JP4468446B2 - 直交周波数分割多重システムにおける周波数空間ブロック符号の符号化／復号化装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムの送信アンテナダイバーシチ装置及び方法に関し、特に、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、ダイバーシチ利得及び送信率を最大化するための周波数空間ブロック符号化（ＳＦＢＣ）装置及び方法に関する。

通信において最も根本的な問題は、チャネルを介してどれくらい効率的にかつ信頼性あるようにデータを送信できるかということである。近年、盛んに研究されている次世代マルチメディア移動通信システムでは、初期の音声中心のサービスから脱皮して、映像、無線データなどの多様な情報を処理し送信できる高速通信システムが求められるにつれて、適切なチャネル符号化方式を使用してシステムの効率を上げている。

一般に、移動通信システムに存在する無線チャネル環境は、有線チャネル環境とは異なり、多重経路干渉（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、シャドーイング（ｓｈａｄｏｗｉｎｇ）、電波減衰、時変雑音及びフェージング（ｆａｄｉｎｇ）などのような様々な要因により、やむをえずエラーが発生して情報の損失が生じる。

前記情報損失は、実際の送信信号に激しい歪みを発生させて、前記移動通信システムの全体性能を低下させる要因として作用する。一般に、このような情報の損失を減少させるために、チャネルの性格に応じて多様なエラー制御技法を利用してシステムの信頼度を高めるが、このようなエラー制御技法のうち、最も基本的な方法は、エラー訂正符号を使用することである。

また、無線通信システムにおいて、多重経路フェージングを緩和させるために、ダイバーシチ技術を使用するが、例えば、時間ダイバーシチ、周波数ダイバーシチ、アンテナダイバーシチなどがある。

前記アンテナダイバーシチ方式は、多重アンテナを使用する方式であって、前記アンテナダイバーシチ方式は、受信アンテナを複数使用する受信アンテナダイバーシチ方式、送信アンテナ複数使用する送信アンテナダイバーシチ方式、及び複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを使用する多重入力多重出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）方式に分類される。

ここで、前記ＭＩＭＯ方式は、一種の時空間符号化（ＳＴＣ：Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ）方式であり、前記時空間符号化方式は、予め設定された符号化方式で符号化された信号を複数の送信アンテナを使用して送信することによって、時間領域での符号化方式を空間領域に拡張して、より低いエラー率を達成する方式である。

一方、前記アンテナダイバーシチ方式を效率的に適用するために提案された方式の１つである時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ：Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ）方式は、「Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈ」などにより提案されており（Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈ，「Ｓｐａｃｅ ｔｉｍｅ ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｆｒｏｍ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｄｅｓｉｇｎ，」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｆｏ．，Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．４５，ｐｐ．１４５６−１４６７，Ｊｕｌｙ １９９９），前記時空間ブロック符号化方式は、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｏｕｔｉが提案した送信アンテナダイバーシチ方式（「Ａ ｓｉｍｐｌｅ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，」ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．１６，ｐｐ．１４５１−１４５８，Ｏｃｔ．１９９８）を２個以上の送信アンテナに適用できるように拡張した方式である。

図１は、従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示している。これは、Ｔａｒｏｋｈにより提案されたもので、同図に示すように、変調器１００、直列／並列変換器１０２、時空間ブロック符号化器１０４、及び４個の送信アンテナ１０６、１０８、１１０、１１２で構成される。

図１に示すように、まず、変調器１００は、入力される情報データ（または符号化データ）を予め設定された変調方式で変調して、変調シンボルを出力する。ここで、前記予め設定された変調方式は、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などのような変調方式のうち、いずれかの方式になり得る。

直列／並列変換器１０２は、前記変調器１００からの直列データを並列データに変換して、時空間ブロック符号化器１０４に出力する。ここで、前記変調器１００から出力される直列変調シンボルをｓ_１ｓ_２ｓ_３ｓ_４と仮定する。前記時空間ブロック符号化器１０４は、前記直列／並列変換器１０２から入力された４個のシンボルを時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）して、８個の組み合わせを生成し、前記８個の組み合わせを順に４個の送信アンテナを介して送信する。前記８個の組み合わせを生成するための符号化行列は、下記の数１の通りである。

ここで、Ｇ_４は、４個の送信アンテナを介して送信されるシンボルの符号化行列を示し、ｓ_１，ｓ_２，ｓ_３，ｓ_４は、送信しようとする４個の入力シンボルを示す。前記符号化行列で列（ｃｏｌｕｍｎ）の数は、送信アンテナの数に対応し、行（ｒｏｗ）の数は、前記４個のシンボルを送信するのに必要な時間を示す。すなわち、４個のシンボルが８個の時間区間の間、４個のアンテナを介して送信されることが分かる。

すなわち、第１番目の時間区間では、第１送信アンテナ１０６を介してｓ_１が送信され、第２送信アンテナ１０８を介してｓ_２が送信され、第３送信アンテナ１１０を介してｓ_３が送信され、第４送信アンテナ１１２を介してｓ_４が送信される。このような方式で、第８番目の時間区間では、第１送信アンテナ１０６を介して

が送信され、第２送信アンテナ１０８を介して

が送信され、第３送信アンテナ１１０を介して

が送信され、第４送信アンテナ１１２を介して

が送信される。すなわち、前記時空間符号化器１０４は、ｉ番目のアンテナに前記符号化行列のｉ番目の列のシンボルを順に伝達する。

以上説明したように、前記時空間ブロック符号化器１０４は、入力される４個のシンボルに反転（ｎｅｇａｔｉｖｅ）と共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）を適用して８個のシンボル列を生成し、前記８個のシンボル列を８個の時間区間の間、４個のアンテナ１０６、１０８、１１０、１１２を介して送信する。ここで、それぞれのアンテナに出力されるシンボルシーケンス、すなわち符号化行列の列は、互いに直交性を有するため、ダイバーシチ次数分のダイバーシチ利得を獲得することができる。

図２は、従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の構成を示している。特に、前記図２は、図１の送信機の構造に対応する受信機の構造を示している。

同図に示すように、前記受信機は、複数の受信アンテナ２００〜２０２、チャネル推定器２０４、信号結合器２０６、検出器２０８、並列／直列変換器２１０、及び復調器２１２で構成される。

同図に示すように、まず、図１の送信機から４個の送信アンテナを介して送信された信号は、第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信される。前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれは、受信された信号をチャネル推定器２０４と信号結合器２０６とに出力する。

前記チャネル推定器２０４は、前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信された信号を入力して、チャネル利得を示すチャネル係数を推定して、検出器２０８と前記信号結合器２０６とに出力する。すなわち、前記チャネル推定器２０４は、前記送信機の送信アンテナ１０６、１０８、１１０、１１２から前記受信アンテナ２００〜２０２へのチャネル利得を示すチャネル係数を推定する。

前記信号結合器２０６は、前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信された信号と、前記チャネル推定器２０４から出力されるチャネル係数とを所定の規則に応じて結合して、受信シンボルを出力する。

前記検出器２０８は、前記信号結合器２０６からの前記受信シンボルに前記チャネル推定器２０４からの前記チャネル係数を乗算して推定シンボルを生成し、前記推定シンボルを持って、前記送信機から送信可能な全てのシンボルに対する決定統計量を計算した後、臨界値検出を介して前記送信機が送信したシンボルを検出して出力する。

並列／直列変換器２１０は、前記検出器２０８からの並列データを直列データに変換して出力する。復調器２１２は、前記並列／直列変換器２１０からのシンボルを予め設定された復調方式で復調して、本来の情報データビットに復元する。

上述のＡｌａｍｏｕｔｉの時空間ブロック符号化技術は、２個の送信アンテナを介して複素シンボルを送信しても、送信率を損失せず、送信アンテナの数と同じ、すなわち最大のダイバーシチ次数を得ることができるという利点がある。

一方、前記Ａｌａｍｏｕｔｉの時空間ブロック符号化技術を拡張したＴａｒｏｋｈの方式は、先の図１と図２で説明した通り、相互間に直交的な列を有する行列形態の時空間ブロック符号を使用して、最大ダイバーシチ次数を得る。しかしながら、前記Ｔａｒｏｋｈ方式は、４個の複素シンボルを８個の時間区間の間に送信するため、送信率が１／２に減少する。また、１つのブロック（４個のシンボル）を完全に送信するのに８個の時間区間が必要なため、高速のフェージングの場合、ブロック内でのチャネルの変化により受信性能が劣化するという問題がある。すなわち、４個以上のアンテナを使用して複素シンボルを送信する場合、Ｎ個のシンボルを送信するために、２Ｎ個の時間区間が必要なため、遅延時間が長くなり、送信率が低下するという問題がある。

一方、３個以上の送信アンテナを介して複素信号を送信する多重アンテナシステムにおいて、最大送信率を有する方式を設計するために、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが複素フィールドでの星座回転（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｏｔａｔｉｏｎ）を介して４個の送信アンテナで最大ダイバーシチ最大送信率（ＦＤＦＲ：ｆｕｌｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｕｌｌ ｒａｔｅ）のＳＴＢＣを提案したことがある。

すると、ここで、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した時空間ブロック符号化方式について説明する。

図３は、従来の技術に係るＧｉａｎｎａｋｉｓが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示している。同図に示すように、前記送信機は、変調器３００、プリ符号化器３０２、時空間マッピング器３０４、及び複数の送信アンテナ３０６、３０８、３１０、３１２で構成される。

同図に示すように、まず、変調器３００は、入力される情報データ（または符号化データ）を予め設定された変調方式で変調して、変調シンボルを出力する。ここで、前記予め設定された変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、ＰＡＭ、ＰＳＫ方式などのような変調方式のうちのいずれかの方式になり得る。

前記プリ符号化器３０２は、前記変調器３００からのＮ_ｔ個の変調シンボル（ｄ_１、ｄ_２、ｄ_３、ｄ_４）を信号空間上で信号の回転が発生するように符号化して、Ｎ_ｔ個のシンボルを出力する。説明の便宜上、送信アンテナの数が４個である場合について説明する。ここで、前記変調器３００から出力される４個の変調シンボルで構成されるシンボル列をｄと仮定する。前記プリ符号化器３０２は、前記変調シンボル列ｄを下記の数６のような演算動作を介して、複素ベクトルｒを生成する。

ここで、Θは、プリ符号化行列を示し、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループでは、前記プリ符号化行列として単一行列であるＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を使用している。また、前記プリ符号化行列において、α_ｉは、下記の数７のように表現される。

上述のように、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した時空間符号化方式は、４個の送信アンテナを使用する場合のみならず、４個を超過する個数の送信アンテナに拡張容易な方式である。前記時空間マッピング器３０４は、前記プリ符号化器３０２からのシンボルを下記の数８のように時空間ブロック符号化して出力する。

前記式４においてＳは、４個の送信アンテナ３０６、３０８、３１０、３１２を介して送信されるシンボルの符号化行列を示す。前記符号化行列で列の数は、送信アンテナの数に対応し、行の数は、前記４個のシンボルを送信するのに必要な時間に対応する。すなわち、４個のシンボルが４個の時間区間の間、４個のアンテナを介して送信されることが分かる。

すなわち、第１番目の時間区間では、第１送信アンテナ３０６を介してｒ_１信号を送信し、前記第１送信アンテナ３０６を除いた残りの送信アンテナ３０８、３１０、３１２では如何なる信号も送信しない。第２番目の時間区間では、第２送信アンテナ３０８を介してｒ_２を送信し、前記第２送信アンテナ３０８を除いた残りの送信アンテナ３０６、３１０、３１２では、如何なる信号も送信しない。第３番目の時間区間では、第３送信アンテナ３１０を介してｒ_３を送信し、前記第３アンテナ３１０を除いた残りの送信アンテナ３０６、３０８、３１２では、如何なる信号も送信しない。第４番目の時間区間では、第４送信アンテナ３１２を介してｒ_４を送信し、前記第４送信アンテナ３１２を除いた残りの送信アンテナ３０６、３０８、３１０では、如何なる信号も送信しない。

このように、４個のシンボルが４個の時間区間の間、無線チャネルを介して受信機（図示せず）に受信されると、前記受信機は、ＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）復号化方式で前記変調シンボル列ｄを復元する。

また、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームは、２００３年にＧｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した時空間ブロック符号化方式に比べて、符号化利得に優れたプリ符号化器及び連接符号を提案した。Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームは、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した対角行列（ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）の代わりに、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号を連接して使用することによって、符号化利得を向上させている。説明の便宜上、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームが提案した時空間ブロック符号をＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣ（Ａｌａｍｏｕｔｉ Ｆｕｌｌ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｆｕｌｌ Ｒａｔｅ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅｓ）と称する。

以下、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームが提案した時空間ブロック符号化方式について説明する。

図４は、従来の技術に係るＴａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームが提案した４個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示している。同図に示すように、前記送信機は、プリ符号化器４００、マッピング器４０２、遅延器４０４、２個のＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６、４０８、及び４個の送信アンテナ４１０、４１２、４１４、４１６で構成される。

同図に示すように、まず、プリ符号化器４００は、入力される４個の変調シンボルを信号空間上で信号の回転が発生するように符号化して出力する。ここで、前記プリ符号化器４００に入力される前記４個の変調シンボルをｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，ｄ_４と仮定し、前記４個の変調シンボルで構成されるシンボル列をｄと仮定する。前記プリ符号化器４００は、前記変調シンボル列ｄを下記の数９のような演算動作を介して複素ベクトルｒを生成する。

ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／４），（ｉ＝０，１，２，３）である。

前記マッピング器４０２は、前記プリ符号化器４００からの４個のシンボルを２個ずつグループ化して、２個の成分で構成された２個のベクトル［ｒ_１，ｒ_２］，［ｒ_３，ｒ_４］を出力する。ここで、前記第１番目のベクトル［ｒ_１，ｒ_２］^Ｔは、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６に入力され、第２番目のベクトル［ｒ_３，ｒ_４］^Ｔは、遅延器４０４に入力される。

前記遅延器４０４は、前記第２番目のベクトル［ｒ_３，ｒ_４］^Ｔを一時間区間の間、バッファリングした後、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８に出力する。すなわち、前記マッピング器４０２の第１番目のベクトル［ｒ_１，ｒ_２］^Ｔは、第１番目の時間にＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６に入力され、第２番目のベクトル［ｒ_３，ｒ_４］^Ｔは、第２番目の時間にＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８に入力される。ここで、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器とは、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する符号化器のことを意味する。

前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６は、前記マッピング器４０２からの［ｒ_１，ｒ_２］^Ｔを第１番目及び第２番目の時間区間で第１送信アンテナ４１０及び第２送信アンテナ４１２を介して送信されるように符号化する。そして、前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８は、前記遅延器４０４からの［ｒ_３，ｒ_４］^Ｔを第３番目及び第４番目の時間区間で第３送信アンテナ４１４及び第４送信アンテナ４１６を介して送信されるように符号化する。すなわち、前記マッピング器４０２から出力される４個のシンボルを多重アンテナを介して送信するための符号化行列は、下記の数１０のように表現される。

前記数１０の符号化行列が前記数８で説明した符号化行列と異なる点は、対角行列形態ではなくＡｌａｍｏｕｔｉ方式で具現されるということにある。すなわち、ＡｌａｍｏｕｔｉのＳＴＢＣ方式を使用することで、符号化利得を増加させている。前記符号化行列の第Ｉ番目の行は、第ｉ番目の時間区間に送信されることを示し、第ｊ番目の列は、第ｊ番目の送信アンテナを介して送信されることを示す。

すなわち、第１番目の時間区間では、第１送信アンテナ４１０及び第２送信アンテナ４１２を介して、ｒ_１とｒ_２をそれぞれ送信する。第２番目の時間区間では、第１送信アンテナ４１０及び第２送信アンテナ４１２を介して、

と

をそれぞれ送信する。第３番目の時間区間では、第３送信アンテナ４１４及び第４送信アンテナ４１６を介して、ｒ_３とｒ_４をそれぞれ送信する。第４番目の時間区間では、第３送信アンテナ４１４及び第４送信アンテナ４１６を介して、

と

をそれぞれ送信する。

しかしながら、上述のＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣも、送信機でプリ符号化をするために、プリ符号化器（Ｐｒｅｃｏｄｅｒ）端の全ての構成成分と入力ベクトルとの間の計算が必要なため、符号化の複雑度が高い。例えば、送信アンテナが４個であるとき、プリ符号化器の成分に０が含まれていないため、１６個の項に対して全て演算を行わなければならない。また、受信機も、送信機が送信した信号ｄを復号化するために、最大尤度復号（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｃｏｄｉｎｇ：ＭＬ復号）を行わなければならないため、かなり多い計算量が求められる。また、ＦＤＦＲを満たす周波数空間ブロック符号化技術が全くない状態である。したがって、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を有し、かつ、複雑度及び演算量を最小にすることができる周波数空間ブロック符号化方式に対する研究が必要なのが実情である。

現在、４世帯移動通信システムでは、チャネルのフェージングを減らすために、直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式を使用する傾向にある。特に、複数のユーザを同時に支援する多重ユーザＯＦＤＭシステムが考慮されており、各ユーザは、周波数領域で区分する。したがって、ＯＦＤＭシステムを使用する場合、周波数領域でのチャネルの変化も考慮しなければならないため、周波数空間アンテナダイバーシチを考慮せざるをえない。すなわち、ＯＦＤＭシステムのための周波数空間ブロック符号方式に対する研究が必要なのが実情である。

したがって、本発明の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を有する周波数空間ブロック符号化／復号化装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、演算量及び複雑度を最小にする周波数空間ブロック符号化／復号化装置及び方法を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得と最大送信率を支援し、符号化及び復号化の複雑度の低い周波数空間ブロック符号化／復号化装置及び方法を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、周波数空間ブロック符号を使用するアンテナダイバーシチ装置及び方法を提供することにある。

本発明のさらに他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムに適用するための周波数空間ブロック符号化／復号化装置及び方法を提供することにある。

上記の目的を達成すべく、本発明の一側面によれば、複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムの送信機装置は、単一行列を所定の規則に応じて穿孔したプリ符号化行列を利用して入力されるシンボル列をプリ符号化するプリ符号化器と、前記プリ符号化器からのシンボル列を所定の符号化行列を利用して周波数空間符号化するエンコーダとを備えることを特徴とする。

好ましくは、前記プリ符号化行列は、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から

個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つををシフトした行列であることを特徴とする。

本発明の他の側面によれば、送信機が複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムにおける受信機装置は、少なくとも１つの受信アンテナを介して受信される信号をＯＦＤＭ復調するための少なくとも１つのＯＦＤＭ復調器と、チャネル係数行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとを乗算したチャネル応答行列を生成する行列生成器と、前記行列生成器からのチャネル応答行列のエルミート行列を算出し、前記エルミート行列と前記少なくとも１つのＯＦＤＭ復調器からの信号とを乗算して、Ｎ_Ｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離して出力する信号結合器とを備えることを特徴とする。

好ましくは、１９．前記プリ符号化行列は、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から

個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列であることを特徴とする。

本発明のさらに他の側面によれば、複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムにおける送信機の送信方法は、単一行列を所定の規則に応じて穿孔したプリ符号化行列を利用して入力される複素シンボル列をプリ符号化する過程と、前記プリ符号化されたシンボル列を所定の符号化行列を利用して周波数空間符号化する過程とを含むことを特徴とする。

好ましくは、前記プリ符号化行列は、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から

個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つををシフトした行列であることを特徴とする。

本発明のさらに他の側面によれば、複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムにおける受信機の受信方法は、少なくとも１つの受信アンテナを介して受信される信号をＯＦＤＭ復調するための過程と、チャネル係数行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとを乗算したチャネル応答行列を生成する過程と、前記行列生成器からのチャネル応答行列のエルミート行列を算出する過程と、前記エルミート行列と前記ＯＦＤＭ復調された信号とを乗算して、Ｎ_ｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離する過程と、
前記分離された２個のベクトルをそれぞれ所定の方式で復号して、送信機が送信したシンボルを推定する過程とを含むことを特徴とする。

好ましくは、前記プリ符号化行列は、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から

個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列であることを特徴とする。

本発明のさらに他の側面によれば、送信データをプリ符号化した後、周波数空間符号化する通信システムにおける、プリ符号化行列を生成するための方法は、単一行列を生成する過程と、前記生成された単一行列から列の半を穿孔する過程と、前記穿孔された行列の行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトして、前記プリ符号化行列を生成する過程とを含むことを特徴とする。

以下、本発明に係る添付した図面を参照して、詳細に説明する。下記の説明では、本発明に係る動作を理解するのに必要な部分のみを説明し、その他の部分の説明は、本発明の要旨を不明にしないように省略するものとする。

以下、本発明は、多重アンテナを使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得と最大送信率（ＦＤＦＲ：Ｆｕｌｌ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｆｕｌｌ Ｒａｔｅ）を有する周波数空間ブロック符号化（ＳＦＢＣ：Ｓｐａｃｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ）方式を提案する。特に、本発明は、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を有し、かつ、演算量及び複雑度の低い周波数空間ブロック符号化／復号化装置及び方法について説明する。

図５は、本発明の実施の形態に係る複数Ｎ_１の送信アンテナを使用し、周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける送信機の構成を示している。以下、送信アンテナが４個である場合を仮定して説明する。

同図に示すように、本発明に係る送信機は、プリ符号化器（Ｐｒｅｃｏｄｅｒ）５００、エンコーダ（Ｅｎｃｏｄｅｒ）５０２、複数のＯＦＤＭ変調器５０４、５０６、５０８、５１０、複数の送信アンテナ５１２、５１４、５１６、５１８を備えて構成される。

同図に示すように、一般に、情報データは、チャネルエンコーダ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｎｃｏｄｅｒ）を介して符号化され、変調器を介して変調される。プリ符号化器５００は、入力されるＮ_ｔ（例：４個）のシンボルｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４を信号空間上での信号の回転が発生するように符号化して、４個のシンボルで構成されたベクトルｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，ｒ_４を出力する。特に、前記プリ符号化器５００は、入力されるシンボルを本発明で提案するプリ符号化行列に符号化して、複素ベクトルｒを生成する。本発明で提案するプリ符号化行列については、後に具体的に説明するので、ここではその詳細な説明を省略する。

エンコーダ５０２は、前記プリ符号化器５００からの４個のシンボルを２個ずつグループ化して、２個の成分で構成された２個のベクトル［ｒ_１，ｒ_２］，［ｒ_３，ｒ_４］を生成し、前記２個のベクトルそれぞれをＡｌａｍｏｕｔｉ方式で符号化して、周波数空間マッピングを行う。ここで、前記エンコーダ５０２の動作に応じる符号化行列を説明すると、下記の数１９の通りである。

前記符号化行列において列の数は、送信アンテナの数に対応し、行の数は、用いられるサブキャリアの数に対応する。例えば、所定の基準から第２番目のサブキャリアにマッピングされて、第２番目の送信アンテナを介して送信されるシンボルは、

になる。

すなわち、前記エンコーダ５０２は、４個のアンテナ信号（またはベクトル）

を生成し、それぞれを対応するＯＦＤＭ変調器に出力する。前記

は、第１ＯＦＤＭ変調器５０４に出力され、前記

は、第２ＯＦＤＭ変調器５０６に出力され、前記

は、第３ＯＦＤＭ変調器５０８に出力され、前記

は、第４ＯＦＤＭ変調器５１０に出力される。

前記第１ＯＦＤＭ変調器５０４は、前記エンコーダ５０２からのシンボル［ｒ_１，ｒ_２，０，０］を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当てて、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）し、前記逆高速フーリエ変換された信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換して、第１送信アンテナ５１２を介して送信する。実際に、所定の隣接した４個の副搬送波のうち、第１番目及び第２番目の副搬送波にそれぞれｒ_１とｒ_２がマッピングされ、第３番目及び第４番目の副搬送波には、ナル（ｎｕｌｌ）がマッピングされる。

前記第２ＯＦＤＭ変調器５０６は、前記エンコーダ５０２からのシンボル

を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当てて逆高速フーリエ変換し、前記逆高速フーリエ変換された信号をＲＦ信号に変換して、第２送信アンテナ５１４を介して送信する。

前記第３ＯＦＤＭ変調器５０８は、前記エンコーダ５０２からのシンボル

を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当てて逆高速フーリエ変換し、前記逆高速フーリエ変換された信号をＲＦ信号に変換して、第３送信アンテナ５１６を介して送信する。

前記第４ＯＦＤＭ変調器５１０は、前記エンコーダ５０２からのシンボル

を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当てて逆高速フーリエ変換し、前記逆高速フーリエ変換された信号をＲＦ信号に変換して、第４送信アンテナ５１８を介して送信する。同図において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）は、前記第１、第２、第３及び第４送信アンテナ５１２、５１４、５１６、５１８を介して送信されるシンボルを時間−周波数平面上に示したものである。

このように、本発明は、送信するデータを本発明で新しく提案するプリ符号化器を介してプリ符号化し、前記プリ符号化されたシンボルをＡｌａｍｏｕｔｉ方式で周波数空間マッピングし、前記周波数空間マッピングされたシンボルを１つの時間区間の間、複数のアンテナを介して送信することを特徴とする。

すると、ここで、前記図５のプリ符号化器５００の動作を詳細に説明すると、以下の通りである。

本発明で提案するプリ符号化器５００の説明に先立って、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムの受信機について説明する。

まず、前記受信機に受信される受信信号ｙは、下記の数２９のように表現されることができる。

前記数２９から分かるように、前記受信信号ｙは、４個の時間区間の間、前記受信機で受信した信号及び前記受信した信号の共役で構成されたベクトルで示すことができる。送信機から送信したシンボルを推定するために、受信ベクトルｙにＨ^Ｈを乗算する演算を行う。これを式で表すと、下記の数３０の通りである。ここで、前記Ｈは、チャネル応答行列を示す。

前記数３０から分かるように、全てのシンボルは、２個のチャネルを経験するようになるため、前記図４で説明したプリ符号化器４００を使用しなくても良いことが分かる。

よって、本発明は、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案したシステムと比較して、同じ性能を獲得し、かつ、符号化及び復号化の複雑度（演算量）を最小にし得るプリ符号化器を提案する。

図６は、本発明の実施の形態に係るプリ符号化器５００に備えられるプリ符号化行列生成装置の詳細構成を示す。

同図に示すように、本発明に係るプリ符号化行列生成装置は、行列生成器６００、穿孔機６０２及びシフト器６０４を備えて構成される。

同図に示すように、まず行列生成器６００は、送信アンテナの数に応じるＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を生成して出力する。例えば、送信アンテナの数がＮ_ｔとするとき、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｔサイズのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を発生する。穿孔機６０２は、前記行列生成器６００からのＮ_ｔ×Ｎ_ｔサイズのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列に対して、

個の列を穿孔（ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）して出力する。ここで、前記穿孔機６０２の穿孔動作は、前記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の該当列の成分を「０」に置き換える動作を示す。

シフト器６０４は、前記穿孔機６０２からの前記穿孔されたＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列において、偶数番目の行をシフトして、穿孔されない成分を穿孔された成分の位置に移動して出力する。ここで、前記シフト器６０４が偶数番目の行をシフトする場合を一例に挙げて説明したが、奇数番目の行をシフトしても同じ効果が得られる。また、行を２個ずつグループ化し、グループ化した２個の行のうち何れか１つをシフトしても、同じ効果が得られることはもちろんである。

上述のように、本発明に係るプリ符号化行列は、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｔサイズの行列に対して

個の成分が穿孔されるため、符号化及び復号化の複雑度（演算量）を顕著に減らすことができる。一方、上述の実施形態では、プリ符号化行列を生成する場合を一例に挙げて説明するが、同図の方式で予め生成されたプリ符号化行列をメモリに格納しておき、プリ符号化器５００が必要なときごとにプリ符号化行列を読み出してプリ符号化動作を行うこともできる。

ここで、前記プリ符号化行列生成装置の動作を整理すると、次の通りである。

（１）Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列生成
下記の数３３のようなＮ_ｔ×Ｎ_ｔＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を生成する。ここで、Ｎ_ｔは、上述のように、送信アンテナの数を示す。

ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ−１）

（２）Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列穿孔
前記生成されたＮ_ｔ×Ｎ_ｔサイズのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列において、

部分を穿孔する。ここで、穿孔動作は、前記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の該当列の成分を０に置き換える動作を示すもので、穿孔後の行列は、下記の数３５の通りである。

（３）穿孔された行列の偶数番目の行シフト
前記穿孔されたＮ_ｔ×Ｎ_ｔサイズの前記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列において、偶数番目の行をシフトして、最終プリ符号化行列を生成する。ここで、前記シフト動作は、偶数番目の行の穿孔されない成分を穿孔された成分の位置に移動する動作を示すものであって、シフト後の行列は、下記の数３６の通りである。

ここで、前記

は、

そして、

に設定しても性能の変化がない。また、偶数番目の行をシフトする場合を説明しているが、奇数番目の行をシフトしても良い。

以上、説明したように、送信アンテナの数がＮ_ｔである場合、前記プリ符号化器５００の動作は、下記の数４０の通りである。

ここで、

は、プリ符号化器５００に入力されるシンボル列を示し、

は、前記プリ符号化器５００から出力されるシンボル列を示す。

上記の通りに設計したプリ符号化行列θは、符号化利得を最大化するために、成分値を最適化しなければならない。これは、数学的知識またはシミュレーションを介して可能である。

本発明の実施形態では、最大符号利得を得ることができるプリ符号化行列Θをシミュレーションを介して求めており、その結果を説明すると、以下の通りである。

まず、４個のアンテナを使用するＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＦＢＣシステムでは、下記の数４３のようなプリ符号化行列Θを使用することができる。

ここで、前記

はそれぞれ

を満す。

次に、６個のアンテナを使用するＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＦＢＣシステムでは、下記の数４６のようなプリ符号化行列Θを使用することができる。

一方、８個以上のアンテナを使用するＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＦＢＣシステムでは、下記の数４７のようなプリ符号化行列Θを使用することができる。

ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ／２−１）である。

すると、ここで、図５のような送信機の動作を説明する。

図７は、本発明の実施の形態に係る複数の送信アンテナを使用し、周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける送信機の送信手順を示している。以下、送信アンテナが４個である場合を仮定して説明する。

同図に示すように、まず、送信機は、ステップ７００において、送信しようとするデータ列ｘ（［ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４］）を受け取る。ここで、前記データ列は、符号化と変調を介して生成された複素シンボル列になり得る。以後、前記送信機のプリ符号化器は、ステップ７０２において前記受け取ったデータ列を予め設定されたプリ符号化行列θを利用し符号化して、プリ符号化シンボル列ｒ（［ｒ_１，ｒ_２，ｒ_３，ｒ_４］）を生成する。ここで、前記プリ符号化行列θは、上述のように、Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の半を穿孔し、所定の行をシフトして求められた行列として、前記プリ符号化行列を使用する場合、行列の半が穿孔されたため、符号化及び復号化の複雑度を顕著に減らすことができる。

前記プリ符号化シンボル列ｒを生成した後、前記送信機のエンコーダは、ステップ７０４において、前記シンボル列ｒを構成するシンボルを２個ずつグループ化して、２個のベクトル［ｒ_１，ｒ_２］，「ｒ_３，ｒ_４］を生成する。

そして、前記送信機のエンコーダは、ステップ７０６で前記２個のベクトルをＡｌａｍｏｕｔｉ方式を利用して符号化して、周波数空間マッピングを行う。この過程で、４個のアンテナ信号が生成される。前記４個のアンテナ信号は、先の数１９で説明したように、

である。ここで、１つのアンテナ信号を構成する４個のシンボル（Ｎｕｌｌを含む）は、所定の隣接した４個の副搬送波に割り当てられる。

前記４個のアンテナ信号を生成した後、前記送信機は、ステップ７０８で４個のアンテナ信号それぞれを副搬送波に割り当てて逆高速フーリエ変換し、前記逆高速フーリエ変換された信号をそれぞれラジオＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換して、ＯＦＤＭ変調を行う。以後、前記送信機は、ステップ７１０で前記ＲＦ変調された信号をそれぞれ該当アンテナを介して送信する。

具体的に、前記

を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当ててＯＦＤＭ変調し、前記ＯＦＤＭ変調された信号を第１送信アンテナ５１２を介して送信する。前記

を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当ててＯＦＤＭ変調し、前記ＯＦＤＭ変調された信号を第２送信アンテナ５１４を介して送信する。前記

を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当ててＯＦＤＭ変調し、前記ＯＦＤＭ変調された信号を第３送信アンテナ５１６を介して送信する。前記

を所定の隣接した４個の副搬送波に割り当ててＯＦＤＭ変調し、前記ＯＦＤＭ変調された信号を第４送信アンテナ５１８を介して送信する。

すると、以下では、前記図５の送信機に対応する受信機について説明する。

図８は、本発明の一実施の形態に係る周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける受信機の構成を示している。以下、送信機の送信アンテナが４個である場合を仮定して説明する。

同図に示すように、本発明に係る受信機は、複数の受信アンテナ８００〜８０２、複数のＯＦＤＭ復調器８０４〜８０６、チャネル推定器８０８、チャネル応答行列生成器８１０、信号結合器８１２、第１信号決定器８１４、及び第２信号決定器８１５を備えて構成される。ここで、前記受信アンテナの数と送信機の送信アンテナの数が異なる場合を仮定しているが、前記送信機の送信アンテナの数と受信機の受信アンテナの数は、同じであっても良いことは勿論である。

同図に示すように、まず送信機の送信アンテナ５１２〜５１８を介して送信された信号は、第１受信アンテナ８００〜第Ｐ受信アンテナ８０２それぞれを介して受信される。前記第１受信アンテナ８００〜第Ｐ受信アンテナ８０２それぞれは、受信された信号を対応するＯＦＤＭ変調器に出力する。

前記ＯＦＤＭ復調器８０４〜８０６それぞれは、対応する受信アンテナからの受信信号をベースバンド信号に変換し、前記ベースバンド信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）して、ＯＦＤＭ復調を行う。前記ＯＦＤＭ復調器８０４〜８０６それぞれは、前記ＯＦＤＭ復調されたデータを前記チャネル推定器８０８と前記信号結合器８１２に出力する。

前記チャネル推定器８０８は、前記ＯＦＤＭ復調器８０４〜８０６からのＯＦＤＭ復調されたデータをもって、チャネル利得を示すチャネル係数を推定する。前記推定されたチャネル係数は、前記チャネル応答行列生成器８１０に提供される。

ここで、前記受信機の受信アンテナの数を１つと仮定すると、前記１個の受信アンテナを介して受信された信号は、下記の数５３のように表すことができる。

ここで、前記ｙは、受信アンテナを介して受信された受信ベクトルを示し、前記Ｈは、チャネル係数行列を示し、前記θは、プリ符号化行列を示し、前記ｎは、雑音ベクトルを示す。

前記チャネル推定器８０８は、前記数５４のような受信信号ｙを入力してチャネル推定し、前記チャネル推定結果（チャネル係数）を前記チャネル応答行列生成器８１０に出力する。前記チャネル応答行列生成器８１０は、前記チャネル推定器８０８からのチャネル係数をもって、下記の数５５のようなチャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗを生成する。ここで、前記チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗは、前記数５４から分かるように、チャネル係数行列Ｈと予め知っているプリ符号化行列θとの積により、算出されることができる。前記チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗは、前記信号結合器８１２及び前記信号決定器８１４、６１５に提供される。

前記信号結合器８１２は、前記ＯＦＤＭ復調器８０４〜８０６からのＯＦＤＭ復調されたデータと、前記チャネル応答行列生成器８１０からのチャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗとを所定の規則に応じて結合して、Ｎ_ｔサイズのベクトルを出力する。具体的に、前記信号結合器８１２は、前記チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗのエルミート（ｈｅｒｍｉｔｉａｎ）行列

を求め、前記ＯＦＤＭ復調器８０４〜８０６からの受信信号ｙを乗算して、ベクトルｙ´を出力する。このとき、前記ベクトルｙ´を構成するシンボルの数がＮ_ｔと仮定する場合、前記シンボル列で第１番目のシンボルからＮ_ｔ／２番目のシンボルまでは、前記第１信号決定器８１４に提供され、第Ｎ_ｔ／２＋１番目のシンボルから第Ｎ_ｔ番目のシンボルまでは、前記第２信号決定器８１５に提供される。

前記第１信号決定器８１４は、前記チャネル応答行列生成器８１０からのチャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗ、及び前記信号結合器８１２からのベクトルを持って、例えば、最大尤度復号（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）を行って、送信機が送信したシンボルを推定して出力する。前記第２信号決定器８１５は、前記チャネル応答行列生成器８１０からのチャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗ、及び前記信号結合器８１２からのベクトルを持って、最大尤度復号を行って、送信機が送信したシンボルを推定して出力する。このように、本発明は、サイズＮ_ｔ／２の最大尤度復号を行うため、サイズＮ_ｔの最大尤度復号に比べて、計算量を顕著に減らすことができる。

ここで、上述の受信機の動作を数学的に整理すると、次の通りである。

まず、前記チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗのエルミート行列と、前記チャネル応答行列

とを乗算すると、下記の数５７の通りである。

ここで、前記

であり、
前記

である。

一方、前記信号結合器８１２から発生する前記

と、前記受信信号ｙとの積は、下記の数６１のように表すことができる。

前記数６１に示したように、

と

からｘ_１とｘ_２を推定することができ、

と

からｘ_３とｘ_４を推定できることが分かる。したがって、前記送信機が送信したシンボルｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４を推定する方法は、下記の数６６の通りに表すことができる。

ここで、

であり、

で、

であり、

で、

であり、

であり、

である。このように、送信機が送信したシンボルｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４をｘ_１，ｘ_２とｘ_３，ｘ_４に分類して推定することができる。

すなわち、前記第１信号決定器８１４は、上述の方式でｘ_１，ｘ_２を推定して、

を出力し、前記第２信号決定器８１５は、ｘ_３，ｘ_４に対した推定値

を決定して出力する。このように決定されたシンボルは、復調及び復号化を経て、本来の情報データに復元される。

すると、ここで、図８のような受信機の動作を説明する。

図９は、本発明の実施の形態に係る周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける受信機の受信手順を示している。

同図に示すように、まず受信機は、ステップ９００で複数の受信アンテナを介して受信される信号をそれぞれＯＦＤＭ復調し、前記ＯＦＤＭ復調されたデータをもって、送信機と受信機との間のチャネル利得を示すチャネル係数を推定する。

以後、前記受信機は、ステップ９０２で前記推定されたチャネル係数をもって、チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗを生成する。ここで、前記チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗは、上述のように、推定された係数をもって生成されたチャネル係数行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとの積により算出される。前記チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗを生成した後、前記受信機は、ステップ９０４で前記ＯＦＤＭ復調されたデータと前記チャネル応答行列Ｈ_ｎｅｗとを所定の規則に応じて結合して、Ｎ_ｔ個のシンボルで構成されたベクトルを算出する。前記チャネル応答行列のエルミート行列を算出し、前記エルミート行列と前記ＯＦＤＭ復調されたデータとを乗算して、送信機が送信したベクトルを算出する。

以後、前記受信機は、ステップ９０６で前記ベクトルを２つに分離し、前記２個のベクトルそれぞれに対して最大尤度復号を行って、送信機が送信したシンボルを決定する。このように決定されたシンボルは、復調及び復号化を経て、本来の情報データに復元される。

以上、説明したように、従来のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列をそのままプリ符号化行列として使用すると、サイズ４の最大尤度復号を行わなければならないが、本発明で提案するプリ符号化行列を使用すると、サイズ２の最大尤度復号を行うため、複雑度（演算量）を顕著に減らすことができる。また、符号化利得を最大化するためには、プリ符号化行列を最適化させなければならない。上述のように、前記プリ符号化行列の最適化は、数学的知識またはシミュレーションを介して可能である。

例えば、送信アンテナが４個であるときに用いられるプリ符号化行列の最適化を説明すると、次の通りである。

図１０は、本発明で提案するプリ符号化行列（数４３を参照）の

に対して、θ_０とθ_１を０゜から３６０゜まで１゜ずつ変化させる場合の符号化利得を示すシミュレーション結果グラフである。

同図に示すように、ｘ軸はθ_０の値を示し、ｙ軸は、θ_１の値を示し、ｚ軸は、符号化利得を示す。図面で太線で表示した地点でのθ_０の値と、θ_１の値が最大符号化利得を示す場合のθ_０の値と、θ_１の値である。同図に示したように、符号化利得を最大化させるためには、下記の数７７の条件を満さなければならない。

したがって、前記数７７の条件を満す全てのθ_０、θ_１の値に対して、同じ性能を獲得できることが分かり、よって、本発明で提案するプリ符号化行列に応じる周波数空間ブロック符号の種類は、無数に多く生成されることが分かる。

ここで、従来の技術で説明された時空間ブロック符号化方式と本発明で提案する周波数空間ブロック符号化方式との復号化の複雑度を比較すると、次の通りである。

図１１は、本発明で提案する周波数空間ブロック符号化方式と、従来の技術で説明された時空間ブロック符号化方式との性能を示すグラフである。

特に、本発明で提案する周波数空間ブロック符号化方式と、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式と、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式（Ａ−ＳＴ−ＣＲ）及びダイバーシチを使用しない場合（Ｎｏ Ｄｉｖ）の性能曲線を示している。

同図に示すように、変調方式としてＱＰＳＫを使用する場合の性能曲線であり、ｘ軸は、信号対雑音比（ＳＮＲ）を示し、ｙ軸は、ビットエラー率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を示す。図面から分かるように、同じチャネル（ＳＮＲ）で本発明が提案する周波数空間ブロック符号化方式とＴａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式とが、他の方式に比べてビットエラー率において優れた性能を示していることが分かる。

しかしながら、本発明は、上述のように、新しいプリ符号化器を使用することによって、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案した方式に比べて、符号化及び復号化の複雑度（演算量）を顕著に減らしている。

例えば、２^ｍの複素信号を使用する場合を仮定すると、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案したプリ符号化器の場合、

の復号化の複雑度を有する。しかしながら、本発明で提案するプリ符号化器の場合、

の復号化の複雑度を有するため、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案したプリ符号化器の復号化の複雑度に比べて、復号化の複雑度が顕著に減少することが分かる。

一例として、前記送信機で変調方式として１６ＱＡＭ方式を使用すると仮定する場合、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案したプリ符号化器の復号化の複雑度は、

であり、本発明で提案するプリ符号化器の復号化の複雑度は、

である。したがって、

の関係を有するため、演算量が顕著に減少することが分かる。

上述のように、本発明は、ＯＦＤＭシステムに適用するための周波数空間ブロック符号化方式を提案している。特に、本発明に係る周波数空間ブロック符号化方式は、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を支援し、かつ、符号化及び復号化の複雑度（演算量）を最小化するという利点を有する。

上述した本発明の好ましい実施の形態は、例示の目的のために開示されたものであり、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者であれば、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲内で、様々な置換、変形、及び変更が可能であり、このような置換、変更などは、特許請求の範囲に属するものである。

従来の技術に係るＶａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 図１の送信機の構造に対応する受信機の構造を示す図である。 従来の技術に係るＧｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 従来の技術に係るＴａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究グループが提案した４個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る複数Ｎ_１の送信アンテナを使用し、周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 図５のプリ符号化器５００のプリ符号化行列生成装置の詳細構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る複数の送信アンテナを使用し、周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける送信機の送信手順を示す図である。 本発明の実施の形態に係る周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける受信機の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係る周波数空間ブロック符号化方式を使用するＯＦＤＭ移動通信システムにおける受信機の受信手順を示す図である。 本発明で提案するプリ符号化行列のα_０＝exp^−ｊθ0，α_１＝exp^−ｊθ1（０≦θ_０，θ_１≦２π）に対して、θ_０とθ_１を０゜から３６０゜まで１゜ずつ変化させる場合の符号化利得を示すシミュレーション結果のグラフである。 本発明で提案する周波数空間ブロック符号化方式と従来の技術で説明された時空間ブロック符号化方式の性能を示すグラフである。

符号の説明

５００ プリ符号化器（Ｐｒｅｃｏｄｅｒ）
５０２ エンコーダ（Ｅｎｃｏｄｅｒ）
５０４、５０６、５０８、５１０ ＯＦＤＭ変調器
５１２、５１４、５１６、５１８ 送信アンテナ

Claims (42)

1. 複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムの送信機装置において、
   単一行列を所定の規則に応じて穿孔したプリ符号化行列を利用して入力されるシンボル列をプリ符号化するプリ符号化器と、
   前記プリ符号化器からのシンボル列を所定の符号化行列を利用して周波数空間符号化するエンコーダとを備え、
   前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
   

   

   個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
   ことを特徴とする装置。
2. 前記エンコーダは、前記プリ符号化器からのシンボル列を２個ずつグループ化して、複数のベクトルを構成し、前記複数のベクトルそれぞれをＡｌａｍｏｕｔｉ符号化して、周波数−空間マッピングされたシンボルそれぞれを対応するＯＦＤＭ変調器に出力することを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 前記周波数空間符号化のための符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   

   ここで、
   

   

   は、プリ符号化器の出力シンボルを示し、前記行列Ｓの第ｉ番目の行（ｒｏｗ）は、所定の基準から第ｉ番目の副搬送波にマッピングされ、第ｊ番目の列（ｃｏｌｕｍｎ）は、第ｊ番目のアンテナにマッピングされる。
4. 前記エンコーダからの複数のベクトルそれぞれを所定の隣接した副搬送波に割り当てて、逆高速フーリエ変換しＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号に変換して、対応するアンテナを介して送信するための複数のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）変調器をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
5. 送信データを符号化して符号シンボルを発生する符号器と、
   前記符号器からの符号シンボルを変調して、前記プリ符号化器に提供する変調器と
   をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の装置。
6. 前記送信アンテナの数Ｎ _ｔ が４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   

   ここで、
   

   

   であり、
   

   

   である。
7. 前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   
8. 前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
   

   

   ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ／２−１）である。
9. 送信データをプリ符号化した後、周波数空間符号化する通信システムにおける、プリ符号化行列を生成するための装置において、
   単一行列を生成する行列生成器と、
   前記生成された単一行列から列の半分を穿孔する穿孔機と、
   前記穿孔された行列の行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトして、前記プリ符号化行列を生成するシフト器と
   を備えることを特徴とする装置。
10. 前記単一行列は、「Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ」行列であることを特徴とする請求項９に記載の装置。
11. 送信アンテナの数Ｎ _ｔ が４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項９に記載の装置。
    

    

    ここで、
    

    

    であり、
    

    

    である。
12. 送信アンテナの数Ｎ _ｔ が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項９に記載の装置。
    

    
13. 送信アンテナの数Ｎ_ｔ が偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項９に記載の装置。
    

    

    ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ／２−１）である。
14. 送信機が複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムにおける受信機装置において、
    少なくとも１つの受信アンテナを介して受信される信号をＯＦＤＭ復調するための少なくとも１つのＯＦＤＭ復調器と、
    チャネル係数行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとを乗算したチャネル応答行列を生成する行列生成器と、
    前記行列生成器からのチャネル応答行列のエルミート行列を算出し、前記エルミート行列と前記少なくとも１つのＯＦＤＭ復調器からの信号とを乗算して、Ｎ _ｔ サイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離して出力する信号結合器とを備え、
    前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
    

    

    個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
    ことを特徴とする装置。
15. 前記信号結合器からの２個のベクトルをそれぞれ所定の方式で復号して、送信機が送信したシンボルを推定する信号決定器をさらに備えることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
16. 前記所定の復号化方式は、最大尤度復号であることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
17. 前記少なくとも１つのＯＦＤＭ復調器からの信号を利用してチャネル係数を算出して、前記行列生成器に提供するチャネル推定器と、
    前記信号決定器からの推定シンボルを復調するための復調器と、
    前記復調器からの復調シンボルを復号するための復号器と
    をさらに備えることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
18. 前記送信アンテナの数Ｎ _ｔ が４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
    

    

    ここで、
    

    

    であり、
    

    

    である。
19. 前記送信アンテナの数Ｎ _ｔ が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
    

    
20. 前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項１４に記載の装置。
    

    

    ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ／２−１）である。
21. 複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムにおける送信方法において、
    単一行列を所定の規則に応じて穿孔したプリ符号化行列を利用して入力される複素シンボル列をプリ符号化する過程と、
    前記プリ符号化されたシンボル列を所定の符号化行列を利用して周波数空間符号化する過程とを含み、
    前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
    

    

    個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
    ことを特徴とする方法。
22. 前記周波数空間符号化のための符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
    

    

    ここで、
    

    

    は、プリ符号化器の出力シンボルを示し、前記行列Ｓの第ｉ番目の行は、所定の基準から第ｉ番目の副搬送波にマッピングされ、第ｊ番目の列は、第ｊ番目のアンテナにマッピングされる。
23. 前記周波数空間符号化過程を介して生成された複数のベクトルそれぞれを所定の隣接した副搬送波に割り当てて、逆高速フーリエ変換し、ＲＦ信号に変換して、対応するアンテナを介して送信するための過程をさらに含むことを特徴とする請求項２１に記載の方法。
24. 送信データを符号化して、符号シンボルを発生する過程と、
    前記符号シンボルを変調して、前記複素シンボル列を発生する過程と
    をさらに含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
25. 前記送信アンテナの数Ｎ _ｔ が４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
    

    

    ここで、
    

    

    であり、
    

    

    である。
26. 前記送信アンテナの数Ｎ _ｔ が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
    

    
27. 前記送信アンテナの数Ｎ _ｔ が偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
    

    

    ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ／２−１）である。
28. 送信データをプリ符号化した後、周波数空間符号化する通信システムにおける、プリ符号化行列を生成するための方法において、
    単一行列を生成する過程と、
    前記生成された単一行列から列の半分を穿孔する過程と、
    前記穿孔された行列の行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトして、前記プリ符号化行列を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
29. 前記単一行列は、「Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ」行列であることを特徴とする請求項２８に記載の方法。
30. 送信アンテナの数Ｎ _ｔ が４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項２８に記載の方法。
    

    

    ここで、
    

    

    であり、
    

    

    である。
31. 送信アンテナの数Ｎ _ｔ が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項２８に記載の方法。
    

    
32. 送信アンテナの数Ｎ _ｔ が偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項２８に記載の方法。
    

    

    ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ／２−１）である。
33. 送信機が複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する通信システムにおける受信機の受信方法において、
    少なくとも１つの受信アンテナを介して受信される信号をＯＦＤＭ復調するための過程と、
    チャネル係数行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとを乗算したチャネル応答行列を生成する過程と、
    前記行列生成過程で生成されたチャネル応答行列のエルミート行列を算出する過程と、
    前記エルミート行列と前記ＯＦＤＭ復調された信号とを乗算して、Ｎ_ｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離する過程と、
    前記分離された２個のベクトルをそれぞれ所定の方式で復号して、送信機が送信したシンボルを推定する過程とを含み、
    前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
    

    

    個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
    ことを特徴とする方法。
34. 前記所定の復号化方式は、最大尤度復号であることを特徴とする請求項３３に記載の方法。
35. 前記ＯＦＤＭ復調された信号を利用してチャネル係数を算出して、前記チャネル係数行列を生成する過程と、
    前記推定されたシンボルを復調して、復調シンボルを生成する過程と、
    前記復調シンボルを復号して、本来の情報データに復元する過程と
    をさらに含むことを特徴とする請求項３３に記載の方法。
36. 前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項３３に記載の方法。
    

    

    ここで、
    

    

    であり、
    

    

    である。
37. 前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項３３に記載の方法。
    

    
38. 前記送信アンテナの数Ｎ_ｔが偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記の式の通りであることを特徴とする請求項３３に記載の方法。
    

    

    ここで、α_ｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎ_ｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎ_ｔ／２−１）である。
39. 複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する直交周波数分割多重通信システムの送信機装置において、
    単一行列を所定の規則に応じて穿孔したプリ符号化行列を利用して、入力されるシンボル列をプリ符号化するプリ符号化器と、
    前記プリ符号化器からのシンボル列を所定の符号化行列を利用して周波数空間符号化するエンコーダとを備え、
    前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
    

    

    個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
    ことを特徴とする装置。
40. 送信機が複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する直交周波数分割多重通信システムにおける受信機装置において、
    少なくとも１つの受信アンテナを介して受信される信号をＯＦＤＭ復調するための少なくとも１つのＯＦＤＭ復調器と、
    チャネル係数行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとを乗算したチャネル応答行列を生成する行列生成器と、
    前記行列生成器からのチャネル応答行列のエルミート行列を算出し、前記エルミート行列と前記少なくとも１つのＯＦＤＭ復調器からの信号とを乗算して、Ｎ_ｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離して出力する信号結合器とを備え、
    前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
    

    

    個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
    ことを特徴とする装置。
41. 複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する直交周波数分割多重通信システムにおける送信方法において、
    単一行列を所定の規則に応じて穿孔したプリ符号化行列を利用して、入力される複素シンボル列をプリ符号化する過程と、
    前記プリ符号化されたシンボル列を所定の符号化行列を利用して周波数空間符号化する過程とを含み、
    前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
    

    

    個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
    ことを特徴とする方法。
42. 送信機が複数Ｎ_ｔの送信アンテナを使用する直交周波数分割多重通信システムにおける受信機の受信方法において、
    少なくとも１つの受信アンテナを介して受信される信号をＯＦＤＭ復調するための過程と、
    チャネル係数行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとを乗算したチャネル応答行列を生成する過程と、
    前記行列生成過程で生成されたチャネル応答行列のエルミート行列を算出する過程と、
    前記エルミート行列と前記ＯＦＤＭ復調された信号とを乗算して、Ｎ_ｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離する過程と、
    前記分離された２個のベクトルをそれぞれ所定の方式で復号して、送信機が送信したシンボルを推定する過程とを含み、
    前記プリ符号化行列は、Ｎ _ｔ ×Ｎ _ｔ のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から
    

    

    個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列である
    ことを特徴とする方法。

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