JP2008017143A - 無線受信装置および方法 - Google Patents

Abstract

【課題】受信性能を高める。
【解決手段】ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信するための無線受信装置において、複数のアンテナと、複数のアンテナで受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの各サブキャリアの伝搬路応答を推定する推定手段１１４１と、複数の伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算する第１の計算手段１１４２と、推定誤差を使用して、前記推定された伝搬路応答を補正する補正手段１１４３と、補正された伝搬路応答を使用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調するための前処理を行う第２の計算手段１１４４と、を具備する。
【選択図】図１１

Description

本発明は、複数の送受信アンテナを用いて通信を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiplexing）通信において、複数のサブキャリアで受信した信号を用いて伝搬路応答推定値を補正する無線受信装置および方法に関する。

無線通信を高速化する技術として、送信信号を複数の無線部に分配し、複数の送信アンテナから同一の周波数を用いて同時に信号を送信するＭＩＭＯ伝送が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。ＭＩＭＯ伝送では、各アンテナから送信された信号がそれぞれ異なる伝搬路を経て受信されるため、受信装置が複数の受信アンテナを用いて受信を行い、受信した各信号を用いて同時に送信された各信号を復調および復号することによって信号を復号することができる。この結果、通信に用いる周波数帯域幅を広げることなく、多重化した信号の数に応じて伝送速度を高速化することが可能となる。したがって、この方式によれば、周波数利用効率を高め、スループットを向上することができる。

一方、マルチパス伝搬路において、送受信間の伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。このような環境において、直交周波数分割多重（以下ＯＦＤＭと記述）方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信しても符号間干渉に起因する波形ひずみを補償することができる方式として知られている。

以上説明したＯＦＤＭ方式をＭＩＭＯ伝送に拡張したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式は、通信の高速化、通信品質の向上、周波数利用効率、スループットの向上などの効果が得られる方式として無線通信の分野で注目を集めている方式である。

一般に無線通信における送信装置はベースバンド信号を無線周波数に変換して送信し、受信装置は無線周波数で受信した信号をベースバンド信号に変換した後、受信処理を行う。この時、送信装置と受信装置はそれぞれ発信器を用いて正弦波を生成しているが、正確な正弦波を生成することは一般に困難であり、送信装置と受信装置の間に周波数のオフセットが生じてしまう。

この結果、受信信号は時間の経過とともに不要な位相回転により位相誤差が生じ、通信品質を劣化させる要因となる。このため、ＯＦＤＭ方式では一部のサブキャリアを受信装置が既知のパイロット信号を送信するサブキャリアとし（以下、パイロットサブキャリアと呼ぶ）、データ伝送に既知の信号を含めることにより参照信号とする方式が一般に用いられる。

従来の無線受信装置には、パイロットサブキャリアの受信信号における各ストリームを分離し、位相誤差の平均値を求め、対応するシンボルにおける位相誤差を補正するものがある（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−２５２６０２公報 A. Paulraj, R. Nabar, and D. Gore, Introduction to Space-Time Wireless Communications, Cambridge University Press, UK, 2003, pp. 6-10.

しかし、従来の無線受信装置では位相誤差によって伝搬路応答推定に含まれる誤差を補正することはできない。また、各ストリームを分離した後、位相誤差を推定するため、位相誤差の推定精度が伝搬路応答に強く依存し、伝搬路応答の相関が高い場合は推定精度が劣化し、受信性能が劣化する問題点がある。

本発明は、上述した事情を考慮してなされたものであり、伝搬路推定精度を高め、受信性能の高い無線受信装置および方法を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明の無線受信装置は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を受信するための無線受信装置において、複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの各サブキャリアの伝搬路応答を推定する推定手段と、複数の前記伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算する第１の計算手段と、前記推定誤差を使用して、前記推定された伝搬路応答を補正する補正手段と、前記補正された伝搬路応答を使用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調するための前処理を行う第２の計算手段と、を具備することを特徴とする。

本発明の無線受信装置は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの各サブキャリアの伝搬路応答を推定する推定手段と、複数の前記伝搬路応答を使用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調するための前処理を行う第１の計算手段と、複数の前記伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算する第２の計算手段と、前記推定誤差を使用して、前記ウエイトを補正する補正手段と、を具備することを特徴とする。

本発明の無線受信装置および方法によれば、伝搬路推定精度を高め、受信性能を高くすることができる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る無線受信装置および方法について詳細に説明する。
まずは、本実施形態の無線受信装置において受信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置の一例について図１から図１０を参照して説明する。図１は多重化するストリーム数が２の場合の例を示している。

図１に示す送信装置では送信する情報信号を二つのストリームに分割し、多重化して送信するため、ストリーム１の信号系列である送信信号１と、ストリーム２の信号系列である送信信号２とに対して後に説明する変調等を施し、信号を送信する。

このとき、情報信号から送信信号１および送信信号２を生成する手段は様々な方式が考えられ、一例として図２に示すように直並列変換部２０１を用いて情報信号を並列信号に変換し、各信号を送信信号１および送信信号２にする方式が挙げられる。ここで、直並列変換部２０１は、情報信号を１ビットずつ並列信号に変換しても構わないし、複数ビットずつ変換しても構わない。また、変調器１０１、１０２で施される変調方式の変調次数に応じて送信する信号ごとに異なるビット数で並列信号に変換しても構わない。予め定められていて無線受信装置が既知の変換方式であればいかなる変換方式を用いても構わない。

また、送信する情報信号を送信信号１および送信信号２に変換するその他の例として、図３に示すように、符号器３０１が誤り訂正符号化を施した後、直並列変換部２０１が信号を分配する方式が挙げられる。このように誤り訂正符号を施すことによって、信号に冗長性が付加されるため情報信号の伝送速度は劣化するものの、誤り訂正によって通信品質が向上するため、結果として高いスループット特性が得られることが期待される。
図３の例では符号器３０１で情報信号を符号化した後、直並列変換部２０１で送信信号１と送信信号２に分配する。

ここで、符号器３０１はリード−ソロモン符号や畳込み符号、ターボ符号やＬＤＰＣ（Low Density Parity Check codes）などいかなる符号化方式を用いても構わない。予め定められた符号化方式で無線受信装置が既知な方式であり、復号できる方式であればいかなる手法を用いても構わない。また、複数の符号化方式を実装し、送信するフレームごとに方式を変更しても構わない。

なお、符号器３０１で適用する符号化方式によっては隣接する符号語間の相関が高くなるため、図４に示すようにインターリーバー４０１、４０２を用いて直並列変換後の信号を並び替えても構わない。このとき、インターリーバー４０１、４０２は、信号の並び替え方は様々な手法が存在するが、いかなる規則で並べ替えを行っても構わない。また、インターリーバー４０１と４０２で同一の規則で並び替えを行っても構わないし、異なる規則で並べ替えを行っても構わない。予め定められた規則に従い、無線受信装置が既知の規則であればいかなる方式を用いても構わない。

一方、これまで符号化を行う方式として一つの符号器３０１を用いて符号化を行う方式について説明してきたが、図５に示すように直並列変換後の信号に対して二つの符号器３０１、５０２を用いてそれぞれ符号化を施しても構わない。このとき、符号器５０２は符号器３０１と同一の符号化方式を適用しても構わないし、異なる符号化方式を適用しても構わない。また、同一の符号化方式で符号化率だけ変えても構わない。予め定められた符号化方式であり、無線受信装置が既知の方式であればいかなる方式でも構わない。

さらに、図６に示すように二つのインターリーバー４０１、４０２を用いて符号器３０１と符号器５０２で符号化された信号にそれぞれインターリーバーを適用しても構わない。

さらに、符号器３０１と符号器５０２で符号化された信号を信号入替部７０１で入れ替えることにより、送信信号１および送信信号２に符号器３０１と符号器５０２で符号化された両信号が含まれるように入替をおこなっても構わない。信号入替部７０１は、１ビットずつ符号器３０１と符号器５０２から信号を入力し、複数ビットずつ送信信号１、送信信号２に出力しても構わないし、複数ビットずつ符号器３０１と符号器５０２から入力し、１ビットずつ送信信号１と送信信号２に出力しても構わない。また、複数ビットずつ符号器３０１と符号器５０２から信号を入力し、複数ビットずつ送信信号１と送信信号２に出力しても構わないし、後に説明する変調器で施される変調方式に従って入れ替えの規則を変更しても構わない。予め定められた規則であり、無線受信装置が既知の順序であればいかなる規則で信号を入れ替えても構わない。

さらに、図８に示すように信号入替部７０１の出力に対してインターリーバー４０１と４０２を用いてさらに信号の並べ替えを行っても構わない。

以上、送信する情報信号から二つのストリーム、送信信号１と送信信号２を生成する例を述べたが、本実施形態における二つのストリームの生成手段は上記方式に制限されるものではない。予め定められた方式であり、無線受信装置が既知の手段であればいかなる方式を用いても構わない。

以上のようにして生成された情報信号１と情報信号２に対し、それぞれ変調器１０１、１０２で各サブキャリアに信号を分配し、サブキャリアごとに変調を施す。ここで、変調器１０１、１０２において入力信号を各サブキャリアに分配する順番はいかなる順番でも構わない。高い周波数のサブキャリアから順次割り当てても構わないし、低い周波数のサブキャリアから順次割り当てても構わないし、中心周波数近辺のサブキャリアから分配しても構わない。予め定められた順序であり、本実施形態の無線受信装置が既知の順序であればいかなる順番でも構わない。

なお、サブキャリアごとに適用される変調方式についてもいかなる変調方式を用いても構わない。ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの位相変調方式や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や６４ＱＡＭなどの直交振幅変調方式、ＤＰＳＫ（Differential Phase Shift Keying）などいかなる変調方式を用いても構わない。予め定められた変調方式で無線受信装置が既知の方式であり、復調可能な方式であればいかなる方式を用いても構わない。また、全てのサブキャリアで同一の変調方式を用いてもサブキャリアごとに異なる変調方式を用いても構わないし、送信するフレームごとに異なる変調方式を適用してもかまわない。予め定められた方式の中からどの変調方式を適用したか無線受信装置に通知する手段があればいかなる方式を適用しても構わない。

次に、パイロット生成部１１１について説明する。パイロット生成部１１１では各ストリームにおけるパイロットサブキャリアの信号を生成して出力する。一般に、ＯＦＤＭ伝送では送信装置と受信装置間のローカル周波数のずれや位相のずれ、伝搬路変動を補正するため、全てのサブキャリアで情報を送信するのではなく、一部のサブキャリアは受信装置が既知の信号を送信する。当該サブキャリアをここではパイロットサブキャリアと呼び、情報を送信するサブキャリアをデータサブキャリアと呼ぶ。

ここで、データサブキャリアとパイロットサブキャリアの配置の一例について図９に示す。図９で、−２１番、−７番、７番、２１番のサブキャリアがパイロットサブキャリアであり、この例では四つのサブキャリアをパイロットサブキャリアとして用いている。

なお、図９の例ではパイロットサブキャリアを−２１番、−７番、７番、２１番のサブキャリアに配置したが、本実施形態におけるパイロットサブキャリアの配置は上記四つのサブキャリアに制限されるものではない。予め定められた番号であり、無線受信装置が既知の番号であればその他の番号のサブキャリアを用いても構わない。また、パイロットサブキャリア数も４本のサブキャリアに制限されない。本実施形態においては後に説明するように、ストリーム数以上のサブキャリア数であればいかなる数のサブキャリアをパイロットサブキャリアとして用いても構わない。

ここで、ストリームｉ（図１の例ではｉ＝１，２）におけるサブキャリア番号ｋのパイロットサブキャリアにおけるｍシンボル目の信号をｐ_ｉ ^（ｋ）（ｍ）とおき、各ストリームのパイロット信号を要素とするパイロット信号ベクトルである＜ｐ^（ｋ）（ｍ）＞を次式（１）のように定義する。なお、以後、＜Ａ＞は「ベクトルＡ」を示しているとする。

ただし、^Ｔは行列の転置を表している。

本実施形態ではパイロット信号ベクトルが特定の条件を満たす必要がある。この条件については伝搬路推定の誤差成分を推定する手法を説明する際に第９の実施形態で説明する。

次に、逆フーリエ変換器１２１、１２２が、変調器１０１、１０２およびパイロット生成部１１１を用いて生成された周波数領域の信号をそれぞれ時間領域の信号に変換する。このとき、逆フーリエ変換を計算する手段はＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を用いてもＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）を用いて計算しても構わない。周波数領域の信号を時間領域の信号に変換することができればいかなる手段を用いても構わない。また、時間領域の信号を巡回遅延させ、ずらして出力しても、一つのフレーム内で同一の遅延量であれば構わないし、受信装置が既知であるならばフレーム内で遅延量を変更しても構わない。

ＧＩ付加部１３１、１３２が、逆フーリエ変換器１２１、１２２で時間領域の信号に変換された信号に対し、ＯＦＤＭシンボルごとにガードインターバルまたはサイクリックプレフィクスと呼ばれる信号を付加する。これらは、伝搬遅延時間の異なるマルチパス信号が到来したときに、信号の周期性を保ち、周波数領域において符号間干渉が生じないようにするためにＯＦＤＭ伝送において用いられる手法であり、一般的であるので詳細な説明は省略する。

以上では、一つのフレームにおける情報信号部分をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送するための信号生成について説明してきたが、フレーム伝送では一般に情報信号を送信する前にフレームの先頭でヘッダ信号を送信する。ヘッダ信号は、同期をとるための信号やフレームで適用される変調方式やストリーム数、符号化方式、符号化率などの無線受信装置において復調を行うために必要な情報や、伝搬路応答を推定するために無線受信装置が既知なプリアンブル信号や他の通信システムとの共存をはかるための信号である。これらの信号は、無線受信装置が既知の信号である。既知信号生成部１４１はこの既知信号を生成する。スイッチ１７１、１７２は、ＧＩ付加部１３１、１３２の出力である情報信号と、既知信号生成部１４１が出力する既知信号を切り替えてそれぞれ、無線部１５１、１５２に出力する。

ヘッダ信号の一例として図１０にフレームフォーマットの一例を示す。
図１０において、１００１はストリーム１のフレームフォーマットであり、１００２はストリーム２のフレームフォーマットを表している。１０１１、１０１２、１０２１、１０２２は同期をとるための周期信号である。１０３１、１０３２、１０４１、１０４２はフレームの信号長、変調方式、符号化率、ストリーム数などの復調に必要な情報が含まれている信号である。１０５１、１０５２はＡＧＣ（Auto Gain Control）の電力測定用の信号である。１０６１〜１０６４は伝搬路推定用の既知信号である。ここまでがヘッダ信号となる。以上のヘッダ信号に続いて情報信号１０７１〜１０７４が伝送される。

ヘッダ信号の一例として図１０のフォーマットを用いて説明したが、本実施形態におけるフレームフォーマットは図１０のフォーマットに制限されるものではないし、ヘッダ信号のフォーマットも図１０のフォーマットに制限されるものではない。また、復調に必要な情報として上記の信号を例としてあげたが、無線受信装置が復調できるのであればこれらの信号全てを必ずヘッダ信号として送信する必要は無く、また、他の信号をヘッダ信号に含めて送信しても構わない。

以上のようにして生成されたデジタルの送信信号を無線部１５１、１５２でアナログの無線周波数に変換する。無線部１５１、１５２はデジタル信号を無線周波数信号に変換し、利得を調整する機能と、アナログの無線周波数信号の利得を調整し、デジタル信号に変換する機能を有し、送信時はデジタル信号をアナログの無線周波数信号に変換する機能が利用される。
なお、無線部１５１、１５２はＡ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、フィルタ、直交変調器、直交復調器、周波数変換器、増幅器などから構成される一般的な無線器であるため、詳細な説明は省略する。

無線部１５１、１５２で無線周波数に変換された信号は送信アンテナ１６１、１６２を介してそれぞれ送信される。このとき、送信アンテナ１６１、１６２は所望の周波数の信号を送受信することができればいかなるアンテナを用いても構わない。また、送信アンテナ１６１と１６２でそれぞれ同一の形態、同一の性質のアンテナを用いても構わないし、別々のアンテナを用いても構わない。

以上が本実施形態の無線受信装置が受信する送信信号についての説明である。以下、この送信信号を受信する無線受信装置について詳細に説明する。

（第１の実施形態）
本実施形態の無線受信装置の構成について図１１を参照して説明する。図１１は、本実施形態に係る無線通信装置についてのブロック図の一例であり、多重化されるストリーム数２、受信アンテナ数２の場合を一例として示している。
本実施形態の無線受信装置は、受信アンテナ１１０１、１１０２、無線部１１１１、１１１２、ＧＩ除去部１１２１、１１２２、フーリエ変換器１１３１、１１３２、伝搬路推定部１１４１、伝搬路推定誤差推定部１１４２、伝搬路推定誤差補正部１１４３、位相補正部１１４５、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４、ＭＩＭＯ復調部１１４６を備えている。

無線部１１１１、１１１２は、受信アンテナ１１０１、１１０２を介して、無線処理を行い、無線周波数の信号をデジタル信号に変換する。受信アンテナ１１０１、１１０２は、送信装置のアンテナと同様にいかなるアンテナを用いても構わない。送信時と受信時で異なるアンテナを用いても構わないし、同一のアンテナを用いても構わない。さらに、送信時と受信時で電気的に性質を変えて用いても構わない。所望の周波数の信号を受信することができれば、いかなるアンテナ構成を用いても構わない。
無線部１１１１、１１１２は、送信装置の説明をしたときと同一の性質を持つものであり、無線受信装置では無線周波数の信号をデジタル信号に変換するために用いられる。このとき、無線周波数の信号を一旦、中間周波数の信号に変換してからベースバンド信号に変換しても構わないし、中間周波数を介せず直接ベースバンド信号に変換しても構わない。また、アナログで直交復調を適用しても構わないし、中間周波数信号をＡ／Ｄ変換器でデジタル信号に変換した後、デジタルで直交復調を用いても構わないし、無線周波数の信号を直接デジタル信号に変換した後、デジタルで直交復調を用いても構わない。無線周波数の信号をデジタル信号に変換することができればいかなる構成および手段を用いても構わない。なお、無線部１１１１、１１１２における増幅器やフィルタ、周波数変換器やＡ／Ｄ変換器は一般的な物であり、本実施形態にとって本質ではないので、それぞれの詳細な説明は省略する。

ＧＩ除去部１１２１、１１２２は、無線部１１１１、１１１２でデジタル信号に変換された信号から、マルチパスによる符号間干渉を防ぐために送信装置で付加されたＧＩを除去する。

フーリエ変換器１１３１、１１３２は、ＧＩ除去部１１２１、１１２２によりガードインターバルが除去された時間領域の信号を周波数領域に変換する。フーリエ変換器１１３１、１１３２は離散フーリエ変換を行う。ＯＦＤＭ伝送では複数のサブキャリアを用いて信号が送信されており、フーリエ変換器１１３１、１１３２が受け取った信号に離散フーリエ変換を適用することによって各サブキャリアで送信された信号を抽出することができる。
フーリエ変換器１１３１、１１３２は、ガードインターバルを除いた有効ＯＦＤＭシンボルを１シンボルずつ離散フーリエ変換する。このとき、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を用いて演算してもＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて演算しても構わない。ＯＦＤＭシンボルごとに離散フーリエ変換を適用することができればいかなる手法を用いても構わない。フーリエ変換器１１３１、１１３２が出力する信号について後に式（２）〜式（１１）を参照して説明する。

伝搬路推定部１１４１は、サブキャリアごとの伝搬路応答を推定する。伝搬路推定部１１４１の詳細は後に式（１２）〜式（１９ｂ）を参照して説明する。なお、伝搬路推定部１１４１の変形例（伝搬路推定部１３０１）について後に図１３、式（２０）、式（２１）を参照して説明する。

伝搬路推定誤差推定部１１４２は、伝搬路推定部１１４１で推定した伝搬路推定の誤差を推定する。伝搬路推定誤差推定部１１４２の詳細は後に式（３１）〜式（５１）を参照して説明する。

伝搬路推定誤差補正部１１４３は、各サブキャリアの伝搬路応答の推定誤差を補正する。伝搬路推定誤差補正部１１４３の詳細は後に式（５２）を参照して説明する。

位相補正部１１４５は、伝搬路推定誤差補正部１１４３で補正された伝搬路推定を使用して受信信号に生じる位相誤差を補正する。周波数オフセットおよび位相雑音の影響で、受信信号はシンボルごとに異なる位相誤差を受けている。よって、位相補正部１１４５は、ＭＩＭＯ復調を行う前にシンボルごとにパイロットサブキャリアの信号を用いて位相誤差を補正する。位相補正部１１４５の詳細は後に式（５３）〜式（５８）を参照して説明する。

ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４は、ＭＩＭＯ復調を行うための前処理を行う。ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４は、伝搬路推定誤差補正部１１４３で補正された伝搬路応答を用いてデータサブキャリアのＭＩＭＯ伝送された信号を復調するための前処理を行う。ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４の詳細は後に式（５２）の下以降で説明する。

ＭＩＭＯ復調部１１４６は、多重化された各ストリームを復調する。なお、ここでいう復調とは送信装置で誤り訂正符号化がなされていない場合、またはＭＩＭＯ復調部１１４６の後段で硬判定復号を施す場合は、０または１の判定した各ビットを復調信号１または復調信号２として出力することを意味する。一方、ＭＩＭＯ復調部１１４６の後段で軟判定復号が適用される場合は各ビットの尤度情報、すなわち軟出力を復調信号１または復調信号２として出力することを意味する。ＭＩＭＯ復調部１１４６における復調手法の詳細については本実施形態の要旨と異なるため、詳細な説明については省略する。
ＭＩＭＯ復調部１１４６で得られた復調信号１および２は送信装置における送信信号１および送信信号２の生成手法に応じてデインターリーブや信号入替、復号などの処理が施されるが、本実施形態における無線受信装置では送信装置の送信手段に応じてこれらの処理を施し、情報信号を抽出する必要はあるが、その手段はいかなる手段にも制限しないため、詳細な説明は省略する。

次に、図１１の無線受信装置の動作の一例について図１２を参照して説明する。
伝搬路推定部１１４１が、受信信号に含まれる伝搬路推定用プリアンブルを使用して伝搬路推定を行う（例えば、下記式（１２）参照）（ステップＳ１２０１）。

伝搬路推定誤差推定部１１４２が、ステップＳ１２０１で得られた伝搬路推定結果と、例えば、ＯＦＤＭシンボルの第１番目のデータシンボルで送信されるパイロット信号の系列を使用して、伝搬路推定誤差推定用のウエイトをパイロットサブキャリアごとに計算する（例えば、下記式（４２）〜式（４５）参照）（ステップＳ１２０２）。なお、パイロット信号は、第１番目のデータシンボルに含まれるものでなくてもよい。

伝搬路推定誤差推定部１１４２が、受け取ったシンボルがデータの第１番目ＯＦＤＭシンボルであるか否かを判定する（ステップＳ１２０３）。
ステップＳ１２０３で受け取ったシンボルがデータの第１番目ＯＦＤＭシンボルである場合には、伝搬路推定誤差推定部１１４２が、パイロットサブキャリアに伝搬路推定誤差推定用のウエイトを乗算し、伝搬路推定誤差成分を推定する（例えば、下記式（４６）参照）（ステップＳ１２０４）。

伝搬路推定誤差補正部１１４３が、ステップＳ１２０４で推定された伝搬路推定誤差成分と、ステップＳ１２０１で得られた伝搬路推定結果とを入力して、パイロットサブキャリアの伝搬路推定結果を補正する（例えば、下記式（５２）参照）（ステップＳ１２０５）。

ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４が、ステップＳ１２０５で補正された伝搬路推定結果を使用してデータサブキャリア用の復調の前処理を行う（ステップＳ１２０６）。

一方、ステップＳ１２０３で受け取ったシンボルがデータの第１番目ＯＦＤＭシンボルでない場合には、位相補正部１１４５が、パイロットサブキャリアの受信信号を使用して位相誤差を推定する（ステップＳ１２０７）。位相補正部１１４５が、ステップＳ１２０７で推定された位相誤差を使用してデータサブキャリアの位相誤差を補正する（ステップＳ１２０８）。ステップＳ１２０７、Ｓ１２０８については、下記の式（５３）以降を参照。

その後、ＭＩＭＯ復調部１１４６が、多重化された各ストリームを復調する（ステップＳ１２０９）。ＭＩＭＯ復調部１１４６が、最終シンボルまで復調されたかどうか判定し、最終シンボルまで復調されている場合には処理を終了し、最終シンボルまで復調されていない場合にはステップＳ１２０３に戻る（ステップＳ１２１０）。

次に、各フーリエ変換器が出力する信号について考える。各パスの伝搬遅延時間が異なるマルチパス伝搬路を伝搬した信号は、伝搬遅延時間差の異なる遅延波の影響で周波数選択性フェージングの影響を受ける。この結果、ＯＦＤＭ伝送ではサブキャリアごとに伝搬路応答が異なり、ＯＦＤＭ伝送をＭＩＭＯに拡張したＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においても同様にサブキャリアごとに伝搬路応答が異なることになる。さらに、複数の信号が空間多重されて送信されているため、ｉ番目のフーリエ変換器が出力する第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第ｋ番目のサブキャリアの受信信号ｒ_ｉ ^（ｋ）（ｍ）は次式（２）で表すことができる。

ただし、ｈ_ｉ，ｊ ^（ｋ）はｊ番目の空間多重されたストリームの、ｉ番目の受信アンテナのｋ番目のサブキャリアにおける伝搬路応答を表しており、ｓ_ｊ ^（ｋ）（ｍ）はｊ番目のストリームのｋ番目のサブキャリアにおける変調信号、ｎ_ｉ ^（ｋ）（ｍ）はｋ番目のサブキャリアにおける熱雑音を表している。また、Ｄはストリーム数を表しており、本実施形態ではストリーム数が２の場合を例に説明を行うため、Ｄ＝２となる。

さらに、各フーリエ変換器が出力するｍ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアの信号を要素とする受信ベクトル＜ｒ^（ｋ）（ｍ）＞を次式（３）〜（６）のように定義する。

式（３）のように表される受信ベクトルから変調信号、ひいては情報信号を推定するためには式（４）で表される伝搬路行列Ｈ^（ｋ）を全サブキャリアにわたり推定しなければならない。

無線通信では一般に伝搬路応答を推定するために無線受信装置が既知の信号が送信される。ここで、既知シンボルを受信している区間の受信信号ベクトルを＜ｙ^（ｋ）（ｍ）＞と表し、ｊ番目のストリームがｍシンボル目にｋ番目のサブキャリアで送信する既知信号をｘ_ｉ ^（ｋ）（ｍ）とおき、各ストリームが送信する既知信号を要素とするｋ番目のサブキャリアにおけるｍシンボル目の既知信号ベクトルを＜ｘ^（ｋ）（ｍ）＞とおくと、式（２）、式（３）と同様に＜ｙ^（ｋ）（ｍ）＞は次式（７）で表すことができる。

ただし、＜ｖ^（ｋ）（ｍ）＞は既知信号の受信区間のｋ番目のサブキャリアにおける熱雑音ベクトルを表している。さらに、既知信号受信区間の各シンボルの受信ベクトルを列ベクトルとする行列を次式（８）〜（１１）のように定義する。

伝搬路推定部１１４１は、以上の信号を用いて伝搬路推定を行う。
伝搬路推定部１１４１は、式（８）より、Ｘ^（ｋ）の一般化逆行列Ｘ^（ｋ）−を両辺に右から乗算することにより、サブキャリアごとに伝搬路推定を行うことができる。すなわち、伝搬路推定部１１４１は、次式（１２）、（１３）の伝搬路応答行列を求める。

ただし、^Ｈは複素共役転置を示す。

また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送における伝搬路推定用既知信号は演算の簡略化および雑音強調の影響を防ぐことを目的として、Ｘ^（ｋ）の各行ベクトルが直交するように設計される場合がある。このとき、式（１３）における一般化逆行列Ｘ^（ｋ）−は次式（１４）で表すことができる。

ただし、ＥはＸ^（ｋ）の各行ベクトルのノルムの２乗を表しており、直交系列を用いる場合は逆行列の演算が不要になることがわかる。

例として、図１０に示したフレームフォーマットを考える。図１０の一例ではシンボル１０６１〜１０６４が伝搬路推定用の既知シンボルに相当し、二つのストリームを分離するため、各ストリームが２シンボルずつ既知シンボルを送信している。また、シンボル１０６１、１０６２、１０６４は各サブキャリアで同一の既知信号を送信しており、シンボル１０６３のみ全サブキャリアでシンボル１０６１の既知信号の符号を反転した信号を送信している。ここで、シンボル１０６１のｋ番目のサブキャリアの既知信号をｘ_１ ^（ｋ）（１）とおくと、Ｘ^（ｋ）は次式（１５）で表すことができる。

よって、一般化逆行列Ｘ^（ｋ）−は次式（１６）で表され、伝搬路推定部１１４１は伝搬路応答行列を次式（１７）に基づき推定することができる。

さらに行列を展開すると、次式（１８ａ）、（１８ｂ）はフーリエ変換器１１３１で得られる信号における各ストリームの伝搬路推定であり、次式（１９ａ）、（１９ｂ）はフーリエ変換器１１３２で得られる信号における各ストリームの伝搬路推定になっていることがわかる。

このように、フーリエ変換器の出力ごとに簡単な四則演算を適用することによって、伝搬路応答をサブキャリアごとに推定することができる。受信アンテナやフーリエ変換器の数が増えた場合も全く同様の処理を追加するのみであり、簡易に拡張することができる。

なお、ここでは図１０のフレームフォーマットを例にシンボル１０６３の符号が反転している場合を例に説明したが、伝搬路推定用の既知信号の送信手法は様々な方式が考えられる。例えば、シンボル１０６３の代わりにシンボル１０６４のみ符号を反転する方式でも同一の伝搬路推定精度が得られるし、雑音による耐性を高めるため、同一シンボルを複数回送信する方式も考えられる。伝搬路推定部１１４１は送信される既知シンボルの送信方式に応じた方式で伝搬路応答を推定する。

また、図１０のようにプリアンブルとしてデータ伝送の前に伝搬路推定用既知信号を全てのサブキャリアで送信する方式以外にデータ伝送中に一部のサブキャリアで既知信号を送信し、順次伝搬路推定を行うサブキャリアを変更していくスキャッタードパイロット方式も考えられる。このような方式においても既知信号を送信しているサブキャリアについては式（８）の関係が成り立つため、当該サブキャリアにおいては前述した方式と同様の方式で伝搬路推定を行うことができる。

さらに、一般にＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送では有限の遅延時間の伝搬路を想定して設計がなされているため、伝搬路応答がサブキャリア間で相関を持つ。よって、推定された伝搬路応答を用いてサブキャリア間で平均化を施すことにより、雑音Ｖ^（ｋ）の影響を抑圧することができる。伝搬路推定部１１４１はこのような平均化を施しても構わない。

＜変形例：フーリエ変換前に伝搬路推定を行う場合＞
次に、フーリエ変換前で周波数領域の信号に変換する前の時間領域の信号を用いて伝送路推定を行う場合について図１３を参照して説明する。図１３の無線受信装置は、図１１の無線受信装置と伝搬路推定部が異なるだけであり、その他の装置部分は同一である。なお、以下、既に説明した装置部分と同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。

伝搬路推定は、図１１とは異なり図１３に示す伝搬路推定部１３０１のようにフーリエ変換器１１３１、１１３２で周波数領域の信号に変換する前の時間領域の信号を用いて実行する。

伝搬路推定部１１４１が周波数領域でサブキャリアごとに伝搬路応答を推定する際に、図１０に示したフレームフォーマットの場合、式（１８ａ）、式（１８ｂ）および式（１９ａ）、式（１９ｂ）を用いて既知シンボル２シンボルの和や差を求めることによって、特定のストリームの伝搬路応答だけを推定できることを示した。時間領域の推定においても同様に、伝搬路推定用既知信号が送信されている区間は二つのシンボルの差を求めることによってストリーム１のみ抽出でき、二つのシンボルの和を求めることによってストリーム２のみを抽出できる。

一例として、受信アンテナ１１０１で受信し、無線部１１１１でデジタル信号に変換され、ＧＩ除去部１１２１でガードインターバルが除去された信号におけるストリーム１の伝搬路推定を伝搬路推定部１３０１が行う方式について説明する。ガードインターバルが除去された伝搬路推定用既知シンボル１シンボル目のｋサンプル番目の信号をｑ_１（ｋ）、２シンボル目のｋサンプル番目の信号をｑ_２（ｋ）とおく。上述したように、ストリーム１の信号は二つのシンボルの差をとることにより抽出できるため、次式（２０）で表されるｚ（ｋ）を求める。

ここで、伝搬路推定用既知シンボル１０６１を逆フーリエ変換し、時間領域の信号に変換した信号のｋサンプル目の信号をＬｐ（ｋ）とおくと、ｚ（ｋ）は次式（２１）で表すことができる。

ここで、各ａ（ｌ）はｌ番目のパスの時間領域での伝搬路応答、Ｌはパス数を表し、ｖ（ｋ）はｚ（ｋ）に含まれる熱雑音を表している。このとき、ａ（０）〜ａ（Ｌ−１）は、全体として伝搬路のインパルス応答を表しており、伝搬路推定部１３０１がａ（０）〜ａ（Ｌ−１）をフーリエ変換することにより周波数領域の伝搬路応答を推定することができる。よって、伝搬路推定部１３０１は、受信信号ｚ（ｋ）と既知信号Ｌｐ（ｋ）からインパルス応答ａ（０）〜ａ（Ｌ−１）を推定し、フーリエ変換を施すことによって各サブキャリアの伝搬路応答を推定する。インパルス応答の推定法としては、最小自乗法や平均自乗誤差最小法などの手法が挙げられる。また、求めたインパルス応答をフーリエ変換する手法としてはＦＦＴを用いる方式やＤＦＴを用いる方式が考えられるし、フーリエ変換器１１３１、１１３２を利用しても構わない。

このように、インパルス応答を推定し、各サブキャリアの伝搬路応答を推定する手法は様々な手法が挙げられるが、本実施形態ではいかなる手法を用いても構わない。以上の推定を各受信アンテナで受信した信号の全てのストリームに対して適用することによって各サブキャリアの伝搬路応答を推定できる。

以上説明したように、伝搬路推定部１１４１または１３０１において各フーリエ変換器出力における全ストリームの伝搬路応答を推定することができる。

＜位相回転による伝搬路推定への影響＞
しかしまだ他の問題がある。前述したように、送信装置では送信するベースバンド信号を無線周波数に変換するために、送信装置で発生した正弦波信号を用い、無線受信装置では受信した無線周波数の信号をベースバンド信号に変換するために無線部で発生した正弦波信号を用いる。このとき、両装置で正確に同一周波数の正弦波を発生させることは非常に困難である。また、無線部内の発信器には位相雑音が含まれ、周波数の揺らぎが生じるため、ＡＦＣ（Auto Frequency Control）などを用いても正確に周波数を合わせることは困難である。その結果、送信装置と無線受信装置に周波数オフセットが生じ、通信品質劣化の大きな要因となる。周波数オフセットおよび位相雑音による波形ひずみはサブキャリア間の干渉およびＯＦＤＭシンボル全体の位相回転という形であらわれる。一般にサブキャリア間の干渉よりもＯＦＤＭシンボル全体の位相回転の方が大きな劣化要因となるため、ＯＦＤＭ伝送では一部のサブキャリアで既知信号を送信し、位相回転を補正する処理が一般に行われている。

ここで、周波数オフセットおよび位相雑音による位相回転による伝搬路応答の推定誤差について考える。上記式（７）で示した伝搬路推定用既知信号を受信している区間の信号は位相回転の影響を受けるため、次式（２２）で表すことができる。

ただし、φ_ｍはｍシンボル目の既知シンボル受信時における位相誤差を表している。よって、上記式（８）に示した既知信号受信区間の受信ベクトルを各列ベクトルとする受信行列は列ごとに異なる位相回転を受けるため、次式（２３）で表すことができる。

ただし、ｄｉａｇ［］は括弧[]内の文字列を対角成分とする対角行列を表している。

以上の信号に対して式（１２）で示したような手法で伝搬路推定部１１４１または１３０１で伝搬路推定を行うと、推定される伝搬路応答は次式（２４）、（２５）で表される。

式（２４）では雑音項を無視し、伝搬路推定で得られる期待値が示されている。

このように、伝搬路推定結果は伝搬路推定用既知シンボルの系列に依存した推定誤差が生じる。ここで、図１０に示したフレームフォーマットを例に伝搬路推定のひずみについて考える。図１０のように同一の信号系列をシンボル単位で符号を変えることによって送信する場合、シンボル１０６１におけるｋ番目のサブキャリアの既知信号ｘ_１ ^（ｋ）（１）を用いて式（２４）はさらに次式（２６）のように展開できる。

ただし、ＱはＸ^（ｋ）からｘ_１ ^（ｋ）（１）を取り除き、正負の符号のみを要素とする信号系列を表す行列であり、全サブキャリアで共通の行列となる。さらに、図１０の例のようにストリーム間で直交する系列が用いられる場合、Ｑの各行が相互に直交するため、式（２６）は次式（２７）、（２８）で表すことができる。

式（２６）、式（２７）から伝搬路推定結果は各伝搬路推定用既知シンボルを受信している際の位相誤差および伝搬路推定用既知信号の信号系列Ｑに依存したひずみを受けることがわかる。

図１０のフレームフォーマットの場合、信号系列ＱおよびΦは次式（２９）、（３０）で表すことができる。

このように、行列Φの非対角成分が値を持つことから、推定した伝搬路応答は他のストリームの伝搬路応答を干渉成分として含むことがわかる。

上記の伝搬路推定誤差行列Φは周波数オフセットおよび位相雑音が生じている中で複数のシンボルにまたがり伝搬路推定を行うことによって生じる推定誤差であり、単一のＯＦＤＭシンボルを受信している場合には生じない。また、式（２４）〜式（２８）から、この伝搬路推定誤差行列Φは全サブキャリアで共通の推定誤差であることがわかる。

伝搬路推定誤差推定部１１４２は伝搬路応答の推定誤差について上述の特徴をふまえ、本実施形態ではデータシンボルのパイロットサブキャリアの信号を利用して伝搬路推定誤差を推定し、伝搬路推定誤差補正部１１４３は伝搬路推定結果を補正する。
伝搬路推定誤差推定部１１４２がパイロットサブキャリアを用いて伝搬路応答の推定誤差を推定する方式について以下に詳細を述べる。一例として、図９に示すように、−２１、−７、７、２１番目の四つのサブキャリアがパイロットサブキャリアとして既知信号を送信している場合を考える。パイロットサブキャリアにおけるｍ番目のＯＦＤＭシンボルの受信信号は式（１）および伝搬路応答、推定した伝搬路応答、伝搬路推定誤差を用いて次式（３１）〜（３４）で表すことができる。

ここで、Ψ_ｍはｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける位相誤差を表している。式（３１）において推定する未知係数はα、β、γ、δの四つであるのに対し、式（３４）のＰ^（ｋ）（ｍ）のランクは２であり、最小ノルム解しか存在しない。

そこで、複数のパイロットサブキャリアを用いて推定を行うことを考える。＜ｒ^（ｋ）（ｍ）＞とサブキャリア番号ｋ’のパイロットサブキャリアにおける受信信号＜ｒ^（ｋ’）（ｍ）＞を結合し、ベクトルの次元拡大を行ったベクトル＜ｒ（ｍ）＞を次式（３５）、（３６）のように定義する。

ここで、サブキャリア番号ｋおよびサブキャリア番号ｋ’のパイロットサブキャリアでそれぞれ各ストリームから同一の信号を送信する場合を考える（例：＜ｐ^（ｋ）（ｍ）＞＝［１ １］^Ｔ、＜ｐ^（ｋ’）（ｍ）＞＝［−１ −１］^Ｔ）。このとき、二つのパイロット行列Ｐ（ｍ）のランクは２であり、単一のパイロットサブキャリアを用いて推定する場合と同一の問題が生じる。

一方、サブキャリア番号ｋ’のパイロットサブキャリアで各ストリームから異なる符合の信号（例：＜ｐ^（ｋ）（ｍ）＞＝［１ １］^Ｔ、＜ｐ^（ｋ’）（ｍ）＞＝［１ −１］^Ｔ）が送信されているとする。この場合、Ｐ（ｍ）のランクは４になり、最小二乗法などの推定法を用いて＜φ＞を推定することができる。

以上説明したように、パイロットサブキャリアを用いて伝搬路応答の推定誤差を求める場合、推定に用いるパイロットサブキャリアのパイロット行列から生成されるパイロット行列Ｐ（ｍ）のランクが４（ストリーム数の二乗）に等しくなるようなパイロット信号が送信されている必要がある。

本実施形態ではデータシンボルの１シンボル目の全パイロットサブキャリアを用いて推定を行うことを想定し、次式（３７）で表されるパイロット行列のランクが上述の条件を満たすようにパイロットサブキャリアから信号が送信されているものとする。

ただし、パイロットサブキャリアの配置は図９に示したものと同一である。

以上のパイロットサブキャリアの受信ベクトルを接続し、ベクトルの次元拡大を行った受信ベクトル＜ｒ（１）＞を次式（３８）のように定義する。

このとき、受信ベクトルは各サブキャリアの伝搬路応答、各パイロットサブキャリアのパイロット行列、伝搬路推定の誤差成分を用いて次式（３９）のように表される。

式（３９）から、＜φ＞は最小自乗法を用いて推定できる（次式（４０）、（４１））。

よって、伝搬路推定誤差推定部１１４２は、伝搬路推定部１１４１または１３０１が推定した伝搬路応答を用いてパイロットサブキャリアごとに次式（４２）〜（４５）で示される伝搬路推定誤差成分抽出用のウエイトを計算する。

ただし、Ｗ^（ｋ）（ｋ＝−２１，−７，７，２１）はサブキャリア番号ｋのパイロットサブキャリア用のウエイトを表している。

次に、伝搬路推定誤差推定部１１４２は、データの第１シンボルを受信した際に、各パイロットサブキャリアに求めたウエイト（式（４２）〜式（４５））をそれぞれ乗算し、乗算結果を加算することによって次式（４６）により伝搬路推定誤差成分α、β、γ、δを推定する。

得られたα、β、γ、δを用いて式（３２）に従い、Φ^−１を求める。以上のようにして、伝搬路推定誤差推定部１１４２は、周波数オフセットおよび位相雑音に起因する伝搬路応答の推定誤差を推定することができる。

＜伝搬路推定誤差推定部１１４２：伝送路推定用既知シンボルが直交している場合＞
一方、図１０に示したフレームフォーマットのように、伝搬路推定用既知シンボルが直交し、伝搬路推定誤差行列Φが式（２８）や式（３０）のように表される場合を考える。このとき、伝搬路推定誤差成分の逆行列は対角項がそれぞれ等しく、非対角項もそれぞれ等しいため、次式（４７）のように表すことができる。

よって、伝搬路推定用既知信号として直交系列が送信されている場合はαおよびβの２値を推定することができれば伝搬路推定誤差を推定することができる。よって、式（３３）に示した＜φ＞は次式（４８）のように書き換えることができる。

このような場合にパイロットサブキャリアで送信されるパイロット信号に要求される条件ついて考える。パイロットサブキャリアにおいて、全ストリームでパイロット信号を送信するのではなく、次式（４９）で表すように特定のストリームからのみパイロット信号を送信するとする。

このとき、式（３１）で表されるパイロットサブキャリアの受信信号は次式（５０）で表すことができる。

よって、推定した伝搬路応答Ｈ^（ｋ）を用いてＺＦ（Zero-Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）でαおよびβを単一のパイロットサブキャリアのみを用いて推定することができる。

一方、全てのストリームからパイロット信号を送信する場合を考える。サブキャリア番号ｋのパイロットサブキャリアにおけるパイロット行列Ｐ^（ｋ）（ｍ）は次式（５１）で表すことができる。

よって、伝搬路推定用既知信号が直交系列の場合、各サブキャリアのパイロット行列を式（３７）のように並べたパイロット行列Ｐ（ｍ）のランクはストリーム数と同数であれば式（４０）に示したように伝搬路応答の推定誤差を推定することができる。

このように、パイロットサブキャリアの送信方式によって必要なサブキャリア数が異なる。ただし、上述した説明をまとめると、推定に必要なサブキャリア数は伝搬路推定用既知シンボルの系列によって以下のように分類することができる。
（１）伝搬路推定用既知信号が直交系列の場合：パイロット行列Ｐ（ｍ）のランクがストリーム数と同数になるパイロットサブキャリア数
（２）伝搬路推定用既知信号が直交系列でない場合：パイロット行列Ｐ（ｍ）のランクがストリーム数の二乗と同数になるパイロットサブキャリア数
以上、パイロットサブキャリアが図９に示す配置であり、パイロットサブキャリア数が４の場合を例に伝搬路推定誤差を推定する方式について説明したが、本実施形態におけるパイロットサブキャリア数を４に制限するものではない。パイロットサブキャリア数はいくつでも構わない。式（３７）に示すように各パイロットサブキャリアで送信する信号を用いてパイロット行列を生成し、生成される行列のランクがストリーム数以上であればいかなるパイロットサブキャリア数、パイロットの系列を用いても構わない。

以上説明したように、伝搬路推定誤差推定部１１４２で推定されたｅ^ｊΨ１Φ^−１を用いてパイロットサブキャリアを含め、信号を送信しているサブキャリアの伝搬路応答を伝搬路推定誤差補正部１１４３で補正する。

推定された誤差を含む伝搬路応答Ｈハット（伝搬路推定部１１４１、１３０１の出力）と真の伝搬路応答Ｈ（伝搬路推定誤差補正部１１４３の出力）には式（２４）の関係が成り立つため、伝搬路推定誤差補正部１１４３は、次式（５２）に示すように推定された全サブキャリアの伝搬路応答にｅ^ｊΨ１Φ^−１を乗算し、補正を行う。

ここで、１シンボル目のデータシンボルにおけるパイロットサブキャリアを用いて伝搬路応答の推定誤差を推定する場合を想定しているため、Ψ_１が乗算されている。

＜ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４＞
本実施形態において、ＭＩＭＯ復調方式をいかなる方式にも制限しない。ＭＩＭＯ伝送された信号を復調することができればＺＦやＭＭＳＥなどの空間フィルタリングを用いる方式やＯＳＩＣ（Ordered Successive Interference Cancellation）などの空間フィルタリングとキャンセラーを併用させる方式や最尤判定方式および最尤判定の演算量を削減するsphere decodingやK-Best、M-algorithmや、上記以外のいかなる方式を用いても構わない。

ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４は、ＭＩＭＯ復調にあわせた前処理を行う。例えば、ＺＦを用いてＭＩＭＯ復調を行う場合は伝搬路推定誤差補正部１１４３で補正された伝搬路応答を用いて全てのデータサブキャリアのウエイトをＺＦ基準で計算し、各サブキャリアのストリームごとに乗算するメトリックの重み係数を計算する。また、sphere decodingやM-algorithmを用いる場合は伝搬路推定誤差補正部１１４３で補正した伝搬路応答を用いて全てのデータサブキャリアの伝搬路応答をＱＲ分解またはＺＦ基準のウエイトの計算および伝搬路応答とその複素共役行列の積をCholesky分解する。

以上説明したように、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４は伝搬路推定誤差補正部１１４３で補正した伝搬路応答を用いてＭＩＭＯ復調を行うための前処理を行う。なお、本実施形態におけるＭＩＭＯ復調手法は上記手法に制限するものではなく、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４で施す処理も上記の処理に制限するものではない。その他、ＭＩＭＯ復調に必要な処理があれば適用しても構わないし、処理を施す必要が無ければ特に何も処理を行わなくても構わない。ＭＩＭＯ伝送された信号を復調することができればいかなる処理を施しても構わない。

＜位相補正部１１４５＞
なお、前述した周波数オフセットおよび位相雑音の影響で、受信信号はシンボルごとに異なる位相誤差を受けている。よって、ＭＩＭＯ復調を行う前に位相補正部１１４５でシンボルごとにパイロットサブキャリアの信号を用いて位相誤差を補正する。

１シンボル目の信号は伝搬路推定誤差推定部１１４２で推定される誤差成分に位相誤差も含まれており、伝搬路推定誤差補正部１１４３で伝搬路の方に補正がなされているため、補正を行う必要はなく、２シンボル目から補正を行う。

式（２２）と同様に、データシンボルにおいてもシンボルごとに位相誤差が生じるため、式（３）で表される受信ベクトルは次式（５３）で表すことができる。

なお、パイロットサブキャリアで送信される信号は無線受信装置で既知の信号なので、レプリカ信号を次式（５４）のように生成することができる。

パイロット信号のレプリカ信号の複素共役ベクトルと受信信号の内積を次式（５５）のように求める。

伝搬路推定誤差補正部１１４３で伝搬路推定が正しく補正されているとすると、式（５５）の右辺第１項の括弧でくくられた部分はエルミート形式になるため、実数となる。また、右辺第２項の雑音成分が無視できるとすると、式（５５）は次式（５６）、（５７）のように書きなおすことができる。

ａ^（ｋ）（ｍ）は実数に１シンボル目の位相誤差の逆特性が乗算されているので、式（５６）の偏角を求めることにより第１シンボルの位相誤差を基準にしたｍシンボル目の位相誤差を推定することができる。伝搬路応答の推定誤差を補正することによって、各サブキャリアの位相は１シンボル目の位相誤差に合わされているため、このように１シンボル目の位相誤差を基準にした位相誤差を求めることによって受信信号を推定された伝搬路応答の基準位相に合わせることができる。

このように、一つのパイロットサブキャリアのみを用いて位相誤差を推定することができるが、雑音の影響を軽減するため複数のパイロットサブキャリアを用いて推定を行っても構わない。パイロットサブキャリアの本数および配置が図９のように示される場合、次式（５８）にしたがって推定を行うことによって、パイロットサブキャリアを用いて位相誤差を推定することができる。

ただし、ａｒｇ（）は偏角を表しており、Ψ’_ｍは１シンボル目の位相誤差を基準にしたｍシンボル目の位相誤差を表している。

以上のようにして、位相補正部１１４５は、推定した位相誤差の逆特性を全データサブキャリアに乗算することによって位相誤差の補正を行う。

ここで、一つのパイロットサブキャリアを用いて推定を行う方式、全てのパイロットサブキャリアを用いて推定を行う方式について説明したが、推定に用いるパイロットサブキャリアの数をこれらに制限するものではない。二つのパイロットサブキャリアを用いても構わないし、三つのパイロットサブキャリアを用いて推定を行っても構わない。式（５８）に従い、推定に用いるパイロットサブキャリア数だけ和を求めれば推定を行うことができる。

また、レプリカ信号を生成して位相誤差を推定する手法について説明したが、パイロットの送信手法によっては次式（５９）のように前のシンボルとの差分を求めても位相誤差を推定することができる。

このように、位相補正部１１４５は、前のシンボルとの差分を求めることによって位相誤差を推定しても構わない。その他、過去に推定した位相誤差やレプリカ信号と受信信号の内積を、忘却係数を用いて再帰的に加算することによって推定を行っても構わない。
以上のようにして位相補正部１１４５で位相誤差が補正された受信信号に対し、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４で処理されたウエイト等を用いてＭＩＭＯ復調部１１４６でＭＩＭＯ復調を行う。

ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４について説明した際に述べたように、本実施形態においてＭＩＭＯ復調部１１４６はいかなる方式にも制限しない。ＭＩＭＯ伝送された信号を復調することができればいかなる手段を用いても構わない。

以上説明したように、第１の実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。

（第２の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成は図１１または図１３に示した第１の実施形態における無線受信装置の構成と同一であり、送信装置と無線受信装置間の周波数オフセットおよびそれぞれの装置で発生する位相雑音に起因する伝搬路推定誤差を、パイロットサブキャリアを用いて補正する点も第１の実施形態と同様である。

本実施形態が第１の実施形態と異なる点は、伝搬路推定誤差を求めるためのパイロットサブキャリアごとのウエイトの計算手法である。すなわち、伝搬路推定誤差推定部１１４２内のウエイト計算手法が異なる。第１の実施形態では式（４２）〜式（４５）にしたがってパイロットサブキャリアごとのウエイトを求めた。この手法ではＳＮＲ（Signal power to Noise Power Ratio）が高く、雑音電力に対して信号電力が十分大きい場合は問題ないが、ＳＮＲが小さくなると、各パイロットサブキャリアの伝搬路応答次第で雑音を強調してしまう可能性がある。本実施形態におけるウエイトは、以上の問題を鑑み、雑音強調を防ぎ、低ＳＮＲ領域でも伝搬路推定のひずみを高い精度で推定できるウエイトを提供する。

＜ウエイト計算＞
以下に、本実施形態におけるウエイトの詳細とウエイト計算手法について説明する。
第２の実施形態では、第１の実施形態のようにＺＦ基準でウエイトを求めると雑音強調が生じる可能性があるため、ＭＭＳＥ基準でウエイトを求める。まずは、伝搬路推定誤差成分ではなく、送信されたパイロット信号をＭＭＳＥ基準のウエイトで抽出するためのウエイトについて考える。このとき、ウエイトの計算方法として、受信信号の自己相関行列と受信信号と参照信号の相互相関行列を計算して、ウエイトを求める方式と、推定した伝搬路応答からウィナー解を近似的に求める方式が挙げられる。

まずは、自己相関行列と相互相関行列を用いる方式から説明する。
サブキャリア番号ｋのパイロットサブキャリアの信号を抽出するためのウエイトをＷ_ｐ ^（ｋ）とおく。このとき、ＭＭＳＥ基準のウエイトは次式（６０）、（６１）、（６２）により求めることができる。

ただし、Ｅ［］はアンサンブル平均を表している。図１０に示したフレームフォーマットの例では伝搬路推定用既知シンボルが２シンボル送信されるため、その２シンボルを用いて式（６１）、式（６２）はそれぞれ次式（６３）、（６４）のように計算する。

式（６３）、式（６４）を用いて式（６０）を計算することによって、パイロット信号を抽出するＭＭＳＥ基準のウエイトを求めることができる。なお、ここでは２つの伝搬路推定用既知シンボル受信区間の信号の単純な平均を求めたが、平均処理はシンボルごとに加重合成を行うことによって求めても構わない。また、ここでは相関行列を限られたシンボル数の中で直接計算してウエイトを求めたが、ＬＭＳ（Least Mean Square）やＲＬＳ（Recursive Least Square）のように逐次更新を行うことによってウエイトを計算しても構わない。

その他、ウエイトの計算はウィナー解を用いて計算することもできる。式（６１）および式（６２）のアンサンブル平均の結果、各相関行列はそれぞれ次式（６５）、（６６）、（６７）で表すことができる。

ただし、Ｒ_ｎｎは対角項が各無線部から出力される信号に含まれる熱雑音電力の対角行列であり、σ_１ ^２およびσ_２ ^２はそれぞれ無線部１１１１、１１１２の出力に含まれる熱雑音電力を表している。

式（６５）から、この方式でＭＭＳＥ基準のウエイトを求めるためには雑音電力を推定しなければならないことがわかる。雑音電力の推定法はフレームフォーマットによって様々な方式が考えられる。図１０のフレームフォーマットの一例ではシンボル１０１１、１０１２やシンボル１０２１、１０２２がそれぞれ周期信号になっているため、周期に応じてシンボル間の差分を計算することにより雑音信号のみ抽出することができ、抽出された雑音信号から電力を直接計算することができる。また、シンボル１０３１、１０３２またはシンボル１０４１、１０４２の復調結果を用いてレプリカ信号を生成し、受信信号からレプリカ信号を引くことにより雑音信号のみを抽出し、雑音電力を推定することができる。このように、フレームフォーマットによって雑音電力を推定する手法は様々な方式が考えられ、本実施形態における雑音電力推定はいかなる手法を用いても構わない。上記二つのうちいずれかの手法を用いても構わないし、全く異なる手法を用いても構わない。雑音電力を推定することができればいかなる手法を用いても構わない。

図１０のフレームフォーマットの信号に対し、式（６５）、式（６６）に従ってウエイトを求めるとすると、ウエイトは次式（６８）のように得られる。

また、図１０のフレームフォーマットの場合は式（２８）、式（２９）、式（３０）の関係が成り立つため、Φはユニタリ行列をスカラー倍したものとなり、ウエイトはさらに次式（６９）のように展開できる。

このウエイトは伝搬路推定のひずみがない場合のウエイトに右からΦを乗算したものであり、このウエイトにより抽出されるパイロットサブキャリアの信号は次式（７０）で表すことができる。

この結果、式（３７）で示されるパイロット行列のランクがストリーム数以上の場合、伝搬路推定誤差推定部１１４２が、第１の実施形態と同様にパイロットサブキャリアの受信信号を用いて式（４７）で示される伝搬路推定誤差成分を推定することができる。

一方、第１の実施形態と異なり、式（７０）のようにウエイトを乗算して抽出した信号に含まれる不要信号は相関を有している。また、サブキャリアごとに伝搬路応答が異なるため、ウエイト適用後の不要信号成分の電力も異なる。よって、ウエイト適用後の各パイロットサブキャリアの信号を式（３５）や式（３９）のように結合して最小二乗法を適用しても、不要信号の影響で精度の高い推定を行うことはできない。

そこで、不要信号の相関行列を用いて一般化最小二乗法を適用することを考える。ＭＭＳＥを適用した際の不要信号の相関行列Ｒ_ｅｅ ^（ｋ）は次式（７１）で表されることが知られている。

ここで、Ｉはストリーム数の次元の単位行列である。式（７１）の不要信号の相関行列は、伝搬路推定のひずみの影響を受けるため、前述のように求めたウエイトおよび推定した伝搬路応答を用いて式（７１）を計算すると、次式（７２）のように伝搬路推定誤差行列Φの影響を受けることがわかる。

一般化最小自乗法では式（３３）または式（４８）の＜φ＞を、式（３４）や式（５１）で表されるサブキャリア番号ｋのパイロット行列を用いて次式（７３）に従い推定する。

Ｐ^（ｋ）（ｍ）のランクがストリーム数と同数の場合は上式のように単一のサブキャリアの信号のみで推定を行えるが、ランクが足りない場合は式（３８）と同様にウエイト適用後の各パイロットサブキャリアの信号を接続してベクトルの次元拡大を行うことによって推定することができる。このとき、式（７３）に示した一般化最小自乗法に基づいて推定を行うと、次式（７４）、（７５）のようにして推定を行うことができる。

ここで、不要信号の相関行列の逆行列について考える。不要信号の相関行列は、式（７２）で表されるため、逆行列の補助定理を用いて式を次式（７６）のように展開することができる。

同様に、式（６８）で示されるウエイト行列も逆行列の補助定理を用いることによって次式（７７）のように表すことができる。

式（７６）、式（７７）を式（７４）に代入することによって次式（７８）、（７９）を得る。

よって、第１の実施形態と同様に、伝搬路推定誤差を抽出するためのウエイトをパイロットサブキャリアごとに求め、データの第１シンボルにウエイトを乗算し、全サブキャリアの和を求めることによって伝搬路推定のひずみ成分を推定することができる。このとき、各サブキャリアのウエイトは次式（８０）〜（８３）で表すことができる。これらは、第１の実施形態での式（４２）〜（４５）と同一である。

この結果、本実施形態において用いられる伝搬路推定誤差を抽出するための各パイロットサブキャリアのウエイトは第１の実施形態と全く同一の式の構成で表せることがわかる。第１の実施形態におけるウエイトとの差異は第１の逆行列Ｇ^−１の計算手法のみである。第１の実施形態における式（４０）と本実施形態における式（７８）を比べると、本実施形態では雑音の相関行列の逆行列が含まれており、これによって雑音強調を防ぐ効果がある。その他の処理は第１の実施形態と全く同一であり、伝搬路推定部１１４１で得られる伝搬路推定結果を用い、伝搬路推定誤差推定部１１４２で雑音電力、１シンボル目のパイロットの系列からパイロットサブキャリアごとに異なるウエイト式（８０）〜式（８３）を計算し、１シンボル目のパイロットサブキャリアにそれぞれ乗算する。ウエイトが乗算された各パイロットサブキャリアの信号を合成することにより、伝搬路推定誤差成分αおよびβを推定し、Φ^−１を求める。

以上のようにして推定されたΦ^−１を用いて伝搬路推定誤差補正部１１４３で伝搬路推定を補正する手法、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４、位相補正部１１４５、ＭＩＭＯ復調部１１４６の動作については第１の実施形態と全く同一なため詳細な説明は省略する
以上説明したように、本実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。このとき、雑音電力を加味して伝搬路推定誤差を推定することにより、低ＳＮＲ領域においても雑音強調の影響を防ぐことができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。

（第３の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成は図１１または図１３に示した第１または第２の実施形態における無線受信装置の構成と同一であり、送信装置と無線受信装置間の周波数オフセットおよびそれぞれの装置で生じる位相雑音に起因する伝搬路推定誤差を、パイロットサブキャリアを用いて補正する点も第１または第２の実施形態と同様である。

本実施形態が第１または第２の実施形態と異なる点は、伝搬路推定誤差を求めるためのパイロットサブキャリアごとのウエイトの計算手法である。すなわち、伝搬路推定誤差推定部１１４２内のウエイト計算手法が異なる。

第１の実施形態では式（４２）〜式（４５）、第２の実施形態では式（８０）〜式（８３）にしたがってパイロットサブキャリアごとのウエイトを求めている。これらの手法では、全サブキャリアを通して共通の逆行列Ｇ^−１が用いられるため逆行列演算の負荷は軽減されるが、推定に用いる全サブキャリアの伝搬路応答が必要なため、当該サブキャリア全ての伝搬路応答が求まらないとウエイトの計算ができず、処理遅延を生じる可能性があることが問題として挙げられる。

第３の実施形態では以上の問題点に鑑み、伝搬路推定誤差を推定するためのサブキャリアごとのウエイトを当該サブキャリア以外のサブキャリアの伝搬路応答を用いずに計算することによって、処理遅延を防ぐ方式を提案する。

以下に本実施形態における伝搬路推定誤差推定部１１４２の動作について説明する。
式（６０）に示したようにＭＭＳＥ基準のウエイトを用いて式（７０）のようにパイロットサブキャリアの受信信号にウエイトを乗算することにより、送信した系列と伝搬路推定誤差成分の逆行列の積を抽出することができる。

ここで、全パイロットサブキャリアのウエイト適用後の信号ベクトルを列ベクトルとする行列を次式（８４）のように定義する。

このとき、式（８４）におけるパイロット信号ベクトルを列ベクトルとする行列のランクがストリーム数に等しい場合、当該行列の一般化逆行列を式（８４）の両辺に右から乗算することによって、次式（８５）、（８６）により、ｅ^ｊΨｍΦ^−１を推定することができる。

ここで、式（８４）の一般化逆行列をΠとおき、Πのｉ行目の行ベクトルを＜Π_ｉ＞とおく。このとき、１シンボル目のパイロットサブキャリアを用いて次式（８７）に示すようにサブキャリアごとにウエイト乗算した信号の和を求めることによってｅ^ｊΨ１Φ^−１を推定することができる。

このとき、Πはパイロット信号として無線受信装置が既知の信号が送信されるため、予め計算しておくことができる。したがって、Πの計算のために処理遅延が生じることはない。よって、各サブキャリアのウエイトは当該サブキャリアの伝搬路推定が完了していれば直ちに実行することができ、全サブキャリアの伝搬路推定が完了するのを待つ必要がない。

一方、式（８４）で示されるパイロット信号ベクトルを列ベクトルとして並べた行列の各行が直交している場合を例として考える。このとき、一般化逆行列は簡易な構成で表されるため、式（８５）は次式（８８）のように書き直すことができる。

また、伝搬路推定用既知信号が図１０に示したようなフレームフォーマットで送信されている場合は、式（４７）のように伝搬路推定誤差成分の逆行列が表されるため、次式（８９）のように各パイロットサブキャリアへのウエイト乗算をスカラー倍して合成するだけで推定ができ、推定をさらに簡易化することができる。

さらに、各パイロット信号が＋１または−１のいずれかのみを送信している場合は各パイロットサブキャリアのウエイト出力を送信したパイロット信号の系列に合わせて和または差を求めるだけなので、より一層推定を簡略化できる。

一方、次式（９０）で示すように伝搬路推定用既知信号があるシンボルでは特定のストリームからのみ信号が送信される場合をフォーマットの一例として考える。

このとき、伝搬路推定誤差行列Φと、サブキャリア番号ｋのパイロットサブキャリアのパイロット行列Ｐ^（ｋ）（１）はそれぞれ次式（９１）、（９２）で表すことができる。

サブキャリアごとに、式（９０）のプリアンブル系列と以下の式（９３）で表す系列のいずれかの系列を伝搬路推定用既知信号として送信する。式（９３）で表す系列を伝搬路推定用既知信号として送信する場合にはサブキャリアごとにパイロット行列は式（９２）の場合と異なり、次式（９３）、（９４）のように表すことができる。

以上のような場合も、伝搬路推定用既知シンボルに応じて上述したパイロット行列を適切に設定することにより、次式（９５）に示すように各パイロットサブキャリアの受信信号のウエイト出力を合成することによって簡易に推定を行うことができる。

ここで、パイロット行列が式（９２）または式（９４）で表される場合、Ｐ^（ｋ）（１）とウエイト行列の複素共役転置の積はウエイト行列Ｗ_ｐ ^（ｋ）の各列ベクトルをパイロット行列の対角成分、または非対角成分の複素共役値でスカラー倍するだけの演算であり、パイロット信号は無線受信装置で既知の信号なので、予めウエイト行列に次式（９６）〜（９９）で示すように反映させることもできる。

よって、伝搬路推定誤差成分の抽出は各パイロットサブキャリアにおける１シンボル目の受信信号に式（９６）〜式（９９）に示したウエイトをそれぞれ乗算し、加算するだけで推定を行うことができる。

以上説明したように、伝搬路推定用既知信号の信号系列にしたがって、ウエイトの演算は異なるものの、パイロットサブキャリアの受信信号にウエイトを乗算することによって伝搬路推定誤差を抽出することができ、かつ他のサブキャリアの伝搬路応答に影響されずに各パイロットサブキャリアのウエイトを求めることができるため、ウエイトを計算する際の処理遅延を小さくすることができる。

一方、これまで各パイロットを抽出するためのウエイトとしてＭＭＳＥ基準のウエイトを想定して説明を行ったが、ＭＭＳＥと同様に一般的なウエイト計算法であるＺＦ基準のウエイトを用いる場合を考える。ＺＦ基準のウエイトは次式（１００）で表すことができる。

伝搬路推定が式（２４）に示すようにＨ^（ｋ）とΦの積で表されるとき、式（１００）のウエイトは次式（１０１）のように書き表すことができる。

以上のウエイトを式（７０）と同様にパイロットサブキャリアの受信信号に乗算することによって、次式（１０２）を得る。

このように、雑音成分の影響はＭＭＳＥとＺＦで異なるものの、伝搬路推定誤差の逆行列と送信系列の積が抽出される点は両者に差がないことがわかる。よって、本実施形態で説明した方式と全く同様の手法がウエイトをＺＦ基準で求めても実施できる。

また、本実施形態では図１０のフレームフォーマットや式（９０）、式（９３）で示されるような伝搬路推定用既知信号を送信する場合を例に説明したが、本実施形態による伝搬路推定用既知信号をこれらの信号に制限するものではない。

以上のようにして推定されたΦ^−１を用いて伝搬路推定誤差補正部１１４３で伝搬路推定を補正する手法、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４、位相補正部１１４５、ＭＩＭＯ復調部１１４６の動作については第１の実施形態と全く同一なため詳細な説明は省略する。

以上説明したように、第３の実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。このとき、伝搬路推定誤差を抽出するためのウエイトを各サブキャリアの伝搬路応答およびパイロット系列、雑音電力からのみ計算することにより他のサブキャリアの伝搬路応答を必要としないため、ウエイトを計算する際の処理遅延を小さくすることができる。

（第４の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成は図１１または図１３に示した第１及至第３の実施形態における無線受信装置の構成と同一であり、送信装置と無線受信装置間の周波数オフセットおよびそれぞれの装置で生じる位相雑音に起因する伝搬路推定誤差を、パイロットサブキャリアを用いて補正する点も第１及至第３の実施形態と同一である。

本実施形態が第１及至第３の実施形態と異なる点は伝搬路推定誤差を求めるためのパイロットサブキャリアごとのウエイトの計算手法である。すなわち、伝搬路推定誤差推定部１１４２内のウエイト計算手法が異なる。すなわち、伝搬路推定誤差推定部１１４２内のウエイト計算手法が異なる。

第３の実施形態では各パイロットサブキャリアのウエイト計算の処理遅延を小さくするため、各パイロットサブキャリアのウエイトを計算する際に他のサブキャリアの伝搬路応答を必要としない方式でウエイトを計算していた。しかし、この手法では処理遅延は小さくすることができるが、ウエイト適用後の出力を用いて伝搬路推定誤差成分を抽出する際に各サブキャリアの伝搬路特性が反映されていないため、周波数選択性フェージング環境下でサブキャリアごとに特性が異なる場合、特性の良いサブキャリアも特性の悪いサブキャリアも同一の比重で計算されるため、特性が劣化する場合がある。

本実施形態では以上の問題に鑑み、伝搬路推定誤差を推定するためのサブキャリアごとのウエイトを当該サブキャリア以外の伝搬路応答を用いずに計算し、かつ伝搬路推定誤差推定時に各サブキャリアの伝搬路応答の特性を反映させることによって特性の劣化を防ぐ方式を用いる。

以下に本実施形態における伝搬路推定誤差推定部１１４２の動作について説明する。
式（６０）（第２の実施形態）や式（１００）（第３の実施形態）で示したウエイトを各サブキャリアに乗算することによって、式（７０）に示すように伝搬路推定誤差行列の逆行列Φ^−１と送信したパイロットベクトルの積を抽出することができ、各パイロットの出力を用いてΦ^−１を推定できる。

ここで、式（３７）で示されるパイロット行列において、各列ベクトルが相互に直交する信号を各パイロットサブキャリアで送信している場合を考える。なお、このような信号が送信されているパイロット信号を直交パイロットと呼ぶことにする。

このような直交パイロットが送信されている場合は、第３の実施形態で示したように各パイロットサブキャリアのウエイト乗算後の出力の和や差を求めることによって伝搬路応答の推定誤差成分を推定することができる。また、第１の実施形態で示したように必要なパイロットサブキャリア数はストリーム数が２の場合は１または２になるため、パイロットサブキャリア数が２よりも多い場合はパイロット信号ベクトルが線形従属になる。

一例として、ストリーム数が２、パイロットサブキャリア数が図９に示すように４本、各パイロットサブキャリアのパイロット信号ベクトルが次式（１０３）で表される場合を考える。

このとき、次式（１０４）、（１０５）で示される関係が成立することからサブキャリア番号−２１と７のパイロット信号ベクトルは線形従属であり、同様にサブキャリア番号−７と２１のパイロット信号ベクトルは線形従属である。

このように、直交パイロットを用いており、パイロット信号ベクトルが線形従属になる組み合わせが存在する場合は、本実施形態では線形従属になる組み合わせ同士を最大比合成した後、第３の実施形態で示したように和や差を計算し伝搬路応答の推定誤差成分を求める。この結果、周波数選択性フェージング環境においてサブキャリアごとに伝搬路応答に差異がある場合、周波数ダイバーシチの効果が得られ、サブキャリア間の特性差による劣化を抑圧することができる。

以下に、線形従属の組み合わせを最大比合成する手法について説明する。
各サブキャリアのパイロット信号を抽出するウエイトとして式（６８）に示すようなＭＭＳＥ基準のウエイトを用いる場合を考える。このとき、ｊ番目のストリームを抽出する際の最大比合成係数は誤差の二乗平均値でウエイト出力を規格化することにより得られるため、次式（１０６）で表される。

ここで、＜ｗ_ｊ ^（ｋ）＞はウエイト行列のｊ列目の列ベクトルであり、＜ｈ_ｊ ^（ｋ）＞は式（２４）で示される推定した伝搬路応答行列のｊ列目の列ベクトルを表している。

一方、各パイロットサブキャリアのパイロット信号を抽出するウエイトとして式（１００）で示すようにＺＦ基準のウエイトを用いる場合は誤差の二乗平均値で規格化するために次式（１０７）の係数を用いることができる。

以上の係数を用いて合成を行うと、伝搬路応答によって出力されるパイロット信号の大きさにばらつきが生じてしまうため、合成を行うサブキャリア内で規格化を行う。式（１０３）で示されるパイロット信号が用いられている場合、次式（１０８）〜（１１１）のように規格化を行う。

以上の規格化された係数を用いて抽出したパイロット信号を合成すると、次式（１１２）、（１１３）が得られる。

ここで、式（１０８）〜式（１１１）に示した最大比合成用の係数を予めウエイトに乗算し、受信信号に乗算するウエイトは最大比合成用の係数で重み付けされたものを用いても構わないし、ウエイト乗算後の信号に対して最大比合成用の係数をあらためて乗算しても構わない。式（１１２）や式（１１３）で示した出力が得られるのであれば、最大比合成用係数を乗算する対象や手順はいかなる手法を用いても構わない。

さらに、式（１１２）と式（１１３）の和を求めることによってΦ^−１の第１列を、差を求めることによってΦ^−１の第２列を次式（１１４）、（１１５）のように求めることができる。

なお、伝搬路推定用既知信号として直交系列を用いている場合は式（４７）に示すようにΦ^−１の第１列のみを推定すれば第２列も求めることができるため、式（１１４）に示す式（１１２）と式（１１３）の和のみを計算すればよい。

以上、式（１０３）で示すパイロット信号ベクトルを用いて説明を行ったが、本実施形態におけるパイロット信号ベクトルは式（１０３）に制限されるものではない。直交パイロットを用いていればどのような系列を用いても構わず、各パイロットサブキャリアからは特定のストリームからのみパイロット信号を送信しても構わない。また、パイロットサブキャリアの本数も４本に制限されるものではなく、線形従属な組み合わせが存在するパイロット数であればいかなる本数でも構わない。

以上のようにして推定されたΦ^−１を用いて伝搬路推定誤差補正部１１４３で伝搬路推定を補正する手法、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４、位相補正部１１４５、ＭＩＭＯ復調部１１４６の動作については第１の実施形態と全く同一なため詳細な説明は省略する。

以上説明したように、第４の実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。このとき、伝搬路推定誤差を抽出するためのウエイトを推定に用いる全サブキャリアの伝搬路応答を考慮して計算する必要がないため、ウエイトを計算する際の処理遅延を小さくすることができる。また、最大比合成により複数のパイロットサブキャリアの信号を合成することによってサブキャリアごとに伝搬路応答が異なる際の特性差によって生じる劣化を抑圧することができる。

（第５の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成は図１１または図１３に示した第１及至第４の実施形態における無線受信装置の構成と同一であり、送信装置と無線受信装置間の周波数オフセットおよびそれぞれの装置で生じる位相雑音に起因する伝搬路推定誤差を、パイロットサブキャリアを用いて補正する点も第１及至第４の実施形態と同様である。

本実施形態が第１及至第４の実施形態と異なる点は伝搬路推定誤差を求める推定手法である。すなわち、伝搬路推定誤差推定部１１４２内のウエイト計算手法が異なる。第１及至第４の実施形態ではパイロットサブキャリアごとに伝搬路推定誤差成分を抽出するためのウエイトを、推定した伝搬路応答を用いて計算し、各パイロットサブキャリアに乗算することによって伝搬路推定誤差成分を求めている。これらの手法では、伝搬路推定結果に熱雑音の影響が含まれることを考慮せず、周波数オフセットおよび位相雑音による伝搬路応答の推定誤差を推定している。

しかし、一般に伝搬路推定用既知信号は有限のシンボル数しか送信されないため、伝搬路推定結果に熱雑音など不要信号の影響が含まれてしまう。この影響は伝送効率を向上させるためにヘッダ信号を短くしようとするとより顕著にあらわれてしまい、周波数オフセットおよび位相雑音に起因する伝搬路推定誤差成分を推定する際の推定精度を劣化させてしまう。

本実施形態では以上の問題点に鑑み、推定した伝搬路応答に不要信号による誤差が含まれることを考慮した最小自乗法であるＴＬＳ（Total Least Square）法を用いて周波数オフセットおよび位相雑音による伝搬路推定誤差成分を推定する。

以下に本実施形態における伝搬路推定誤差推定部１１４２の動作について説明する。
伝搬路推定用既知シンボルの系列および１シンボル目のデータシンボルのパイロット信号の系列によって決定される各パイロットサブキャリアのパイロット行列、および伝搬路推定誤差成分に式（３９）の関係が成り立つとする。

このとき、推定した伝搬路応答とパイロット行列の積を並べた行列をＡ、各サブキャリアにおける熱雑音ベクトルを並べたベクトルを＜ｎ（１）＞とおき、式（３９）を次式（１１６）、（１１７）、（１１８）のように書き直す。

ＴＬＳによる推定では次式（１１９）を最小とするξおよび＜ｅ＞を求め、次式（１２０）から伝搬路推定誤差＜φ＞を推定する。

ここで‖ ‖はベクトルノルムを表している。式（１１９）の最小化は自明な解、＜ｅ＞＝＜０＞，ξ＝０を含むため、ラグランジェの未定乗数法を用いてさらに次式（１２１）のように展開することができる。

以上の結果、次式（１２２）を満たすξおよび＜ｅ＞が求める値となる。

式（１２１）を最小にする［＜ｅ＞ −ξ］^Ｔは［Ａ ＜ｒ（１）＞］^Ｈ［Ａ ＜ｒ（１）＞］の最小固有値に対応する固有ベクトルであることがわかる。よって、各パイロットサブキャリアの受信ベクトルを並べた受信ベクトル＜ｒ（１）＞と各パイロットサブキャリアにおける推定した伝搬路応答およびパイロット行列を並べて生成されるＡを用いて行列［Ａ ＜ｒ（１）＞］^Ｈ［Ａ ＜ｒ（１）＞］を計算し、当該行列の最小固有値に対応する固有ベクトルを求め、得られた固有ベクトルから式（１２０）を計算することによって伝搬路推定誤差成分を推定できる。さらに、推定した＜φ＞を用いて式（３２）、（３３）に従いΦ^−１を推定することができる。

また、伝搬路推定用既知信号が直交系列を用いている場合は＜φ＞やＰ^（ｋ）（１）は式（４８）や式（５１）で示されるように変形されるため、伝搬路推定既知シンボルの系列に応じて式（４７）や式（９１）などに従いΦ^−１を推定することができる。

以上のようにして推定されたΦ^−１を用いて伝搬路推定誤差補正部１１４３で伝搬路推定を補正する手法、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４、位相補正部１１４５、ＭＩＭＯ復調部１１４６の動作については第１の実施形態と全く同一なため詳細な説明は省略する。

以上説明したように、本実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。このとき、推定した伝搬路応答に雑音の影響が含まれることを考慮して伝搬路推定誤差を推定するため、伝搬路推定結果に熱雑音の影響が加わっている環境下においても高い精度で周波数オフセットや位相雑音に起因する伝搬路推定の誤差を補正することができる。

（第６の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成について図１４を参照して説明する。図１４は本実施形態に係る無線通信装置についてのブロック図の一例であり、多重化されるストリーム数２、受信アンテナ数２の場合を例として説明する。

第１及至第５の実施形態では周波数オフセットおよび位相雑音により生じた伝搬路応答の推定誤差を推定し、伝搬路応答を補正していた。しかし、この手法では伝搬路推定誤差を推定してからデータサブキャリアの復調までの間にＭＩＭＯ復調前処理を実施する必要があるため、ＭＩＭＯ復調前処理部を高速に動作させなければならない。また、処理遅延を許容させるために大きなバッファを用意し、信号を蓄積する必要があり、チップの面積やモジュールのサイズが大きくなってしまう問題点がある。

本実施形態では、以上の問題に鑑み、各データサブキャリアにおけるＭＩＭＯ復調前処理は伝搬路推定誤差を補正する前の推定した伝搬路応答を用いて計算しておき、伝搬路応答の推定誤差成分を推定した後、伝搬路応答ではなくＭＩＭＯ復調前処理結果を直接補正することによって上述の問題を解決する。

本実施形態の無線受信装置は、受信アンテナ１１０１、１１０２、無線部１１１１、１１１２、ＧＩ除去部１１２１、１１２２、フーリエ変換器１１３１、１１３２、伝搬路推定部１１４１、伝搬路推定誤差推定部１１４２、位相補正部１１４５、ＭＩＭＯ復調部１１４６、ＭＩＭＯ復調前処理部１４０１、伝搬路推定誤差補正部１４０２を備えている。なお、伝搬路推定部１１４１は、図１４ではフーリエ変換器出力を用いて推定を行う構成について図示しているが、図１３に示すようにフーリエ変換前の時間領域の信号を用いて推定を行っても構わない。サブキャリアごとの伝搬路応答を推定することができればいかなる手段を用いても構わない。

ＭＩＭＯ復調前処理部１４０１は、ＭＩＭＯ復調を行うための前処理を行う。補正前の信号に対してＭＩＭＯ復調前処理を適用する。第１及至第５の実施形態では式（５２）に示すように伝搬路応答の推定誤差を補正した後の伝搬路推定結果に対してＭＩＭＯ復調前処理を適用していたが、本実施形態では補正前の信号に対してＭＩＭＯ復調前処理を適用する。

ＭＩＭＯ復調前処理部１４０１は、第１の実施形態で説明したようにＭＩＭＯ復調部１１４６で適用される復調方式に従って推定した伝搬路応答に処理を加える。本実施形態においても第１の実施形態で説明したように、ＭＩＭＯ復調部１１４６ではいかなる手法を用いて復調を行っても構わないし、ＭＩＭＯ復調前処理部１４０１についても第１の実施形態と同様に処理を行う。

伝搬路推定誤差補正部１４０２は、各サブキャリアの伝搬路応答の推定誤差およびＭＩＭＯ復調前処理部１４０１で計算された係数を補正する。

以下に本実施形態における詳細な動作について図１４および図１５を参照して説明する。図１４は本実施形態に係わる装置構成の一例を示す図であり、図１５はフローチャートを表している。なお、本実施形態において受信する信号を送信する送信装置の構成は第１の実施形態と同様であるため詳細な説明は省略する。以下、既に説明したステップと同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。

図１４の無線受信装置の動作の一例について図１５を参照して説明する。以下、既に説明したステップと同様なものは同一の番号を付してその説明を省略する。ステップＳ１２０１〜Ｓ１２０５、ステップＳ１２０７〜１２１０は図１２に示したステップと同様である。図１５では、ステップＳ１５０１、Ｓ１５０２が図１２のフローチャートに付加されている。

ステップＳ１５０１では、ＭＩＭＯ復調前処理部１４０１が、ステップＳ１２０１で得られた伝搬路推定結果を使用してデータサブキャリア用のウエイトを計算する。

ステップＳ１５０２では、伝搬路推定誤差補正部１４０２が、ステップＳ１２０１得られた伝搬路推定結果と、ステップＳ１２０４で推定された伝搬路推定誤差成分を使用してパイロットサブキャリアの伝搬路推定結果を補正し、この補正された伝搬路推定結果を使用してステップＳ１５０１で計算されたデータサブキャリア用のウエイトを補正する。

次に、例としてＭＩＭＯ復調方式として空間フィルタ法を適用する場合について説明する。空間フィルタ法はＭＭＳＥ基準やＺＦ基準で求めたサブキャリアごとのウエイトを各サブキャリアの受信ベクトルに乗算し、多重化されたストリームを分離し、ストリームごとに復調を行う方式である。

伝搬路推定用既知信号が直交系列を用いており、かつ式（１０）で示されるＸ^（ｋ）がユニタリ行列の場合、式（２５）で示される伝搬路推定誤差行列Φも式（２８）または式（３０）に示すようにユニタリ行列となる。

このとき、ＭＭＳＥ基準のウエイトは式（６９）で表され、ＺＦ基準のウエイトは式（１０１）のように表される。なお、式（６９）および式（１０１）はパイロットサブキャリアのパイロット信号を抽出するためのウエイトだが、データサブキャリアについても全く同一の演算でウエイトが求められる。なお、式（１０１）において、Φはユニタリ行列になるため、ウエイトは次式（１２３）のように書きなおすことができる。

式（６９）、式（１２３）からＭＭＳＥ基準でウエイトを求めた場合とＺＦ基準でウエイトを求めた場合のいずれも、伝搬路応答の推定誤差が存在しない場合のウエイトに右から伝搬路推定誤差行列Φが乗算された形でウエイトが得られることがわかる。

一方、第１及至第５の実施形態で示したように、伝搬路応答の推定誤差成分を推定する場合、いずれの場合もΦの逆行列に、推定に用いたシンボルにおける位相誤差が乗算されたものが推定されていることがわかる。よって、伝搬路応答の推定結果を補正し、補正された伝搬路を用いてウエイトを計算する必要はなく、次式（１２４）に示すように直接ウエイトを補正することができる。

ただし、Ｗ_ｄ ^（ｋ）はデータサブキャリアのデータ信号を抽出するためのウエイトを表している。伝搬路推定誤差補正部１４０２は、以上のようなウエイトの補正を全てのデータサブキャリアに対して行う。

一方、パイロットサブキャリアについては第１の実施形態で説明したように式（５４）のレプリカ信号を推定した伝搬路応答から生成して位相補正部１１４５で位相誤差の補正を行う場合、伝搬路推定誤差補正部１４０２は第１及至第５の実施形態と同様に推定した伝搬路応答の補正を行い、補正された伝送路応答が位相補正部１１４５に供給される。

以上のようにして、位相補正部１１４５が補正された伝搬路応答を使用して各ＯＦＤＭシンボルの位相誤差を補正し、ＭＩＭＯ復調部１１４６が補正されたウエイトを使用して復調を行う手順については第１及至第５の実施形態と同一なため、詳細な説明は省略する。

以上説明したように、第６の実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路推定の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。また、補正を行う際に推定した伝搬路応答を補正するのではなくＭＩＭＯ復調前処理部１４０１で処理された値に対して補正を行うことにより、処理遅延や大きなバッファ、または高速なＭＩＭＯ復調前処理部の動作などが要求されなくなり、簡易な回路構成を実現することができる。

（第７の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成は図１４に示した第６の実施形態における無線受信装置の構成と同一であり、送信装置と無線受信装置間の周波数オフセットおよびそれぞれの装置で生じる位相雑音に起因する伝搬路推定誤差を、パイロットサブキャリアを用いて推定し、ＭＩＭＯ復調前処理部で処理された値に対して補正を行う点も第６の実施形態と同様である。本実施形態が第６の実施形態と異なる点は伝搬路推定用既知信号系列がユニタリ行列ではない点である。

伝搬路応答の推定誤差は式（２５）のように伝搬路推定用既知シンボルに依存する。式（１０）で示した伝搬路推定用既知シンボル行列Ｘ^（ｋ）がユニタリ行列になる場合は第６の実施形態に示したようにＭＩＭＯ復調前処理部１４０１で計算したウエイトを簡易に補正することができる。

しかし、Ｘ^（ｋ）がユニタリ行列にならない場合、ＭＩＭＯ復調用のウエイト行列は式（６９）や式（１２３）のように伝搬路応答の推定誤差が生じていない場合のウエイトに伝搬路推定誤差成分を乗積したような簡易な形では表すことができない。

そのような伝搬路推定用既知シンボルとして、次式（１２５）のような系列を例として考える。

このような直交系列を用いてもユニタリ行列ではない場合は式（２５）のΦはユニタリ行列にはならない。よって、ＭＭＳＥ基準のウエイトは式（６８）、ＺＦ基準のウエイトは式（１０１）のように表され、第１及至第５の実施形態に示した手法でΦの逆行列を推定してもそのままでは補正を行うことができない。

そこで、第１及至第５の実施形態に示したいずれかの手法を用いてΦの逆行列を推定し、推定したΦの逆行列を変形することによってＭＩＭＯ復調前処理部１４０１で推定したウエイトを補正する。

ＭＩＭＯ復調方式としてＺＦ基準のウエイトを用いる場合を考える。このとき、ウエイトは式（１０１）で表され、ウエイトの誤差はΦの逆行列の複素共役転置で表されることがわかる。よって、得られたΦの逆行列のさらに逆行列を計算することによって補正用の行列を計算することができる。

第１ＯＦＤＭシンボルのパイロットサブキャリアを用いてΦの逆行列を推定すると第１ＯＦＤＭシンボルにおける位相誤差も含まれるため、補正後のウエイトは次式（１２６）で表される。

以上のように求めたウエイトを用いてＭＩＭＯ復調を行うことにより、第６の実施形態で示したように伝搬路推定用既知シンボルとしてユニタリ系列を用いた場合と同一の効果が得られる。

次に、ＭＩＭＯ復調方式としてＭＭＳＥ基準のウエイトを用いる場合を考える。このとき、伝搬路推定結果を用いてウィナー解でウエイトを求めると式（６８）のように伝搬路推定誤差の影響を受けてしまうため、補正を行うことが困難になる。よって、式（６３）および式（６４）に基づき自己相関行列と相互相関行列を計算し、ウエイトを求める。ただし、式（１２５）に示した伝搬路推定用既知シンボルはシンボル数が４なので、平均化を行うシンボル数は４になる。

この結果、式（６３）の計算は受信ベクトルと受信ベクトルの複素共役転置を乗算するため、位相誤差が相殺され、相関行列は周波数オフセットおよび位相雑音の影響を受けずに推定することができる。一方、式（６４）の相互相関行列の計算は式（１８ｂ）、式（１９ａ）に示した伝搬路推定と等価の演算である。よって、このようにしてＭＭＳＥ基準のウエイトを求めた場合、式（６９）と同様のウエイトが得られる。この場合、第１及至第５の実施形態に示したような手法でΦの逆行列を推定し、そのまま補正することができる。

一方、パイロットサブキャリアについては第６の実施形態と同様に式（５４）のレプリカ信号を推定した伝搬路応答から生成して位相補正部１１４５で位相誤差の補正を行う場合、伝搬路応答の補正を行う。

以上のようにして、位相補正部１１４５が補正された伝搬路応答を使用して各ＯＦＤＭシンボルの位相誤差を補正し、ＭＩＭＯ復調部１１４６が補正されたウエイトを使用して復調を行う手順については第１及至第６の実施形態と同一なため、詳細な説明は省略する。

以上説明したように、本実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路推定の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。また、補正を行う際に推定した伝搬路応答を補正するのではなくＭＩＭＯ復調前処理部で処理された値に対して補正を行うことにより、処理遅延や大きなバッファ、または高速なＭＩＭＯ復調前処理部の動作などが要求されなくなり、簡易な回路構成を実現することができる。このとき、伝搬路推定用既知信号系列がユニタリ行列でなくてもウエイトを直接補正することができる。

（第８の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成について図１６を参照して説明する。図１６は本実施形態に係る無線通信装置についてのブロック図の一例であり、多重化されるストリーム数２、受信アンテナ数２の場合を例として説明する。

本実施形態の無線受信装置は、受信アンテナ１１０１、１１０２、無線部１１１１、１１１２、ＧＩ除去部１１２１、１１２２、フーリエ変換器１１３１、１１３２、ＭＩＭＯ復調部１１４６、パイロット抽出部１６０１、伝搬路推定部１６０２、伝搬路推定誤差推定部１６０３、ＭＩＭＯ復調前処理部１６０４、伝搬路推定誤差補正部１６０５、位相補正部１６０６を備えている。

パイロット抽出部１６０１は、ＧＩ除去部１１２１、１１２２が出力した信号からパイロットサブキャリアの信号のみを周波数領域に変換する。

伝搬路推定部１６０２は、パイロット抽出部１６０１から入力するパイロットサブキャリア信号とフーリエ変換器１１３１、１１３２が出力した信号を使用してサブキャリアごとの伝搬路応答を推定する。

伝搬路推定誤差推定部１６０３は、パイロット抽出部１６０１から入力するパイロットサブキャリア信号を使用して、伝搬路推定部１６０２で推定した伝搬路推定の誤差を推定する。

ＭＩＭＯ復調前処理部１６０４は、ＭＩＭＯ復調を行うための前処理を行う。伝搬路推定誤差補正部１６０５は、各サブキャリアの伝搬路応答の推定誤差およびＭＩＭＯ復調前処理部で計算された係数を補正する。位相補正部１６０６は、受信信号に生じる位相誤差を補正する。

第１及至第７の実施形態では周波数オフセットおよび位相雑音により生じた伝搬路応答の推定誤差を推定し、伝搬路応答またはＭＩＭＯ復調前処理部で処理された信号に対して補正を行う際にフーリエ変換器１１３１および１１３２の出力を利用していた。しかし、この手法ではフーリエ変換器１１３１および１１３２がパイロットサブキャリアの信号を出力してからデータサブキャリアの信号を出力するまでの時間が短く、データサブキャリアの復調までの間に伝搬路応答の推定誤差を推定し、補正を行う処理を実行するのが困難な場合がある。これらの処理が終わるまでデータの復調を遅延させると復調にかけることのできる時間が短くなったり、伝搬路応答の推定誤差を推定するシンボルとその他のシンボルでパイロットサブキャリアの信号を出力するタイミングとデータ信号を出力するタイミングを変えるような制御を行ったりする必要がある。また、処理遅延を許容させるために大きなバッファを用意し、信号を蓄積する必要があり、チップの面積やモジュールのサイズが大きくなってしまう問題点がある。

以下に本実施形態における詳細な動作について説明する。
一般に、ＯＦＤＭ伝送におけるフーリエ変換器はＦＦＴが用いられる。この理由は、ＤＦＴはＦＦＴに比べ演算に冗長性があり、演算量が多くなり、回路規模も大きくなってしまうからである。一方、ＦＦＴは実装方式にも依存するが１ＯＦＤＭシンボルの一定以上のサンプルを受信しないと処理を開始することができない。よって、ＦＦＴを用いると処理量を削減することはできるが、処理遅延が生じてしまう。

それに対しＤＦＴは１サンプルずつ処理していくことが可能なので、ＦＦＴのような処理遅延を発生させずに処理を行うことが可能である。そこで、パイロットサブキャリアの信号のみＤＦＴで処理するように１サンプルずつ処理することによって周波数領域に変換する。この結果、１ＯＦＤＭシンボルの信号の受信が終了してからわずかな遅延時間でパイロットサブキャリアの信号を周波数領域に変換することができる。

例としてｋ番目のサブキャリアの信号を周波数領域に変換する手法について説明する。ｉ番目の受信アンテナで受信したｍ番目のＯＦＤＭシンボルのｔサンプル目の信号をｕ_ｉ ^（ｍ）（ｔ）とおく。ｋ番目のサブキャリアの信号を抽出するため、各サンプルにおいて次式（１２７）の処理を行う。

このような処理を行うことによってｍ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアの信号を抽出することができる。図９に示したサブキャリア配置の場合、−２１、−７、７、２１番目のサブキャリアがパイロットサブキャリアであり、パイロット抽出部１６０１は、以上４つのサブキャリアの信号を式（１２７）に示したような手法でそれぞれ抽出する。この結果、１ＯＦＤＭシンボルの受信を終了してわずかな遅延時間でパイロットサブキャリアの信号は周波数領域の信号に変換できている。一方、ＦＦＴはこれらの処理に比べて処理遅延が大きいため、データサブキャリアの信号を周波数領域の信号へ変換するまでには時間がかかる。よって、ＦＦＴの処理遅延内で伝搬路応答の推定誤差を推定し、補正を完了することによって、データサブキャリアの復調において補正を行うシンボルとその他のシンボルにおいて異なるタイミングで処理する必要がなくなり、制御が簡易になる。

なお、伝搬路応答の推定誤差成分の推定や補正のやり方は第１及至第７の実施形態で示しているので詳細な説明は省略する。

また、位相補正部１６０６における位相誤差の推定はパイロット抽出部１６０１で抽出した信号を用いても、フーリエ変換器１１３１、１１３２で変換された信号を用いても構わない。

パイロット抽出部１６０１の信号を用いる場合、パイロットサブキャリアの信号を周波数領域に変換してからデータサブキャリアの信号が周波数領域に変換されるまでに時間差が生じるため、位相誤差の推定にかけられる時間が長くなる利点がある。一方、フーリエ変換器１１３１、１１３２の出力を用いる場合、伝搬路応答の推定誤差を求めるＯＦＤＭシンボル以外のシンボルではパイロット抽出部１６０１の動作を停止させることができるため、消費電力を小さくすることができる。パイロット抽出部１６０１をはじめ、各装置部分の動作の開始停止は、制御部（図示せず）によって行われる。

また、本実施形態における位相補正部１６０６はいずれの信号を用いても構わず、必要に応じていずれの信号を用いるかを選択できる。

以上説明したように、第８の実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。また、補正を行う際にパイロットサブキャリアの信号のみをフーリエ変換器を介せず抽出することにより、伝搬路応答の推定誤差を推定し、補正を行う処理に許容される時間を長く設定することが可能になり、伝搬路応答の推定誤差を求めるＯＦＤＭシンボルとその他のシンボルにおいてＭＩＭＯ復調を行うタイミングを同一に保つことができ、タイミングを調整するための制御が不要になり、回路構成を簡略化することができる。

（第９の実施形態）
本実施形態における無線受信装置の構成は第１及至第８の実施形態で説明した図１１〜図１６のいずれかの構成と同一であり、送信装置と無線受信装置間の周波数オフセットおよびそれぞれの装置で生じる位相雑音に起因する伝搬路推定誤差を、パイロットサブキャリアを用いて推定し、伝搬路応答またはＭＩＭＯ復調前処理部で処理された値に対して補正を行う点も第１及至第８の実施形態と同一である。本実施形態が第１及至第８の実施形態と異なる点は、全てのパイロットサブキャリアを用いずに一部のパイロットサブキャリアの信号のみを用いて伝搬路応答の推定誤差を求める点である。

第１の実施形態で説明したように、式（３７）で示すパイロット行列のランクが伝搬路推定用既知信号の系列に依存して決定される以下の条件を満たす場合、パイロットサブキャリアを用いて推定を行うことができる。

１．伝搬路推定用既知信号が直交系列を用いている場合（式（１０）のＸ^（ｋ）の各行が相互に直交する場合）
（条件）パイロット行列のランクがストリーム数に等しい
２．伝搬路推定用既知信号が直交系列を用いていない場合
（条件）パイロット行列のランクがストリーム数の２乗に等しい
一例として図９のようにパイロットサブキャリアが配置されており、各パイロットサブキャリアから式（１０３）のように信号が送信される場合を考える。

このとき、伝搬路推定用既知信号として式（９０）や式（９３）で示されるような直交系列が送信される場合は各パイロットサブキャリアのパイロット行列は式（９２）や式（９４）のように表され、パイロットサブキャリア１本でもランクがストリーム数に一致し、推定を行えることがわかる。

一方、伝搬路推定用既知信号として式（１５）で示されるように、直交系列を用いない場合は各パイロットサブキャリアのパイロット行列は式（５１）や式（３４）のように表され、送信されるパイロットの系列が適した組み合わせの２本以上のサブキャリアを用いる必要がある。

式（１０３）のパイロット信号が送信されている場合、以下の４通りの組み合わせを選択すると２本のパイロットサブキャリアだけで伝搬路応答の推定誤差成分を求めることができる。
（−２１、−７）、（−２１、２１）、（−７、７）、（７、２１）
伝搬路推定用既知信号の系列、送信されるパイロットの系列は予め定められた値となるため、無線受信装置で既知であり、予め特定の組み合わせを選択しておくことにより、全てのパイロットサブキャリアを使わずに伝搬路応答の推定誤差を求めることができる。

このときパイロットサブキャリアの組み合わせの選択は前述の四つの組み合わせのうちいかなる組み合わせを選択しても構わない。伝搬路推定誤差補正部は、伝搬路応答の推定誤差を求めてから伝搬路応答、またはＭＩＭＯ復調前処理で計算された値の補正を行い、データ復調を開始するまでの時間を長く設定するためにフーリエ変換器から出力される順番の早いパイロットサブキャリアを用いると処理に許容される時間が長く設定できる。同様に、パイロット抽出部１６０１を利用する場合、パイロット抽出部１６０１がパイロットサブキャリアを並列に抽出せず、順次抽出している場合は抽出する順番の早いパイロットサブキャリアの組み合わせを選択しても同様の効果が得られる。

一方、周波数選択性フェージング環境下ではサブキャリアごとに伝搬路の特性が異なるため、伝搬路特性の優れたサブキャリアの組み合わせを選択することによって、伝搬路応答の推定誤差を求める際の精度を高めることができる。

よって、伝搬路推定誤差推定部は、全ての組み合わせに対応できるように装置を構成し、伝搬路応答に応じて組み合わせを選択する。このとき、選択に用いられる伝搬路のパラメータとしては受信電力や次式（１２８）で示されるキャパシティ（通信路容量）があげられ、これらの値が大きくなる組み合わせを選択して利用する。

ここで、サブキャリアの組み合わせを選択する際に、全組み合わせの中から電力やキャパシティが最も大きい組み合わせを選択しても構わないし、予め優先順位を決めておき、優先順位が高い組み合わせの受信電力やキャパシティが閾値を下回った場合のみ優先順位の低い組み合わせを選択しても構わない。なお、優先順位を決める一例としてフーリエ変換器が出力するパイロットサブキャリアの順番やパイロット抽出部が出力する順番などが挙げられる。

以上のようにして推定されたΦ^−１を用いて伝搬路推定誤差補正部で伝搬路推定を補正する手法、ＭＩＭＯ復調前処理部、位相補正部、ＭＩＭＯ復調部の動作については第１及至第８の実施形態のいずれかと同様なため詳細な説明は省略する。

以上説明したように、第９の実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。また、伝搬路応答の推定誤差を求める際に全てのパイロットサブキャリアを用いずに一部のサブキャリアのみを用いて推定を行うことによって演算量を削減でき、消費電力を低減することができる。また、一部のサブキャリアのみを推定に用いることによって、伝搬路応答の推定誤差を求め、補正を行う処理に許容される時間を増加させることができる。

（第１０の実施形態）
本実施形態における無線受信装置は送信装置と無線受信装置間の周波数オフセットおよびそれぞれの装置で生じる位相雑音に起因する伝搬路推定誤差を、パイロットサブキャリアを用いて推定し、推定した伝搬路応答またはＭＩＭＯ復調前処理部で処理された値に対して補正を行う点は第１及至第９の実施形態と同一である。本実施形態が第１及至第９の実施形態と異なる点は、無線受信装置が受信する信号のストリーム数である。

本実施形態における無線受信装置の構成について図１７を参照して説明する。図１７は本実施形態に係る無線通信装置についてのブロック図の一例であり、多重化されるストリーム数４、受信アンテナ数４の場合を例として説明する。

本実施形態の無線受信装置は、受信アンテナ１１０１、１１０２、１７０１、１７０２、無線部１１１１、１１１２、１７１１、１７１２、ＧＩ除去部１１２１、１１２２、１７２１、１７２２、フーリエ変換器１１３１、１１３２、１７３１、１７３２、伝搬路推定部１７４１、伝搬路推定誤差推定部１７４２、伝搬路推定誤差補正部１１４３、位相補正部１７４３、ＭＩＭＯ復調前処理部１１４４、ＭＩＭＯ復調部１７４４を備えている。

本実施形態において受信する信号を送信する送信装置の構成は図１を用いて第１の実施形態で説明した送信装置を４ストリームの信号を空間多重できるように送信アンテナ、無線部、ＧＩ付加部、逆フーリエ変換器、変調器を４に拡張しただけであり、基本的な機能や動作はストリーム数が２の場合と同一であるため詳細な説明は省略する。
同様に、図１７における受信アンテナ、無線部、ＧＩ除去部、フーリエ変換器についてもストリーム数が４の信号を受信するために四つずつ用いられているが、個々の機能および動作についてはストリーム数が２の場合と同一なため詳細な説明は省略する。

次に、伝搬路推定部１７４１について説明する。伝搬路推定部１７４１の推定手法についてはストリーム数が２の場合と同様であり、一般的には式（１２）に示したような手法で推定を行う。ただし、伝搬路推定用既知信号の系列次第では４ストリームの場合も式（１８ａ）、（１８ｂ）や式（１９ａ）、（１９ｂ）に示したように伝搬路推定用既知信号の系列に従い受信信号の和や差などの簡易な演算で推定することも可能であり、図１３に示した伝搬路推定部１３０１のように時間領域の信号を用いて推定を行っても構わない。

以上のようにして推定される伝搬路応答の推定誤差について考える。推定した伝搬路応答の推定誤差はストリーム数が２の場合と同様に式（２４）、式（２５）を用いて表され、ストリーム数が２の場合と同様に、式（３６）、式（５１）、式（９２）、式（９４）のように伝搬路推定用既知シンボルとパイロットの送信方式に依存して決定されるサブキャリアごとのパイロット行列と推定した伝搬路応答を用いて推定誤差を第１及至第９の実施形態と同様に求めることができる。

ストリーム数が４の場合の一例として、図１０のフレームフォーマットをストリーム数４に拡張し、図１９に示す伝搬路推定用既知信号を用いる場合を考える。このとき、伝搬路推定誤差行列Φは次式（１２９）、（１３０）、（１３１）、（１３２）、（１３３）で表すことができる。

この結果、サブキャリア番号ｋのパイロット行列は次式（１３４）で表すことができる。

以上のパイロット行列および推定した伝搬路応答を用いることによって第１及至第９の実施形態で示したストリーム数が２の場合と同様に伝搬路推定誤差行列Φの逆行列を推定することができる。なお、得られたΦ^−１を用いて伝搬路推定誤差推定部で伝搬路応答またはＭＩＭＯ復調前処理部で処理された値を補正する手法は第１及至第９の実施形態と同様の手法で補正を行うことができる。

一方、伝搬路推定用既知信号として図１８に示すようにHadamard系列を用いる場合を考える。このとき、Φ^−１とＰ^（ｋ）（ｍ）は次式（１３５）、（１３６）、（１３７）、（１３８）、（１３９）、（１４０）で表すことができる。

このように、ストリーム数が２の場合と同様に伝搬路推定用既知信号の系列に依存してパイロット行列は異なる。しかし、伝搬路推定用既知信号もパイロット信号も無線受信装置で既知の信号なので、予め式（２５）を用いてΦの形式を見積もることができ、式（３１）を用いることによってパイロット行列も求めることができる。

以上、伝搬路推定用既知信号として図１９および図１８の系列を用いる場合を例に説明したが、本実施形態における伝搬路推定用既知信号は以上説明した二つに制限されるものではない。式（２５）および式（３１）に基づき伝搬路推定誤差成分、パイロット行列を計算することによってその他の系列を用いる場合も対応することができる。

また、本実施形態ではストリーム数が４の場合を例に説明を行ったが、本実施形態におけるストリーム数を４に制限するものではない。式（２５）、式（３１）および式（３７）に示される複数のサブキャリアのパイロット行列を拡張したパイロット行列が条件を満たせば推定を行うことができる。

以上のようにして推定されたΦ^−１を用いて伝搬路推定誤差補正部で伝搬路推定を補正する手法、ＭＩＭＯ復調前処理部、位相補正部、ＭＩＭＯ復調部の動作については第１及至第９の実施形態の手法を受信アンテナ４本、ストリーム数４に拡張するのみであり、基本的な構成および手法については同一なため詳細な説明は省略する。
以上説明したように、第１０の実施形態によれば、周波数オフセットおよび位相雑音が原因となり生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することができ、高い精度でＭＩＭＯ復調を実現することができる。また、ストリーム数が２以上の場合も伝搬路推定用既知信号の系列を考慮することによって伝搬路応答の推定誤差を補正することができる。

以上に示した実施形態の無線受信装置および方法によれば、伝搬路応答の推定誤差を求め、伝搬路推定結果を補正することにより、伝搬路推定精度を高め、受信性能を高くすることができる。また、本実施形態によれば、位相誤差によって生じる伝搬路応答の推定誤差を補正することにより、復調精度を高め、誤り率特性を向上させることが可能となる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本実施形態の無線受信装置に信号を送信する送信装置のブロック図。 図１の変調器に入力する信号を生成する装置の一例を示すブロック図。 図１の変調器に入力する信号を生成する装置の一例を示すブロック図。 図１の変調器に入力する信号を生成する装置の一例を示すブロック図。 図１の変調器に入力する信号を生成する装置の一例を示すブロック図。 図１の変調器に入力する信号を生成する装置の一例を示すブロック図。 図１の変調器に入力する信号を生成する装置の一例を示すブロック図。 図１の変調器に入力する信号を生成する装置の一例を示すブロック図。 データサブキャリアとパイロットサブキャリアの配置の一例を示す図。 フレームフォーマットの一例を示す図。 第１、２、３、４、５、９の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。 図１１の無線受信装置の動作の一例を示すフローチャート。 図１１の無線受信装置の変形例のブロック図。 第６、７、９の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。 図１４の無線受信装置の動作の一例を示すフローチャート。 第８の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。 第１０の実施形態に係る無線受信装置のブロック図。 伝搬路推定用既知信号の系列の一例を示す図。 伝搬路推定用既知信号の系列の一例を示す図。

符号の説明

１０１、１０２・・・変調器、１１１・・・パイロット生成部、１２１、１２２・・・逆フーリエ変換器、１３１、１３２・・・ＧＩ付加部、１４１・・・既知信号生成部、１５１、１５２・・・無線部、１６１、１６２・・・送信アンテナ、１７１、１７２・・・スイッチ、２０１・・・直並列変換部、３０１、５０２・・・符号器、４０１、４０２・・・インターリーバー、７０１・・・信号入替部、１１０１、１１０２・・・受信アンテナ、１１１１、１１１２・・・無線部、１１２１、１１２２・・・ＧＩ除去部、１１３１、１１３２・・・フーリエ変換器、１１４１、１３０１、１６０２、１７４１・・・伝搬路推定部、１１４２、１６０３、１７４２・・・伝搬路推定誤差推定部、１１４３、１４０２、１６０５・・・伝搬路推定誤差補正部、１１４４、１４０１、１６０４・・・ＭＩＭＯ復調前処理部、１１４５、１６０６、１７４３・・・位相補正部、１１４６、１７４４・・・ＭＩＭＯ復調部、１３０１・・・伝搬路推定部、１６０１・・・パイロット抽出部。

Claims (28)

1. ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するための無線受信装置において、
   複数のアンテナと、
   前記複数のアンテナで受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサブキャリアの各サブキャリアの伝搬路応答を推定する推定手段と、
   複数の前記伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算する第１の計算手段と、
   前記推定誤差を使用して、前記推定された伝搬路応答を補正する補正手段と、
   前記補正された伝搬路応答を使用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調するための前処理を行う第２の計算手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
2. 前記補正された伝搬路応答を利用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の位相を補正する補正手段と、
   前記前処理が施された伝搬路応答を使用して、前記位相が補正されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調する復調手段と、を具備することを特徴とする請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記第１の計算手段は、少なくとも１以上のサブキャリアの受信信号を使用して該各サブキャリアに対応する、伝搬路応答の推定誤差を求め、サブキャリアごとに伝搬路応答の推定誤差を抽出するウエイトを計算し、該１以上のウエイトを使用して前記全サブキャリアで共通の推定誤差を計算することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記第１の計算手段は、前記サブキャリアで受信した信号系列から、伝搬路推定用既知信号の系列にしたがって信号行列を生成し、該信号行列と、前記推定された伝搬路応答を使用して全サブキャリアに共通の逆行列を計算し、該逆行列を使用して前記第１の計算手段で計算されたウエイトを計算することを特徴とする請求項３に記載の無線受信装置。
5. 前記第１の計算手段は、前記サブキャリアで受信した信号系列から、伝搬路推定用既知信号の系列にしたがって信号行列を生成し、前記信号系列から雑音電力を検出し、前記信号行列と、前記推定された伝搬路応答と、前記雑音電力を使用して全サブキャリアに共通の逆行列を計算し、該逆行列を使用して前記第１の計算手段で計算されたウエイトを計算することを特徴とする請求項３に記載の無線受信装置。
6. 前記第１の計算手段は、少なくとも一つ以上のサブキャリアの受信信号を使用して該サブキャリアごとに送信された信号を抽出するためのウエイトを計算し、
   前記サブキャリアごとのウエイトを対応するサブキャリアの受信信号に乗算し、送信信号の系列に応じてウエイト乗算後の信号を合成して前記推定誤差を推定することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線受信装置。
7. 前記第１の計算手段は、前記各サブキャリアで少なくとも一つ以上の空間多重される各信号を要素とする送信信号ベクトルが二つのサブキャリア間で線形従属になるサブキャリアの組み合わせが存在する場合に、前記ウエイトを乗算し当該サブキャリアで送信された信号を抽出した後、サブキャリアごとの伝搬路応答に応じて加重合成し、該加重合成された信号を用いて送信された信号系列に応じて信号をさらに合成して、前記推定誤差を推定することを特徴とする請求項６に記載の無線受信装置。
8. 前記第１の計算手段は、少なくとも一つ以上のサブキャリアで送信された信号系列から伝搬路推定用既知信号の系列にしたがって生成される信号行列と、複数の前記推定された伝搬路応答と、該サブキャリアの受信信号とを使用して、Total Least Square法に基づいて前記推定誤差を計算することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線受信装置。
9. 前記補正手段は、既知のサブキャリアであるパイロットサブキャリアについて前記推定誤差を使用して推定した伝搬路応答を補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線受信装置。
10. 前記第１の計算手段は、既知の信号である少なくとも１以上のパイロットサブキャリアを使用して該各サブキャリアに対応する、伝搬路応答の推定誤差を求め、パイロットサブキャリアごとに伝搬路応答の推定誤差を抽出するウエイトを計算し、該１以上のウエイトを使用して前記全サブキャリアで共通の推定誤差を計算することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１つに記載の無線受信装置。
11. 前記パイロットサブキャリアは、推定に用いる各サブキャリアの伝搬路推定用既知信号の系列と、該パイロットサブキャリアで送信される信号系列とによって形成される信号行列を結合して拡張した信号行列のランクが空間多重されるストリーム数の二乗に等しくなる条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせであることを特徴とする請求項１０に記載の無線受信装置。
12. 伝搬路推定用既知信号として直交系列の信号が送信されている場合に、前記パイロットサブキャリアは、推定に用いる各サブキャリアの前記伝搬路推定用既知信号の系列と、該パイロットサブキャリアで送信される信号系列によって形成される信号行列とを結合して拡張した信号行列のランクが空間多重されるストリーム数に等しくなる条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせであることを特徴とする請求項１０に記載の無線受信装置。
13. 前記第１の計算手段は、前記条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせの中から受信電力が大きいパイロットサブキャリアの組み合わせを使用することを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載の無線受信装置。
14. 前記第１の計算手段は、前記条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせの中から通信路容量が大きいパイロットサブキャリアの組み合わせを使用することを特徴とする請求項１１または請求項１２に記載の無線受信装置。
15. 前記受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の時間領域の信号から、パイロットサブキャリアの信号を抽出する抽出手段をさらに具備し、
    前記第１の計算手段は、前記抽出されたパイロットサブキャリアを使用して前記推定誤差を計算することを特徴とする請求項１０から請求項１４のいずれか１項に記載の無線受信装置。
16. 前記第１の計算手段は、伝搬路推定用既知信号を使用して前記推定手段において伝搬路応答が推定された信号の次のＯＦＤＭシンボルの信号を用いて前記推定誤差を求めることを特徴とする請求項１０から請求項１４のいずれか１項に記載の無線受信装置。
17. 複数のアンテナと、
    前記複数のアンテナで受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号に含まれる複数のサブキャリアの各サブキャリアの伝搬路応答を推定する推定手段と、
    複数の前記伝搬路応答を使用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調するための前処理を行う第１の計算手段と、
    複数の前記伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算する第２の計算手段と、
    前記推定誤差を使用して、前記ウエイトを補正する補正手段と、を具備することを特徴とする無線受信装置。
18. 前記補正手段は、前記推定誤差の逆行列を計算し、該逆行列を使用して前記前処理された伝搬路応答を補正することを特徴とする請求項１７に記載の無線受信装置。
19. 前記第１の計算手段は、前記受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号と該ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の複素共役から相互相関行列を計算し、該相互相関行列を使用して前記前処理を行うことを特徴とする請求項１７または請求項１８に記載の無線受信装置。
20. 前記第２の計算手段は、既知の信号である少なくとも１以上のパイロットサブキャリアを使用して該各サブキャリアに対応する、伝搬路応答の推定誤差を求め、パイロットサブキャリアごとに伝搬路応答の推定誤差を抽出するウエイトを計算し、該１以上のウエイトを使用して前記全サブキャリアで共通の推定誤差を計算することを特徴とする請求項１７から請求項１９のいずれか１つに記載の無線受信装置。
21. 前記パイロットサブキャリアは、推定に用いる各サブキャリアの伝搬路推定用既知信号の系列と、該パイロットサブキャリアで送信される信号系列とによって形成される信号行列を結合して拡張した信号行列のランクが空間多重されるストリーム数の二乗に等しくなる条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせであることを特徴とする請求項２０に記載の無線受信装置。
22. 伝搬路推定用既知信号として直交系列の信号が送信されている場合に、前記パイロットサブキャリアは、推定に用いる各サブキャリアの前記伝搬路推定用既知信号の系列と、該パイロットサブキャリアで送信される信号系列によって形成される信号行列とを結合して拡張した信号行列のランクが空間多重されるストリーム数に等しくなる条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせであることを特徴とする請求項２０に記載の無線受信装置。
23. 前記第２の計算手段は、前記条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせの中から受信電力が大きいパイロットサブキャリアの組み合わせを使用することを特徴とする請求項２１または請求項２２に記載の無線受信装置。
24. 前記第２の計算手段は、前記条件を満たすパイロットサブキャリアの組み合わせの中から通信路容量が大きいパイロットサブキャリアの組み合わせを使用することを特徴とする請求項２１または請求項２２に記載の無線受信装置。
25. 前記受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の時間領域の信号から、パイロットサブキャリアの信号を抽出する抽出手段をさらに具備し、
    前記第２の計算手段は、前記抽出されたパイロットサブキャリアを使用して前記推定誤差を計算することを特徴とする請求項２０から請求項２４のいずれか１項に記載の無線受信装置。
26. 前記第２の計算手段は、伝搬路推定用既知信号を使用して前記推定手段において伝搬路応答が推定された信号の次のＯＦＤＭシンボルの信号を用いて前記推定誤差を求めることを特徴とする請求項２０から請求項２５のいずれか１項に記載の無線受信装置。
27. 複数のアンテナで受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号に含まれる複数のサブキャリアの各サブキャリアの伝搬路応答を推定し、
    複数の前記伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算し、
    前記推定誤差を使用して、前記推定された伝搬路応答を補正し、
    前記補正された伝搬路応答を使用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調するための前処理を行うことを特徴とする無線受信方法。
28. 複数のアンテナで受信されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output - Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号に含まれる複数のサブキャリアの各サブキャリアの伝搬路応答を推定し、
    複数の前記伝搬路応答を使用して、前記ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を復調するための前処理を行い、
    複数の前記伝搬路応答の全サブキャリアで共通の推定誤差を計算し、
    前記推定誤差を使用して、前記前処理された伝搬路応答を補正することを特徴とする無線受信方法。

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