JP4342509B2 - 無線受信装置及び無線受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信の受信機に関し、特に複数の送信アンテナ、受信アンテナを用いて信号を送受信する空間多重伝送の受信機に関する。

無線通信を高速化する技術として、送信信号を複数の無線部に分配し、複数の送信アンテナから同一の周波数を用いて同時に信号を送信する手法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。この手法では、各アンテナから送信された信号がそれぞれ異なる伝搬路を経て受信されるため、受信端末が複数の受信アンテナを用いて受信を行い、受信した各信号を用いて同時に送信された各信号を分離することによって信号を復号することができる。この結果、通信に用いる周波数帯域幅を広げることなく、多重化した信号の数に応じて伝送速度を高速化することが可能となる。したがって、この方式によれば、周波数利用効率を高め、スループットを向上することができる。

一方、マルチパス伝搬路において、送受信間の伝搬遅延時間が異なる信号が到来する環境では、符号間干渉による波形歪みが通信品質を劣化させる大きな要因となる。このような環境において、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下ＯＦＤＭと記述）方式は、伝搬遅延時間の異なる信号を受信しても符号間干渉に起因する波形歪みを補償することができる方式として知られている。

ＯＦＤＭ伝送方式では信号が複素信号になるため、送信機では直交変調器、受信機では直交復調器を用いる必要がある。この時、直交変調器および直交復調器における同相成分と直交成分の振幅に誤差が生じたり、９０度移送器に位相誤差が生じたりすると、ＯＦＤＭ信号の複数の副搬送波（サブキャリア）のうち、中心周波数に関し周波数軸上で互いに対称の位置にある２つの副搬送波（当該２つの副搬送波のうち、中心周波数より高周波数帯の副搬送波を「上側波帯の副搬送波」、中心周波数より低周波数帯の副搬送波を「下側波帯の副搬送波」と、呼ぶことがある）の信号が相互に干渉し、伝送性能が大きく制限されてしまう。このような環境化において、上下の副搬送波間の干渉量を推定し、上下の副搬送波で受信した両信号を用いて最尤推定や空間フィルタリングで信号を判定する手法が提案されている（例えば非特許文献２）。
A. Paulraj, R. Nabar, and D. Gore, Introduction to Space-Time Wireless Communications, Cambridge University Press, UK, 2003, pp. 6-10. 鎌田裕之，阪口啓，荒木純道，``MIMO-OFDMにおけるIQインバランスの影響とその補償法，"電子情報通信学会技術報告，A・P2004-238，pp. 7-12，March 2005.

非特許文献２の手法を用いると、直交変復調器による歪みを高い精度で補償する事ができる。しかし、２つの副搬送波の信号を同時に処理するため最尤推定を用いる場合は２乗以上の演算量の増加が生じてしまい、実装が困難になる問題がある。一方、空間フィルタリングを用いる事で演算負荷の増加は最小限に抑えることができるが、最尤推定を用いる場合に比べ、大きく性能が劣化してしまう問題がある。

このように従来の無線受信装置においては、直交変復調器の振幅・位相の精度によって伝送性能が大きく制限されてしまう問題点があった。また、従来の無線受信装置には直交変復調器の不完全性に起因する波形歪みの補償を行う際に、受信性能が高い方式を用いると演算量の増加が大きくなる問題があった。

そこで、本発明は、上記問題点を鑑み、直交変復調器の不完全性に起因する、中心周波数に関し周波数軸上で互いに対称の位置にある２つの副搬送波間（上側波帯・下側波帯の副搬送波間）で生じる干渉を補償し、受信性能を高めることを目的とする。また、補償によって生じる演算負荷の増加を最小限に抑えつつ高精度な受信を実現する無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明の無線受信装置は、
（ａ）複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号をアンテナで受信し、
（ｂ）受信されたＯＦＤＭ信号の前記複数の副搬送波の中心周波数を中心に周波数軸上で対称の位置にある２つの副搬送波毎に、当該２つの副搬送波のそれぞれで受信された信号を結合して結合信号を求め、
（ｃ）前記各結合信号から、前記２つの副搬送波のうち前記中心周波数より高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出し、
（ｄ）前記結合信号から、前記２つの副搬送波のうち前記中心周波数より低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出し、
（ｅ）前記結合信号から抽出された前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定し、
（ｆ）前記結合信号から抽出された前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する。

本発明によれば、少ない演算量で、受信性能の向上が図れる。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

以下、ＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output）−ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送における無線受信装置について説明する。

（第1の実施形態）
図１２は、第１の実施形態にかかる無線受信装置が受信する信号を生成し、送信を行う送信装置の構成の一例を示したものである。送信する情報信号が直並列変換部２０１に入力され、空間多重における多重数と同数の並列信号に変換される。この時、直並列変換は１ビットずつ変換しても構わないし、変調器２０２ａ〜２０２ｄで適用される変調多値数に応じたビット単位で変換しても構わない。また、ＯＦＤＭシンボルに含まれるビット数毎に変換しても、その他の単位で変換しても構わない。予め定められたビット数であり、無線受信装置が既知であればいかなる単位で変換しても構わない。

以上のように直並列変換部２０１から出力された信号群（ここでは、例えば、４系列の信号群）は、それぞれに対応する変調器２０２ａ〜２０２ｄにおいて、副搬送波（サブキャリア）毎の変調が適用される。変調器２０２ａ〜２０２ｄで用いられる変調方式はＢＰＳＫやＱＰＳＫ、８ＰＳＫなどの位相変調や１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなどの直交振幅変調などがあげられる。

ここで、変調方式として６４ＱＡＭを用いる際の変調器２０２ａ〜２０２ｄの動作について図１６を用いて説明する。図１６は６４ＱＡＭのコンスタレーションを示しており、入力ビット列と生成されるシンボルの対応が示されている。６４ＱＡＭは１シンボルで６ビットの信号を伝送する事ができ、入力されるビット列に応じて異なるシンボルが生成される。一例として、「０００１００」の６ビットが入力された場合を考える。このとき、図１６から当該入力ビット列に対する信号点は左上の点であり、左上の点が送信シンボルとして出力される。

変調器２０２ａ〜２０２ｄは、以上の処理を副搬送波毎に行う。よって、ＯＦＤＭの副搬送波数がＮの場合は６×Ｎビットの入力に対してＮ個のシンボルが生成される。

以上、６４ＱＡＭを用いて変調器の説明を行ったが、変調方式は６４ＱＡＭに限らない。前述した他の変調方式を用いても構わないし、その他の変調方式を用いても構わない。予め定められた変調方式で、無線受信装置が復調可能であればいかなる変調方式を用いても構わない。

また、各変調器が同じ変調方式を用いて変調を施しても、変調器毎に異なる変調方式を施しても構わない。

以上のように、変調器２０２ａ〜２０２ｄで、副搬送波毎に変調が施された後、逆フーリエ変換部２０３ａ〜２０３ｄでは、変調器２０２ａ〜２０２ｄから出力された変調信号を、時間領域の信号にそれぞれ変換する。ここで、逆フーリエ変換部２０３ａ〜２０３ｄにおける逆フーリエ変換はＩＤＦＴ(Inverse Digital Fourier Transform)を用いてもＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform)を用いても構わない。各副搬送波用に生成した送信シンボルに対して離散逆フーリエ変換が適用されればいかなる方式を用いても構わない。

逆フーリエ変換部２０３ａ〜２０３ｄで逆フーリエ変換後の信号は、それぞれ、ＧＩ（ガードインターバル）付加部２０４ａ〜２０４ｄに入力される。

ＧＩ付加部２０４ａ〜２０４ｄでは、図９に示すように、波形の末尾の一部を先頭部にコピーする。この信号はガードインターバルまたはサイクリックプレフィックスと呼ばれ、ＯＦＤＭ伝送では一般的に用いられる手法である。この結果、図１０に示すように多重伝搬環境において遅延波が存在しても、ガードインターバルによって付加された冗長信号を除去する事により、前後のシンボルからの符号間干渉を防ぐ事ができる。

以上の情報信号の他に、無線通信では一般に同期や伝搬路推定のために既知信号が送信される。このような既知信号を送信する通信システムの一例として、IEEE 802.11aにおけるフレームフォーマットを図１１を用いて説明する。図１１においてフレーム先頭部のＳＰ（ショートプリアンブル）が同期用の既知信号となり、続くＬＰ（ロングプリアンブル）が伝搬路推定用の既知信号となる。このような既知信号を送信する際は、ＧＩ付加部２０４ａ〜２０４ｄと既知信号生成部２０７とのいずれか一方を無線部２０５ａ〜２０５ｄへ接続するスイッチ２０８で、既知信号生成部２０７と無線部２０５ａ〜２０５ｄを接続することにより、無線部２０５ａ〜２０５ｄは、既知信号生成部２０７で生成された既知信号を送信する。

以上、IEEE 802.11aのフレームフォーマットを例に、既知信号の送信について説明したが、本発明における無線受信装置が受信できる信号はIEEE 802.11aに制限されるものではない。

以上の情報信号および既知信号は、無線部２０５ａ〜２０５ｄに入力されて、アナログ信号に変換され、無線周波数信号に周波数変換したのち、送信アンテナ２０６ａ〜２０６ｄを介して送信される。送信装置における無線部２０５ａ〜２０５ｄは、デジタル−アナログ変換器や直交変調器、周波数変換器、フィルタ、増幅器などから構成される一般的な無線部であり、本発明の要部を構成するものではないので、その詳細な説明は省略する。

また、送信アンテナ２０６ａ〜２０６ｄについても、所望の周波数の信号を送信する事ができればいかなるアンテナを用いても構わない。

以上説明した送信装置で送信された信号を受信するための、第1の実施形態に係る無線受信装置の構成例を図１に示す。

図1の無線受信装置は、複数（ここでは例えば４つ）の受信アンテナ１ａ〜１ｄと、これら受信アンテナ１ａ〜１ｄそれぞれに接続された複数（ここでは例えば４つ）の無線部２ａ〜２ｄと、複数の無線部２ａ〜２ｄそれぞれに接続された複数（ここでは例えば４つ）のＧＩ（ガードインターバル）除去部３ａ〜３ｄと、複数のＧＩ除去部３ａ〜３ｄそれぞれに接続された複数（ここでは例えば４つ）のフーリエ変換部４ａ〜４ｄと、複数のフーリエ変換部４ａ〜４ｄに接続された伝搬路推定部５と、複数のフーリエ変換部４ａ〜４ｄに接続された受信信号結合部６と、伝搬路推定部５に接続されたウエイト計算部７と、受信信号結合部６とウエイト計算部７とに接続された信号分離部８と、信号分離部８とウエイト計算部７に接続された２つの最尤推定部９、１０と、２つの最尤推定部９、１０に接続された並直列変換部１１で構成される。

ここで、図１の複数の受信アンテナ１ａ〜１ｄは、所望の周波数帯域の信号を受信する事ができるアンテナであればいかなるアンテナを用いても構わない。また、各アンテナは同一のアンテナを用いても各々異なるアンテナを用いても構わない。

次に、図１の無線部２ａ〜２ｄについて説明する。各無線部２ａ〜２ｄは、それぞれ増幅器、フィルタ、周波数変換器、アナログ−デジタル変換器などから構成され、各無線部２ａ〜２ｄに接続された受信アンテナ１ａ〜１ｄで受信した無線周波数の信号をデジタル信号に変換する。無線部２ａ〜２ｄは、受信した無線周波数の信号を複素デジタル信号に変換することができればいかなる構成を用いても構わない。無線周波数の信号を一旦中間周波数の信号に変換してからベースバンド信号に変換しても構わないし、中間周波数を介せず直接無線周波数信号をベースバンド信号に変換しても構わない。また、アナログで直交復調を行っても構わないし、アナログ−デジタル変換器出力を用いてデジタルで直交復調を行っても構わない。

また、無線部２ａ〜２ｄにおける増幅器やフィルタ、周波数変換器やアナログ‐デジタル変換器は一般的な物であり、本発明の要旨ではないので、それぞれの詳細な説明は省略する。

以上のように各無線部２ａ〜２ｄでデジタル信号に変換された信号は、それぞれＧＩ除去部３ａ〜３ｄに入力される。送信装置の説明で述べたように、ＯＦＤＭ伝送では一般的に図９に示すようにガードインターバルが付加される。図１におけるＧＩ除去部３ａ〜３ｄでは送信時に付加されたガードインターバル長の信号を除去する。

ガードインターバルが除去された信号は、それぞれフーリエ変換部４ａ〜４ｄに入力される。ＯＦＤＭ伝送では複数の副搬送波を用いて信号が送信されており、離散フーリエ変換を適用する事によって、各副搬送波で送信された信号を抽出する事ができる。図１における各フーリエ変換部は図９に示した有効ＯＦＤＭ長と同一の長さとなる図１０に示したフーリエ変換適用範囲の信号毎に離散フーリエ変換を適用する。

ここで、離散フーリエ変換はＤＦＴ(Digital Fourier Transform)を用いて演算しても、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)を用いて演算しても構わない。ＯＦＤＭシンボル毎に離散フーリエ変換する事ができればいかなる手法を用いても構わない。

次に、各フーリエ変換部が出力する信号について考える。マルチパス伝搬路を伝搬した信号は、伝搬遅延時間差の異なる遅延波の影響で周波数選択性フェージングが発生する。この結果、ＯＦＤＭ伝送を行う場合、副搬送波毎に伝搬路応答が異なる。さらに、複数の送信アンテナから空間多重されて信号が送信されているため、i番目のフーリエ変換部が出力する第m番目のＯＦＤＭシンボルにおける第k番目の副搬送波の受信信号ｒ_ｉ ^（ｋ）（ｍ）は次式（１）で表すことができる。

ここで、ｈ_ｉｊ ^（ｋ）は第ｊ番目の送信アンテナと第ｉ番目の受信アンテナ間の第ｋ番目の副搬送波における伝搬路応答（伝搬路推定値）を表し、ｓ_ｊ ^（ｋ）（ｍ）は第ｊ番目の送信アンテナから送信される第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの第ｋ番目の副搬送波の信号を表し、ｎ_ｉ ^（ｋ）（ｍ）は第ｉ番目のフーリエ変換部の出力における第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの第ｋ番目の副搬送波に付加される熱雑音を表している。さらに、各フーリエ変換部が出力する第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルにおける第k番目の副搬送波の信号を要素とする受信ベクトルをＲ^（ｋ）（ｍ）とおくと、次式のようにベクトル表記する事ができる。

なお、Ｓ^（ｋ）（ｍ）は各送信アンテナから送信される第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの第ｋ番目の副搬送波の信号を要素とする送信ベクトルであり、Ｎ^（ｋ）（ｍ）は各フーリエ変換部が出力する第ｍ番目のＯＦＤＭシンボルの第ｋ番目の副搬送波における雑音を要素とする雑音ベクトルであり、Ｈ^（ｋ）は次式であらわされる伝搬路応答行列である。

一方、無線部において、直交復調器をアナログ回路で構成した場合、一般にＩチャネルとＱチャネルの利得を同一に保つのは困難である。また、直交復調器において正確に９０度の位相差を発生する事は困難である。

同様に、送信装置における無線部においても直交変調器の振幅、位相を正確に制御する事は困難である。

このような直交変復調器の不完全性の影響で、式（２）で表される第ｋ番目の副搬送波の受信信号ベクトルは第−ｋ番目の副搬送波から干渉を受ける事が知られている。

なお、複数の副搬送波信号の中心周波数を中心に、周波数軸上で対象の位置にある２つの副搬送波のうち、当該中心周波数よりも高い周波数帯側の副搬送波が、当該中心周波数から第ｋ番目の副搬送波であり、当該中心周波数よりも低い周波数帯側の副搬送波が、当該中心周波数から第-ｋ番目の副搬送波である。

この結果、受信ベクトルは次式のように表すことができる。

同様に、第-ｋ番目の副搬送波の受信ベクトルは、第ｋ番目の副搬送波の信号から干渉を受け、次式のように表す事ができる。

ここで、Ｈ_α ^（ｋ）、 Ｈ_β ^（ｋ）は、ｋ番目の副搬送波の受信信号における、第ｋ番目の副搬送波を用いて送信した信号の伝搬路行列、第-ｋ番目の副搬送波を用いて送信した信号の伝搬路行列をそれぞれ表し、Ｈ_α ^（−ｋ）、 Ｈ_β ^（−ｋ）は、第-ｋ番目の副搬送波の受信信号における、ｋ番目の副搬送波を用いて送信した信号の伝搬路行列、第-ｋ番目の副搬送波を用いて送信した信号の伝搬路行列をそれぞれ表しており、それぞれ伝搬路応答だけでなく、直交変復調器の不完全性の影響を受けている。

（受信信号結合部の説明）
以上より、複数の副搬送波の中心周波数を中心に、周波数軸上で対象の位置にある第ｋ番目の副搬送波と第-ｋ番目の副搬送波の受信信号両者に、ｋ番目の副搬送波で送信した信号と、−ｋ番目の副搬送波で送信した信号が含まれることがわかる。よって、２つの副搬送波で受信した信号を用いて、２つの副搬送波で送信した信号を同時に推定することによって、直交変復調器の不完全性による干渉を判定する信号に置き換えることができる。

以上の目的のため、図１における受信信号結合部６では、上側波帯の副搬送波の受信信号Ｒ^（ｋ）（ｍ）と下側波帯の副搬送波の受信信号Ｒ^（−ｋ）（ｍ）を、次式（６）に示すように結合し、拡張した受信ベクトルＲ_ｋ（ｍ）を生成する。

図１の例では、Ｒ^（ｋ）（ｍ）とＲ^（−ｋ）（ｍ）は、４×１次の複素ベクトルになるため、Ｒ_ｋ（ｍ）は８×１次の複素ベクトルとなり、式（４）（５）を用いて以下のように表す事ができる。

データを送信する副搬送波数がＮ個の場合、受信信号結合部６では、式（６）で示したような結合ベクトルをＮ／２個生成し、出力する。

受信信号結合部６が出力する信号を用いて復調するためには、送信信号が電波伝搬および直交変復調器の不完全性によってどのような歪みを受けたか推定する必要があり、式（７）のＨ_ｋを推定しなければならない。この歪みを推定するため、データを伝送する前に、伝搬路行列推定用の既知信号が一般的に送信される。このような伝搬路応答推定用の既知信号を送信する伝送方式の一例が先に示したＩＥＥＥ８０２．１１ａであり、図１１に示したフレームフォーマットにおいて、ＬＰが伝搬路応答推定用既知信号に相当する。

なお、本実施形態で想定している空間多重を用いて複数の信号を同時に送信する伝送方式の場合は、空間多重する信号毎に伝搬路応答を推定する必要がある。

送信された既知信号を用いて伝搬路応答を推定する手法はさまざまな方式が存在する。代表的な手法として、周波数領域で受信信号に対して既知信号から生成される一般化逆行列を乗算する手法や、時間領域でインパルス応答を推定し、周波数領域に変換する手法などが上げられる。なお、本実施形態における伝搬路推定部５はいずれの手法を用いても構わない。また、上記２つの手法以外のいかなる手法を用いても構わない。式（７）で示した結合後の受信信号の伝搬路行列Ｈ_ｋを推定する事ができさえすれば、いかなる手法を用いても構わない。

受信信号結合部６の出力Ｒ_ｋ（ｍ）と、伝搬路推定部５で推定した伝搬路行列Ｈ_ｋを用いる事によって、従来の空間多重されたＯＦＤＭ信号を受信する場合と同一の手法を用いてＳ_ｋ（ｍ）を復調する事ができる。受信方式のうち受信性能が最も高い最尤推定法は、あるＳ_ｋ（ｍ）が送信された際にＲ_ｋ（ｍ）を受信する確率が最も高くなるＳ_ｋ（ｍ）を求める手法であり、次式によって推定を行う。

ここで、空間多重を用いて送信される第ｊ番目の信号の変調多値数がＭ_ｊの場合、受信信号を結合せずに各副搬送波の信号毎に推定を行う場合はＭ_１Ｍ_２Ｍ_３Ｍ_４個の信号点の中から信号を探索すればよかったが、本実施形態のように受信信号を結合する事によって２つの副搬送波の信号を同時に推定しなければならないため、（Ｍ_１Ｍ_２Ｍ_３Ｍ_４）^２個の信号点を探索する必要がある。よって、受信信号を結合する事によって信号の探索数が２乗になり、信号を探索する際の演算負荷が増大してしまう問題があった。

そこで、本実施形態における無線受信装置では、受信信号結合部６で結合した信号
Ｒ_ｋ（ｍ）に対して、空間フィルタを適用し、図１の上側波帯信号抽出部８ａで上側波帯の信号Ｓ^（ｋ）（ｍ）のみを抽出し、下側波帯信号抽出部８ｂで下側波帯の信号Ｓ^{（- ｋ）}（ｍ）のみを抽出する。

このように受信信号から上側波帯及び下側波帯信号を分離した後、最尤推定部９では抽出した上側波帯の信号のみを最尤推定し、最尤推定部１０では抽出した下側波帯の信号のみを最尤推定する。この結果、各最尤推定部で探索する信号点の数は、Ｍ_１Ｍ_２Ｍ_３Ｍ_４個に削減され、信号の探索数は受信信号を結合しない場合と同一の探索数に制限される。

信号分離部８では、結合したＲ_ｋ（ｍ）毎に上記処理を施し、上側波帯信号抽出部８ａ、下側波帯信号抽出部８ｂでは、それぞれ以下のウエイト行列Ｗ_ｕ ^（ｋ）とＷ_ｌ ^（ｋ）が乗算された結果が出力される。

前述のように、上側波帯の信号のみを抽出するためのウエイトＷ_ｕ ^（ｋ）、下側波帯の信号のみを抽出するためのウエイトＷ_ｌ ^（ｋ）を求める手法の一例としてＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)法があげられる。ＭＭＳＥ法では、ウエイト適用後の信号Ｗ_ｕ ^（ｋ）Ｈ Ｒ_ｋ（ｍ）（またはＷ_ｌ ^（ｋ） Ｒ_ｋ（ｍ））とＳ^（ｋ）（ｍ）（またはＳ^（−ｋ）（ｍ））の誤差の二乗平均値が最小になるウエイトを求める。

ただし，Ｅ［ ］は集合平均を表す。式（１０）のウエイト行列は推定した伝搬路行列Ｈ_ｋを用いて次式のように計算する事ができる。

ここで、σ^２は雑音電力を表し，Ｉは次元が（２×無線部の数）×（２×無線部の数）の単位行列であり、図１の例では８×８の単位行列となる。また、｜Ｐ｜^２は空間多重される拡幅搬送波の信号の平均電力を表す。

図1の最尤推定部９では、前述した上側波帯信号抽出部８ａが抽出した上側波帯の副搬送波で送信された信号を最尤推定法で推定し、最尤推定部８ｂでは、下側波帯信号抽出部８ｂが抽出した下側波帯の副搬送波で送信された信号を最尤推定法で推定する。

ここで、上側波帯信号抽出部８ａが出力する第ｋ番目の副搬送波信号について考える。式（７）（９）から当該信号は次式のように書き表すことができる。

ここで、式（１２）は、要素数が空間多重された信号の数に等しいベクトルとなり、出力におけるｊ行がｓ_ｊ ^（ｋ）（ｍ）になるようにウエイトＷ_ｕ ^（ｋ）Ｈは求められている。しかし、伝搬路応答や直交変復調器の不完全性、熱雑音の影響で正確にｓ_ｊ ^（ｋ）（ｍ）が得られるわけではなく、誤差が含まれてしまう。ここで、誤差ベクトルｅ_ｕ ^（ｋ）（ｍ）を次式（１３）で定義し、式（１４）から誤差ベクトルの相関行列Ｅ_ｅｅ ^（ｋ）を求める。

以上の推定を１〜Ｎ／２番目の副搬送波毎に最尤推定部９で行う。同様に下側波帯の信号については、次式（１７）を用いて１〜−Ｎ／２番目の副搬送波で送信された信号を最尤推定部１０でそれぞれ推定する。

このように、最尤推定部９および最尤推定部１０では、誤差ベクトルの相関行列の逆行列が必要となる。当該行列は、ウエイト計算部７で計算し、各最尤推定部９，１０に入力される。

なお、最尤推定部９および最尤推定部１０において、式（１６）、（１７）に基づいて信号を探索する手法はいかなる手法を用いても構わない。Ｍ_１Ｍ_２Ｍ_３Ｍ_４通りの全ての組み合わせを試しても構わないし、sphere decodingやK-Best、M-algorithmなどのように、
Ｅ_ｅｅ ^{（ｋ）−１}やＥ_ｅｅ ^{（−ｋ）−１}を上三角行列に変換し、探索を行う候補を制限した上で探索を行っても構わない。

また、これまで式（６）に示したように第−ｋ番目のサブキャリアで受信した信号は複素共役を求めた後に結合を行っていたが、第ｋ番目のサブキャリアで受信した信号の複素共役を求め、結合を行っても構わない。その場合、式（７）〜（１６）のＳ^（ｋ）（ｍ）がＳ^（ｋ）＊（ｍ）に、Ｓ^{（−ｋ）＊}（ｍ）がＳ^（−ｋ） （ｍ）に、Ｈ_α ^（ｋ）とＨ_β ^（ｋ）がＨ_α ^（ｋ）＊とＨ_β ^（ｋ）＊に、Ｈ_α ^{（−ｋ）＊}とＨ_β ^{（−ｋ）＊}がＨ_α ^（−ｋ）とＨ_β ^（−ｋ）に変換されるだけであり、大きな変更はない。

その他、これまでは各信号を複素信号として処理してきたが、Ｒ^（ｋ）（ｍ）、Ｒ^（−ｋ）（ｍ）、Ｓ^（ｋ）（ｍ）、Ｓ^（−ｋ）（ｍ）のＩチャネルの信号とＱチャネルの信号をそれぞれの要素とするようにベクトルを２倍のサイズに拡張し、実数演算で処理を行っても構わない。この時、Ｒ_ｋ（ｍ）とＳ_ｋ（ｍ）はそれぞれ１６×１の実数ベクトルとなり、合成された伝搬路行列Ｈ_ｋは１６×１６の実行列となり、式（８）〜（１８）に示した処理も実数演算で処理される。

以上の結果、最尤推定部９からは上側波帯の副搬送波で送信された信号の推定結果、最尤推定部１０からは下側波帯の副搬送波で送信された信号の推定結果が出力される。

図1の並直列変換器１１では、２つの最尤推定部９，１０の出力を並直列変換し、１つの信号系列を生成する。この並べ変えの順序は送信時に行う直並列変換の順序に従って行う必要があり、送信時の直並列変換の順序が受信側で既知でないといけない。

本実施形態における送信時の直並列変換の順序はいかなる手順でも構わない。１ｂｉｔずつ空間多重する信号に割り振っても構わないし、ＯＦＤＭシンボルずつ空間多重する信号に割り振っても構わない。各副搬送波への割り振りもいかなる順番で割り振っても構わない。予め定められた順序であり、受信装置が既知の順序でさえあれば、いかなる順序で割り振りを行っても構わない。

以上、上記第１の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化において、各副搬送波の受信信号両者を用いて空間フィルタリング（スマートアンテナ）で各搬送波の信号を分離し、分離後の信号に対してそれぞれの副搬送波毎に最尤推定を行うことによって、高い精度で受信を行う事が可能になる。

また、第ｋ番目と第−ｋ番の２つの副搬送波の信号を同時に最尤推定すると演算負荷が膨大な量になるが、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９、１０を用いて推定を行うため、最尤推定部９、１０の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る無線受信装置について説明する。

本実施の形態における無線受信装置の構成は、図１の第１の実施形態の無線受信装置と同様であり、受信信号結合部６で、複数の副搬送波の中心周波数を中心に周波数軸上で対称の位置にある、（上下の側波帯の）副搬送路（第ｋ番目と第−k番目の副搬送波）の受信信号を結合し、それぞれの側波帯（第ｋ番目と第−k番目の副搬送波）で送信された信号を分離した後、最尤推定を行う点も同一である。

第２の実施形態が第1の実施形態と異なる点は、ウエイト計算部７におけるウエイトの計算法がＭＭＳＥ基準ではなく、Zero Forcing（以下ＺＦ）基準でウエイトを計算する点である。

ＺＦ基準でウエイトを求める場合、Ｗ_ｕ ^（ｋ）とＷ_ｌ ^（ｋ）は、次式を満たすように求められる。

以上のウエイトを用いると、式（１３）で示される信号分離部８から出力される信号の誤差信号は、第1の実施形態における式（１４）とは異なり、次式（２１）で表される。

以上の行列の逆行列をウエイト計算部７で計算し、Ｅ_ｅｅ ^（ｋ）の逆行列は最尤推定部９へ、Ｅ_ｅｅ ^（−ｋ）の逆行列は最尤推定部１０へ出力される。

最尤推定部９および最尤推定部１０では、以上の行列を用いて第1の実施形態と同様に信号の推定を行い、並直列変換器１１も第1の実施形態と全く同様に動作する。

以上、本発明によれば直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。また、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９、１０を用いて推定を行うため、最尤推定部の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態に係る無線受信装置の構成例を図２に示す。第３の実施形態が第１の実施形態および第２の実施形態と異なる点は、並直列変換部１１の出力を入力する復号器１２が付加される点である。なお、図２において、図１と同一部分には同一符号を付している。

まず、図２の無線受信装置が受信する信号を送信する送信装置について、図１３を参照して説明する。図１３は、当該送信装置の構成例を示したものである。なお、図１３において、図１２と同一部分には同一符号を付している。

送信する情報信号は符号器３０１に入力され、符号器３０１で符号化した信号を直並列変換部２０１において空間多重で送信する際の多重数と同数の並列信号に変換する。ここで、符号器３０１で用いられる符号化方式は畳込み符号やターボ符号、ＬＤＰＣなど、さまざまな方式が考えられるが、本実施形態は、符号化方式を制限するものではない。予め定められた符号化方式であり、無線受信装置が既知な方式であればいかなる方式を用いても構わない。

直並列変換部２０１で並列に変換された信号は、それぞれインターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄに入力され、信号の並べ替えが施される。一般にＯＦＤＭ伝送では、周波数選択性フェージングの影響で、副搬送波毎に特性が異なるため、符号化後の信号が連続して特性の悪い副搬送波に割り当てられると誤り訂正能力が劣化してしまう。このような性能劣化を防ぐため、インターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄで信号の並べ替えが施される。

ここで、インターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄにおける信号の並べ替えの順序はいかなる形式を用いても、無線受信装置が予め既知でさえあればいかなる順序でも構わない。また、空間多重数と同数のインターリーブ部を用いるが、それぞれ同一の順序で並べ替えを行っても、インターリーブ部毎に異なる順序で並べ替えを行っても構わない。

インターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄの出力に対し、その後施される処理は、第1の実施形態の説明において説明した図１２の送信装置と同様であり、詳細な説明は省略する。

次に、図１３に示したような構成の送信装置から送信された信号に対する第３の実施形態における無線受信装置の動作について、図２を参照して説明する。

図２において、復号器１２は、誤り訂正復号を行いう、本実施形態では、硬判定復号を行う。

受信アンテナ１ａ〜１ｄ、無線部２ａ〜２ｄ、ＧＩ除去部３ａ〜３ｄ、フーリエ変換部４ａ〜４ｄ、伝搬路推定部５、受信信号結合部６、ウエイト計算部７、信号分離部８、最尤推定部９および最尤推定部１０は、第1の実施形態、第２の実施形態と同様に動作を行う。

一方、図１３の送信装置では、図１２の送信装置と異なり、インターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄにおいて、信号の並べ替えが施されているため、図２の並直列変換部１１では、図１３の送信装置における直並列変換部２０１とインターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄにおけるビットの入れ替えを考慮して並直列変換を行う。ここで、直並列変換部２０１やインターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄにおけるビットの並べ替えの順序は、予め定められたものであり、無線受信装置で既知の順序であるため、図２における並直列変換部１１は定められた順序に従い、ビットの並べ替えを行う。

以上の並直列変換部１１が出力するビット列と復号器１２で生成するレプリカ信号のハミング距離を用いて復号器では復号を行う。ここでハミング距離は、２つの符号において異なるビットの数を表し、例として「０００１００」と「００１０００」のハミング距離は３ビット目と４ビット目が異なるため、「２」となる。この時、復号器１２における復号方式はビタビ復号をはじめ、さまざまな方式が提案されているが、本実施形態における復号器１２は復号方式を制限するものではない。受信した符号から送信された情報信号を推定することができるのであればいかなる手法を用いても構わない。

以上、本発明によれば直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。さらに、送信装置において符号化を適用する事によって、伝送特性をさらに高める事ができる。

また、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して２つの最尤推定部９、１０を用いて推定を行うため、最尤推定部の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第４の実施形態）
本発明第４の実施形態にかかる無線受信装置について、図２を参照して説明する。

第４の実施形態における無線受信装置の構成は第３の実施形態と同様である。第４の実施形態において第３の実施形態と異なる点は、図２の復号器１２において硬判定復号ではなく、軟判定復号を行う点である。

無線部２ａ〜２ｄ、ＧＩ除去部３ａ〜３ｄ、フーリエ変換部４ａ〜４ｄ、伝搬路推定部５、受信信号結合部６、ウエイト計算部７、信号分離部８は、第３の実施形態と同様である。

以下、第３の実施形態と異なる部分について説明する。

復号器１２で軟判定復号を行う場合、復号器１２では、送信した符号ビットの尤度を用いるため、最尤推定部９および最尤推定部１０において最尤シンボルやそのシンボルを構成するビットを出力するのではなく、各ビットの尤度を出力する。ここで、尤度とは各ビットにおいて「０」が送信された確率および「１」が送信された確率、または「０」が送信された確率と「１」が送信された確率の比、またはそれらを近似したものである。

以下に最尤推定部９の出力として各ビットで「０」および「１」が送信された確率を出力する際の具体例を示す。式（１６）より、Ｓ^（ｋ）（ｍ）が送信された際に、Ｒ_ｋ（ｍ）を受信する確率密度関数ｐ（Ｒ_ｋ（ｍ）｜Ｓ^（ｋ）（ｍ））は、次式（２２）で近似できる。

ただし、Ｌは空間多重数を表し、図１３の送信装置の例では「４」になる。

ここで、Ｓ^（ｋ）（ｍ）の各要素であるｓ_ｊ ^（ｋ）（ｍ）は、変調多値数に応じたビット数からシンボルが形成されており、各ビットの尤度を出力する。ｓ_ｊ ^（ｋ）（ｍ）のｎ番目のビットが「０」である確率は当該ビットが「０」である式（２２）の全ての確率の和となるため、次式で表される。

以上の計算をＳ^（ｋ）（ｍ）を構成する全てのビットに対して行い、得られた確率を出力する。

このような各ビットの確率の代わりに、各ビットの対数尤度比を最尤推定部９の出力とすることもできる。ここで、ｓ_ｊ ^（ｋ）（ｍ）のｎビット目の対数尤度比は式（２３）と式（２４）を用いて次式で表すことができる。

対数尤度比は「１」が送信された確率が、「０」が送信された確率よりも高い場合は正の値となり、逆に「０」が送信された確率の方が高い場合は負の値となり、絶対値が大きいほど「１」または「０」が送信された確率が高いことを示す。

また、最尤推定部における出力として、各ビットの生起確率を式（２３）や（２４）のように総和を求めるのではなく、最大の確率を与えるシンボルのみで近似してもよい。

この出力は各ビットの対数尤度比を近似したものであり、正確な対数尤度比ではないが、式（２２）の指数部のみの計算になるため演算量を削減することができる。

以上説明したように、Ｓ^（ｋ）（ｍ）の全ての組み合わせに対して、式（２２）を計算すれば各ビットの尤度を計算することができる。しかし、第１の実施形態でも述べたように、信号の全ての組み合わせを計算することは、信号の変調多値数および空間多重する信号の数が増加するにしたがって困難になり、sphere decodingやM-algorithmなど探索する信号点の数を削減する手法が提案されている。これらの手法を用いると、全ての信号点について式（２２）を計算することが不可能になるが、本実施形態にこれらの手法を適用する場合は、式（２２）を計算した信号点のみを用いて式（２３）や式（２４）、（２５）または式（２６）を計算することによって適用可能である。

以上、最尤推定部９においてビット毎の尤度を求める手法について説明したが、最尤推定部１０においても同様の手法でビット毎の尤度を求める事ができる。また、ビット毎の尤度を求める手法としていくつかの手法について説明したが、本実施形態において各ビットの尤度を求める手法は以上の方式に制限されるものではない。ビット毎の尤度を求める手法であればその他いかなる手法を用いても構わない。

このようにして、最尤推定部９および最尤推定部１０が出力する各ビットの信頼度情報を、本実施形態における図２の並直列変換部１１は送信装置で用いた直並列変換部２０１、インターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄにおけるビットの順序に従って並べ替えを行う。ここで、ビットの並べ替えの順序については第３の実施形態と同様に予め無線受信装置は既知である。

以上説明した並直列変換部１１の出力を用いて復号器１２では軟判定復号を行う。軟判定復号は硬判定復号と比べ演算負荷は大きくなるが、各ビットの信頼度情報をもとに復号を行うため、硬判定復号よりも誤り訂正能力は高くなる。また、軟判定復号法はビタビ復号をはじめさまざまな方式が検討されているが、本実施形態における復号器１２は復号方式を特定の方式に制限するものではなく、いかなる手法を用いても構わない。図１３で示したような送信装置における符号器３０１で施された符号化に対して、並直列変換部１１が出力する各ビットの信頼度情報を用いて復号することが可能な方式であればいかなる方式を用いても構わない。

以上、上記第４の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。さらに、送信装置において符号化が施された信号に対して軟判定復号を行う事によって、伝送特性をさらに高める事ができる。

また、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９、１０を用いて推定を行うため、最尤推定部の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を図３に示す。

第５の実施形態においても、複数の副搬送波の中心周波数を中心に周波数軸上で対称の位置にある、２つの副搬送波（第ｋ番目と第−ｋ番目の副搬送波）の受信信号を、受信信号結合部６で結合した後、信号分離部８で、当該結合信号から、第ｋ番目と第−ｋ番目の副搬送波で送信された信号をそれぞれ抽出し、２つの最尤推定部９，１０を用いて各副搬送波の信号に対して最尤ビット、または各ビットの信頼度情報を求める点は、第３の実施形態または第4の実施形態と同一である。

第５の実施形態が、第３の実施形態や第４の実施形態と異なる点は、複数の符号器を用いて生成された送信信号に対して受信を行う点である。

まず、図１４を参照して、図３の無線受信装置に対応する送信装置について説明する。図１４は、送信装置の構成例を示したものである。なお、図１４において、図１３と同一部分には同一符号を付している。

送信する情報信号は並直列変換部２０１に入力され、符号器４０１ａ〜４０１ｄの数と同数の並列信号に変換される。ここで、直並列変換は第１の実施形態において説明した図１２に示した送信装置における直並列変換部２０１と同様に、１ビットずつ並列信号に変換しても構わないし、数ビットずつ変換しても構わない。符号器４０１ａ〜４０１ｄと同数の並列信号であり、かつ予め定められたビット数であり、無線受信装置が既知のビット数であればいかなるビット数単位で変換を適用しても構わない。

また、図１４では、空間多重数と同数の符号器４０１ａ〜４０１ｄを用いる場合を例として示しているが、例えば、図１５に示すように、符号器の数と空間多重数は同数でなくても構わない。図１５に示したように、符号器の数が空間多重数より少なくても構わないし、符号器の数が空間多重数より多くても構わない。符号器の数が予め定められた数で、本実施形態における無線受信装置が既知であればいかなる数でも構わない。

信号分配部４０２は、複数の符号器（ここでは、図１４に示すように、符号器４０１ａ〜４０１ｄ）で符号化された信号を、空間多重数と同数の並列信号に分配する。ここで、信号の分配は予め定められた順序であり、本実施形態の無線受信装置が分配の順序を既知でさえあればいかなる順序でも構わない。

信号分配部４０２の各出力信号に対して、インターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄにおいて、信号の並べ替えが施され、さらに、変調器２０２ａ〜２０２ｄにおいて、副搬送波毎に変調され、逆フーリエ変換部２０３ａ〜２０３ｄにおいて、逆フーリエ変換が行われる。逆フーリエ変換部２０３ａ〜２０３ｄのそれぞれからの出力に対し、ＧＩ付加部２０４ａ〜２０４ｄでは、ガードインターバルを付加し、無線部２０５ａ〜２０５ｄを介してアンテナ２０６ａから２０６ｄから送信する。このような過程は、第１乃至第４の実施形態と同様である。

次に、このような送信装置において複数の符号器を用いて信号を生成した場合の無線受信装置の動作について、図３を参照して説明する。なお、図３において、図２等と同一部分には同一符号を付している。

受信アンテナ１ａ〜１ｄ、無線部２ａ〜２ｄ、ＧＩ除去部３ａ〜３ｄ、フーリエ変換部４ａ〜４ｄ、伝搬路推定部５、受信信号結合部６、ウエイト計算部７、信号分離部８は、第３の実施形態、第４の実施形態と同様であるため、説明は省略する。

最尤推定部９および最尤推定部１０では、後段の復号器２２ａ〜２２ｄで用いる復号方式が硬判定復号の場合は、第３の実施形態と同様の動作を行い、復号器２２ａ〜２２ｄが軟判定復号を行う場合は、第４の実施形態と同一の動作を行うため、最尤推定部についても詳細な説明は省略する。

最尤推定部９および最尤推定部１０の出力は、信号分配部２１に入力され、各信号は復号器２２ａ〜復号器２２ｄに分配される。ここで、復号器の数は送信装置で用いられる符号器の数と同数であり、図３の無線受信装置では、図１４に示したように、４個の符号器を用いる送信装置に対応するため、４個の復号器を用いた例を示している。ただし、本実施形態における復号器の数は４個に制限されるものではない。予め定められた符号器の数に応じて復号器の数も変える事ができる。

また、信号分配部２１において信号を分配する順序は、送信装置の信号分配部４０２、インターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄで適用される信号の分配順序、ならびに入れ替え順序に応じて決定され、各符号器４０１a〜４０１ｄが出力する信号の順序と各復号器２２ａ〜２２ｄに入力される信号の順序が一致するように分配を行う。ここで、送信装置の信号分配部４０２およびインターリーブ部３０２ａ〜３０２ｄで施される信号の分配順序や入れ替え順序は送信装置を説明する際に述べたように、予め定められた順序であるため、本実施形態における無線受信装置も既知である。

以上のように分配された信号が、それぞれ復号器２２ａ〜２２ｄに入力され、復号がなされる。各復号器における復号は第３の実施形態または第４の実施形態で説明した通りなので、詳細は省略する。

復号器２２ａ〜２２ｄで復号された信号は、並直列変換部１１に入力され、直列信号に変換される。このとき、直列信号に変換するビットの単位は、送信装置の直並列変換部２０１で用いられたビットの単位で行われる。このビット数は送信装置を説明する際に述べたように、予め定められたビット単位で変換が適用されるため、本実施形態にかかる無線受信装置においても既知である。

以上、上記第５の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。さらに、送信装置において符号化を適用しているため、伝送特性をさらに高める事ができる。なお、複数の復号器を用いて並列に復号を行うため、単一の復号器を用いている場合に比べ、同一のクロック速度で比較すると高速に復号することができる。

また、受信信号結合部６で、上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９、１０を用いて推定を行うため、最尤推定部９、１０の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態にかかる無線受信装置について説明する。

図４は、第６の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示したものである。なお、図４において、図１と同一部分には同一符号を付している。

図４に示す無線受信装置は、図１に示したように、複数（ここでは例えば４つ）の受信アンテナ１ａ〜１ｄと、これら受信アンテナ１ａ〜１ｄそれぞれに接続された複数（ここでは例えば４つ）の無線部２ａ〜２ｄと、複数の無線部２ａ〜２ｄそれぞれに接続された複数（ここでは例えば４つ）のＧＩ（ガードインターバル）除去部３ａ〜３ｄと、複数のＧＩ除去部３ａ〜３ｄそれぞれに接続された複数（ここでは例えば４つ）のフーリエ変換部４ａ〜４ｄと、複数のフーリエ変換部４ａ〜４ｄに接続された伝搬路推定部５と、複数のフーリエ変換部４ａ〜４ｄに接続された受信信号結合部６と、伝搬路推定部５に接続されたウエイト計算部７と、受信信号結合部６とウエイト計算部７とに接続された信号分離部８と、信号分離部８とウエイト計算部７に接続された２つの最尤推定部９、１０と、２つの最尤推定部９、１０に接続された並直列変換部１１を含む。

図４において、図１と異なる点は、最尤推定部９および最尤推定部１０には、参照信号生成部３２が接続され、伝搬路推定部５が参照信号生成部３２に接続されている点である。

第1の実施形態で説明したように、伝搬路推定部５において式（７）の伝搬路行列Ｈ_ｋを推定する。この時、伝搬路推定結果に誤差が生じると、後のウエイト計算部７にも誤差が生じ、信号分離部６における信号分離の精度や最尤推定部９，１０における推定精度も劣化してしまう。

一般に、伝搬路推定用の既知信号の数を増加させる事によって、伝搬路推定の精度を高める事ができるが、情報以外の信号を過剰に送信すると伝送効率が劣化するため、必要以上に既知信号を送信することはできない。
そこで、第６の実施形態では、情報信号の最尤推定結果を用いて参照信号を生成し、該参照信号を既知信号として伝搬路推定を再度行い、得られた伝搬路推定の結果を用いてウエイトを再計算し、信号分離を再度行った後、最尤推定も再度行う。

この時、最尤推定部９，１０で最尤推定を行うまでは、第１の実施形態と同様であるため説明は省略する。

最尤推定部９，１０の結果から、各副搬送波で空間多重されて送信された信号のシンボルを参照信号生成部３２で生成する事ができる。この結果、未知であった情報信号を既知信号として扱う事ができ、仮想的に伝搬路応答推定用の既知信号が増加したとみなす事ができる。

このようにして増加した伝搬路推定用既知信号と、その信号が送信された区間の受信ベクトルＲ_ｋ（ｍ）を用いて伝搬路推定部５で改めて伝搬路行列を推定する。

以上のようにして推定した新たな伝搬路行列を用いて式（１１）や（２０）に示したように、ウエイト計算部７でウエイトを計算する。同様に新たに計算された伝搬路行列と新たに計算されたウエイトを用いて、式（１４）または式（２１）で示される誤差の相関行列の逆行列を計算し、それぞれ信号分離部８と最尤推定部９，１０に出力する。

新たに得られたウエイトを用いて、信号分離部８で上側波帯または下側波帯の信号をそれぞれ抽出し、この結果と、ウエイト計算部７で新たに計算された誤差の相関行列の逆行列を用いて最尤推定部９、１０で各側波帯の信号の推定を行う。

以上の結果を第１の実施形態と同様に、並直列変換部１１で直列信号に変換する事によって、信号の受信処理を完了する。

このようにして得られた推定精度の高い伝搬路行列を用いる事によって、最尤推定部９，１０の推定精度も高くなっているため、参照信号生成部３２における参照信号の精度も高くなる。このため、同様の処理を数回繰り返す事によってさらに推定精度を高める事ができる。よって、以上説明したように、参照信号の生成、伝搬路推定、ウエイト計算、信号分離、最尤推定を何度か繰り返した後、並直列変換部１１で並直列変換を行ってもよい。

以上説明したように、上記第６の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。また、最尤推定結果を用いて伝搬路推定を再度行う事によって伝搬路推定の精度を高める事ができ、受信性能を高めることができる。

その他、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部を用いて推定を行うため、最尤推定部の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第７の実施形態）
第７の実施形態にかかる無線受信装置について説明する。

第７の実施形態にかかる無線受信装置の構成は、図４と同様である。第７の実施形態において、第６の実施形態と異なる点は、伝搬路行列推定用の既知シンボルが不十分で、式（７）に示した伝搬路行列Ｈ_ｋを推定することができない場合の動作を行う点である。

第１の実施形態の説明において、式（７）で示した伝搬路行列Ｈ_ｋを伝搬路推定部５で推定すると述べた。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送において、伝搬路行列を推定するための既知信号は、空間多重される信号毎の伝搬路行列を推定することが可能なように設計されるが、直交変復調器の不完全性に起因して生じる副搬送波間の干渉成分も推定できるように設計されない事がある。実際に、図１１に示したＩＥＥＥ８０２．１１ａのフレームフォーマットにおける伝搬路行列推定用既知シンボル（ＬＰ）では副搬送波間の干渉成分を推定することはできない。

そこで、第７の実施形態では、始めの伝搬路行列推定時に、上下側波帯の副搬送波間の干渉がないものと仮定し、前述の式（７）を次式（２７）で置き換える。

以上のように仮定することによって、伝搬路推定用既知シンボルが空間多重された信号の伝搬路を推定できるように設計されていればＨ_ｋ’を推定する事ができる。この時、副搬送波間の干渉成分は熱雑音信号として扱われることになり、直交変復調器の不完全性の度合いが大きいほど干渉成分が大きくなるため、伝搬路推定の精度も劣化する。

以上の結果得られる伝搬路行列推定結果を用いて、ウエイト計算部７で、第１の実施形態や第２の実施形態と同様に上側波帯の副搬送波の信号を抽出するウエイトおよび下側波帯の信号を抽出するウエイトを求め、式（１４）や式（２１）の誤差相関行列の逆行列を求める。

以上で得られたウエイトを用いて、第1の実施形態で説明したように上下側波帯の信号を信号分離部８で分離し、最尤推定部９と最尤推定部１０で第１の実施形態で説明したように最尤推定を行う。

次に、最尤推定部９と最尤推定部１０で得られた結果をもとに、第６の実施形態と同様に参照信号生成部３２で既知信号を生成する。このように、推定した情報信号を用いて作成した既知信号を用いることによって、既知信号の数が増加するため、副搬送波間の干渉成分の伝搬路行列も推定する事が可能になる。よって、２回目の伝搬路推定時は式（２７）ではなく、式（１４）のように受信信号が形成されていると想定し、伝搬路推定を行う。

以上の結果得られる伝搬路推定結果を用いてウエイトを再計算し、信号分離および最尤推定を再度行う点は、第６の実施形態と同様である。また、第６の実施形態と同様に、最尤推定結果を用いた参照信号の生成から最尤推定までの過程を複数回繰り返しても構わない。

以上、第７の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。その際、本実施形態によれば上下側波帯の副搬送波間の干渉成分の伝搬路推定を行う事ができるように伝搬路推定用既知信号が設計されていなくても、高い精度で受信を行う事が可能になる。

その他、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９、１０を用いて推定を行うため、最尤推定部の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第８の実施形態）
第８の実施形態にかかる無線受信装置について図５を参照して説明する。なお、図５において、図４と同一部分には同一符号を付している。

図５において、図４と異なる点は、参照信号生成部３２は、復号器１２における復号結果を用いて参照信号を生成している点である。

第６の実施形態や第７の実施形態のように、判定した情報信号を用いて参照信号を生成する場合、判定結果に誤りが生じると実際に送信された信号と参照信号が異なってしまう。このため、判定誤りが多いと参照信号の信頼度が低くなり、伝搬路推定の精度もそれほど改善されない問題点がある。復号器１２の出力は誤り訂正がなされており、一般に復号前の判定結果よりも信頼度は高くなっている。そのため、誤り訂正後の信号を用いて参照信号を生成する事によって、より信頼度の高い参照信号を生成することができる。

第８の実施形態において、図５に示した復号器１２の出力を得るまでは第３の実施形態、または第４の実施形態と同様であるため、説明は省略する。

次に、復号器１２からの出力を用いて参照信号を生成する手法について説明する。図５において、送信装置は図１３に示した構成である事を想定しており、復号器１２は、図１３の符号器３０１に入力される信号を推定している。よって、当該信号を用いて参照信号を生成するには、符号化を行い、送信装置で用いた方式と同一の規則で直並列変換およびインターリーブを行い、送信装置で用いた方式と同一の方式で変調を行う必要がある。

例えば、図１３の送信装置では、空間多重数が「４」であるから、参照信号生成部３２は、符号器と、直並列変換部と、４つのインターリーブ部と、４つの変調器を備えている。参照信号生成部３２の符号器は、復号器１２から出力された信号を符号化し、直並列変換部は、当該符号器から出力された信号を空間多重数（図１３の送信装置の場合には、「４」）と同数の系列（ここでは４系列）の信号に変換し、４つのインターリーブ部のそれぞれには、当該直並列変換部から出力された４系列の信号がそれぞれ入力されて、各信号の並べ替えを行い、各インターリーブ部に接続された各変調部は、当該インターリーブ部から出力される信号を、図１３の送信装置の変調器２０２ａ〜２０２ｄと同じ変調方式で変調し、図５の伝搬路推定部５へ出力する。

伝搬路推定部５ではこの信号を参照信号とし、伝搬路行列の再推定を行う。

一方、判定結果を用いて参照信号を生成することを見越して、復号器１２に符号化後の信号を出力させる事もできる。この場合、参照信号生成部３２において符号化を適用する必要が無くなり、演算負荷を軽減することができる。

すなわち、参照信号生成部３２は、上記符号器を除く、直並列変換部と、４つのインターリーブ部と、４つの変調器を備えていればよい。参照信号生成部３２の直並列変換部は、復号器１２から出力された信号を空間多重数（図１３の送信装置の場合には、「４」）と同数の系列（ここでは４系列）の信号に変換し、４つのインターリーブ部のそれぞれには、当該直並列変換部から出力された４系列の信号がそれぞれ入力されて、各信号の並べ替えを行い、各インターリーブ部に接続された各変調部は、当該インターリーブ部から出力される信号を、図１３の送信装置の変調器２０２ａ〜２０２ｄと同じ変調方式で変調し、図５の伝搬路推定部５へ出力する。

以上のようにして再計算された伝搬路行列を用いてウエイトの計算を行い、信号を分離し、最尤推定部９，１０で最尤推定する点は、第６の実施形態または第７の実施形態と同様であり、詳細な説明は省略する。ただし、本実施形態では符号化がなされていることを前提としているため、最尤推定部９、１０が再び出力した結果は、再び並直列変換部１１で直列信号に変換され、復号器１２で誤り訂正がなされる。

以上説明したような誤り訂正結果を用いて参照信号を生成し、伝搬路行列の再推定を行い、再復号にいたる一連の手順は、第６の実施形態、第７の実施形態と同様に複数回繰り返しても構わない。

上記第８の実施形態によれば、直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。また、第８の実施形態によれば、伝搬路行列を再推定することによって伝搬路行列の推定精度を高めることができ、上下側波帯の副搬送波間の干渉成分の伝搬路推定を行う事ができるように伝搬路推定用既知信号が設計されていない場合でも伝搬路行列が推定でき、高い精度で受信を行う事を可能にする。なお、その際に参照信号を誤り訂正後の信号を用いて生成することによって、参照信号の信頼度を高めることができる。

その他、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９、１０を用いて推定を行うため、最尤推定部９，１０の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第９の実施形態）
本発明の第９の実施形態にかかる無線受信装置について、図６を参照して説明する。なお、図６において、図３、図５と同一部分には同一符号を付している。

図６において、図５と異なる点は、図６の参照信号生成部３２は、複数の復号器２２ａ〜２２ｄにおける復号結果を用いて参照信号を生成している点である。

第９の実施形態において、複数の（ここでは例えば４つの）復号器２２ａ〜２２ｄの出力を並直列変換するまでは、第５の実施形態と同様であるため（図３参照）、詳細については省略する。また、復号後の信号を用いて参照信号生成部３２で参照信号を生成するまでの過程は、第８の実施形態と同様である。ただし、第９の実施形態では、図１４や図１５に示すように複数の符号器を用いて信号が送信された信号を受信するため、復号器２２ａ〜２２ｄが符号化前の信号を出力する場合は、参照信号生成部３２は、送信装置で用いた符号器の数と同数の符号器と、信号分配部と、空間多重する信号と同数のインターリーブ部及び変調器を備えている。

ここで、符号器やインターリーブ部、変調器は第８の実施形態と同様に送信装置で用いた方式と同一の方式を用いる。

参照信号生成部３２の符号器は、各復号器２２ａ〜２２ｄから出力された信号を符号化し、信号分配部は、当該符号器から出力された信号を空間多重数（例えば図１４の送信装置の場合には、「４」）と同数の系列（ここでは４系列）の信号に変換し、４つのインターリーブ部のそれぞれには、当該信号分配部から出力された４系列の信号がそれぞれ入力されて、各信号の並べ替えを行い、各インターリーブ部に接続された各変調部は、当該インターリーブ部から出力される信号を、図１４の送信装置の変調器２０２ａ〜２０２ｄと同じ変調方式で変調し、図６の伝搬路推定部６へ出力する。

また、復号器２２ａ〜２２ｄが符号化後の信号を出力する場合は、参照信号生成部３２は、上記符号器を除く、信号分配部と、空間多重数と同数のインターリーブ部及び変調器を備える。復号器が符号化前の信号を出力している場合と同様に、送信装置と同一の方式で各部を動作させる。

この場合、参照信号生成部３２の信号分配部は、各復号器２２ａ〜２２ｄから出力された信号を、空間多重数（例えば図１４の送信装置の場合には、「４」）と同数の系列（ここでは４系列）の信号に変換し、４つのインターリーブ部のそれぞれには、当該信号分配部から出力された４系列の信号がそれぞれ入力されて、各信号の並べ替えを行い、各インターリーブ部に接続された各変調部は、当該インターリーブ部から出力される信号を、図１４の送信装置の変調器２０２ａ〜２０２ｄと同じ変調方式で変調し、図６の伝搬路推定部６へ出力する。

以上のようにして生成された参照信号を用いて、第６から第８の実施形態と同様に、伝搬路推定部５で伝搬路行列の再計算を行い、ウエイト計算部７でウエイト行列と誤差相関行列の再計算を行い、信号分離部８で上下側波帯の信号を再分離し、最尤推定部９および最尤推定部１０で再び最尤推定を行い、再復号を行う。また、第６から第８の実施形態と同様に、参照信号の生成から復号までの過程を複数回繰り返してもよい。

図６は、複数の復号器２２ａ〜２２ｄの出力を参照信号生成部３２に入力して、複数の復号器２２ａ〜２２ｄの出力を用いて参照信号を生成する場合を示したが、図７に示すように、並直列変換部１１の出力を参照信号生成部３２に入力してもよい。この場合、参照信号生成部３２は、直並列変換部と、送信装置で用いた符号器の数と同数の符号器と、信号分配部と、空間多重数と同数のインターリーブ部と、変調器とから構成され、当該直並列変換部も他の部所と同様に送信装置で用いられた規則と同一の規則で動作させる。

以上、本発明によれば直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。また、本実施形態によれば、伝搬路行列を再推定することによって伝搬路行列の推定精度を高めることや、上下側波帯の副搬送波間の干渉成分の伝搬路推定を行う事ができるように伝搬路推定用既知信号が設計されていない場合でも伝搬路行列の推定を可能にし、高い精度で受信を行う事を可能にする。なお、その際に参照信号を誤り訂正後の信号を用いて生成することによって、参照信号の信頼度を高めることができ、複数の復号器を用いて並列に復号を行うため、単一の復号器を用いている場合に比べ、同一クロック速度で高速に復号することができる。

その他、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９，１０を用いて推定を行うため、最尤推定部の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

（第１０の実施形態）
本発明の第１０の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を図８に示す。

図８に示すように、第１０の実施形態にかかる無線受信装置は、複数の（ここでは、例えば８つの）受信アンテナ１ａ〜１ｈと、受信アンテナの数（ここでは、「８」）よりも少ない数の複数（ここでは、例えば４つ）の無線部２ａ〜２ｄと、受信アンテナ１ａ〜１ｈと無線部２ａ〜２ｄを接続するスイッチ４１と、無線部２ａ〜２ｄそれぞれに接続されたＧＩ（ガードインターバル）除去部３ａ〜３ｄと、ＧＩ除去部３ａ〜３ｄそれぞれに接続されたフーリエ変換部４ａ〜４ｄと、フーリエ変換部４ａ〜４ｄに接続された伝搬路推定部５と、フーリエ変換部４ａ〜４ｄに接続された受信信号結合部６と、伝搬路推定部５に結合されたウエイト計算部７と、受信信号結合部６とウエイト計算部７に接続された信号分離部８と、信号分離部８とウエイト計算部７に接続された２つの最尤推定部９、１０と、２つの最尤推定部９，１０に接続された並直列変換部１１と、アンテナ選択部４２で構成される。

なお、図８において、図１と同一部分には同一符号を付している。

図８において、図１と異なる点は、図８の無線受信装置では、受信を行うアンテナを切り替えることが可能な点である。

マルチパス伝搬環境では、各受信アンテナに異なる位相で複数の電波が到来するため、一般に受信アンテナ毎に異なるフェージングが発生し、各受信アンテナで受信される信号電力や位相が異なる。よって、受信アンテナ数が少ないと、全てのアンテナにおける受信特性が劣悪になり、送信された信号を復号できなくなる可能性がある。

このような劣化は、受信アンテナ数を増やすことによって防げることが知られている。しかし、アンテナ数を増加し、それに応じてアンテナに接続する無線部も増加させると、装置のコストが増加してしまうため、必要以上にアンテナ数や無線部を増加させることはできない。

そこで、無線部の数は必要最小限にし、受信アンテナはそれ以上の数を設置し、受信特性の良好な受信アンテナを選択し、無線部に接続する方式が有効である。以上の方式は携帯電話などの小型無線機では一般的に用いられている方式であり、その有効性は広く知られている。

第１０の実施形態にかかる無線受信装置においても同様の技術が適用できる。選択基準として、一般的に用いられている方式と同様に受信電力を基準としてアンテナを選択する方式が上げられる。図８のアンテナ選択部４２は、各無線部２ａ〜２ｄで測定された受信電力を基に、全受信アンテナから受信電力の高い順にアンテナを選択する事によって、無線部で得られる総受信電力を最大にすることができる。

また、受信アンテナ数が増加すると全受信アンテナの電力を計測および比較することが困難になるが、その際は基準電力を上回る受信アンテナから必要な数のアンテナを選択する方式があげられる。この方式では合計受信電力を最大にすることはできないが、少なくとも基準以上の電力は確保することができ、全アンテナの受信電力を比較する方式と比べると、簡易に準最適な組み合わせを選択できる。

以上、受信電力を用いて受信アンテナを選択する方式について説明したが、本発明におけるアンテナ選択方式は上記手法に制限されるものではない。その他のアンテナ選択方式として通信路容量やフェージングの相関、伝搬路応答の遅延広がりなどを判定基準とする方式が考えられ、複数のアンテナから受信に用いるアンテナを選択する構成であればいかなる選択方式を用いても構わない。

なお、無線部２ａ〜２ｄ以降の動作については第１の実施形態、または第２の実施形態と同様であるため、詳細については省略する。

第１０の実施形態の構成としては、図８を用いて第１及び第２の実施形態を複数の受信アンテナから受信に用いるアンテナを選択するように拡張する方式として説明してきた。しかし、他にも第３乃至第９の実施形態における受信アンテナおよび無線部の接続に第１０の実施形態を適用することも、前述同様に行え、同様の効果が得られる。

以上、本発明によれば直交変調器および直交復調器の不完全性により、上側波帯と下側波帯の副搬送波の信号が相互に干渉する環境化においても高い精度で受信を行う事が可能になる。さらに、送信装置で符号化を施した信号に対して復号を行うことによってさらに受信性能を高めることができる。この時、第１０の実施形態によれば、複数の受信アンテナから受信特性が良好なアンテナを選択することによって、さらに受信性能を高めることができる。また、受信信号結合部６で上下の側波帯の副搬送波で受信した信号を結合し、信号分離部８で抽出した各側波帯の副搬送波信号おのおのに対して、２つの最尤推定部９，１０を用いて推定を行うため、最尤推定部の演算負荷が増大することを防ぐ事ができる。

その他、伝搬路行列を再推定することによって伝搬路行列の推定精度を高めることや、上下側波帯の副搬送波間の干渉成分の伝搬路推定を行う事ができるように伝搬路推定用既知信号が設計されていない場合でも、高い精度で受信を行う事を可能にする。なお、その際に参照信号を誤り訂正後の信号を用いて生成することによって、参照信号の信頼度を高めることができる。さらに、複数の復号器を用いて並列に復号を行う事によって、単一の復号器を用いている場合に比べ、高速に復号することができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

第１及び第２の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 第３及び第４の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 第５の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 第６及び第７の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 第８の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 第９の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 第９の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 第１０の実施形態にかかる無線受信装置の構成例を示した図。 ＯＦＤＭ伝送におけるガードインターバルについて説明するための図。 ＯＦＤＭ伝送において、ガードインターバルにより符号間干渉を回避すうｒことができることを説明するための図。 IEEE 802.11aにおけるフレームフォーマットを示した図。 図１、図４及び図８に示した無線受信装置に対応する送信装置の構成例を示した図。 図２及び図５に示した無線受信装置に対応する送信装置の構成例を示した図。 図３、図６及び図７に示した無線受信装置に対応する送信装置の構成例を示した図。 図３、図６及び図７に示した無線受信装置に対応する送信装置の他の構成例を示した図。 ６４ＱＡＭにおける送信ビットと送信シンボルの対応を示す（コンスタレーション）図。

符号の説明

１ａ〜１ｄ…受信アンテナ、２ａ〜２ｄ…無線部、３ａ〜３ｄ…ＧＩ（ガードインターバル）除去部、４ａ〜４ｄ…フーリエ変換部、５…伝搬路推定部、６…受信信号結合部、７…ウエイト計算部、８…信号分離部、９、１０…最尤推定部、１１…並直列変換部、１２…復号器、２１…信号分配部、２２ａ〜２２ｄ…復号器、３２…参照信号生成部、４２…アンテナ選択部

Claims (24)

1. 複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信するアンテナと、
   受信されたＯＦＤＭ信号の前記複数の副搬送波の中心周波数を中心に周波数軸上で対称の位置にある２つの副搬送波毎に、当該２つの副搬送波のそれぞれで受信された信号を結合して結合信号を求める信号結合手段と、
   前記各結合信号から、前記２つの副搬送波のうち前記中心周波数より高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第１の抽出手段と、
   前記各結合信号から、前記２つの副搬送波のうち前記中心周波数より低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第２の抽出手段と、
   前記結合信号から抽出された前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第１の最尤推定手段と、
   前記結合信号から抽出された前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第２の最尤推定手段と、
   を具備したことを特徴とする無線受信装置。
2. 複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する複数の受信アンテナと、
   受信されたＯＦＤＭ信号の前記複数の副搬送波の中心周波数を中心に周波数軸上で対称の位置にある２つの副搬送波毎に、当該２つの副搬送波のそれぞれで受信された信号を結合して結合信号を求める信号結合手段と、
   各副搬送波について、当該副搬送波で受信した信号における、当該副搬送波で送信された信号と、前記中心周波数を中心に周波数軸上で当該副搬送波と対称の位置にある他の副搬送波で送信された信号の伝搬路行列を求める第１の計算手段と、
   各副搬送波について求めた前記伝搬路行列を用いて、各結合信号から、前記２つの副搬送波のうち前記中心周波数より高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第１の行列と、前記中心周波数より低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第２の行列とを求める第２の計算手段と、
   前記結合信号に前記第１の行列を乗じて、当該結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第１の抽出手段と、
   前記結合信号に前記第２の行列を乗じて、当該結合信号から前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第２の抽出手段と、
   前記結合信号から抽出された前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分と当該副搬送波で送信された信号との誤差の相関行列の逆行列である第１の逆行列を、前記第１の行列を用いて計算するとともに、前記結合信号から抽出された前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分と当該副搬送波で送信された信号との誤差の相関行列の逆行列である第２の逆行列を、前記第２の行列を用いて計算する第３の計算手段と、
   前記第１の逆行列を用いて、前記結合信号から抽出された前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第１の最尤推定手段と、
   前記第２の逆行列を用いて、前記結合信号から抽出された前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第２の最尤推定手段と、
   を具備したことを特徴とする無線受信装置。
3. 前記第１及び第２の最尤推定手段で得られた、各副搬送波で送信された信号に対し、誤り訂正復号を行う復号手段をさらに具備したことを特徴とする請求項２記載の無線受信装置。
4. 前記第１及び第２の最尤推定手段で得られた、各副搬送波で送信された信号に対し、誤り訂正復号を行う複数の復号手段をさらに具備したことを特徴とする請求項２記載の無線受信装置。
5. 前記復号手段は、硬判定復号を行うことを特徴とする請求項３記載の無線受信装置。
6. 前記復号手段は、軟判定復号を行うことを特徴とする請求項３記載の無線受信装置。
7. 前記複数の復号手段は、硬判定復号を行うことを特徴とする請求項４記載の無線受信装置。
8. 前記複数の復号手段は、軟判定復号を行うことを特徴とする請求項４記載の無線受信装置。
9. 前記第１及び第２の最尤推定手段で得られた各副搬送波で送信された信号を基に、伝搬路推定に用いる参照信号を生成する参照信号生成手段をさらに具備し、
   前記第１の計算手段は、前記参照信号を用いて、各搬送波について前記伝搬路行列を再度計算し、
   前記第２の計算手段は、各副搬送波について再計算された伝送路行列を用いて、各結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第１の行列と、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第２の行列とを再度計算し、
   前記第１の抽出手段は、前記結合信号に再計算された第１の行列を乗じて、当該結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出し、
   前記第２の抽出手段は、各結合信号に再計算された第２の行列を乗じて、当該結合信号から前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出し、
   前記第３の計算手段は、前記再計算された第１の行列を用いて前記第１の逆行列を再度計算するとともに、前記再度計算された第２の行列を用いて前記第２の逆行列を再度計算し、
   前記第１の最尤推定手段は、再計算された第１の逆行列を用いて、前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定し、
   前記第２の最尤推定手段は、再計算された第２の逆行列を用いて、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定する、請求項２記載の無線受信装置。
10. 前記復号手段で復号した結果得られる信号を基に、伝搬路推定に用いる参照信号を生成する参照信号生成手段をさらに具備し、
    前記第１の計算手段は、前記参照信号を用いて、各搬送波について前記伝搬路行列を再度計算し、
    前記第２の計算手段は、各副搬送波について再計算された伝搬路行列を用いて、各結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第１の行列と、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第２の行列とを再度計算し、
    前記第１の抽出手段は、前記結合信号に再計算された第１の行列を乗じて、当該結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出し、
    前記第２の抽出手段は、前記結合信号に再計算された第２の行列を乗じて、当該結合信号から前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出し、
    前記第３の計算手段は、前記再計算された第１の行列を用いて前記第１の逆行列を再度計算するとともに、前記再度計算された第２の行列を用いて前記第２の逆行列を再度計算し、
    前記第１の最尤推定手段は、再計算された第１の逆行列を用いて、前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定し、
    前記第２の最尤推定手段は、再計算された第２の逆行列を用いて、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定し、
    前記復号手段は、再度最尤推定した結果得られた、各副搬送波で送信された信号に対し、再度誤り訂正復号を行う、請求項３記載の無線受信装置。
11. 前記複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号は、空間多重されて送信されたものであって、
    前記参照信号生成手段は、
    前記復号手段で復号した結果得られる信号を符号化する符号化手段と、
    空間多重数に等しい数の変調手段と、
    前記符号化手段で符号化された信号を各変調手段へ入力するために、前記空間多重数に等しい系列数の信号に変換及び並べ替える手段と、
    を含むことを特徴とする請求項１０記載の無線受信装置。
12. 前記複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号は、空間多重されて送信されたものであって、
    前記参照信号生成手段は、
    空間多重数に等しい数の変調手段と、
    前記復号手段で復号した結果得られる信号を各変調手段へ入力するために、前記空間多重数に等しい系列数の信号に変換及び並べ替える手段と、
    を含むことを特徴とする請求項１０記載の無線受信装置。
13. 前記複数の復号手段で復号した結果得られる信号を基に、伝搬路推定に用いる参照信号を生成する参照信号生成手段をさらに具備し、
    前記第１の計算手段は、前記参照信号を用いて、各搬送波について前記伝搬路行列を再度計算し、
    前記第２の計算手段は、各副搬送波について再計算された伝送路行列を用いて、各結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第１の行列と、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第２の行列とを再度計算し、
    前記第１の抽出手段は、前記結合信号に再計算された第１の行列を乗じて、当該結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出し、
    前記第２の抽出手段は、前記結合信号に再計算された第２の行列を乗じて、当該結合信号から前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出し、
    前記第３の計算手段は、前記再計算された第１の行列を用いて前記第１の逆行列を再度計算するとともに、前記再度計算された第２の行列を用いて前記第２の逆行列を再度計算し、
    前記第１の最尤推定手段は、再計算された第１の逆行列を用いて、前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定し、
    前記第２の最尤推定手段は、再計算された第２の逆行列を用いて、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定し、
    前記複数の復号手段は、再度最尤推定した結果得られた、各副搬送波で送信された信号に対し、再度誤り訂正復号を行う、請求項４記載の無線受信装置。
14. 前記参照信号生成手段は、
    前記複数の復号手段で復号した結果得られる信号を符号化する符号化手段と、
    空間多重数に等しい数の変調手段と、
    前記符号化手段で符号化された信号を各変調手段へ入力するために、前記空間多重数に等しい系列数の信号に変換及び並べ替える手段と、
    を含むことを特徴とする請求項１３記載の無線受信装置。
15. 前記複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号は、空間多重されて送信されたものであって、
    前記参照信号生成手段は、
    空間多重数に等しい数の変調手段と、
    前記複数の復号手段で復号した結果得られる信号を各変調手段へ入力するために、前記空間多重数に等しい系列数の信号に変換及び並べ替える手段と、
    を含むことを特徴とする請求項１３記載の無線受信装置。
16. 前記第１及び第２の最尤推定手段で再度最尤推定した結果、各副搬送波で送信された信号を得ることを特徴とする請求項９、１０及び１３のうちのいずれか１つに記載の無線受信装置。
17. 前記第１の計算手段は、各副搬送波で送信される信号に含まれる伝搬路推定用既知信号を用いて伝搬路推定を行う場合には、各副搬送波について、当該副搬送波で受信した信号における、当該副搬送波で送信された信号の伝搬路行列を求め、前記参照信号生成手段で生成された参照信号を用いて伝搬路推定を行う場合には、各副搬送波について、当該副搬送波で受信した信号における、当該副搬送波で送信された信号と、前記中心周波数を中心に周波数軸上で当該副搬送波と対称の位置にある他の副搬送波で送信された信号の伝搬路行列を求めることを特徴とする請求項９、１０及び１３のうちのいずれか１つに記載の無線受信装置。
18. 前記複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号は、空間多重されて送信されたものであって、
    空間多重数よりも多い数の受信アンテナ群を備え、当該受信アンテナ群のなかから、前記ＯＦＤＭ信号を受信するための複数の受信アンテナを選択する選択手段をさらに具備したことを特徴とする請求項２記載の無線受信装置。
19. 前記第１及び第２の最尤推定手段で得られた、各副搬送波で送信された信号に対し、誤り訂正復号を行う復号手段をさらに具備したことを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
20. 空間多重された複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する第１のステップと、
    受信されたＯＦＤＭ信号の前記複数の副搬送波の中心周波数を中心に周波数軸上で対称の位置にある２つの副搬送波毎に、当該２つの副搬送波のそれぞれで受信された信号を結合して結合信号を求める第２のステップと、
    前記各結合信号から、前記２つの副搬送波のうち、前記中心周波数より高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第３のステップと、
    前記結合信号から、前記２つの副搬送波のうち、前記中心周波数より低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第４のステップと、
    前記結合信号から抽出された前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第５のステップと、
    前記結合信号から抽出された前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第７のステップと、
    を含む無線受信方法。
21. 空間多重された複数の副搬送波を含むＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号を受信する第１のステップと、
    受信されたＯＦＤＭ信号の前記複数の副搬送波の中心周波数を中心に周波数軸上で対称の位置にある２つの副搬送波毎に、当該２つの副搬送波のそれぞれで受信された信号を結合して結合信号を求める第２のステップと、
    各副搬送波について、当該副搬送波で受信した信号における、当該副搬送波で送信された信号と、前記中心周波数を中心に周波数軸上で当該副搬送波と対称の位置にある他の副搬送波で送信された信号の伝搬路行列を求める第３のステップと、
    各副搬送波について求めた前記伝搬路行列を用いて、各結合信号から、前記２つの副搬送波のうち前記中心周波数より高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第１の行列と、前記中心周波数より低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための第２の行列とを求める第４のステップと、
    前記結合信号に前記第１の行列を乗じて、当該結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第５のステップと、
    前記結合信号に前記第２の行列を乗じて、当該結合信号から前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出する第６のステップと、
    前記結合信号から抽出された前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分と当該副搬送波で送信された信号との誤差の相関行列の逆行列である第１の逆行列を、前記第１の行列を用いて計算するとともに、前記結合信号から抽出された前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分と当該副搬送波で送信された信号との誤差の相関行列の逆行列である第２の逆行列を、前記第２の行列を用いて計算する第７のステップと、
    前記第１の逆行列を用いて、前記結合信号から抽出された前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第８のステップと、
    前記第２の逆行列を用いて、前記結合信号から抽出された前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分から、当該副搬送波で送信された信号を最尤推定する第９のステップと、
    を含む無線受信方法。
22. 最尤推定した結果得られた各副搬送波で受信した信号を基に、伝搬路推定に用いる参照信号を生成する第１０のステップと、
    前記参照信号を用いて、各搬送波について前記伝搬路行列を再度計算する第１１のステップと、
    各副搬送波について再計算された伝搬路行列を用いて、各結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための前記第１の行列と、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための前記第２の行列とを再度計算する第１２のステップと、
    前記結合信号に再計算された第１の行列を乗じて、当該結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出する第１３のステップと、
    前記結合信号に再計算された第２の行列を乗じて、当該結合信号から前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出する第１４のステップと、
    前記再計算された第１の行列を用いて前記第１の逆行列を再度計算するとともに、前記再度計算された第２の行列を用いて前記第２の逆行列を再度計算する第１５のステップと、
    再計算された第１の逆行列を用いて、前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定する第１６のステップと、
    再計算された第２の逆行列を用いて、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定する第１７のステップと、
    をさらに含み、前記第１０乃至第１７のステップを複数回繰り返すことを特徴とする請求項２１記載の無線受信方法。
23. 前記第８及び第９のステップで得られた各副搬送波で送信された信号を対し、誤り訂正復号を行う第１０のステップをさらに含む請求項２１記載の無線受信方法。
24. 復号した結果得られる信号を基に、伝搬路推定に用いる参照信号を生成する第１１のステップと、
    前記参照信号を用いて、各搬送波について前記伝搬路行列を再度計算する第１２のステップと、
    各副搬送波について再計算された伝搬路行列を用いて、各結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための前記第１の行列と、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を抽出するための前記第２の行列とを再度計算する第１３のステップと、
    前記結合信号に再計算された第１の行列を乗じて、当該結合信号から前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出する第１４のステップと、
    前記結合信号に再計算された第２の行列を乗じて、当該結合信号から前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号成分を再度抽出する第１５のステップと、
    前記再計算された第１の行列を用いて前記第１の逆行列を再度計算するとともに、前記再度計算された第２の行列を用いて前記第２の逆行列を再度計算する第１６のステップと、
    再計算された第１の逆行列を用いて、前記高周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定する第１７のステップと、
    再計算された第２の逆行列を用いて、前記低周波数帯の副搬送波で送信された信号を再度最尤推定する第１８のステップと、
    再度最尤推定により得られた各副搬送波で送信された信号を対し、誤り訂正復号を行う第１９のステップと、
    をさらに含み、前記第１１乃至第１９のステップを複数回繰り返すことを特徴とする請求項２３記載の無線受信方法。

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