KR20060096246A

KR20060096246A - 무선 데이터 통신시스템 및 무선 데이터 통신방법

Info

Publication number: KR20060096246A
Application number: KR1020050075181A
Authority: KR
Inventors: 시게노리 하야세
Original assignee: 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼
Priority date: 2005-03-02
Filing date: 2005-08-17
Publication date: 2006-09-11
Also published as: CN1829137A; US8345785B2; JP2006245871A; JP4599192B2; US20060198461A1; CN1829137B

Abstract

MIMO 무선 데이터 전송에 있어서, 직교변조기와 직교복조기의 IQ미스매치에 의해 생기는 부호에러율의 열화를 보상한다.

송신 안테나수(M), 수신 안테나수(N)의 직교변조를 행하는 MIMO 전송에 있어서, 송신신호 벡터를 M개의 복소신호의 동상성분과 직교성분으로 이루어지는 요소수 2M의 벡터라고 해서 수신신호 벡터를 N개의 복소신호의 동상성분과 직교성분으로 이루어지는 요소수 2N의 벡터라고 해서 전반로 행렬을 2N행 2M열로 이루어지는 실수행렬로서, 트레이닝 신호에 의해 IQ미스매치를 포함한 전반로 행렬을 구하고, 그것에 의해 MIMO 부호화, 복호를 행한다. 전반로 행렬의 학습에는, 컨스털레이션위로 하나의 송신 안테나에 대해서 2개의 선형독립한 신호점을 갖는 트레이닝 신호를 이용한다.

무선, 데이터 전송, 직교, 변조기, 복조기, IQ미스매치, 송신, 수신, 트레이닝 신호.

Description

무선 데이터 통신시스템 및 무선 데이터 통신방법{WIRELESS DATA COMMUNICATIONN SYSTEM AND METHOD FOR WIRELESS DATA COMMUNICATION}

도 1은 일반적인 MIMO 방식의 원리를 설명하는 도면이다.

도 2는 도 1에 나타낸 종래 기술에 관한 MIMO 송신기, 수신기의 내부에 있는 직교변조기와 직교복조기를 명시적으로 나타낸 것이다.

도 3은 QPSK의 컨스털레이션(constellation)에 있어서의 IQ미스매치에 의한 전송 신호의 왜곡을 나타내는 도면이다.

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 관한 데이터 통신시스템의 구성과 전반로를 표현하는 행렬을 나타내는 도면이다.

도 5는 도 4의 송신측만을 나타낸 도면이다.

도 6은 도 4의 수신측만을 나타낸 도면이다.

도 7은 종래 기술에 관한 통신방법과 본 발명에 관한 통신방법의 SNR대 BER 특성의 비교를 나타낸 그래프이다.

도 8은 2개의 선형독립한 신호점을 갖는 트레이닝 신호의 컨스털레이션의 예를 나타내는 도면이다.

도 9는 QPSK에서의 트레이닝 신호의 컨스털레이션의 예를 나타내는 도면이다.

도 10은 BPSK에서의 트레이닝 신호와 데이터 배치 관계와 컨스털레이션의 공급 방법을 나타내는 도면이다(그 1).

도 11은 BPSK에서의 트레이닝 신호와 데이터 배치 관계와 컨스털레이션의 공급 방법을 나타내는 도면이다(그 2).

[도면의 주요 부분에 대한 간단한 부호의 설명]

101 MIMO 송신기, 102 송신 안테나,

103 수신 안테나, 104 MIMO 수신기,

105 직교변조기, 106 직교복조기,

107 MIMO 변조기, 108 MIMO 복조기

109 컨스털레이션상의 신호점.

본 발명은, 무선 데이터 통신시스템 및 무선 데이터 통신방법에 관한 것으로서, 특히, 복수의 송신 안테나로부터의 무선 데이터를 복수의 수신 안테나에 의해 수신하는 MIMO(Multiple-lnput Multiple-Output) 통신에 이용하기 적합한 무선 데이터 통신시스템 및 무선 데이터 통신방법에 관한 것이다.

종래의 무선통신 시스템에서는 수신 감도를 향상시키기 위해서, 복수의 안테나를 이용해서 송신기로부터 신호를 송신하는 기술이나, 복수의 안테나를 이용해서 신호를 수신하는 기술이 이용되고 있다. 이들 기술은 빔 포밍(beam forming) 혹은 다이버시티(diversity)라고 불려지고 있다.

빔 포밍이나 다이버시티는 수신감도를 향상시키기 위해서 노이즈나 간섭에 의한 전송 특성의 열화를 억제하는 것이 가능하지만, 전송 레이트를 높이는 효과는 작다.

이에 대해서, 복수의 안테나를 이용해서 전송 레이트를 높이거나 보다 큰 수신감도 향상의 효과를 얻을 수 있는 기술(MIMO)이 제안되고 있다.

예컨대, 무선 LAN의 표준화를 진행시키고 있는 IEEE802.11에서는 태스크 그룹 n에 있어서 100Mbps를 초과하는 방식에 대해서 의논되고 있어, MIMO를 채용하는 것이 거의 확실시 되고 있다. 또한, 제4세대 이동 통신시스템에 있어서도 전송 레이트의 증대를 위해서, MIMO를 채용하는 것이 검토되고 있다.

그렇지만, MIMO 전송시스템을 구축하는 경우에는, 이하의 비특허문헌1, 2에나타나는 바와 같이, 직교변조기와 직교복조기에서의 IQ미스매치가 크게 영향을 주어, 전송 특성을 열화시키는 문제가 있다. IQ미스매치는, 복소신호의 동상성분과 직교성분(각각 복소수의 실수부와 허수부에 대응한다)의 진폭 변환비율이 다르거나, 양자의 위상차가 90도로부터 무너져버리는 것을 말한다.

[비특허문헌1] 鎌田裕之, 水谷慶, 阪口啓, 荒木純道,「RF계의 불완전성에 의한 MIMO 통신시스템의 특성 열화에 관한 검토」, 2004년 전자정보통신학회 소사이어티대회 B-5-23.

[비특허문헌2] 阪口啓, 틴시호, 荒木純道,「MIMO 고유모드 전송시스템의 구축과 측정 실험결과」, 전자정보통신학회 논문지B, vo1. J87-B, no.9, pp.1454 -1466, 2004년.

이하에서는, 우선, 도 1을 이용해서 MIMO 방식의 원리를 설명한다.

도 1은, 일반적인 MIMO 방식의 원리를 설명하는 도면이다.

MIMO 송신기(101)에서, 송신 데이터는 M개의 송신 안테나(102)로 분배되어, 송신신호 벡터 x=((x(1), x(2),…, x(M))^T를 형성한다. MIMO 수신기(104)에서는, N개의 수신 안테나(103)에서 신호를 수신하고, 수신신호 벡터 y=(y(1)), y(2),…, y(N))^T를 형성한다. 송신 안테나(102-i)로부터 수신 안테나(103-j)에 신호가 전달될 때에, 진폭의 감쇠와 위상의 회전에 의해 신호는 H_ij배로 된다. H_ij를 요소로 가지는 전반로 행열(H)을 이용하면, 신호의 전반은 다음의 수식 1로 표현된다.

[수식 1]

여기서, 신호 벡터 x, y, 전반로 행렬 H는 복소수로 표현된다.

그리고, M과 N이 같으면, 이하의 수식 2에 의해, 수신신호 벡터 y로부터 송신신호 벡터 x를 복원하는 것이 가능하다(ZF 방식: Zero Forcing).

[수식 2]

상기 ZF 방식에서는, M과 N이 같을 필요가 있지만, 일반적으로는 M과 N이 같지 않아도 된다. 그때에는, 예컨대 이하에 나타내는 고유모드 전송방식에 의해 신 호를 복원할 수 있다. 행렬 H는 특이값 전개에 의해 다음의 수식 3과 같이 전개된다.

[수식 3]

여기서, V는 M행 M렬의 유니터리(unitary) 행렬, U는 N행 N열의 유니터리 행렬이고, V^H는 행렬 V의 에르미트(hermite) 전치를 표현한다. Λ는 대각성분이 H의 특이값t(singular value), 즉 HH^H의 고유치의 평방근이 되고, 그 이외의 성분이 0이되는 N행 M렬의 행렬이다. 이 관계를 이용해서 송신 전의 신호에 행렬 V의 변환을 적용하고, 수신 후의 신호에 행렬 U^H의 변환을 적용한다. 이때, 수신신호는 다음의 수식 4로 표현된다.

[수식 4]

이렇게, 수식 4의 최우변으로 표현되는 바와 같이 대각성분만을 가지는 행렬에 의하여 변환되기 때문에, 수신신호로부터 송신신호를 복원하는 것이 가능하다.

상기 ZF방식이나 고유모드 전송방식의 외에, 최우(最尤)검출방식(maximum likelihood detection), 시공간 부호화방식 등에 따라 송신신호를 복원하는 것이 가능하다.

송신 벡터(x)의 복원에 즈음하여 전반로 행렬(H)이 필요해진다. 그래서, 데 이터 전송시에는, 미리 송수신기의 사이에서 결정된 기지(旣知)신호로 구성되는 트레이닝 신호를 송신하고, 수신기에서 전반로 행렬(H)을 구해 두는 것이 필요해진다. 무선 LAN에서는 종래의 IEEE 802.11a 규격에 있어서, 데이터 프레임의 선두에 캐리어 주파수 동기나 타이밍 조정용의 트레이닝 신호가 배치되어 있기 때문에, IEEE 802.11n에서는 MIMO용 트레이닝 신호도 합쳐서 배치하는 것이 검토되고 있다.이 트레이닝 신호에는 BPSK(Binary Phase Shift Keying)신호를 이용할 수 있다.

상기 방법에 의해 이상적인 경우에는, 송신 안테나 1개로부터 신호를 송신해서 수신 안테나 1개로 수신하는 경우(SISO:Single-lnput Single-Output)에 비해, MIMO에서는 min(M, N)배의 전송 레이트를 실현할 수 있다.

그렇지만, MIMO 전송 시스템을 구축하는 경우에는, 상기 비특허문헌1, 2에 나타나는 바와 같이, 직교변조기와 직교복조기에서의 IQ미스매치가 크게 영향을 주고, 전송 특성을 열화시키는 문제가 있었다

이하에서는, 도 2 및 도 3을 이용해서 IQ미스매치에 대해서 설명한다.

도 2는, 도 1에 나타낸 종래 기술에 관한 MIMO 송신기, 수신기의 내부에 있는 직교변조기와 직교복조기를 명시적으로 나타낸 것이다.

도 3은, 4 위상편이변조(QPSK:Quadrature Phase Shift Keying)의 컨스털레이션(constellation:I(동상성분) 및 Q(직교성분)을 각각 서로 직교하는 2개의 좌표축(도 3의 예에서는 횡축이 I축, 종축이 Q축)으로 표현한 경우에, 그 2개의 좌표축에 의해 형성되는 좌표평면)에서의 IQ미스매치에 의한 전송 신호의 왜곡을 나타내는 도면이다.

MINO 송신기(101) 내에서는, 최초에 MINO 변조기(107)에서 시리얼ㆍ패러럴 변환이나 에러정정 부호화, 인터리브(interleave)한 처리 후에, 신호가 복소수로 변환된다. 여기서 MINO 부호화가 행해지고, 송신 안테나수와 동수의 복소신호가 출력된다. 복소신호는, 동상성분과 직교성분의 2성분으로 표현되기 때문에, 각 복소신호마다 2성분의 출력이 존재한다. 이 복소신호가, 직교변조기(105)에서 중심주파수가 무선전파의 주파수가 되는 신호로 변환되어, M개의 송신 안테나(102)에서 송출된다. 수신부에서는 N개의 수신 안테나(103)에서 수신된 신호가 MIMO 수신기(104)내의 직교복조기에서 베이스 밴드(baseband) 신호로 변환되어, 동상, 직교의 2성분으로 이루어지는 복소신호가 MIMO 복조기(108)에 보내진다. 그리고, MIMO 복조기(108)에서는, 수신 안테나수와 동수의 복소신호로부터 MIMO 복호가 행해지고, 후에 디인터리브, 에러정정 부호의 복호, 패러럴ㆍ시리얼 변환을 거쳐 데이터가 복원된다. 여기서, MINO 변조기(107)에서 행해지는 MINO 부호화와 MINO 복조기(108)에서 행해지는 MINO 복호는, N행 M열의 복소 전반로 행렬(H)에 의거해서 행해진다. 여기서 직교변조기(105)와 직교복조기(106)에서 발생하는 IQ미스매치가 문제가 된다.

도 3은 IQ미스매치에 의한 복소신호의 열화의 모양을 나타낸 것으로, 횡축에 동상성분, 종축에 직교성분을 취하여, 이상적인 경우의 QPSK 신호(백색 원)와 IQ미스매치에서 왜곡된 경우(흑색 원)를 비교하고 있다. 이렇게, 복소신호에 왜곡이 발생하여 전송특성을 열화시킨다. IQ미스매치에 의한 열화는, 미스매치의 크기가 동일하다면 직교변조기라도 직교복조기라도 동등한 열화가 된다.

IQ미스매치는, SISO에서도 특성을 열화시키지만, MIMO에서는 더 현저해진다. 도 2의 직교변조기(105)에서 IQ미스매치에 의한 왜곡을 받은 신호는, 전송중에 공간에서 혼합되어버린다. 또한, 수신시에는 직교복조기(106)에서 더 IQ미스매치의 영향을 받고, MIMO 복호시에 재차 혼합된다. 이러한 IQ미스매치의 축적에 의해, 통상이라면 신호대잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)가 커짐에 따라 부호에러율(BER: Bit Error Rate)이 작아지는바, 어떤 BER보다도 작아지지 않는다는 현상이 발생한다.

본 발명은, 상기 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로, 그 목적은, 직교변복조를 이용한 MIMO 통신에 의해 생기는 IQ미스매치를 저감할 수 있는 MIMO 데이터 통신시스템을 제공하는데 있다.

본 발명의 대표적인 일례를 나타내면, 아래와 같다. 즉, 본 발명의 무선 데이터 통신시스템은, M개의 송신 안테나를 갖는 송신기와 N개의 수신 안테나를 갖는 수신기의 사이에서 데이터 통신을 행하는 무선 데이터 통신시스템으로서, 상기 송신기는, 각각의 송신 안테나에 대한 송신신호를 변조하는 변조기를 구비하게 되고, 상기 수신기는, 각각의 수신 안테나로부터의 수신신호를 복조하는 복조기를 구비하게 되며, 상기 송신기로부터 상기 수신기에 트레이닝 신호를 송신하고, M 개의 송신신호 벡터의 동상성분과 직교성분과, N개의 수신 벡터의 동상성분과 직교성분으로부터, 변조시에 생기는 상기 변조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이와, 복조시에 생기는 상기 복조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이를 포함한 송신신호 벡터와 수신신호 벡터와의 관계를 나타내는 2N행 2M행의 전반 행렬을 연산하고, 상기 트레이닝 신호를 송신한 후에, 상기 송신기로부터 상기 수신기에 송신되는 데이터에 의해, 상기 복조기에 입력되는 동상성분과 직교성분을, 상기 전반 행렬에 근거해서 연산하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 MIMO 데이터 통신시스템에서는, M개의 송신 안테나를 갖고, 변조기 및, 각각의 송신 안테나에 대한 송신신호를 직교 변조하는 직교변조기를 구비하는 송신기와 N개의 수신 안테나를 갖고, 복조기 및, 각각의 수신 안테나로부터의 수신신호를 직교 복조하는 직교 복조기를 구비하는 수신기의 사이에서 데이터 통신을 행하는 시스템이다.

이러한 구성의 시스템에 있어서, 우선, 송신기로부터 수신기에 트레이닝 신호를 송신한다.

수신기측에서는, M개의 송신신호 벡터의 동상성분 및 직교성분과, N개의 수신 벡터의 동상성분 및 직교성분으로부터, 변조시에 생기는 상기 직교변조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이와, 복조시에 생기는 상기 직교복조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이를 포함한 송신신호 벡터와 수신신호 벡터의 관계를 나타내는 2N행 2M행의 전반 행렬을 연산한다. 종래에서는 복소성분의 전반 행렬이었던 것을, 본 발명의 전반 행렬에서는, 이렇게 IQ미스매치를 포함한 동상성분과 직교성분으로 표현되어 있는 것이 특징이다.

그리고, 트레이닝 신호를 송신한 후에, 송신기로부터 수신기에 송신되는 데 이터에 의해, 복조기에 입력되는 동상성분과 직교성분을, 전반 행렬에 근거해서 연산하도록 한다

이하, 본 발명에 관한 각 실시형태를, 도 4 내지 도 11을 이용해서 설명한다.

[실시예 1]

이하, 본 발명에 관한 제1 실시예를, 도 4 내지 도 7을 이용해서 설명한다.

도 4는, 본 발명의 제1 실시예에 관한 데이터 통신시스템의 구성과 전반로를 표현하는 행렬을 나타내는 도면이다.

도 5는, 도 4의 송신측만을 나타낸 도면이다.

도 6은, 도 4의 수신측만을 나타낸 도면이다.

도 7은, 종래 기술에 관한 통신방법 및 본 발명에 관한 통신방법의 SNR 대 BER 특성의 비교를 나타낸 그래프이다.

본 발명의 MIMO 데이터 무선통신 시스템의 MIMO 송신기(101)내에서는, 최초로 MIMO 변조기(107)로 시리얼ㆍ패러럴 변환이나 에러정정 부호화, 인터리브 처리 후에, 신호가 복소수 표현으로 변환된다. 여기서 MIMO 부호화가 행해지고, 송신 안테나수와 동수의 복소신호가 출력된다. 복소신호는 동상성분과 직교성분의 2성분으로 표현되기 때문에, 각 복소신호마다 2성분의 출력이 존재한다.이 복소신호가 직교변조기(105)에서 중심주파수가 무선전파의 주파수가 되는 신호로 변환되어, M개의 송신 안테나(102)에 의해 송출된다.

수신부에서는, N개의 수신 안테나(103)에서 수신된 신호가 MIMO 수신기(104) 내의 직교복조기에서 베이스 밴드 신호로 변환되어, 동상, 직교의 2성분으로 이루어지는 복소신호가 MIMO 복조기(108)로 보내진다. 그리고, MIMO 복조기(108)에서는, 수신 안테나수와 동수의 복소신호로부터 MIMO 복호가 행해지고, 후에 디인터리브, 에러정정 부호의 복호, 패러럴ㆍ시리얼 변환을 거쳐서 데이터가 복원된다.

여기에서, MIMO 전송에 있어서의 송신신호 벡터, 수신신호 벡터를 실수 벡터로하고, 송신신호 벡터가 M개의 복소신호의 동상성분과 직교성분으로 이루어지는 요소수 2M의 벡터이며, 수신신호 벡터가 N개의 복소신호의 동상성분과 직교성분으로 이루어지는 요소수 2N의 벡터이고, 전반로 행렬(T)이 2N행 2M열로 이루어지는 실행 열인 것으로 한다. MIMO 변조기(107)에서 행해지는 MIMO 부호화와 MIMO 복조기(108)에서 행해지는 MIMO 복호는, 상기 전반로 행렬(T)에 의거해서 행해진다. 전반로 행렬(T)에 직교변조기와 직교복조기로 생기는 IQ미스매치에 의한 신호의 변환(M_T, M_T)가 포함되기 때문에, MIMO 부호화와 복호의 과정에서 IQ미스매치도 보상하는 것이 가능하다.

도 5는 도 4의 송신측만을 나타낸 것이며, 송신 안테나(102-i)에 대응해서 MIMO 변조기(107)에서 출력되어 직교변조기(105-i)에 입력되는 동상, 직교신호를 각각 I_T(i), Q_T(i)라고 하고, 직교변조기(105-i)로부터 출력되어 안테나(102-i)에 의해 송출되는 신호를 x(i)라 한다. 직교변조기(105-i)의 진폭 미스매치를 G_T(i), 위상 미스매치를 θ_T(i) 라고 하면, I_T(i), Q_T(i) 및 x(i)의 사이에, 이하의 수식 5, 수식 6의 관계가 성립한다.

[수식 5]

[수식 6]

따라서, 전반로 행렬 M_T를, 이하의 수식 7의 2M행 2M열 실행렬로 표시하는 것이 가능하다.

[수식 7]

한편, 도 6은, 도 4의 수신측만을 나타낸 것이다. 수신 안테나(103-j)에서 수신하여 직교복조기(106-j)로 입력되는 신호를 y(j)라고 하고, 직교복조기(106-j)에서 출력되어 MIMO 복조기(108)로 입력되는 동상, 직교신호를 각각 I_R(j), Q_R(j)이라 한다. 또한, 직교복조기(106-j)의 진폭 미스매치를 G_R(j), 위상 미스매치를 θ_R(j)라고 하면, y(j)과 I_R(j), Q_R(j)의 사이에, 이하의 수식 8, 수식 9의 관계가 성 립한다.

[수식 8]

[수식 9]

따라서, 전반로 행렬 M_R을 이하의 수식 10의 2N행 2N열 실행렬로 표시하는 것이 가능하다.

[수식 10]

그리고, 도 2에 나타낸 N행 M열 실행렬로 나타내지는 전반로 행렬 H와, 도 5에 나타낸 2N행 2M열 실행렬로 표현되는 전반로 행렬 H_IQ의 사이에는 이하에 나타내는 관계가 있다. H의 (j,i)성분인 H_ij는 송신 안테나(102-i)로부터 수신 안테나(103-j)로의 복소신호의 전달계수를 표시하고 있고, 송신신호 x(i)와 수신신호 y(j)의 관계를 동상, 직교성분으로 나누어서 표시하면, 이하의 수식 11, 수식, 12가 된다.

[수식 11]

[수식 12]

따라서, 전반로 행렬 H_IQ를, 이하의 수식 13의 2N행 2M열 실행렬로 표현하는 것이 가능하다.

[수식 13]

이상에 의해, 도 4의 전반로 행렬 T는 M_RㆍH_IQㆍM_T로 표현되며, 직교변조기(105)와 직교복조기(106)의 IQ미스매치에 의한 신호의 변환을 전반로 행렬에 받아들일 수 있다. 구체적으로는, 데이터 송신 전에 트레이닝 신호를 송신기측에서 수 신기측으로 송신하여, 전반로 행렬 T를 구할 수 있고, 이 전반로 행렬 T를 이용해서 MIMO 부호화, 복호를 실시하면, IQ미스매치도 동시에 보상된다. 여기서, 송신 안테나의 수와 수신 안테나의 수가 같을 때에는, (수식 2)에 의해 전반로 행렬 T의 역행렬을 구하는 것에 의해, MIMO 복조기(108)에 입력하는 동상성분과 직교성분을 얻을 수 있다.

또한, 송신 안테나의 수 및 수신 안테나의 수가 같지 않을 때라도, (수식 3), (수식 4)에 나타낸 수법에 의해, MIMO 복조기(108)에 입력하는 동상성분과 직교성분을 얻을 수 있다.

트레이닝 신호에 의한 전반로 행렬 T의 학습에서는, M_T, M_R, H_IQ를 별개로 구할 필요는 없고, 전반로 행렬 T의 각 요소만 학습할 수 있으면 좋다. 또, 후에 컨스털레이션상의 바람직한 신호점의 할당 방법에 대해서 설명한다.

본 실시예에 의해, MIMO 전송방식에서의 MIMO 부호화와 복조에 의해, 송신 기내의 직교변조기와 수신기내의 직교복조기에서 생기는 IQ미스매치를 보상하는 것이 가능하다. 또한, 종래의 MIMO 전송기술을 적용하는 경우에 비해, IQ미스매치에 의해 생기는 BER의 열화를 억제할 수 있기 때문에, 종래보다 높은 전송 레이트로 디지털 데이터 송신을 가능하게 한다.

이것을 구체적으로 종래 방식과 본 발명방식의 SNR대BER 특성의 비교라는 관점에서 나타내면 도 7에 표시되게 된다. 이것은, 송신 안테나 4개, 수신 안테나 4개로 64 QAM 신호를 ZF 방식에 의해 MIMO 전송하는 경우의 시뮬레이션 결과를 비교 한 것이다.

4개의 직교변조기의 진폭 미스매치를 1.03, O.98, 1.05, 1.01, 위상 미스매치를 4°, 2°, 0°, -3°로 하고, 4개의 직교복조기의 진폭 미스매치를 1.05, 0.96, 1.01, 1.03, 위상 미스매치를 3°, -2°, -1°, 1°로 하고 있다. 실선은 IQ미스매치가 없는 경우를 표시하고 있다. □(사각)로 표시한 종래 방식에서는 IQ미스매치에 의한 영향에서 BER가 10^-2보다 내려 가지 않는다. 그것에 대해 본 발명방식에서는, ○(원)으로 표시되는 바와 같이 IQ미스매치의 영향을 거의 받지 않고, IQ미스매치가 없는 경우와 거의 동등한 BER을 얻을 수 있다. 이렇게 본 실시 형태의 방법에 의하면, IQ미스매치에 의한 BER의 열화를 억제할 수 있는 것을 나타내고 있다.

이상의 실시예에서 이해할 수 있도록, 본 발명의 데이터 통신방법은, 다치(多値)수의 큰 변조 방식을 이용한 데이터 통신으로, 보다 큰 효과를 가져온다. 이것은, 종래 방식에서는 다치 수가 큰 만큼 IQ미스매치에 의한 BER의 열화가 커지기 때문이다. 또한, 데이터 통신시에 SNR에 따라 변조 다치수를 변경하는 데이터 통신방식에서도 큰 효과를 얻을 수 있다. 이러한 데이터 통신방식에는, 예컨대 IEEE 802.11n에서 규격화되는 무선 LAN 시스템이 있다. 이러한 시스템에서는 SNR이 높은 경우에 변조 다치수를 증가시켜서 전송 레이트를 올리고자 하지만, 상기의 비특허문헌2에 설명되어 있는 바와 같이, IQ미스매치의 영향으로 BER이 열화하기 때문에, 전송 레이트가 오르지 않는다는 문제가 발생한다. 본 발명의 데이터 통신방법을 적 용하면 이 문제를 회피할 수 있다.

[실시예2]

다음에, 도 8 내지 도 11을 이용해서 본 발명의 MIMO 데이터 통신에서의 트레이닝 신호의 할당 방법에 대해서 설명한다.

도 8은, 2개의 선형독립한 신호점을 갖는 트레이닝 신호의 컨스털레이션의 예를 나타내는 도면이다.

도 9은, QPSK에서 트레이닝 신호의 컨스털레이션의 예를 나타내는 도면이다.

도 10 및 도 11은, 2 위상편이 변조(BPSK: Binary Phase Shift Keying)에서의 트레이닝 신호와 데이터의 배치관계와 컨스털레이션의 할당 방법을 나타내는 도면이다.

본 발명의 방법에 의하면, MIMO 전송에서의 전반로 행렬을 복소신호의 동상성분과 직교성분으로 나누어서 표현하고 있기 때문에, 전반로 행렬의 트레이닝 신호의 컨스털레이션 중에 서로 선형독립한 2개 이상의 신호점을 배치할 필요가 있다.예컨대, 도 8에 나타낸 컨스털레이션상의 신호점(109-1과 109-2)은 선형 독립이기 때문에, 이 컨스털레이션에 의해 구성되는 신호를 본 발명의 트레이닝 신호로서 이용할 수 있다.

또한, 트레이닝 신호에는 도 9에 나타나는 QPSK 신호를 이용하는 것도 가능하다. 신호점(109-1과 109-3)은 선형 종속이며, 신호점(109-2과 109-4)도 선형 종속이지만, 신호점(109-1, 109-3)과 신호점(109-2과 109-4)은 선형 독립이므로, QPSK에 의해 본 발명의 트레이닝 신호를 구성할 수 있다.

또, 도 10에 나타낸 바와 같이, 트레이닝 신호를 시간방향에 2개로 분할하고, 2개의 트레이닝 신호에서는 위상이 서로 90°다른 BPSK 신호를 이용할 수도 있다. BPSK로 구성된 전반(前半)의 트레이닝 신호의 신호점(109-1과 109-3)은 선형 종속이며, 후반(後半)의 트레이닝 신호의 신호점(109-2과 109-4)도 선형 종속이다. 그렇지만, 전반과 후반에서는 위상이 90°다르기 때문에, 전반과 후반의 트레이닝 신호는 선형 독립이 된다. 따라서, 도 10에 나타나는 컨스털레이션이라도, 본 발명의 트레이닝 신호로서 이용할 수 있다.

또한, 트레이닝 신호를 BPSK로 구성하고, 트레이닝 신호를 출력할 때마다 BPSK의 위상을 90°회전시키도록 해도 좋다. 트레이닝 신호는 시간방향에 인접하지 않아도 좋다. 또, 2개의 트레이닝 신호의 사이에 데이터 등의 트레이닝 신호와는 다른 신호가 끼워져 있어도 좋다. 도 11에 나타나는 BPSK로 구성된 트레이닝 신호 1의 신호점(109-1과 109-3)은 선형 종속이며, 트레이닝 신호 2의 신호점(109-2과 109-4)도 선형 종속이다. 그러나, 트레이닝 신호 1과 트레이닝 신호 2에서는 위상이 90°다르기 때문에, 트레이닝 신호 1과 2는 선형 독립이 된다. 따라서, 본 발명의 트레이닝 신호로서 이용할 수 있다.

또, 종래의 무선 LAN에서는 트레이닝 신호가 BPSK로 구성되어 있기 때문에, 금후 규격화 되어야 할 새로운 무선 LAN 규격에서도, 후방 호환성을 취하기 위해서 BPSK로 구성된 트레이닝 신호의 사용이 요구된다. 따라서, 도 8이나 도 9에서 나타나는 컨스털레이션보다도, 도 10이나 도 11에서 나타내는 바와 같이 BPSK로 트레이닝 신호를 구성하는 쪽이, 무선 LAN에서의 이용에는 친화성이 높다.

본 발명은, ZF 방식, 최우 검출방식, 시공간 부호화 방식, 고유모드 전송방식 등, 다른 여러가지 MIMO 방식에 적용하는 것이 가능하다. 또한, 무선 LAN과 같은 고정 무선통신에 한정하지 않고, 휴대전화 등의 이동 무선통신에도 이용하는 것이 가능하다.

본 발명에서의 직교변조/직교복조는, 특히 아날로그로 행하는 방식의 것을 가리킨다. 디지털로 행하는 직교변조/복조 방식은, 일반적으로「디지털IF」라고 불려지고, 협의의 직교변조/직교복조와는 구별된다. 디지털IF는 IQ미스매치가 발생하지 않는다는 메리트가 있지만, A/D변환기나 D/A변환기로의 요구 성능이 엄격해지는등 기술과제도 많기 때문에, 현상태에서, 무선 LAN 등에서는 실용화되어 있지 않다.

그렇지만, 장래, 디지털IF가 실용화된 경우에도, 송수신기의 어느인가가 아날로그 방식의 직교변조기 혹은 직교복조기로 구성되어 있으면, 여전히 IQ미스매치의 문제는 생길 수 있다고 생각된다. 그 때문에, 본 발명은, 이러한 디지털 방식의 변조/복조 방식인 디지털IF가 혼재하는 아날로그 변조방식의 무선 데이터 통신시스템 및 무선 데이터 통신방법에 있어서도 유효하다.

본 발명에 의하면, 직교변복조를 이용한 MIMO 통신에 의해 생기는 IQ미스매치를 저감할 수 있는 MIMO 데이터 통신시스템을 제공할 수 있다.

Claims

M개의 송신 안테나를 갖는 송신기와 N개의 수신 안테나를 갖는 수신기의 사이에서 데이터 통신을 행하는 무선 데이터 통신시스템으로서,

상기 송신기는, 각각의 송신 안테나에 대한 송신신호를 변조하는 변조기를 구비하게 되고,

상기 수신기는, 각각의 수신 안테나로부터의 수신신호를 복조하는 복조기를 를 구비하게 되며,

상기 송신기로부터 상기 수신기에 트레이닝 신호를 송신하고,

M개의 송신신호 벡터의 동상성분 및 직교성분과, N개의 수신벡터의 동상성분 및 직교성분으로부터 변조시에 생기는 상기 변조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이와, 복조시에 생기는 상기 복조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이를 포함한 송신신호 벡터와 수신신호 벡터와의 관계를 표시하는 2N행 2M행의 전반행렬을 연산하고,

상기 트레이닝 신호를 송신 후에, 상기 송신기에서 상기 수신기로 송신되는 데이터에 따라 상기 복조기로 입력되는 동상성분 및 직교성분을, 상기 전반행렬에 의거해서 연산하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 전반로 행렬의 결정을 위해 1개의 송신 안테나에 대해서 컨스털레이션 상에 적어도 2개의 선형 독립한 신호점을 갖는 트레이닝 신호를 이용하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신시스템.
제 1 항에 있어서,

QPSK에 의해 상기 트레이닝 신호를 구성하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신시스템.
제 2 항에 있어서,

제1 트레이닝 신호와 제2 트레이닝 신호로부터 각각 신호점을 추출하고, 상기 추출한 신호점의 컨스털레이션상의 위상이 서로 90°다른 BPSK에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신시스템.
제 2 항에 있어서,

상기 트레이닝 신호를 BPSK에 의해 구성하고, 상기 트레이닝 신호를 송출할 때마다 상기 트레이닝 신호의 컨스털레이션상의 신호점의 위상을 90°회전시키는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신시스템.
M개의 송신 안테나를 갖는 송신기와 N개의 수신 안테나를 갖는 수신기의 사이에서 데이터 통신을 행하는 무선 데이터 통신방법으로서,

상기 송신기는, 각각의 송신 안테나에 대한 송신신호를 변조해서 데이터를 상기 송신 안테나로부터 송신하는 송신기이며,

상기 수신기는, 각각의 수신 안테나로부터의 수신신호를 복조해서 데이터를 추출해내는 수신기이며,

상기 송신기로부터 상기 수신기로 트레이닝 신호를 송신하는 스텝과,

M개의 송신신호 벡터의 동상성분 및 직교성분과, N개의 수신 벡터의 동상성분 및 직교성분으로부터, 변조시에 생기는 상기 변조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이와, 복조시에 생기는 상기 복조기의 동상성분의 차이 및 직교성분의 차이를 포함한 송신신호 벡터 및 수신신호 벡터와의 관계를 나타내는 2N행 2M행의 전반 행렬을 연산하는 스텝과,

상기 트레이닝 신호를 송신한 후에, 상기 송신기로부터 상기 수신기에 상기 송신 안테나로부터 상기 수신 안테나로 데이터를 송신하는 스텝과,

송신된 데이터에 따라 상기 복조기로 입력되는 동상성분 및 직교성분을, 상기 전반 행렬에 의거해서 연산하는 스텝을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신방법.
제 6 항에 있어서,

QPSK에 의해 상기 트레이닝 신호를 구성하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신방법
제 6 항에 있어서,

제1 트레이닝 신호와 제2 트레이닝 신호로부터 각각 신호점을 추출하고, 상기 추출한 신호점의 컨스털레이션상의 위상이 서로 90°다른 BPSK에 의해 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신방법.
제 6 항에 있어서,

상기 트레이닝 신호를 BPSK에 의해 구성하고, 상기 트레이닝 신호를 송출할 때마다 상기 트레이닝 신호의 컨스털레이션상의 신호점의 위상을 90°회전시키는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 통신방법.