が複数のアンテナを用いて空間多重を行って信号を送信し、受信装置が複数の受信アンテナを用いて受信を行う点である。

図４は、第２の実施形態にかかる送信装置の構成例であって、アンテナが２つである場合を示している。なお、図４において、図１と同一部分には同一符号を付している。

図４において送信信号は送信すべき情報信号に伝搬路符号化を適用することによって生成される。このとき送信信号１および送信信号２を生成する手法の一例として、図５に示すように、符号器１８１で送信する情報信号に符号化を施した後、直列変換部１７１で並列信号に変換し、複数の送信信号を生成する手法がある。ここで、直並列変換は１ビットずつ変換しても構わないし、変調器１０１、１０２で適用される変調多値数に応じたビット単位で変換しても構わない。また、ＯＦＤＭシンボルに含まれるビット数毎に変換しても、その他の単位で変換しても構わない。予め定められたビット数であり、無線受信装置が既知であればいかなる単位で変換しても構わない。

また、第１の実施形態で説明したように、符号器１８１で適用される符号化方式次第で隣接する符号語間の相関が高い符号化方式があり、このような信号を同一サブキャリア、または隣接するサブキャリアに割り当てると、サブキャリアの伝搬路応答によっては連続した誤りを発生してしまう可能性がある。このような誤りを防ぐため、図６に示すようにインターリーバー１９１及び１９２を用いて信号の並べ替えを行っても構わない。このとき、インターリーバー１９１および１９２では無線通信装置が既知の順序であればいかなる規則で並べ替えを行っても構わないし、１９１と１９２で同一の規則で並べ替えを行っても構わないし、異なる規則で並べ替えを行っても構わない。

その他、図７や図８に示すように、情報信号をまず直並列変換部１７１で直並列変換してから複数の符号器（例えば、２つのアンテナに対応する２つの符号器１８１及び１８２）を用いて信号を符号化しても構わない。このとき、符号器１８１と１８２で同一の符号化方式で符号化を行っても構わないし、異なる符号化方式を用いても構わない。なお、送信信号１と送信信号２は空間多重を行うことによりそれぞれ異なる伝搬路を通過して無線通信装置で受信されるため、図９や図１０に示すように各符号器で符号化された信号がそれぞれの空間多重信号に含まれるように信号入替部１７２を用いて各符号器の信号を混ぜて送信信号１や２として出力しても構わない。

図４の説明に戻り、このようにして生成された送信信号１及び送信信号２をそれぞれ変調器１０１と変調器１０２でサブキャリア毎に変調を行う。変調器１０１と１０２で適用される変調方式については第１の実施形態と同様であるため詳細な説明は省略する。なお、変調器１０１と１０２では同一の変調方式を用いても構わないし、異なる変調方式を用いても構わない。

パイロット生成部１１２では第１の実施形態で説明したように、パイロットサブキャリアの信号を生成する。このとき、空間多重する信号１と空間多重する信号２で同一のパイロット信号を送信しても構わないし、異なる信号を送信しても構わない。また、１つの空間多重する信号だけでパイロット信号を送信しても構わない。無線通信装置が既知の信号を送信するのであればいかなる送信手段を用いても構わない。

逆フーリエ変換部１２１及び１２２、ＧＩ付加部１３１及び１３２、無線部１５１及び１５２、アンテナ１６１及び１６２については第１の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。なお、アンテナ１６１と１６２はそれぞれ同一の性能を示すアンテナを用いても構わないし、異なる性能を示すアンテナを用いても構わない。所望の周波数の信号を送信することができればいかなる送信アンテナを用いても構わない。

既知信号生成部１４２は、受信装置との間でMIMO-OFDM伝送を行うために必要な既知信号を生成する。MIMO-OFDM伝送におけるフレームフォーマットの一例を図１４に示す。

図１４のフレームは、図１３に示したIEEE802.11aと共存するためのフレーム構成になっており、図１４のＬ−ＳＴＦ４１１、Ｌ−ＬＴＦ４２１、Ｌ−ＳＩＧ４３１はそれぞれ図１３に示したＳＰ４１１、ＬＰ４２１、ＳＩＧ４３１と同一の信号を送信する。また、ＨＴ−ＳＩＧ４５１はMIMO-OFDM復調を行うために必要な情報が含まれており、変調方式、符号化方式、符号化率、空間多重数、信号長などが含まれる。なお、Ｌ−ＳＴＦ４１２、Ｌ−ＬＴＦ４２２、Ｌ−ＳＩＧ４３２、ＨＴ−ＳＩＧ４５２については送信しなくても構わないし、Ｌ−ＳＴＦ４１１、Ｌ−ＬＴＦ４２１、Ｌ−ＳＩＧ４３１、ＨＴ−ＳＩＧ４５１とそれぞれ同一の信号を送信しても構わないし、巡回シフトさせた信号を送信しても構わない。

その他、ＨＴ−ＬＴＦ４７１〜４７３はMIMO-OFDMの伝搬路応答を推定するための伝搬路推定用既知信号であり、各サブキャリア毎に空間多重された各信号の伝搬路応答を推定できるように設計される。ここで、ヘッダ信号の一例として図１５のフォーマットを用いて説明したが、本発明におけるフレームフォーマットを図１５のフォーマットに制限するものではないし、ヘッダ信号のフォーマットも図１５のフォーマットに制限されるものではない。また、復調に必要な情報として上記の信号を例としてあげたが、受信装置が復調できるのであればこれらの信号全てを必ずヘッダ信号として送信する必要は無く、また、他の信号をヘッダ信号に含めて送信しても構わない。

次に、第２の実施形態に係る受信装置の構成例を図１２に示す。図１２の受信装置は、複数（ここでは例えば２つ）のアンテナ２６１及び２６２と、これらアンテナ２６１及び２６２それぞれに接続された複数（ここでは例えば２つ）の無線部２５１及び２５２と、無線部１５１及び１５２それぞれに接続された複数（ここでは例えば２つ）のＧＩ（ガードインターバル）除去部２０１及び２０２と、ＧＩ除去部２０１及び２０２それぞれに接続された複数（ここでは例えば２つ）のフーリエ変換部２１１及び２１２と、ＧＩ除去部２０１及び２０２に接続された伝搬路推定部２２２と、フーリエ変換器２１１及び２１２に接続された受信信号結合部２３２と、伝搬路推定部２２２に接続されたMIMO復調前処理部３１１と、受信信号結合部２３２と伝搬路推定部２２２に接続された位相補正部２４２と、位相補正部２４２とMIMO復調前処理部３１１に接続されたMIMO復調部３０１を含む。

ここで、アンテナ１６１及び１６２、無線部１５１及び１５２、ＧＩ除去部２０１及び２０２、フーリエ変換部２１１及び２１２は、第１の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。

次に、第1の実施形態と同様に、送信装置および受信装置の無線部における直交変調器１５１ｃ、直交復調器２５１ｃそれぞれの不完全性によりIQインバランスが生じる際の受信装置におけるフーリエ変換部２１１及び２１２の出力について考える。

まず、アンテナ２６１で受信される信号について考える。第１の実施形態で示したOFDM伝送の場合は、式（１９）のような出力が得られることを示したが、MIMO-OFDM伝送の場合、空間多重で送信された信号が加わるだけである。ここで、空間多重される信号毎に異なる直交変調器、伝搬路を経過して受信されるため、直交変調器のひずみの値や伝搬路応答値は異なるものの、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリア間の信号が干渉する特徴は同一である。また、受信アンテナ２６２で受信される信号についても空間多重された信号がそれぞれ加算されるだけなので、伝搬路応答、直交復調器のひずみの値が異なる点を除いて、大きな性質上の違いはない。

よって、式（１９）のOFDM伝送の受信信号をMIMO-OFDMに拡張して、次式（４７）のように表すことができる。

ただし、式（４７）においてｘ^(k)は各フーリエ変換部２１１、２１２が出力するｋ番目のサブキャリアの受信信号を要素とする受信ベクトルを表す。Ｈ_α ^(k)は、そのｉ行ｊ列の成分が、ｋ番目のサブキャリアでｊ番目の空間多重された信号がｉ番目のフーリエ変換部から出力されるｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答となる伝搬路行列を表す。Ｈ_β ^(k)は、そのｉ行ｊ列の成分が、−ｋ番目のサブキャリアでｊ番目の空間多重された信号がｉ番目のフーリエ変換部から出力されるｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答となる伝搬路行列を表す。ｓ^(k)はｋ番目のサブキャリアで空間多重される各信号を要素とする送信ベクトルを表し、ｓ^(-k)は−ｋ番目のサブキャリアで空間多重される各信号を要素とする送信ベクトルを表している。

式（４７）と同様に表される−ｋ番目のサブキャリアの受信ベクトルの複素共役を求め、k番目のサブキャリアの受信ベクトルと結合した受信ベクトルは次式（４８）のように表すことができる。

式（４８）は第１の実施形態における式（２２）における各要素をベクトルまたは行列に拡張したもので、要素数が増えただけである。よって、空間多重された信号および干渉となるサブキャリアからの信号の伝搬路応答を求めることができれば、第１の実施形態と同様にMIMO-OFDM伝送においてもIQインバランスによるひずみを補償することができる。

伝搬路推定部２２２で適用されるMIMO-OFDM伝送における伝搬路推定について考える。図１４に示すような伝搬路推定用既知信号が送信されているとする。ここで、伝搬路推定用プリアンブル（ＨＴ−ＬＴＦ）４７１〜４７４は同一の系列の信号を送信しており、伝搬路推定用プリアンブル４７３のみ伝搬路推定用プリアンブル４７１の符号を反転した信号を送信する。このような伝搬路推定用プリアンブル（伝搬路推定用既知信号）が送信されている場合、伝搬路変動や周波数オフセットの影響が小さい場合、伝搬路推定用プリアンブル４７１が送信されている区間の受信信号と伝搬路推定用プリアンブル４７３が送信されている受信信号の和を求めると、伝搬路推定用プリアンブル４７１と伝搬路推定用プリアンブル４７３は符号が反転しているので相殺され、空間多重される２番目の信号のみが受信信号に残留することがわかる。一方、当該区間の受信信号の差を計算すると、空間多重された信号１の信号が同相加算され、空間多重された信号２は相殺されることがわかる。このように、伝搬路推定用既知信号として直交系列が送信されている場合、間多重された信号を簡易に分離することが可能となる。

よって、ＧＩ除去部２０１、２０２が出力する信号それぞれで、伝搬路推定用既知信号を受信している区間の信号の和や差を求めることにより、それぞれ単一の既知信号が送信されたOFDM信号を抽出することができる。この結果、第１の実施形態と全く同様に式（２３）、（２８）、（３０）、（３１）の手順でｉ番目のＧＩ除去部が出力するｊ番目の空間多重された信号の伝搬路応答を干渉となるサブキャリアの成分も含めて求めることができるため、MIMO-OFDM伝送の場合もOFDM伝送の場合と同様に時間領域の信号から各サブキャリアの伝搬路応答を推定できる。

位相補正部２４２では、第１の実施形態で説明した、OFDM伝送の場合の式（３３）〜（３６）を、次式（４９）〜（５１）に示すように、MIMO-OFDM伝送に拡張し、第１の実施形態と同様に、式（３７）、式（３９）に従い位相誤差を推定することができる。

位相補正部２４２は、第１の実施形態と同様にして、以上のようにして推定された位相誤差の逆特性ｅ^-jΨを、式（４０）に示したように、全データサブキャリアに乗算することによって位相誤差の補正を行う。

ＭＩＭＯ復調部３０１は、位相補正部２４２で位相誤差を補正した信号に対して復調を行う。復調は第１の実施形態における復調部２５１における復調に対し、受信ベクトルやチャネル行列、送信ベクトルの要素数が増えただけであり、式（４１）に示したように、同一の手法で復調することができるので、詳細な説明は省略する。

また、伝搬路推定部２２２における伝搬路推定はMIMO伝搬路の各要素を１つずつ推定することになり、第１の実施形態で述べたOFDM伝送の場合と同一の問題が生じ、同一の現象が得られる。よって、第１の実施形態で説明した方式と同様に、伝搬路推定精度をあらかじめ求めることができ、式（４２）、（４３）に示したように、伝搬路推定精度が悪くなるサブキャリアについては、伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路推定結果を用いて、相互に干渉する２つのサブキャリアで受信した信号を用いて２つのサブキャリアで送信された信号を復調する。

なお、第２の実施形態ではMIMO-OFDM伝送として空間多重数が「２」、受信アンテナ数が「２」の場合を例に説明したが、本発明における空間多重数や受信アンテナ数をこれらの数に制限するものではない。式（４９）〜（５１）のベクトルや行列の要素数が増加するだけであり、基本的には同一の方式で受信を行うことができる。

以上説明したように上記第２の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性などによりIQインバランスが発生し、上側波帯と下側波帯のサブキャリアの信号が相互に干渉する環境下でMIMO-OFDM伝送を行う場合において、時間領域の信号を用いて干渉成分も含めた伝搬路応答を推定し、各サブキャリアの受信信号両者を用いて両サブキャリアで送信された信号を復調する際に、伝搬路推定用既知信号シンボルの系列によって生じる受信性能の劣化を緩和することができる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態について説明する。

本実施形態ではOFDM伝送やMIMO-OFDM伝送においてIQインバランスの影響が無視できず、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアが干渉するときに、時間領域の信号を用いて干渉信号の成分も含めて伝搬路応答を推定し、伝搬路推定精度の悪いサブキャリアに関しては、伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路推定結果と、相互に干渉する２つのサブキャリアで受信した信号とを用いて、該２つのサブキャリアで送信された信号を復調する点は、第１及至第２の実施形態と同一である。第３の実施形態が第１及至第２の実施形態と異なる点は、帯域両端付近のサブキャリアだけでなく、中心サブキャリア周辺のサブキャリアの尤度も影響が小さくなるように重み係数を乗算する点である。

第１の実施形態において、時間領域の信号を用いて干渉信号も含めた伝搬路応答を推定する場合は伝搬路推定用既知信号の系列に依存して伝搬路応答の推定精度が劣化し、かつ不連続なサブキャリアの近傍の推定精度が劣化する現象について説明した。式（２５）に示した行列の条件数が小さい場合は、このような伝搬路推定精度の劣化はそれほど生じないが、条件数が大きくなるにつれ複数のサブキャリアを利用していない帯域両端付近のサブキャリアの伝搬路推定精度の劣化が顕著に現れる。

OFDM伝送では無線部のローカル周波数のもれ込みや直流成分の不要信号の影響で、サブキャリア番号「０」の信号は他のサブキャリアに比べ不要信号の影響が大きく、一般に伝送には用いられない。よって、式（２５）の条件数が大きくなると中心周波数近傍のサブキャリアの伝搬路推定精度も劣化してくる。このような信号系列を用いた際の伝搬路推定の推定精度の一例を図２１に示す。

図２１では、図２０と同様に横軸がサブキャリア番号を示しており、縦軸は伝搬路の平均電力で規格化した伝搬路推定の誤差の二乗平均値である。なお、図２０の伝搬路推定用既知信号を用いた際の式（２５）の条件数は約「３０」であるのに対し、図２１の伝搬路推定用既知信号を用いた場合の式（２５）の条件数は約「２００」であり、７倍程度大きい値になっている。

この結果、帯域両端のサブキャリア近傍の伝搬路推定精度の劣化が大きくなるのは、図２０と同様であるが、さらに中心周波数近傍のサブキャリアの伝搬路推定精度の劣化も大きくなっていることがわかる。このような伝搬路推定用既知信号を用いている場合、帯域両端近傍のサブキャリアだけでなく、中心周波数近傍のサブキャリアの伝搬路推定値は、伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路推定結果を用いることにより伝送特性の劣化を緩和することができる。

例えば、図２１のような伝搬路推定誤差が得られるような伝搬路推定用既知信号を用いている場合は、中心周波数近傍の−１番目と１番目のサブキャリアの伝搬路推定精度は極端に悪く、さらに−２番目と２番目のサブキャリアの伝搬路推定精度も悪いので、当該サブキャリアの伝搬路推定結果は使用しない。次式（５３）、（５４）に示すように、−１番目と−２番目のサブキャリアの伝搬路推定値には例えば伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する−３番目のサブキャリアの伝搬路推定結果を用い、同様に１番目と２番目のサブキャリアの伝搬路推定値には伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する３番目のサブキャリアの伝搬路推定結果を用いる。

また、帯域両端の−５８番目と５８番目のサブキャリアの伝搬路推定精度は極端に悪く、さらに−５７番目と５７番目のサブキャリアの伝搬路推定精度も悪いので、当該サブキャリアの伝搬路推定結果は使用しない。−５８番目と−５７番目のサブキャリアの伝搬路推定値には例えば伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する−５６番目のサブキャリアの伝搬路推定結果を用い、同様に５８番目と５７番目のサブキャリアの伝搬路推定値には伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する５６番目のサブキャリアの伝搬路推定結果を用いる。

また、上記中心周波数近傍のサブキャリアと上記帯域両端以外のサブキャリアの伝搬路推定結果はそのまま使用する。

以上説明したように、本実施の形態によれば、帯域両端近傍のサブキャリアだけではなく中心サブキャリア近傍のサブキャリアの伝搬路推定値は、伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路推定結果を用いることにより、伝送特性の劣化を緩和することができる。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態について説明する。

MIMO-OFDM方式においてIQインバランスの影響が無視できず、中心周波数を軸として対称な位置にあるサブキャリアが干渉するときに、時間領域の信号を用いて干渉信号の成分も含めて伝搬路応答を推定すると特定のサブキャリアでは伝搬路推定精度が悪いため伝搬路推定結果が劣化してしまうという問題に着目する点は、第２の実施形態と同様である。第４の実施形態が第２の実施形態と異なる点は、無線通信装置が伝搬路推定結果に基づいてサブキャリア毎にウェイトベクトルを決定し、ウェイトベクトルにより生成される指向性ビームを用いて伝送を行う点である。

図２２は、第４の実施形態にかかる無線通信装置の送信部の構成例を示したものである。なお、図２２において、図４と同一部分には同一符号を付し、異なる点について説明する。すなわち、図２２では、ウェイト行列生成部６０１とウェイト行列乗算部６０２が追加されている。なお、図２２には省略されているが、第４の実施形態に係る無線通信装置は、図１２と同じ構成の受信部を含む。この場合、受信部と送信部のアンテナは共用されていてもよい。

ウェイト行列乗算部６０２は、逆フーリエ変換部１２１及び１２２の前段に設けられ、ウェイト行列生成部６０１から供給されるウェイト行列を変調器１０１、１０２から出力される信号に乗算する処理を行う。

以下、ウェイト行列生成部６０１とウェイト行列乗算部６０２に関して、送信アンテナ数２本、受信アンテナ数２本の場合を例に説明する。

ウェイト行列生成部６０１は、送信装置と受信装置との間の伝搬路応答推定結果に基づいてウェイトを生成する。この伝搬路応答推定結果は、例えば、図１２に示した構成を有する通信相手の他の無線通信装置の伝搬路推定部２２２で求めたサブキャリア毎の伝搬路応答行列Ｈ^(k)を用いて行われても良い。当該他の無線通信装置は、図４と同じ構成の送信部を含むので、この送信部を通じて、求めたサブキャリア毎の伝搬路応答行列を送信する。図２３の無線通信装置は、このサブキャリア毎の伝搬路応答行列Ｈ^(k)を受信して、ウェイト行列生成部６０１で用いるようにすればよい。

変調器１０１及び１０２のそれぞれは、サブキャリア毎に変調された信号（サブキャリア毎の変調信号）を生成し、ウェイト行列乗算部６０２へ出力する。

ウェイト行列乗算部６０２は、変調器１０１及び１０２より出力されるサブキャリア毎の変調信号が入力され、変調信号毎にウェイト行列生成部６０１で得られるウェイトを乗算する。

ウェイト行列生成部６０１で生成されるウェイト行列は、上記伝搬路応答行列を特異値分解(Singular Value Decomposition：以下SVDと称する)することによって最適化することが知られており、第ｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答行列Ｈ^(k)は特異値分解することにより、次式（１０１）で表すことができる。

式（１０１）において、上付の添え字Ｈは複素共役転置、diag[ ]は対角行列を表している。また、ｖ₁ ^(k)、ｖ₂ ^(k) は、次式（１０２）を満たす直交するベクトルであり、ｕ₁ ^(k)、ｕ₂ ^(k)は、次式（１０３）を満たす直交するベクトルである。

ただし、δ_ijは、次式（１０４）で表すことのできるクロネッカのデルタである。

ウェイト行列生成部６０１は、第ｋ番目のサブキャリアの伝搬路応答行列Ｈ^(k)、式（１０１）〜（１０４）から、第ｋ番目のサブキャリアに対応するウェイト行列Ｖ^(k)を算出する。

ウェイト行列乗算部６０２は、サブキャリア信号毎にサブキャリア毎のウェイト行列Ｖ^(k)を乗算する。変調器１０１から出力された第ｋ番目のサブキャリア信号をｓ₁ ^(k)、変調器１０２から出力された第ｋ番目のサブキャリア信号をｓ₂ ^(k)とすると、ウェイト行列乗算部６０２から出力される第ｋ番目のサブキャリア信号は次式（１０５）で表すことができる。

受信側のMIMO復調部で受信信号から送信された信号を抽出する手法として、伝搬路推定結果の一般化逆行列を乗じるＺＦ方式や自乗平均値を最小にするウェイト行列を乗じるMMSE方式、レプリカ信号を用いて最尤判定を行う方式などを用いてもよいし、伝搬路推定結果Ｈを特異値分解することにより求まるウェイト行列Ｕを乗じる方式を用いても構わない。

第４の実施形態では受信手段を特定の手法に制限するものではなく、上記または上記以外のいかなる手法用いても構わない。以上のように、伝搬路推定結果の特異値分解により求まるウェイト行列Vを送信信号に乗積し指向性ビームを形成して伝送を行う方式は理論上最適な伝送方式として知られている。

第２、第３の実施形態で説明したように、時間領域の信号を用いて干渉信号も含めた伝搬路応答推定法を用いると伝搬路推定用既知信号の系列依存性や通信を行わないサブキャリアの存在により特定のサブキャリアの伝搬路推定精度が劣化してしまう。そのため上述した伝搬路推定結果を特異値分解することにより求まるウェイト行列V^(k)を送信信号に乗積して伝送を行う方式の場合、精度の悪い伝搬路推定結果をそのまま特異値分解してウェイト行列Vとして用いると最適な指向性ビームを形成できず、ストリーム間干渉の原因となって伝送特性が劣化してしまう。

そこで、第４の実施形態では、伝搬路推定の精度が劣化するサブキャリアの伝搬路推定結果は使わずに、その代替として伝搬推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路推定結果を用いる。伝搬路の推定誤差を通信時に計測することは困難であるが、伝搬路推定用既知信号はあらかじめ定められた系列なので、装置を構成する前にあらかじめ伝搬路推定の精度を見積もることは簡易に行える。図２０のような伝搬路推定誤差が得られるような伝搬路推定用既知信号を用いている場合は、帯域両端の−２８番目、２８番目のサブキャリアの伝搬路推定精度は極端に悪く、それに次いで、−２７番目、２７番目のサブキャリアの伝搬路推定精度も悪い。

そこで、ウェイト行列生成部６０１は、当該伝搬路推定精度が悪いサブキャリアの伝搬路推定結果は使用せずに、−２８番目と−２７番目のサブキャリアに対応するウェイト行列は、例えば伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する−２６番目のサブキャリアの伝搬路応答行列を特異値分解して求める。すなわち、第−２８番目、第−２７番目のサブキャリアに対応するウェイト行列Ｖ^(-28)、Ｖ^(-27)は、伝搬路応答行列Ｈ^(-26)を特異値分解して求める。

同様に２８番目と２７番目のサブキャリアに対応するウェイト行列は、伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有する２６番目のサブキャリアの伝搬路応答行列を特異値分解して求める。すなわち、第２８番目、第２７番目のサブキャリアに対応するウェイト行列Ｖ⁽²⁸⁾、Ｖ⁽²⁷⁾は、伝搬路応答行列Ｈ⁽²⁶⁾を特異値分解して求める。

上記以外の伝搬路推定精度の良好なサブキャリアについては、それぞれの伝搬路推定結果Ｈ^(k)をそのまま特異値分解してウェイト行列V^(k)を算出する。

この結果、伝搬路推定精度の劣化に対する補償効果が、装置規模の増大なしに簡易に行え、ストリーム干渉を低減または解消できる。

また、上述の説明の例のように例えば２７番目、２８番目のサブキャリアで用いるウェイト行列Ｖ⁽²⁸⁾、Ｖ⁽²⁷⁾は２６番目で用いるウェイト行列Ｖ⁽²⁶⁾と全く同じになるため、伝搬路推定精度の低い２７番目、２８番目のサブキャリアに関してはSVD演算を省略することができ、演算量削減、消費電力削減が可能となる。

なお、第３の実施形態で説明したように、式（２５）の条件数が大きくなると、例えば、図２１に示したように、中心周波数近傍のサブキャリアの伝搬路推定精度も劣化してくる。そこで、このような場合、帯域両端近傍のサブキャリアのウェイト行列だけでなく、中心周波数近傍のサブキャリアのウェイト行列を算出する際にも、当該中心周波数近傍のサブキャリア自信の伝搬路行列を用いずに、伝搬路推定精度が高く伝搬路相関を有するサブキャリアの伝搬路行列を用いて、上述同様にしてウェイト行列を算出することにより、伝送特性の劣化を緩和することができる。

すなわち、図２１において、伝搬路推定精度の悪い−１番目と−２番目のサブキャリアのウェイト行列として、Ｖ^(-1)、Ｖ^(-2)を求める場合には、式（１０１）のＨ^(k)に、第−３番目のサブキャリアの伝搬路行列Ｈ^(-3)を用いて、式（１０１）〜（１０４）から、ウェイト行列Ｖ^(-1)、Ｖ^(-2)を算出する。１番目と２番目のサブキャリアのウェイト行列Ｖ⁽¹⁾、Ｖ⁽²⁾を求める場合にも、式（１０１）のＨ^(k)に、第３番目のサブキャリアの伝搬路行列Ｈ⁽³⁾を用いて、式（１０１）〜（１０４）から、ウェイト行列Ｖ⁽¹⁾、Ｖ⁽²⁾を算出する。あるいは、伝搬路推定精度の悪い−１番目と−２番目のサブキャリアのウェイト行列の計算は省略して、第−３番目のサブキャリアに対し求めたウェイト行列を−１番目と−２番目のサブキャリアのウェイト行列として用いても良い。

また、図２１において、伝搬路推定精度の悪い−５８番目と−５７番目のサブキャリアのウェイト行列Ｖ^(-58)、Ｖ^(-57)を求める場合には、式（１０１）のＨ^(k)に、第−５６番目のサブキャリアの伝搬路行列Ｈ^(-56)を用いて、式（１０１）〜（１０４）から、ウェイト行列Ｖ^(-58)、Ｖ^(-57)を算出する。また、５８番目と５７番目のサブキャリアのウェイト行列Ｖ⁽⁵⁸⁾、Ｖ⁽⁵⁷⁾を求める場合には、式（１０１）のＨ^(k)に、第５６番目のサブキャリアの伝搬路行列Ｈ⁽⁵⁶⁾を用いて、式（１０１）〜（１０４）から、ウェイト行列Ｖ⁽⁵⁸⁾、Ｖ⁽⁵⁷⁾を算出する。あるいは、伝搬路推定精度の悪い−５８番目と−５７番目のサブキャリアのウェイト行列の計算は省略して、第−５６番目のサブキャリアに対し求めたウェイト行列を−５８番目と−５７番目のサブキャリアのウェイト行列として用いても良い。

なお、通信相手の他の無線通信装置は、全てのサブキャリアに対する伝搬路応答行列を送信するようにしてもよいが、上述したように、伝送路推定精度の低いサブキャリアの伝搬路応答行列は使用しないため、フィードバックをわざわざする必要が無い。そこで、全サブキャリアのうち、伝搬路推定精度の高いサブキャリアに対する伝搬路応答行列のみを送信するようにしてもよい。この結果、受信側からのフィードバック量を軽減でき、スループットの向上が望める。

また、図２３に示すように、上記通信相手の他の無線通信装置は、図２２のウェイト行列生成部６０１と同じ機能を有するウェイト行列生成部７０１を備え、伝搬路推定部２２２で求めたサブキャリア毎の伝搬路応答行列Ｈ^(k)を用いて、上述同様に、サブキャリア毎のウェイト行列を生成するようにしてもよい。図２３には示していないが、上記通信相手の他の無線通信装置は、図４と同じ構成の送信部を含む。そして、この送信部を通じて、求めたサブキャリア毎のウェイト行列を送信する。前述したように、ウェイト行列乗算部６０２では、伝送路推定精度の悪いサブキャリアの伝搬路応答行列を特異値分解して求めたウェイト行列は使用しないため、そのようなウェイト行列のフィードバックをわざわざする必要が無い。そこで、伝搬路推定精度の低いサブキャリアの伝搬路応答行列を特異値分解して得られるウェイト行列は送信せずに、伝搬路推定精度の低いサブキャリアの伝搬路応答行列を特異値分解して得られるウェイト行列のみを送信するようにしてもよい。この結果フィードバック量を軽減でき、スループットの向上が望める。

以上説明したように、送信側で伝搬路情報が既知の場合、伝搬路応答を特異値分解することにより得られるウェイトを送信信号に乗積することで直交ビームを形成し、MIMOで最適伝送であるビームフォーミング伝送が行える。しかしながら伝搬路推定用既知信号と伝搬路推定法によっては特定のサブキャリアの伝搬路推定精度が極端に低くなるという問題があり、このような伝搬路推定結果を特異値分解して求めたウェイトを用いると直交ビームが形成されず、その結果ストリーム干渉の原因となり伝送特性が劣化してしまう。そこで、伝搬路推定用既知信号と伝搬路推定法により決まる伝搬路推定精度に基づいて、推定精度の低いサブキャリアの伝搬路推定結果は使用せずに、伝搬路推定精度が高くまた伝搬路相関が高いサブキャリアの伝搬路推定結果を使用する。これによりストリーム間干渉を低減または解消し、伝送特性の向上を図ることができる。

本発明の実施の形態に記載した本発明の手法は、コンピュータに実行させることのできるプログラムとして、磁気ディスク（フレキシブルディスク、ハードディスクなど）、光ディスク（ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤなど）、半導体メモリなどの記録媒体に格納して頒布することもできる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１及び第３の実施形態に係る無線通信装置が受信する信号を送信する、無線通信装置の送信部の要部の構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 第１、第３及び第４の実施形態に係る無線通信装置が受信する信号を送信する無線通信装置の送信部の要部の構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 送信する情報信号を符号化して送信信号を生成するための構成例を示した図。 第１及び第３の実施形態にかかる無線通信装置の受信部の要部の構成例を示した図。 第２及び第３の実施形態にかかる無線通信装置の受信部の要部の構成例を示した図。 IEEE802.11aのフレームフォーマットを示す図。 MIMO-OFDM伝送におけるフレームフォーマットを示す図。 送信側の無線通信装置における無線部の構成例を示した図。 受信側無線通信装置における無線部の構成例を示した図。 直交変調器の構成例を示した図。 直交復調器の構成例を示した図。 OFDM伝送においてIQインバランスが存在する場合に生じる現象を説明するための図。 サブキャリア毎の伝搬路推定の推定誤差（伝搬路推定精度）の一例を示す図。 サブキャリア毎の伝搬路推定の推定誤差（伝搬路推定精度）の他の例を示す図。 第４の実施形態に係る無線通信装置の送信部の要部の構成例を示した図。 第４の実施形態に係る無線通信装置の受信部の要部の構成例を示した図。

符号の説明

２５１…無線部、２０１…ＧＩ除去部、２１１…フーリエ変換部、２２１…伝搬路推定部、２３１…受信信号結合部、２４１…位相補正部、２５１…復調部。

Claims (12)

1. 複数のサブキャリアを含むOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する受信手段と、
   前記OFDM信号を直交復調し、直交復調信号を得る直交復調手段と、
   前記直交復調信号に含まれる伝搬路推定用の既知信号から、サブキャリア毎の伝搬路応答を推定する伝搬路推定手段と、
   前記直交復調信号をフーリエ変換し、サブキャリア毎の受信信号を得るフーリエ変換手段と、
   前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低い第１のサブキャリアと前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の中心周波数を軸に該第１のサブキャリアと対称な位置に配置されている第２のサブキャリアとの前記受信信号と、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該第１のサブキャリア近傍に配置されている第３のサブキャリアと前記中心周波数を軸に該第３のサブキャリアと対称な位置に配置されている第４のサブキャリアとの前記伝搬路応答とを用いて、前記第１及び第２のサブキャリアで送信された信号を復調する復調手段と、
   を具備したことを特徴とする無線通信装置。
2. 複数のアンテナで、複数のサブキャリアをそれぞれ含む空間多重された複数のOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する受信手段と、
   前記複数のOFDM信号を直交復調し、複数の直交復調信号を得る直交復調手段と、
   前記複数の直交復調信号のそれぞれに含まれる伝搬路推定用の既知信号から、サブキャリア毎の伝搬路応答を推定する伝搬路推定手段で、
   前記複数の直交復調信号のそれぞれをフーリエ変換し、各直交復調信号からサブキャリア毎の受信信号を得るフーリエ変換手段と、
   各直交変調信号から得られた前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低い第１のサブキャリアと前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の中心周波数を軸に該第１のサブキャリアと対称な位置に配置されている第２のサブキャリアとの前記受信信号と、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該第１のサブキャリア近傍に配置されている第３のサブキャリアと前記中心周波数を軸に該第３のサブキャリアと対称な位置に配置されている第４のサブキャリアとの前記伝搬路応答とを用いて、前記第１及び第２のサブキャリアで送信された信号を復調する復調手段と、
   を具備したことを特徴とする無線通信装置。
3. 前記第１及び前記第２のサブキャリアは前記周波数帯域の両端近傍に配置されていることを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
4. 前記第１及び前記第２のサブキャリアは、前記中心周波数近傍に配置されていることを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
5. 前記伝搬路推定手段は、
   前記複数の直交復調信号から、各直交復調信号に含まれる伝搬路推定用の既知信号を分離し、該既知信号からサブキャリア毎の伝搬路応答を推定することを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
6. 前記伝搬路推定手段は、
   （ａ）前記ＯＦＤＭ信号中の伝搬路推定用の既知信号のインパルス応答をフーリエ変換することにより、各サブキャリアで送信され該サブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を求めるとともに、（ｂ）前記既知信号の複素共役信号のインパルス応答をフーリエ変換することにより、各サブキャリアで送信され、前記中心周波数を軸に該サブキャリアと対称な位置に配置されている他のサブキャリアで受信される信号の伝搬路応答を求めることを特徴とする請求項１または２記載の無線通信装置。
7. 複数のサブキャリアをそれぞれ含む複数のOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送受信する無線通信装置であって、
   サブキャリア毎の伝搬路応答行列を取得する手段と、
   前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低いサブキャリアに対しては、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該サブキャリア近傍の他のサブキャリアの前記伝搬路応答行列を特異値分解することによりウェイト行列を計算し、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高いサブキャリアに対しては、該サブキャリアの前記伝搬路応答行列を特異値分解することによりウェイト行列を計算し、前記複数のサブキャリアのそれぞれに対応する複数のウェイト行列を求める計算手段と、
   サブキャリア毎の複数の変調信号を生成する生成手段と、
   サブキャリア毎の変調信号を該サブキャリアに対応する前記ウェイト行列を乗算する乗算手段と、
   前記ウェイト行列を乗じたサブキャリア毎の変調信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
   を含む無線通信装置。
8. 複数のサブキャリアをそれぞれ含む複数のOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送受信する無線通信装置であって、
   サブキャリア毎の伝搬路応答行列を取得する手段と、
   前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に高い各サブキャリアの前記伝搬路応答行列を特異値分解することにより、前記伝搬路推定精度が相対的に高い各サブキャリアに対応するウェイト行列を求める計算手段と、
   サブキャリア毎の複数の変調信号を生成する生成手段と、
   前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低いサブキャリアの前記変調信号に対しては、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該サブキャリア近傍の他のサブキャリアに対応する前記ウェイト行列を乗算し、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高いサブキャリアの前記変調信号に対しては、該サブキャリアに対応するウェイト行列を乗算する乗算手段と、
   前記ウェイト行列を乗じたサブキャリア毎の変調信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
   を含む無線通信装置。
9. 前記取得手段は、前記複数のサブキャリアのうち前記伝搬路推定精度が相対的に高いサブキャリアの前記伝搬路行列を取得する請求項９記載の無線通信装置。
10. 複数のサブキャリアを含むOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する受信ステップと、
    前記OFDM信号を直交復調し、直交復調信号を得る直交復調ステップと、
    前記直交復調信号に含まれる伝搬路推定用の既知信号から、サブキャリア毎の伝搬路応答を推定する伝搬路推定ステップで、
    前記直交復調信号をフーリエ変換し、サブキャリア毎の受信信号を得るフーリエ変換ステップと、
    前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低い第１のサブキャリアと前記ＯＦＤＭ信号の周波数帯域の中心周波数を軸に該第１のサブキャリアと対称な位置に配置されている第２のサブキャリアとの前記受信信号と、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該第１のサブキャリア近傍に配置されている第３のサブキャリアと前記中心周波数を軸に該第３のサブキャリアと対称な位置に配置されている第４のサブキャリアとの前記伝搬路応答とを用いて、前記第１及び第２のサブキャリアで送信された信号を復調する復調ステップと、
    を含む受信方法。
11. 複数のサブキャリアをそれぞれ含む複数のOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する送信方法であって、
    サブキャリア毎の伝搬路応答行列を取得する取得ステップと、
    前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低いサブキャリアに対しては、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該サブキャリア近傍の他のサブキャリアの前記伝搬路応答行列を特異値分解することによりウェイト行列を計算し、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高いサブキャリアに対しては、該サブキャリアの前記伝搬路応答行列を特異値分解することによりウェイト行列を計算し、前記複数のサブキャリアのそれぞれに対応する複数のウェイト行列を求める計算ステップと、
    サブキャリア毎の複数の変調信号を生成する生成ステップと、
    サブキャリア毎の変調信号を該サブキャリアに対応する前記ウェイト行列を乗算する乗算ステップと、
    前記ウェイト行列を乗じたサブキャリア毎の変調信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換ステップと、
    を含む送信方法。
12. 複数のサブキャリアをそれぞれ含む複数のOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を送信する送信方法であって、
    サブキャリア毎の伝搬路応答行列を取得する取得ステップと、
    前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に高い各サブキャリアの前記伝搬路応答行列を特異値分解することにより、前記伝搬路推定精度が相対的に高い各サブキャリアに対応するウェイト行列を求める計算ステップと、
    サブキャリア毎の複数の変調信号を生成する生成ステップと、
    前記複数のサブキャリアのうちで伝搬路推定精度が相対的に低いサブキャリアの前記変調信号に対しては、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高い該サブキャリア近傍の他のサブキャリアに対応する前記ウェイト行列を乗算し、前記複数のサブキャリアのうちで前記伝搬路推定精度が相対的に高いサブキャリアの前記変調信号に対しては、該サブキャリアに対応するウェイト行列を乗算する乗算ステップと、
    前記ウェイト行列を乗じたサブキャリア毎の変調信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換ステップと、
    を含む送信方法。

Images