JP2008244623A - 半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

【課題】単一外部電源を用い反転型チャージポンプ回路を内蔵した構成であっても、外部電源電圧の最大値が低く制限されず、また、外部電源にリップルが発生した場合においても、出力信号に発生する影響を低減する。
【解決手段】外部電源１６から所定の定電圧を生成する定電圧レギュレータ３と、定電圧レギュレータの出力を電源とする反転型チャージポンプ回路２と、チャージポンプ回路が出力する負電圧を基準電圧とするアンプ回路４とを備え、定電圧レギュレータの出力電圧は、チャージポンプ回路の耐圧を超えないように設定され、定電圧レギュレータおよびアンプ回路に対して単一の外部電源から電源が供給される。外部電源の電圧が増加してもチャージポンプ回路の負電圧出力は変化せず、アンプ回路の耐圧を考慮した場合の外部電源電圧の最大値を大きくすることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、チャージポンプ回路方式のＤＣ−ＤＣコンバータを有し、その出力をアンプ回路の基準電圧とするように構成された半導体集積回路に関するものである。

従来、ヘッドフォンアンプや映像ドライバなどの半導体回路においては、出力信号のバイアス電圧として接地電位が必要とされるにもかかわらず、回路の基準電位を接地電位としていたために、出力信号のバイアス電圧が正である。そのため、出力と負荷の間にデカップリングコンデンサを接続して、バイアス電圧を接地電位に変換する必要があった。しかし近年、半導体回路に負電源を内蔵し、基準電圧を負とすることによって、出力信号のバイアス電圧を変換することなく接地電位とすることができる半導体回路が普及してきている。このような半導体回路においては、負電源を発生させる手段として反転型のチャージポンプ回路が用いられている。

このような負電源を内蔵した半導体回路の一例が、例えば特許文献１に開示されている。以下、特許文献１に開示された半導体回路について、図２を用いて説明する。

図２において、２１は半導体チップであり、反転型チャージポンプ回路２２、およびアンプ回路２３を内蔵している。半導体チップ２１には、外部電源２４から電源電圧（ＶＣＣ）が供給され、チャージポンプ回路２２には、フライングコンデンサ２５および出力コンデンサ２６が接続されている。

反転型チャージポンプ回路２２は、外部電源２４を電源として、外部電源２４からの電源電圧（ＶＣＣ）を反転した負電圧をチャージポンプ出力端子２７に出力する。このときチャージポンプ出力負電圧の絶対値は、外部電源２４からの電源電圧とほぼ等しい値（−ＶＣＣ）となる。アンプ回路２３は、チャージポンプ出力負電圧（−ＶＣＣ）を基準電圧、外部電源２４を電源として動作する。

アンプ回路２３への入力信号は信号入力端子２８から入力され、アンプ回路２３からの出力信号は信号出力端子２９から出力される。

このようにチャージポンプ回路２２とアンプ回路２３に供給される外部電源２４を共通化することにより、単一電源で負電源回路を半導体内部に内蔵することを可能にしている。
米国特許第５，２８９，１３７号明細書

しかしながら、特許文献１に開示された回路においては、チャージポンプ回路２２およびアンプ回路２３の耐圧を超えないようにするために、外部電源２４の電圧の最大値を低く制限しなくてはならないという欠点がある。

半導体チップ２１を使用するセット側の利便性を考慮した場合、外部電源２４の電圧の最大値を低く制限するのは好ましくない。高耐圧の素子を用いて回路を構成すればこのような問題は発生しないが、コスト面や省電力性に優れたＣＭＯＳ回路を用いる場合には、このような問題に対処することが重要となる。

以下、この問題点について図２を用いて説明する。図２において、チャージポンプ回路２２の出力負電圧は外部電源２４に連動して変化し、外部電源電圧が＋ＶＣＣならばチャージポンプ出力負電圧はほぼ−ＶＣＣとなる。したがって、外部電源２４の電圧がΔＶＣＣだけ増加したとすれば、チャージポンプ回路２２およびアンプ回路２３にかかる電圧は２×ΔＶＣＣだけ増加することになる。

回路の耐圧をＶｒとすれば、許容されるΔＶＣＣは、
ΔＶＣＣ＜（Ｖｒ−ＶＣＣ）／２
となる。

このように、チャージポンプ回路による出力負電圧を基準電圧としたアンプは、基準電位を接地電位としたアンプと比較して、外部電源電圧の通常値からの増加量を低く抑えなくてはならない。

さらに、外部電源２４にリップルが発生した場合、チャージポンプ回路２２の負電圧出力にも位相が１８０°ずれて同様の大きさを持つリップルが重畳される。そのため、アンプ回路２３には外部電源２４および基準電圧の２系統からリップルが入力されることになり、出力信号には、基準電位を接地電位としたアンプと比較して大きなリップルが発生することになる。

上記の問題点に鑑み、本発明は、単一外部電源を用い反転型チャージポンプ回路を内蔵した構成であっても、外部電源電圧の最大値が低く制限されない半導体回路を提供することを目的とする。また、外部電源にリップルが発生した場合においても、出力信号に発生する影響を低減することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の半導体集積回路は、外部電源から所定の定電圧を生成する定電圧レギュレータと、前記定電圧レギュレータの出力を電源とする反転型チャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路が出力する負電圧を基準電圧とするアンプ回路とを備え、前記定電圧レギュレータの出力電圧は、前記チャージポンプ回路の耐圧を超えないように設定され、前記定電圧レギュレータおよび前記アンプ回路に対して単一の外部電源から電源が供給される。

上記構成のチャージポンプ回路によれば、半導体回路に供給される単一外部電源の電圧が増加しても定電圧レギュレータの出力電圧は変化しないため、チャージポンプ回路に供給される電源電圧は変化せず、チャージポンプ回路の負電圧出力の変化を防ぐことができる。したがって、外部電源電圧が増加しても、チャージポンプ回路にかかる電圧は常に一定となり、またアンプ回路にかかる電圧の増加量も外部電源電圧の増加量のみにおさえることが可能となり、耐圧を考慮した場合の外部電源電圧の最大値を大きくすることができる。

さらに、外部電源にリップルが発生した場合でも、レギュレータ出力に発生するリップルの大きさは外部電源に比べて大きく減衰される、したがって、チャージポンプ出力に発生するリップルの大きさを低減することができるため、チャージポンプ回路の電源を外部電源にした場合と比較して、リップルによるアンプ回路への影響を低減することができる。

本発明の半導体集積回路において、前記定電圧レギュレータは、非反転アンプを構成するオペアンプと、前記オペアンプに基準電圧を供給するバンドギャップ定電圧源とを備え、前記定電圧レギュレータの電圧を前記オペアンプにより増幅して出力する構成とすることができる。

以下に、本発明の実施形態における半導体集積回路について、図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施形態における半導体集積回路を示すブロック回路図である。

図１において、１は半導体チップであり、チャージポンプ回路２、定電圧レギュレータ回路３、および信号を増幅するアンプ回路４を有する。アンプ回路４は、オペアンプ５、および抵抗６，７により構成されている。レギュレータ回路３は、オペアンプ８、バンドギャップ定電圧源９、および抵抗１０，１１により構成されている。アンプ回路４への入力信号は信号入力端子１２から入力され、アンプ回路４からの出力信号は信号出力端子１３から出力される。

半導体チップ１に対する外付けにより、チャージポンプ回路２のフライングコンデンサ１４および出力コンデンサ１５が接続されている。また、外部電源１６から、オペアンプ５、８に対して電源電圧が供給される。レギュレータ回路３の出力は、チャージポンプ回路２の電源として供給される。また、アンプ回路４の基準電圧として、チャージポンプ回路２の出力が供給される。

レギュレータ回路３は、オペアンプ８により非反転アンプを構成しており、バンドギャップ定電圧源９を基準電圧として、これをオペアンプ８により増幅した電圧を出力する。その増幅率は抵抗１０、１１の比で決まる。バンドギャップ定電圧源９が出力するバンドギャップ電圧をＶＢＧ、抵抗１０，１１の抵抗値をそれぞれＲ１０，Ｒ１１とし、レギュレータ回路３の出力であるレギュレータ出力電圧をＶＲＥＧとすると、
ＶＲＥＧ＝ＶＢＧ×｛１＋（Ｒ１１／Ｒ１０）｝
となる。

アンプ回路４が必要とする負電圧を−ＶＳＳとするならば、ＶＲＥＧ＝ＶＳＳとなるように抵抗１０，１１の比が設定される。レギュレータ回路３の出力はチャージポンプ回路２の電源として使用されるため、レギュレータ回路３の出力に必要とされる電流能力は、チャージポンプ回路２がフライングコンデンサ１４に充電する際に流れる最大電流を流すことができるように決定される。この電流量はかなり大きなものとなるため、レギュレータ回路３を構成するオペアンプ８の出力トランジスタサイズは充分に大きなものにする必要がある。さらに、一般的にチャージポンプ回路のスイッチング周波数は数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚとなるので、レギュレータ回路３は数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚの周波数で電流を供給した場合でも出力が充分に低インピーダンスである必要がある。

上記のようにレギュレータ回路３を構成すると、バンドギャップ定電圧源９が外部電源１６の電圧にかかわらず一定値であるため、その電圧を基準として増幅した出力電圧も一定値である。レギュレータ出力を電源とするチャージポンプ回路２の出力負電圧は、レギュレータ出力電圧を反転したものであり、レギュレータ出力をＶＲＥＧとすると、チャージポンプ回路２が発生する負電圧は−ＶＲＥＧとなり、この値も一定となる。このとき、チャージポンプ回路２にかかる電圧は、
ＶＲＥＧ−（−ＶＲＥＧ）＝２×ＶＲＥＧ
となり、外部電源１６が供給する電圧によらず一定の値となる。したがってチャージポンプ回路２に関しては、２×ＶＲＥＧが回路の耐圧を超えないようにレギュレータ出力電圧を設定すれば、外部電源１６の電圧の値は制限を受けない。

また、アンプ回路４は反転アンプを構成しており、接地電位を基準として、入力信号を増幅して出力する。オペアンプ５はチャージポンプ回路２の出力負電圧（−ＶＲＥＧ）を基準電圧として使用しているため、入力信号のバイアス電圧は０Ｖとすることができ、バイアス電圧を変換することなく増幅・出力することができる回路となっている。

アンプ回路４の出力電圧は、抵抗６，７の抵抗値をＲ６，Ｒ７、入出力ＡＣ信号の実効値をＶｉｎ，Ｖｏｕｔとすれば、
Ｖｏｕｔ＝（Ｒ７／Ｒ６）×Ｖｉｎ
となる。

アンプ回路４は外部電源１６を電源としているため、回路にかかる電圧は、外部電源１６の電圧をＶＣＣとすると、
ＶＣＣ−ＶＲＥＧ
となる。ここで外部電源電圧がΔＶＣＣだけ増加したとすると、アンプ回路４にかかる電圧もΔＶＣＣだけ増加することになる。このような場合において、従来例の回路構成では、許容されるΔＶＣＣは回路の耐圧をＶｒとすると、ΔＶＣＣ＜（Ｖｒ−ＶＣＣ）／２ であったが、本発明の構成においては、
ΔＶＣＣ＜Ｖｒ−ＶＣＣ
となり、許容されるΔＶＣＣを従来の２倍とすることができる。このように、本実施の形態によれば、単一外部電源で反転型チャージポンプ回路を内蔵した半導体回路においても、従来より外部電源の変動幅を大きく確保することが可能となる。

また外部電源１６にリップルが発生した場合、従来例においては、そのリップルが位相が１８０°ずれて大きさはそのままでチャージポンプ出力に発生していたため、アンプ回路の出力信号に対する影響は大きかった。これに対して、本実施の形態では、レギュレータ出力が外部電源１６のリップルから受ける影響は小さいため、レギュレータ出力を電源としているチャージポンプ回路２の出力に対しても、外部電源１６のリップルの影響は小さくなる。したがって、アンプ回路４に入力されるリップルは外部電源１６からのものだけとなり、従来例よりもリップルによる出力信号への影響は低減される。

本発明の半導体集積回路によれば、チャージポンプ回路を内蔵した場合の回路素子の耐圧により外部電源電圧の最大値が低く制限されることがなく、ヘッドフォンアンプや映像ドライバなどに有用である。

本発明の実施の形態における半導体集積回路を示すブロック回路図 従来例の半導体集積回路を示すブロック回路図

符号の説明

１，２１ 半導体チップ
２，２２ チャージポンプ回路
３ レギュレータ回路
４，２３ アンプ回路
５、８ オペアンプ
６，７，１０，１１ 抵抗
９ バンドギャップ定電圧源
１２、２８ 信号入力端子
１３、２９ 信号出力端子
１４，２５ チャージポンプ用フライングコンデンサ
１５，２６ チャージポンプ用出力コンデンサ
１６，２４ 外部電源
２７ チャージポンプ出力端子

Claims (2)

1. 外部電源から所定の定電圧を生成する定電圧レギュレータと、
   前記定電圧レギュレータの出力を電源とする反転型チャージポンプ回路と、
   前記チャージポンプ回路が出力する負電圧を基準電圧とするアンプ回路とを備え、
   前記定電圧レギュレータの出力電圧は、前記チャージポンプ回路の耐圧を超えないように設定され、
   前記定電圧レギュレータおよび前記アンプ回路に対して単一の外部電源から電源が供給される半導体集積回路。
2. 前記定電圧レギュレータは、非反転アンプを構成するオペアンプと、前記オペアンプに基準電圧を供給するバンドギャップ定電圧源とを備え、前記定電圧レギュレータの電圧を前記オペアンプにより増幅して出力する請求項１に記載の半導体集積回路。

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