CN101729483A - 无线通信设备及方法、信号处理设备及方法和计算机程序 - Google Patents

Abstract

一种无线通信设备包括：信道矩阵估算单元，其估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；相位误差估算单元，其基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中的相位误差；以及波形均衡单元，其使用信道矩阵来均衡所接收的分组的数据码元的波形。通过从信道矩阵估算单元提供的信道矩阵的信道响应元素中去除由相位误差估算单元所估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来推导原始信道响应元素，并且波形均衡单元使用包括原始信道响应元素的信道矩阵来均衡数据码元的波形。

Description

无线通信设备及方法、信号处理设备及方法和计算机程序

技术领域

本发明涉及用于在包括至少一个发送天线和至少一个接收天线的无线通信***中执行接收操作的无线通信设备、无线通信方法、信号处理设备、信号处理方法以及计算机程序，并更具体地涉及用于使用向分组的头部所添加的已知信息码元来估算信道的无线通信设备、无线通信方法、信号处理设备、信号处理方法以及计算机程序。

背景技术

作为解除了以前的有线通信***的布线的***，无线网络引起了注意。无线网络的标准的例子包括IEEE(电器和电子工程师学会)802.11和IEEE802.15。例如，在IEEE 802.11a/g中，采用作为多载波***之一的OFDM(正交频分复用)调制***作为无线LAN的标准。

在IEEE 802.11a/g的标准中，支持提供作为上限的54Mbps通信速度的调制***。但是，期望获得能够提供更高的比特率的下一代无线LAN标准。MIMO(多输入多输出)通信作为提供无线通信速度的增加的技术引起了注意，并且在IEEE 802.11n的标准中采用了OFDM_MIMO通信***，所述IEEE802.11n为IEE 802.11的扩展标准。

MIMO***是其中向发送器和接收器两者配备多个天线以便体现(embody)空间多路复用流的通信***。发送器通过将发送数据进行空间地和时间地编码来多路复用(multiplex)多段(piece)发送数据、向多个发送天线分配多路复用的发送数据、以及向信道发送多路复用的发送数据。另一方面，接收器通过信道将由多个接收天线接收的接收信号进行空间地和时间地解码、将接收信号划分为多段发送数据，并且从而在没有任何流间串扰(crosstalk)的情况下获取原始数据。在该MIMO通信***中，不拓宽频带，而依赖于天线的数目来增强发送能力，从而改善通信速度。因为采用了空间多路复用，所以频率利用效率是卓越的。与简单的发送和接收自适应阵列不同，MIMO***是使用信道特性的通信***。

在MIMO通信中，为了将空间多路复用的接收信号空间地划分为原始流信号，必须使用任何方法获取信道矩阵H，并且必须使用预定的算法从信道矩阵H来计算接收权重(weight)矩阵W，所述接收权重矩阵W用于执行空间多路复用以及空间地划分多个流的处理。

通过以下步骤来获取信道矩阵H：允许发送器和接收器发送和接收已知的训练(training)序列、使用实际接收的信号和已知序列之间的差来估算信道、以及以矩阵形式来排列(arrange)对应于发送和接收天线的组合的路径的信道响应元素(element)。在发送天线的数目为N而接收天线的数目为M时，信道矩阵为M×N(行×列)矩阵。因此，在从发送器接收N个训练序列时，接收器可以使用所接收的训练序列来获取信道矩阵H。

用于从信道矩阵H获取接收权重矩阵W的相对简单的算法的例子包括：基于完全去除串扰的逻辑、简单地使用信道矩阵H的逆矩阵H-1作为接收权重矩阵的零迫近(zero force)；或MMSE(最小均方误差)接收***，其用于基于最大化信号功率和平方误差(squared error)(串扰功率和噪声功率之和)比率(即SNR)的逻辑、从信道矩阵H计算接收权重矩阵W。MMSE为有意地生成串扰、并通过引入接收器的噪声功率的概念来计算接收权重矩阵W的算法。在具有大噪声的环境中，已知MMSE比零迫近好得多。另外，还已知MLD(最大似然检测)接收***为具有最高性能的接收***，其通过与全部可能的发送信号序列样式(pattern)匹配，来估算最大似然发送序列。例如，公开了MLD***中将多路复用的信号解码的接收器，所述多路复用的信号是通过使用多个用于OFDM调制的天线将空间和时间多路复用通信组合获得的(例如，参见美国专利第6,618,454号)。MMSE被归类为线性区中的波形均横(equalizing)算法，而MLD被归类为非线性区中的波形均横算法。

但是，由于各种RF(射频)电路在无线通信中是不完善(incomplete)的，所以各种误差分量可能被施加至所接收的码元。例如，由于发送器和接收器的振荡器之间的参考频率漂移，所以所接收的码元中包括频率偏移。

在采用OFDM调制***的通信***中，针对频率偏移、对每个OFDM码元生成恒定的相位误差分量(e^jΔ)，并且该相位误差分量对所估算的信道值有影响。

通常，向分组的头部添加包括重复的已知信息码元的前序(preamble)。在检测前序时，接收器精确地检查接收时间，并将接收信号功率归一化(设置AGC增益)、估算并且校正频率偏移、估算SNR(信噪比)、估算信道、并且其后解调数据码元。但是，由于噪声等的影响，完全地估算频率偏移值是困难的，并且即使在校正了频率偏移后，频率偏移分量仍保持在数百Hz的水平处。

残留频率偏移的影响显现为每个OFDM码元的全部子载波依赖于相位误差分量(e^jΔ)而一致地旋转(rotate)的现象。在分组的长度增加时，相位误差分量(e^jΔ)被累积并且被添加至残留频率偏移中的每个码元。在多值调制模式中，因为星座点(constellation point)周期性地旋转，所以其作为解码误差的主要因素，而使通信质量降级。

例如，可以使用在数据码元中包括的导频音(pilot tone)来估算频率偏移的残留值，并且可以通过以码元为单位或在各码元上累积和添加该残留值来进行校正(众所周知)。

在使用诸如MMSE之类的一般的MIMO接收算法时，可以通过使用导频音的对策来获得足够的解码性能。相反地，正像发明者认为的那样，在采用诸如MLD接收算法之类的(其中期望大的特性改善)的MIMO接收算法时，残留频率偏移引起的相位误差分量在所估算的信道值上的影响显现为作为不可忽略的等级的特性的劣化。

发明内容

据此，期望在包括至少一个天线的无线通信***中、提供一种无线通信设备、无线通信方法、信号处理设备、信号处理方法以及计算机程序，其可以通过使用向分组的头部添加的已知信息码元来估算信道以适于执行接收操作。

还期望提供一种无线通信设备、无线通信方法、信号处理设备、信号处理方法以及计算机程序，其可以通过在初始地校正频率偏移之后抑制残留频率偏移的影响，来防止信道估算精度的降低引起的解码特性的劣化。

根据本发明的实施例，在包括至少一个天线的无线通信***中提供了一种用于执行接收操作的无线通信设备。该无线通信设备包括：信道矩阵估算单元，其估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；相位误差估算单元，其基于接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算在接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；以及波形均衡单元，其使用信道矩阵来均衡接收的分组的数据码元的波形。通过从信道矩阵估算单元提供的信道矩阵的信道响应元素中去除相位误差估算单元估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素。波形均衡单元使用包括原始信道响应元素的信道矩阵来均衡数据码元的波形。

该无线通信设备可以进一步包括：信道矩阵获取单元，其使用在所接收的分组的前序中包括的已知信息码元来获取第一信道矩阵；调制单元，其调制在所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，并生成发送码元的副本(replica)；以及信道更新单元，其使用发送码元的副本、所接收的码元以及由信道矩阵获取单元获取的第一信道矩阵来处理第一信道矩阵的衰减变化(fading variation)分量的误差分量，并且将第一信道矩阵更新为第二信道矩阵。这里，信道矩阵估算单元可以基于第一和第二信道矩阵来确定要向波形均衡单元提供的信道矩阵。

该无线通信设备可以进一步包括：调制单元，其调制所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，并生成发送码元的副本；以及相位误差估算单元可以使用发送码元的副本、所接收的码元和信道矩阵来估算相位误差。

可以配置该无线通信设备以使在信道矩阵估算单元在获取所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果之前准备并使用信道矩阵估算结果时，波形均衡单元可以在获取所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果之后，从由信道矩阵估算单元估算的信道矩阵中去除由相位误差估算单元估算的相位误差分量。

可以配置该无线通信设备以使在对已知信息码元进行正交化、排列以及和从天线发送，并且将信道矩阵划分为信道响应元素以供在无线通信设备中使用时，波形均衡单元可以使用相位误差来去除基于由相同的接收天线接收的信号中的邻近已知信息码元的干扰分量，所述相位误差是由相位误差估算单元基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果来估算的。

可以配置无线通信设备以使在从天线时分地发送已知信息码元时，波形均衡单元可以使用相位误差、来去除由相同的天线接收的信号中的后继的已知信息码元的相位误差分量，所述相位误差是由相位误差估算单元基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元来估算的。

可以配置无线通信设备以使在已知信息码元被频率划分为频率轴中的多个子载波、并被从天线发送时，该无线通信***可以使用相位误差、来去除由相同的天线接收的信号中的后继的已知信息码元中包括的子载波的相位误差分量，所述相位误差是由相位误差估算单元基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果来估算的。

可以配置无线通信***以使在应用发送格式时，所述发送格式中在分组的前序中的编码并发送的信息码元之前排列供信道矩阵估算单元估算信道矩阵使用的已知信息码元，相位误差估算单元可以在信道矩阵估算单元估算包括误差分量的信道矩阵之后，基于编码并发送的信息码元的解码结果来估算相位误差分量，并且波形均衡单元可以在从信道矩阵的信道响应元素中去除相位误差分量之后均衡码元的波形。

在该无线通信设备中，相位误差估算单元可以对在若干码元上所估算的相位误差进行平均。

根据本发明的另一实施例，提供了在包括至少一个天线的无线通信***中执行接收操作的无线通信方法。该方法包括：估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；通过从所估算的信道矩阵的信道响应元素中去除所估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素；以及使用包括原始信道响应元素的信道矩阵来均衡数据码元的波形。

根据本发明的另一实施例，提供了在包括至少一个天线的无线通信***中处理接收的信号的信号处理设备。该信号处理设备包括：信道矩阵估算单元，其估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；相位误差估算单元，其基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；以及信道估算精度改善单元，其通过从信道矩阵估算单元提供的信道矩阵的信道响应元素中去除由相位误差估算单元估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素。

根据本发明的另一实施例，提供了在包括至少一个天线的无线通信***中处理接收的信号的信号处理方法。该方法包括步骤：估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；通过从估算的信道矩阵的信道响应元素中去除估算的相位误差引起的所估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素。

根据本发明的另一实施例，提供了促使计算机执行以下处理的计算机可读计算机程序，所述处理允许无线通信设备在包括至少一个天线的无线通信***中执行接收操作。该计算机程序促使计算机起到以下作用：信道矩阵估算单元，其估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；相位误差估算单元，其基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；以及波形均衡单元，其使用信道矩阵来均衡所接收的分组的数据码元的波形。通过从信道矩阵估算单元提供的信道矩阵的信道响应元素中去除由相位误差估算单元估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素，并且波形均衡单元使用包括原始信道响应元素的信道矩阵来均衡数据码元的波形。

上述计算机程序定义了以计算机可读方式描述的计算机程序，以使允许计算机执行预定的处理。换言之，通过在计算机中安装该计算机程序，在计算机中执行协作操作，从而获得与上述无线通信设备相同的操作优点。

根据本发明的各实施例，可以提供一种无线通信设备、无线通信方法、信号处理设备、信号处理方法以及计算机程序，其可以在包括至少一个天线的无线通信***中，通过使用向分组的头部添加的已知信息码元来估算信道，以适于执行接收操作。

根据本发明的各实施例，可以提供一种无线通信设备、无线通信方法、信号处理设备、信号处理方法以及计算机程序，其可以通过在初始地校正频率偏移之后抑制残留频率偏移的影响，来防止信道估算精度的降低引起的解码特性的劣化。

根据本发明的各实施例，在包括至少一个天线的无线通信***中，起到接收器作用的无线通信设备可以在使用两个或多个已知信息码元估算信道时、使用编码并发送的信息码元部分的解码结果、通过估算相位噪声、时钟漂移或频率偏移值以改善校正精度，来防止估算的误差引起的信道估算精度的降低而引起的解码特性的劣化。

根据本发明的实施例，例如基于LMS算法，可以通过使用发送码元的副本、所接收的码元以及所估算的信道矩阵来估算信道矩阵的衰减变化分量，以及更新变化分量的误差分量，来改善信道矩阵的估算精度。

根据本发明的实施例，可以使用发送码元的副本、所接收的码元和所估算的信道矩阵来估算目标码元的相位误差分量，并且还可以通过从所估算的信道矩阵的信道响应元素中去除相位误差分量并挤压出相位误差分量，来改善信道矩阵的估算精度。

根据本发明的实施例，当在获取编码并发送的信息码元部分的解码结果之前、准备并使用信道估算结果时，可以在获取编码并发送的信息码元部分的解码结果之后，通过去除在所估算的信道值中包括的频率偏移分量，来防止信道估算精度的劣化的累积。

根据本发明的实施例，在从多个发送天线发送信道响应的方法中，当对已知信息码元进行正交化、排列并从多个天线发送、并且接收器将发送的已知信息码元划分为来自发送天线的信道响应元素时，接收器可以通过使用频率偏移分量以去除由相同的接收天线接收的信号中的邻近已知信息码元的干扰分量、来防止信道估算精度的劣化的累积，其中从编码并发送的信息码元部分的解码结果获取所述频率偏移分量。

根据本发明的实施例，在从多个发送天线发送信道响应的方法中，当从多个天线时分地发送已知信息码元时，接收器可以通过使用频率偏移分量以去除由相同的接收天线接收的信号中的后继的已知信息码元的相位误差分量、来防止信道估算精度的劣化的累积，其中从编码并发送的信息码元部分的解码结果获取所述频率偏移分量。

根据本发明的实施例，在从多个发送天线发送信道响应的方法中，当从多个天线频分地发送已知信息码元时，接收器可以通过使用频率偏移分量以去除由相同的接收天线接收的信号中的后继的已知信息码元中包括的子载波的相位误差分量、来防止信道估算精度的劣化的累积，其中从编码并发送的信息码元部分的解码结果获取所述频率偏移分量。

根据本发明的实施例，在编码并发送的信息码元部分之前排列估算信道所使用的已知信息码元的发送格式中，接收器一旦估算包括误差分量的信道、解码编码并发送的信息码元、估算误差分量，去除在估算的信道值中包括的频率偏移分量、并且其后在后继码元中使用该结果，由此可以防止信道估算精度的劣化的累积。

根据本发明的实施例，在接收器使用编码并发送的信息码元的解码结果时，接收器对若干码元的所估算的值进行平均、改善误差分量的精度、去除在所估算的信道值中所包括的频率偏移分量、并且其后在后继码元中使用该结果，由此可以防止信道估算精度的劣化的累积。

从下面的参考本发明的各实施例和附图的详细描述中，本发明的其他目标、特征和优点将变得明显。

附图说明

图1为图示这样例子的图，在该例子中在包括两个发送天线和两个接收天线(2×2)的无线通信***中、发送器从多个天线空间地多路复用并且发送包括已知信息码元的训练序列、接收器划分所发送的训练序列以生成信道矩阵。

图2为图示在信道矩阵H′的元素中包括的误差分量的图。

图3为图示相位误差分量引起的特性劣化的仿真结果的图。

图4为图示根据本发明的实施例的MIMO接收器的配置的框图。

图5为图示在IEEE 802.11n标准中定义的混合格式的分组结构的图。

图6为图示使用根据IEEE 802.11n标准的MF分组中的SIG部分来校正残留频率偏移的结构的图。

图7为图示其中去除了表达式3中包括的误差分量的仿真结果的图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图详细描述本发明的优选实施例。

本发明涉及用于在包括至少一个发送天线和至少一个接收天线的MIMO通信***中执行接收操作的无线通信设备。可以使用诸如MMSE或MLD之类的算法、从估算的信道矩阵H来计算接收权重矩阵W，该接收权重矩阵W是均衡所接收的以MIMO方式发送的信号所必需的。

由于RF电路的不完善性，在所接收的信号中包括频率偏移。通常，接收器使用向分组的头部所添加的已知信息码元来估算并校正频率偏移，并且附加地使用数据码元中的导频音来去除残留频率偏移。可以令人满意地使用诸如MMSE之类的一般MIMO接收算法作为其对策。相反地，如发明者认为的那样，在采用诸如MLD接收算法之类(其中期望大的特性改善)的MIMO接收算法时，误差分量显现为作为不可忽略的等级的特性中的劣化。

将首先描述频率偏移对所估算的信道值的影响。

图1示出了这样的例子，其中在包括两个发送天线和两个接收天线(2×2)的无线通信***中、发送器从多个天线空间地多路复用并且发送包括已知信息码元的训练序列、并且接收器划分发送的训练序列以生成信道矩阵。发送器可以使用诸如Walsh矩阵之类的正交矩阵来空间地多路复用多个发送信号。

例如，在IEEE 802.11n标准中定义的无线通信***中，发送器将各码元正交化并且从发送天线1和发送天线2多路复用和发送训练序列LTF(长训练序列)，由此防止接收器的接收分支之间的接收功率的差，以减少接收动态范围。在图1中所示的两个发送天线和两个接收天线的配置中，发送两个OFDM码元的多路复用的训练序列。

在从发送天线发送两个数据流X₀和X₁时，获得表达式1，其中通过接收器的接收天线1和接收天线2所接收的信号分别为Y_1stltf和Y_2ndltf。

表达式1

$Y_{1\mathrm{stltf}}=\left[\begin{array}{cc}{A}_{00}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{00}}& A_{01}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{01}}\\ A_{10}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{10}}& A_{11}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{11}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{A}_{00}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{00}}\·x_0+A_{01}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{01}}\·x_1\\ A_{10}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{10}}\·x_0+A_{11}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{11}}\·x_1\end{array}\right],$

$Y_{2\mathrm{ndltf}}\·e^{j\·\mathrm{\Δ\θ}}=\left[\begin{array}{cc}{A}_{00}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{00}+\mathrm{\Δ})}& A_{01}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{01}+\mathrm{\Δ})}\\ A_{10}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{10}+\mathrm{\Δ})}& A_{11}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{11}+\mathrm{\Δ})}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}-x_0\\ x_1\end{array}\right]...\left(1\right)$

$=\left[\begin{array}{c}-A_{00}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{00}+\mathrm{\Δ})}\·x_0+A_{01}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{01}+\mathrm{\Δ})}\·x_1\\ -A_{10}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{10}+\mathrm{\Δ})}\·x_0+A_{11}\·e^{j({\mathrm{\θ}}_{11}+\mathrm{\Δ})}\·x_1\end{array}\right]$

因此，接收器获取Y_1stltf和Y_2ndltf并且可以通过将它们相加和相减来获取由表达式2所表示的信道矩阵H。

表达式2

$H=\left[\begin{array}{cc}{A}_{00}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{00}}& A_{01}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{01}}\\ A_{10}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{10}}& A_{11}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{11}}\end{array}\right]...\left(2\right)$

但是，实际上，由于频率偏移引起的误差分量未被完全地去除，所以在OFDM码元之间出现恒定的相位误差分量(e^jΔ)，从而导致正交被破坏。在该情况中，如表达式3所表示的那样，获取包括误差分量的信道矩阵H′。在图2中，由表达式3所表示的信道矩阵H′的元素中包括的误差分量被虚框所环绕。

表达式3

$H^{\′}=\left[\begin{array}{cc}(1+e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})\·A_{00}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{00}}+(1-e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})A_{01}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{01}}\·x_1/x_0& (1-e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})A_{00}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{00}}\·x_0/x_1+(1+e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})\·A_{01}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{01}}\\ (1+e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})\·A_{10}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{10}}+(1-e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})A_{11}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{11}}\·x_1/x_0& (1-e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})A_{10}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{10}}\·x_0/x_1+(1+e^{j\left(\mathrm{\Δ}\right)})\·A_{11}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{11}}\end{array}\right]$

$\≅\left[\begin{array}{cc}{A}_{00}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{00}}& A_{01}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{01}}\\ A_{10}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{10}}& A_{11}\·e^{j{\mathrm{\θ}}_{11}}\end{array}\right]$

…(3)

在表达式3中包括的误差分量作为信道估算结果的误差，从而使解码特性降级。另外，通过分别使用a、b、c、d和K来简化表达式3中的复数矢量来获得表达式4。

表达式4

$H_{\mathrm{\α}}=\left[\begin{array}{cc}a+K\·c& c+K\·a\\ b+K\·d& d+K\·b\end{array}\right]\·$

$=\left[\begin{array}{cc}a& c\\ b& d\end{array}\right]+K\·\left[\begin{array}{cc}c& a\\ d& b\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_1/x_0\\ x_0/x_1\end{array}\right]$

$\≅\left[\begin{array}{cc}a& c\\ b& d\end{array}\right]=P\·\left[\begin{array}{cc}{A}_{00}\·e^{j\left({\mathrm{\θ}}_{00}\right)}& A_{01}\·e^{j\left({\mathrm{\θ}}_{01}\right)}\\ A_{10}\·e^{j\left({\mathrm{\θ}}_{10}\right)}& A_{11}\·e^{j\left({\mathrm{\θ}}_{11}\right)}\end{array}\right](K\≅0),...\left(4\right)$

P＝(1+e^jΔ)，K＝(1-e^jΔ)

在相位误差分量(e^jΔ)足够小时，可以看出可以通过忽略噪声分量、从表达式3获取没有任何误差的信道矩阵H。表达式3中的x₁/x₀和x₀/x₁代表被调制为二进制值的邻近的已知信息码元之间的符号(sign)中的区别，并且依赖于同相状态或反相状态而被决定为1或-1。

图3示出了由表达式3或4表示的特性的劣化的仿真结果。在该仿真结果中，示出了通过频率偏移值可以决定相位误差分量(e^jΔ)是足够小的，由此清楚地代表由表达式3表示的信道估算结果的误差的影响。如下描述仿真模型：

-IEEE 802.11n信道模型B

-1OFDM码元长度

-MCS 14(64QAM×2[流])

-频率偏移(假定残留频率偏移值)

0.1[ppm]＝525Hz(每码元大约0.756度的旋转)

0.15[ppm]＝786Hz(每码元大约1.134度的旋转)

0.2[ppm]＝1.05kHz(每码元大约1.512度的旋转)

-IEEE 802.11n相位噪声模型

图3中所示的仿真结果示出即使在发送64QAM(正交振幅调制)的多个流的情况中可以完全地估算数据码元部分的相位误差时，由表达式3所表示的信道估算结果中的误差的影响仍非常大。在信道中要估算的OFDM码元之间存在至多1度的相位误差时，可以看出可能不能维持MLD接收特性相对于MMSE接收特性的裕量(margin)(即不能维持MLD特性的优越性)。

在图3中所示的仿真中，被用作模型的频率偏移值是在校正前序部分的头部中的早期频率偏移之后的误差分量(即残留频率偏移分量)的代表例子。因此，为了抑制接收特性的劣化，有必要在执行使用信道矩阵的处理处理之前将残留误差分量(即表达式3中的e^j(Δ))抑制得尽可能低。

现在将描述一种在具有多个接收天线的MIMO接收器中使用信道信息更新循环来改善信道估算精度的方法。

图4示出了根据本发明的实施例的MIMO接收器的配置。图中所示的接收器100的天线数目(或接收分支的数目)为M，并且在基于IEEE标准时M的上限为4。假定下面所描述的接收器100接收通过聚束(beamforming)和发送来自每个发送分支的流而获取的分组。

通过信道抵达接收器100的接收分支的数据经受由接收天线分支的RF(射频)单元101进行的模拟处理处理。RF单元101使用低噪声放大器(LNA)执行放大处理、将接收信号在RF频带中进行下变频的处理、将接收信号的功率归一化(normalize)以属于AD转换器(ADC)102的动态范围的AGC(自动增益控制)处理、使用模拟低通滤波器(LPF)去除从期望频带偏离的信号分量的处理，等等。

接收分支的接收信号经受由ADC 102进行的模-数转换处理，并且其后被输入至数字滤波器103，在所述数字滤波器103中去除低频带分量。

同步单元104在一部分(在后面描述)中通过自相关处理来检测粗同步时间，在该部分中在前序的前面的阶段以突发地(in burst)发送相对短的训练序列(L-STS)；并且同步单元104通过在一部分(L-LTF)中的互相关处理来决定精细的同步时间，在该部分中在前序的后面阶段以突发地发送相对长的训练序列。

同步单元104连同同步时间的检测一起执行以下处理，诸如，估算早期频率偏移的处理、估算噪声等级(或SNR)的处理、以及RF单元101中的AGC处理。例如，可以通过计算L-LTF部分中的LTS循环中的自校正、以及测量LTS的每个循环中的旋转相位量来估算频率偏移。可以通过在寻找到L-STF部分中的分组之后计算L-LTF部分中的LTS循环中的信号功率和噪声功率来估算SNR。

每个接收分支的FFT单元105去除向数据发送部分的头部所添加的保护间隔(guard interval)，并且在时间轴中的接收信号上执行快速傅立叶变换(FFT)，以将接收信号变换为频率轴中的信号。

波形均衡单元106将聚束后的MIMO接收信号(分组的数据码元部分)的波形均衡。具体地，基于使用所接收的分组的前序部分所估算的信道矩阵H来计算天线的接收权重矩阵W，并且通过将以所接收的流作为元素的接收矢量与天线接收权重矩阵W相乘来空间地解码空间多路复用的信号，由此获得独立于流的信号序列。

信道矩阵获取单元110使用在所接收的分组的前序中包括的已知信息码元来估算信道矩阵H。信道更新单元109更新信道矩阵的衰减变化分量的误差分量。信道矩阵校正单元111基于从信道矩阵获取单元110和信道更新单元109提供的H_old和H_new、来决定要向波形均衡单元106提供的信道矩阵H。在该实施例中，相位误差估算单元112基于前序中编码并发送的信息码元的解码结果来估算从残留频率偏移导致的相位误差分量。波形均衡单元106基于相位误差分量来挤压(squeeze)来自信道矩阵H的信道响应元素的残留频率偏移。后面将描述信道矩阵估算处理的细节。

作为从信道矩阵H计算天线接收权重矩阵W的方法，可以使用基于最大化信号功率和平方误差(串扰功率和噪声功率之和)的比率(即SNR)的逻辑从信道矩阵H计算接收权重矩阵W的MMSE(最小均方误差)算法、或通过与全部可能发送信号序列样式匹配来估算最大似然发送序列的MLD(最大似然检测)算法。但是，应当清楚地理解，在未挤压出残留频率偏移而引起信道矩阵H中包括的相位误差分量时，不展现MLD的特性。

当在预定的数据速率上在IQ信号空间中去映射(demapping)、去交错(deinterleaving)和去穿孔(depuncturing)接收的信号时，解码单元107将多个接收的流组合为一个流，并输出组合后的流。向未示出的上层协议处理器发送被重现为发送之前的状态的数据流。该数据处理不直接地与本发明相关，因而略去其描述。

另一方面，调制单元108再次调制编码的码元部分的解码结果、从接收的码元Y生成发送码元的副本(replica)X，并向信道更新单元109提供所生成的副本。信道更新单元109使用发送码元的副本X来更新信道矩阵，并且向信道矩阵校正单元111提供更新的信道矩阵。

由未示出的时基控制器(TBC)控制用于执行数字信号处理的块，并且及时从TBC向这些块输入开始处理的时间、结束处理的时间、或者处理必需的参数。

图5示出了作为由图4中所示的接收器接收的分组结构的例子的、IEEE802.11n标准中定义的混合格式。

头部部分包括L-STF(传统的短训练字段)、L-LTF(传统的长训练字段)和L-SIG(传统的SIGnal字段)以及前序(在下文中也被称作“HT前序”)以及跟随在其后的数据部分，在所述L-STF中以突发地发送短的已知信息码元STS(短训练序列)，在所述L-LTF中以突发地发送长的已知信息码元LTS(长训练序列)，在所述L-SIG中描述发送速率或数据长度，所述HT前序具有IEEE 802.11n标准特定的格式(在下文中也被称作“HT格式”)。

未具体地定义前序的应用。但是，一般的接收器使用四个0.8微秒的STS码元来执行接收器的增益的设置或DC偏移的校正，并且使用其余六个STS码元来执行频率偏移的估算和校正、分组的检测和粗时间的检测。

HT前序包括HT-SIG、HT-STF、和HT-LTF。在HT-SIG中描述对于分析被施加在PHY有效载荷(PSDU：PLCP(物理层汇聚协议)服务数据单元)的发送模式(MCS)来说必要的控制信息、或有效载荷的数据长度的HT格式。HT-STF包括用于改善MIMO***中的AGC(自动增益控制)的训练码元。HT-LTF包括用于通过估算由接收器空间地调制(映射)的每个输入信号的信道来计算信道矩阵的训练码元。

在使用两个或更多的发送分支的MIMO通信中，接收器估算相应的接收天线的信道以获取信道矩阵，由所述接收天线将接收的信号空间地进行划分。据此，发送器以时分(time-division)方式从发送天线发送HT-LTF。因此，依赖于空间流的数目而添加一个或更多的HT-LTF字段。

使用图3中所示仿真模型的频率偏移值示出了在头部前序L-LTF中校正早期频率偏移之后、由残留频率引起的误差分量的影响。为了抑制接收特性的劣化，有必要在使用信道矩阵H执行处理之前尽可能多地抑制残留误差分量(e^jθ)。

在图4中所示的接收器100中，信道更新单元109使用发送码元的副本X、接收的码元Y和信道矩阵H，根据表达式5来更新信道矩阵，所述发送码元的副本X是通过再次调制编码的码元部分的解码结果而生成的，所述信道矩阵H是由信道矩阵获取单元110基于LMS(最小均方)算法获取的。在该表达式中，μ代表遗忘因子(forgetting factor)。矩阵的上标H代表复共轭转置矩阵。

表达式5

$H_{\mathrm{new}}=H_{\mathrm{old}}+\mathrm{\μ}\·(Y-H_{\mathrm{old}}\·\hat{X})\·\widehat{X^H},$ 0＜μ≤1.0        …(5)

信道更新单元109向信道矩阵校正单元111发送使用发送码元的副本X更新的信道矩阵H_new。信道矩阵校正单元111可以通过基于由表达式5表示的近似计算以估算变化分量，来更新信道矩阵中的衰减变化分量的误差分量。

在使用诸如MMSE算法之类的一般MIMO接收算法时，认为可以通过使用信道信息更新循环的措施来获得足够的解码性能，所述信道信息更新循环用于更新信道矩阵中的衰减变化分量的误差分量。相反地，在使用诸如MLD接收算法(其中期望大的特性改善)的MIMO接收算法时，残留频率偏移引起的相位误差分量对估算的信道值的影响可以显现为不可忽略的等级的特性中的劣化。

因此，根据本实施例的接收器100采用上述信道信息更新循环，并且附加地挤压出残留偏移分量。具体地，在由调制单元108再次调制解码单元107中的编码的码元部分的解码结果以生成发送码元的副本X时，相位误差估算单元112通过表达式6(其中假定衰减引起的信道变化比码元长度足够小)来估算邻近的码元之间的相位误差分量Δθ[rad]。其后，波形均衡单元106使用相位误差分量Δθ来挤压从信道矩阵校正单元111提供的信道矩阵的信道矩阵元素。

表达式6

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}=(\&angle;\left(\frac{\underset{i=0}{\overset{i<N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\left(\underset{k=0}{\overset{k<M}{\mathrm{\&Sigma;}}}(Y_{i,k}-H\&CenterDot;\widehat{X_{i,k}})\right)\right)}{\underset{i=0}{\overset{i<N}{\mathrm{\&Sigma;}}}(i+1)}\right))\left[\mathrm{rad}\right]...\left(6\right)$

在表达式6中，N代表用于估算的码元数目，M代表接收器100的接收分支的数目，Y代表接收的信号，而Δ代表频率偏移误差引起的各码元之间的相位误差估算结果的加权平均值。可以采用依赖于误差矢量的量级(magnitude)的加权平均方法、或对旋转角度而不是矢量进行平均的方法。

图6示出了使用根据IEEE 802.11n标准的MF分组中的SIG单元(参见上面的描述和图5)来校正残留频率偏移的结构。

从发送器的两个天线以突发地发送要彼此正交的L-LTF字段的两个已知信息码元L1和L2，随后编码并发送L-SIG字段的一个信息码元S0和H-SIG字段的两个信息码元S1和S2，并且其后发送用于改善AGC的已知信息码元HT-STF和用于计算信道矩阵的已知信息码元HT-LTF。

在L-LTF中结束时间域中的频率偏移的早期估算，其后编码并发送由一个L-SIG和两个HT-SIG组成的三个信息码元，并且其后发送用于估算信道矩阵的已知序列HT-LTF。当在邻近的码元之间的所生成的相位误差为Δ时，在接收的码元中累积3Δ的残留频率偏移，直至在频率偏移被早期校正之后开始信道估算。在残留频率偏移未被校正直至在接收L-LTF之后接收HT-LTF时，使用相位矩阵H″′来执行MIMO波形均衡处理，从而使解码特性降级，所述信道矩阵H″′包括对应于残留频率偏移3Δ的相位误差分量。

相反地，在使用包括两个正交化的已知信息码元的L-LTF来准备信道估算结果以及在使用信道矩阵H之前可以及时地获取编码并发送的信息码元L-SIG和HT-SIG的解码结果时，由分组同步单元104(换言之在时间域中)在HT-LTF之前校正频率偏移，以便将表达式3中的K抑制得尽可能小，从而改善信道估算精度。(在所示出的例子中，总计一个L-SIG和两个HT-SIG的三个编码并发送的信息码元作为HT-LTF的处理之前的码元而存在，其是用于解码MIMO信号的码元，即用于估算信道的码元，其中在使用表达式6的估算中所使用的码元的数目N为3。)

因此，在根据该实施例的接收器100中，在解码单元107获取编码并发送的信息码元L-SIG和HT-SIG之前，信道矩阵获取单元110使用已知信息码元L-LTF来准备和使用信道估算结果H_old时，相位误差估算单元112估算各目标码元之间生成的相位误差e^jθ，并且在解码单元107获取编码并发送的信息码元L-SIG和HT-SIG的解码结果之后，波形均衡单元106从信道矩阵H(其中已经更新了衰减变化分量的误差分量)中去除相位误差引起的估算的误差分量，从而防止了信道估算精度的劣化的累积。

在由相位误差估算单元112以由表达式6所表示的顺序来获取Δ-＞K时，向波形均衡单元106提供所获取的Δ-＞K。波形均衡单元106根据表达式7从信道矩阵H的信道响应元素h0、h1、h2和h3中去除相位误差引起的估算的信道值的误差，从而获得原始的信道响应元素a、b、c和d，从信道矩阵校正单元111发送所述信道矩阵H。这里，表达式7中的L代表第一和第二码元训练信息(表达式3中的x₀和x₁)之间的符号的区别。

表达式7

$H=\left[\begin{array}{cc}a& c\\ b& d\end{array}\right],$ $H_{\mathrm{\&alpha;}}=\left[\begin{array}{cc}h0& h1\\ h2& h3\end{array}\right]$

$h0=a+K\&CenterDot;c\&CenterDot;L\&DoubleRightArrow;a=h0-K\&CenterDot;c\&CenterDot;L$

$h1=c+K\&CenterDot;a\&CenterDot;L\&DoubleRightArrow;c-K\&CenterDot;(h0-K\&CenterDot;c\&CenterDot;L)\&CenterDot;L-h1=0,$

(1+K²)·c-K·h0·L-h1＝0，(L²＝1)        …(7)

$c=\frac{(K\&CenterDot;h0\&CenterDot;L+h1)}{(1+K^2)}$

以相同的方式获得下列表达式：

$a=\frac{(h0-K\&CenterDot;h1\&CenterDot;L)}{(1+K^2)},$

$b=\frac{(h2-K\&CenterDot;h3\&CenterDot;L)}{(1+K^2)},$

$d=\frac{(K\&CenterDot;h2\&CenterDot;L+h3)}{(1+K^2)}$

以此方式，可以提取原始的信道矩阵的信道响应元素c，从所述原始信道矩阵中已经去除了相位误差引起的估算的值的误差。这里，H代表原始信道矩阵，而Hα代表包括相位误差分量的信道矩阵，可以以相同的方式提取其他信道响应元素a、b、c和d。

根据上述过程，当在获取编码并发送的信息码元的解码结果之前准备和使用信道估算结果时，可以通过在获取编码并发送的信息码元的解码结果之后去除在估算的信道值中包括的频率偏移或估算的误差分量，来防止信道估算精度劣化的累积。

至此，已经描述了作为本发明的实施例的、在对来自发送器的发送天线的、已知信息码元HT-LTF进行正交化、排列和发送时，去除相位误差分量的影响的方法。即，当将信道矩阵划分为信道响应元素以供使用时，波形均衡单元106使用相位误差来去除基于由相同的接收天线接收的信号中的邻近的已知信息码元的干扰分量，其中所述相位误差是由相位误差估算单元112基于在接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果而估算的。

表达式7是被应用于包括两个发送天线和两个接收天线的通信***的表达式。但是，在通信***被扩展至N个发送天线和M个接收天线时(其中N和M为获得的(derivative)整数，并且N和M中的至少一个是3或更多)，可以类似地扩展表达式7，并且可以顺序地校正发送码元的相位误差。如图6中所示，应当注意：校正角度e^jθ被累积。

随后，将描述在从发送器的发送天线时分地发送已知信息码元时、去除相位误差分量的影响的方法。在这种情况中，例如，波形均衡单元106可以使用相位误差来去除由相同的接收天线接收的信号中的后继的已知信息码元的相位误差分量，其中所述相位误差是由相位误差估算单元112基于编码并发送的信息码元L-SIG和HT-SIG的解码结果来估算的。该方法为本发明的实施例，并且可以由表达式8来表示，由此容易校正信道矩阵。

表达式8

$H=\left[\begin{array}{cc}a& c\\ b& d\end{array}\right],$

$H_{\mathrm{\&alpha;}}=\left[\begin{array}{cc}h0& h1\\ h2& h3\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{A}_{00}\&CenterDot;e^{j\left({\mathrm{\&theta;}}_{00}\right)}& A_{01}\&CenterDot;e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{01}+\mathrm{\&Delta;})}\\ A_{10}\&CenterDot;e^{j\left({\mathrm{\&theta;}}_{10}\right)}& A_{11}\&CenterDot;e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{11}+\mathrm{\&Delta;})}\end{array}\right]$

$=H\&CenterDot;K=\left[\begin{array}{cc}a& c\\ b& d\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}1.0\\ e^{\mathrm{j\&theta;}}\end{array}\right],$ …(8)

$K=\left[\begin{array}{c}1.0\\ e^{\mathrm{j\&theta;}}\end{array}\right],$

a＝h0，b＝h2，

c＝h1/e^jθ，d＝h3/e^jθ

表达式8是被应用于包括两个发送天线和两个接收天线的通信***的表达式。但是，在通信***被扩展至N个发送天线和M个接收天线时，可以类似地扩展表达式8，并且可以在信道矩阵的第二行之后顺序地校正各发送码元之间相位失配(mismatch)。如图6中所示，应当注意：校正角e^jθ被累积。

随后，将描述在已知信息码元被划分为频率轴中的多个子载波、并被从发送器的发送天线发送时，去除相位误差分量的影响的方法。只在使用诸如OFDM之类的频率多路复用发送***时，该方法依赖于发送对应于子载波的已知信息码元的什么码元。在这种情况中，例如，波形均衡单元106可以使用相位误差来去除由相同的接收天线接收的信号中的、后继的已知信息码元中包括的子载波的相位误差分量，所述相位误差是由相位误差估算单元112基于编码并发送的信息码元L-SIG和HT-SIG的解码结果来估算的。该方法为本发明的实施例，并且可以由表达式9来表示。

表达式9

$H_i=\left[\begin{array}{cc}{a}_i& c_i\\ b_i& d_i\end{array}\right],$

$H_{\mathrm{\&alpha;}}=\left[\begin{array}{cc}{h0}_i& {h1}_i\\ {h2}_i& {h3}_i\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}{A}_{00,i}\&CenterDot;e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{00,i}+X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i)}& A_{01,i}\&CenterDot;e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{01,i}+X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i)}\\ A_{10,i}\&CenterDot;e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{10,i}+X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i)}& A_{11,i}\&CenterDot;e^{j({\mathrm{\&theta;}}_{11,i}+X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i)}\end{array}\right]...\left(9\right)$

$=H_i\&CenterDot;e^{j\&CenterDot;X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i},$

$a_i={h0}_i/e^{j\&CenterDot;X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i},$ $b_i={h2}_i/e^{j\&CenterDot;X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i}$

$c_i={h1}_i/e^{j\&CenterDot;X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i},$ $d_i={h3}_i/e^{j\&CenterDot;X_i\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;}}_i}$

在表达式中9，i代表对应于信息码元中的子载波的序列号的值，而X_i代表对应于被发送的第i个子载波的码元的序列号减去1的值。(这里，码元代表在其上执行接收FFT处理的部分。)

表达式9是被应用于包括两个发送天线和两个接收天线、并发送两个流的通信***的表达式。但是，在通信***被扩展至N个发送天线和M个接收天线时，可以类似地扩展表达式9，并且可以校正各发送码元之间相位失配。如图6中所示，应当注意：校正角度e^jθ被累积。

最后，在图7中示出了其中去除了在表达式3中包括的误差分量的仿真结果。可以从所示出的结果中理解，通过去除频率偏移引起的信道估算误差，而改善了接收的分组的数据码元部分的解调对频率误差的抵抗力。

本发明包含与在2008年10月31日向日本专利局提交的日本优先专利申请JP 2008-281386中所公开的主题相关的主题，通过引用在此并入其整个内容。

本领域技术人员应当理解，依赖于设计要求和其他因素，可以出现各种修改、组合、子组合和变更，只要它们在所附权利要求书或其等效物的范围之内。

Claims (13)

1.一种在包括至少一个天线的无线通信***中执行接收操作的无线通信设备，其包括：

信道矩阵估算单元，其估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；

相位误差估算单元，其基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；以及

波形均衡单元，其使用信道矩阵来均衡所接收的分组的数据码元的波形，

其中通过从信道矩阵估算单元提供的信道矩阵的信道响应元素中去除由相位误差估算单元估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素，并且波形均衡单元使用包括原始信道响应元素的信道矩阵来均衡数据码元的波形。

2.根据权利要求1的无线通信设备，其进一步包括：

信道矩阵获取单元，其使用在所接收的分组的前序中包括的已知信息码元来获取第一信道矩阵；

调制单元，其调制所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，并生成发送码元的副本；以及

信道更新单元，其使用发送码元的副本、所接收的码元和由信道矩阵获取单元获取的第一信道矩阵来处理第一信道矩阵的衰减变化分量的误差分量，并且将第一信道矩阵更新为第二信道矩阵，

其中信道矩阵估算单元基于第一和第二信道矩阵来确定要向波形均衡单元提供的信道矩阵。

3.根据权利要求1的无线通信设备，进一步包括调制单元，所述调制单元调制所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，并生成发送码元的副本；

其中相位误差估算单元使用发送码元的副本、所接收的码元和信道矩阵来估算相位误差。

4.根据权利要求1的无线通信设备，其中，在获取所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果之前、当信道矩阵估算单元准备并使用信道矩阵估算结果时，在获取所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果之后、波形均衡单元从由信道矩阵估算单元估算的信道矩阵中去除由相位误差估算单元估算的相位误差分量。

5.根据权利要求4的无线通信设备，其中对已知信息码元进行正交化、排列，并从天线发送该已知信息码元，并且

其中，在将信道矩阵划分为以供使用的信道响应元素时，波形均衡单元使用相位误差来去除基于由相同的天线接收的信号中的邻近的已知信息码元的干扰分量，其中由相位误差估算单元基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果来估算所述相位误差。

6.根据权利要求4的无线通信设备，其中从天线时分地发送已知信息码元，以及

其中波形均衡单元使用相位误差来去除由相同的天线接收的信号中的后继的已知信息码元的相位误差分量，其中由相位误差估算单元基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果来估算所述相位误差。

7.根据权利要求4的无线通信设备，其中已知信息码元被频分为频率轴中的多个子载波、并被从天线发送，并且使用相位误差来去除由相同的天线接收的信号中的后继的已知信息码元中包括的子载波的相位误差分量，其中由相位误差估算单元基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果来估算所述相位误差。

8.根据权利要求1的无线通信设备，其中，应用其中将信道矩阵估算单元估算信道矩阵所使用的已知信息码元排列在分组的前序中的编码并发送的信息码元之前的发送格式，并且

其中在信道矩阵估算单元估算包括误差分量的信道矩阵之后，相位误差估算单元基于编码并发送的信息码元的解码结果来估算相位误差分量，并且波形均衡单元在从信道矩阵的信道响应元素中去除相位误差分量之后均衡码元的波形。

9.根据权利要求1的无线通信设备，其中相位误差估算单元对在若干码元上所估算的相位误差进行平均。

10.一种用于在包括至少一个天线的无线通信***中执行接收操作的无线通信方法，其包括步骤：

估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；

基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；

通过从所估算的信道矩阵的信道响应元素中去除由所估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素；以及

使用包括原始信道响应元素的信道矩阵来均衡数据码元的波形。

11.一种用于在包括至少一个天线的无线通信***中处理接收的信号的信号处理设备，其包括：

信道矩阵估算单元，其估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；

相位误差估算单元，其基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；以及

信道估算精度改善单元，其通过从信道矩阵估算单元提供的信道矩阵的信道响应元素中去除由相位误差估算单元估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素。

12.一种在包括至少一个天线的无线通信***中处理接收的信号的信号处理方法，其包括步骤：

估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；

基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；以及

通过从所估算的信道矩阵的信道响应元素中去除由所估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素。

13.一种促使计算机执行以下处理的计算机可读计算机程序，所述处理允许无线通信设备在包括至少一个天线的无线通信***中执行接收操作，所述计算机程序促使计算机充当：

信道矩阵估算单元，其估算包括天线之间的信道响应元素的信道矩阵；

相位误差估算单元，其基于所接收的分组的前序中的编码并发送的信息码元的解码结果，来估算所接收的信号中包括的相位噪声、时钟漂移和频率偏移导致的相位误差；以及

波形均衡单元，其使用信道矩阵来均衡所接收的分组的数据码元的波形，

其中通过从信道矩阵估算单元提供的信道矩阵的信道响应元素中去除由相位误差估算单元估算的相位误差引起的估算的信道值的误差，来获得原始信道响应元素，并且波形均衡单元使用包括原始信道响应元素的信道矩阵来均衡数据码元的波形。

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