TWI794001B - 全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法 - Google Patents

全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法 Download PDF

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TWI794001B
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Abstract

本發明為一種全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，包括建立一射頻不完美聯合訊號模型。輸入主路訊號與輔路訊號至射頻不完美聯合訊號模型中，以合成產生不完美輸出訊號。根據射頻不完美聯合訊號模型及不完美輸出訊號，對主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，以取得主路訊號及輔路訊號之通道濾波響應參數。根據主路訊號及輔路訊號之通道濾波響應參數，補償射頻不完美聯合訊號模型之通道濾波響應，並估算測出預補償參數，以補償不完美輸出訊號。本發明能估測出訊號中的預補償參數，以解決收發機訊號洩漏的問題，提升訊號傳遞效益。

Description

全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法
本發明係有關一種訊號傳輸技術，特別是指一種全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法。
訊號傳輸時，相同的頻帶上若同時進行發送和接收，會導致嚴重的自我干擾，因此為解決上述問題，現今的無線通訊都是以半雙工的形式傳送。但無線全雙工傳送可提升更高的頻譜使用效率，因此如何消除全雙工無線接收機的自我干擾，對於全雙工無線接收機來說是至關重要的問題。
無線傳收機在同時發射與接收訊號時，自身發射訊號環回進入接收端，其中微波發射和反射是自我干擾引發的原因之一。近年來為了克服此問題，提出方法有天線分離、天線消除、類比消除和數位消除等方法。但上述這些方法，礙於天線分離與天線消除，易受到天線與天線間隔的距離，及可用物理設備的空間限制。
有鑑於此，本發明遂針對上述習知技術之缺失，提出一種全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，以有效克服上述之該等問題。
本發明之主要目的在提供一種全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其能估測出訊號中的通道濾波響應以及預補償參數，以解決收發機訊號洩漏的問題，提升收發機間的隔離度性能，提升訊號傳遞效益。
本發明之另一目的在提供一種全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其能估測出訊號中的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數的問題，以對訊號進行補償，提升訊號傳遞效益。
為達上述之目的，本發明係提供一種全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，包括下列步驟，建立一射頻不完美聯合訊號模型。輸入主路訊號與輔路訊號至射頻不完美聯合訊號模型中，以將主路訊號與輔路訊號合成，產生不完美輸出訊號。根據射頻不完美聯合訊號模型及不完美輸出訊號，利用最小平方法或最小均方法對主路訊號與輔路訊號之通道濾波響應進行估測，以取得主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數。根據主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數，補償射頻不完美聯合訊號模型之通道濾波響應，以估算測出預補償參數。利用預補償參數補償不完美輸出訊號。
在本實施例中，射頻不完美聯合訊號模型表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0003-276
 其中x M (n)為主路訊號，x A (n)為輔路訊號，c M (n)為主路訊號之通道濾波響應參數，c A (n)為輔路訊號之通道濾波響應參數，r(n)為不完美輸出訊號。
在本實施例中，利用最小平方法或最小均方法對主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測之步驟中，係使用最小均方法(Least Mean Square，LMS)對主路訊號與輔路訊號之通道濾波響應進行估測，包括下列步驟，首先將不完美輸出訊號帶入最小均方法式，表示為： J LMS =avg{e[n]e *[n]} 其中
Figure 111103830-A0305-02-0004-1
Figure 111103830-A0305-02-0004-275
為主路訊號之通道濾波響應參數及
Figure 111103830-A0305-02-0004-271
為輔路訊號之通道濾波響應參數；將
Figure 111103830-A0305-02-0004-272
及
Figure 111103830-A0305-02-0004-274
帶入遞迴關係式，表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0004-3
 對遞迴關係式進行微分，以估測出主路訊號之通道濾波響應參數，及輔路訊號之通道濾波響應參數，遞迴關係式進行微分表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0004-5
在本實施例中，根據主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數，補償射頻不完美聯合訊號模型之通道濾波響應，並估算測出預補償參數之步驟更包括，加入預補償代數至射頻不完美聯合訊號模型，以建立理想射頻聯合訊號模型。帶入主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數至理想射頻聯合訊號模型中，以估測出預補償參數。
在本實施例中，理想射頻聯合訊號模型表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0004-280
 其中x M (n)為主路訊號，x A (n)為輔路訊號，c M (n)為主路訊號之通道濾波響應參數，c A (n)為輔路訊號之通道濾波響應參數，R(n)為完美輸出訊號，q A (n)為預補償代數，
Figure 111103830-A0305-02-0005-265
為迴旋運算處理。
在本實施例中，帶入主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數至理想射頻聯合訊號模型中，以估測出預補償參數之步驟更包括：將
Figure 111103830-A0305-02-0005-266
轉換為矩陣形，表示為：c M =-C A q A q A 為q A (n)的向量表示，C A 為該c A (n)的常對角矩陣(Toeplitz)表示；使用偽逆矩陣(Pseudoinverse)轉換q A ，以估測出預補償參數，偽逆矩陣的q A 表示為：q A =-(C A H C A )-1 C A H c M 。
在本實施例中，在根據射頻不完美聯合訊號模型及不完美輸出訊號，對主路訊號與輔路訊號之通道濾波響應進行估測，以取得主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數之步驟中，更包括對主路訊號與輔路訊號的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數，及主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。
在本實施例中，射頻不完美聯合訊號模型表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0005-264
 其中
Figure 111103830-A0305-02-0005-6
Figure 111103830-A0305-02-0006-7
 x M (n)為主路訊號，x A (n)為輔路訊號，r(n)為不完美輸出訊號，
Figure 111103830-A0305-02-0006-252
為主路訊號之振幅通道濾波響應參數，α M 為主路訊號的振幅不平衡參數，θ M 為主路訊號的相位不平衡參數，
Figure 111103830-A0305-02-0006-253
為主路訊號之相位通道濾波響應參數，
Figure 111103830-A0305-02-0006-254
為輔路訊號之振幅通道濾波響應參數，α A 為輔路訊號的相位不平衡參數，θ A 為輔路訊號的該相位不平衡參數，
Figure 111103830-A0305-02-0006-255
為輔路訊號之相位通道濾波響應參數。
在本實施例中，對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之步驟中，係使用最小均方法(Least Mean Square，LMS)進行估測，包括下列步驟，將不完美輸出訊號帶入最小均方法式，表示為：J LMS =avg{e[n]e *[n]}其中
Figure 111103830-A0305-02-0006-8
 h M,±(n)為主路訊號之通道濾波響應參數，h A,±(n)為輔路訊號之通道濾波響應參數。將
Figure 111103830-A0305-02-0006-261
、
Figure 111103830-A0305-02-0006-263
、
Figure 111103830-A0305-02-0006-262
、
Figure 111103830-A0305-02-0006-259
帶入遞迴關係式，表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0007-11
 對遞迴關係式進行微分，以估測出對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數，表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0007-281
在本實施例中，根據通道濾波響應參數，補償射頻不完美聯合訊號模型之通道濾波響應，並估算測出預補償參數之步驟更包括對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅預補償參數，以及相位通道的相位預補償參數進行估測，其步驟更包括，加入振幅預補償代數及相位預補償代數至射頻不完美聯合訊號模型，以建立理想射頻聯合訊號模型。帶入振幅通道濾波響應參數、相位通道濾波響應參數、振幅不平衡參數及相位不平衡參數至理想射頻聯合訊號模型中，以估測出振幅預補償參數及相位預補償參數。
在本實施例中，理想射頻聯合訊號模型表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0007-282
 其中
Figure 111103830-A0305-02-0008-283
 其中h M,±(n)為主路訊號之通道濾波響應參數，h A,±(n)為輔路訊號之通道濾波響應參數，w 1(n)為振幅預補償代數，w 2(n)相位預補償代數，R(n)為完美輸出訊號。
在本實施例中，帶入振幅通道濾波響應參數、相位通道濾波響應參數、振幅不平衡參數及相位不平衡參數至理想射頻聯合訊號模型中，以估測出振幅預補償參數及相位預補償參數之步驟更包括，將理想射頻聯合訊號模型轉換為矩陣，其表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0008-284
 其中H A,+與H A,-為h A,+(n)與h A,-(n)之托普利茲(Toeplitz)矩陣表示，w 1為振幅預補償參數，w 2為相位預補償參數；及採用最小平方法，並使用偽逆矩陣(Pseudoinverse)，求得w 1及w 2表示為：
Figure 111103830-A0305-02-0008-285
 其中H為H A,+與H A,-的合成矩陣，H +=(H H H)-1 H H 。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
1:收發機
10:主路訊號發射器
12:輔路訊號發射器
14:參數估測器
16:線性濾波器
18:切換器
20:主路濾波器
22:輔路濾波器
24:訊號接收器
S10~S18:步驟
第一圖係為本發明方法應用之收發機系統示意圖。
第二圖係為本發明之方法流程圖。
第三圖係為本發明之訊號預補償前後比較頻譜圖。
第四圖係為本發明另一實施例之訊號預補償前後比較頻譜圖。
本實施例能估測出訊號中的通道濾波響應及預補償參數，以解決收發機訊號洩漏的問題，提升收發機間的隔離度性能，提升訊號傳遞效益。
說明本實施例之方法如何達到上述之功效，首先請參照第一圖，以說明本實施例之方法所應用之收發機的系統架構圖，如圖所示，收發機1包括一主路訊號發射器10、一輔路訊號發射器12、一參數估測器14、一線性濾波器16、一切換器18、一主路濾波器20、一輔路濾波器22及一訊號接收器24。
在本實施例中，主路訊號發射器10及輔路訊號發射器12輸出的訊號為相位偏移調變(Quadrature Phase-Shift Keying，QPSK)訊號。主路濾波器20設有消除主路訊號之通道濾波響應的通道濾波響應參數c M (n)。輔路濾波器22設有消除輔路訊號之通道濾波響應的通道濾波響應參數c A (n)。參數估測器14為處理器，用以估測主路濾波器20及輔路濾波器22的通道濾波響應參數c M (n)、c A (n)及線性濾波器16內的預補償代數q A (n)。
主路訊號發射器10發送已知訓練主路訊號x M (n)，主路訊號x M (n)帶有通道濾波響應參數c M (n)，透過主路濾波器20補償通道濾波響應參數c M (n)後發射出補償後的主路訊號x SI (n)。輔路訊號發射器12發出已知訓練碼輔路訊號x A (n)，輔路訊號x A (n)也帶有通道濾波響應參數c A (n)，透過輔路濾波器22補償通道濾波響應參數c A (n)後發射出補償後的輔路訊號
Figure 111103830-A0305-02-0009-248
。
訊號接收器24接收洩漏的補償後主路訊號x SI (n)及補償後輔路訊號
Figure 111103830-A0305-02-0010-243
後混合。此時若補償後輔路訊號
Figure 111103830-A0305-02-0010-244
能剛好屬於補償後主路訊號x SI (n)的反向信號，則可完美的消除洩漏的訊號，但若補償後輔路訊號
Figure 111103830-A0305-02-0010-246
無法完美的消除洩漏的補償後主路訊號，就會產生不完美輸出訊號。因此，若此參數估測器14能估算出準確的預補償參數，將有助於補償後主路訊號完全消除洩漏回訊號接收器24的主路訊號補償後主路訊號x SI (n)，提升收發機的訊號收發性能。
收發機1應用在估測線性濾波器16的預補償代數q A (n)時，首先操作主路訊號發射器10發送主路訊號x M (n)，經過主路濾波器20濾除主路訊號的通道濾波響應後發射出。同時切換器18切換使輔路訊號發射器12發出輔路訊號x A (n)不經由線性濾波器16，直接經過輔路濾波器22濾除輔路訊號的通道濾波響應後發射出。此時部分主路訊號與輔路訊號洩漏至訊號接收器，令補償後主路訊號x SI (n)與補償後輔路訊號
Figure 111103830-A0305-02-0010-247
混合進入到參數估測器14，以估測出預補償代數q A (n)後，提供給線性濾波器16補償訊號。
當要對傳輸出去的訊號補償時，切換器18再進行切換，使輔路訊號進入到線性濾波器16，以補償輔路訊號，當輔路訊號輸出時，即能有效補償補償後主路訊號x SI (n)，以發射完美訊號。
接著說明本實施例全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，透過本方法能估測出主路濾波器20的主路訊號之通道濾波響應參數c M (n)，輔路濾波器22的輔路訊號之通道濾波響應參數c A (n)，以及線性濾波器16內的預補償代數q A (n)。全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法詳述如下。
首先進入步驟S10，建立一射頻不完美聯合訊號模型。接著進入步驟S12，輸入主路訊號與輔路訊號至參數估測器14的射頻不完美聯合訊號模型中，以將主路訊號與輔路訊號合成，產生不完美輸出訊號。其中射頻不完美聯合訊號模型表示為式(1)：
Figure 111103830-A0305-02-0011-241
 其中x M (n)為主路訊號，x A (n)為輔路訊號，c M (n)為主路訊號之通道濾波響應參數，c A (n)為輔路訊號之通道濾波響應參數，r(n)為不完美輸出訊號，
Figure 111103830-A0305-02-0011-242
為迴旋運算處理。
接著進入步驟S14，參數估測器14先估測主路濾波器20的主路訊號之通道濾波響應參數c M (n)，輔路濾波器22的輔路訊號之通道濾波響應參數c A (n)。該步驟係根據射頻不完美聯合訊號模型及不完美輸出訊號，利用最小平方法或最小均方法對主路訊號與輔路訊號之通道濾波響應進行估測，以取得主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數。在本實施例中，估測主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數可使用最小平方法(Least Square，LS)、最小均方法(Least Mean Square，LMS)、遞迴最小平方法(Recursive Least Squares，RLS)、歸一化最小均方法(Normalized Least Mean Squares，NLMS)或比例歸一化最小均方法(Proportionate Normalized Least Mean Square，PNLMS)等演算法進行估測。
使用最小平方法(Least Square，LS)估測主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數之步驟，詳述如下。以最小平方法(LS)來說，透過測量誤差平均值為0，使其計算出匹配的函數曲線並求得最小殘差平方和的總和。
將不完美輸出訊號r(n)轉換以矩陣r表示式(2)：
Figure 111103830-A0305-02-0012-17
 其中X M 為x M (n)的常對角矩陣(Toeplitz)表示，X A 為x A (n)的常對角矩陣(Toeplitz)表示，c M 為c M (n)的向量表示，c A 為c A (n)的向量表示。並提出誤差值表示為式(3)：
Figure 111103830-A0305-02-0012-18
接著利用最小平方法的代價函數式，估測主路訊號之通道濾波響應參數
Figure 111103830-A0305-02-0012-239
及輔路訊號之通道濾波響應參數
Figure 111103830-A0305-02-0012-278
。此法則代價函數表示為式(4)：
Figure 111103830-A0305-02-0012-20
 代價函數利用微分求濾波器響應值
Figure 111103830-A0305-02-0012-21
，如下式(5)：
Figure 111103830-A0305-02-0012-286
求得
Figure 111103830-A0305-02-0013-225
與
Figure 111103830-A0305-02-0013-226
為預估值
Figure 111103830-A0305-02-0013-277
與
Figure 111103830-A0305-02-0013-228
之向量，以帶入主路濾波器20及輔路濾波器22作為主路訊號之通道濾波響應參數c M (n)，輔路訊號之通道濾波響應參數c A (n)使用補償訊號。
說明使用最小均方法(Least Mean Square，LMS)估測主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數之步驟。詳細來說，相較於LS方法以固定的濾波器設計，在無線通訊中，對於估測誤差可隨環境與時間自動調整等化器參數，適應性等化器更能滿足此需求，在此說明最小均方法如何運用迭代的方式得出適應性濾波響應值。
首先將不完美輸出訊號帶入最小均方法式，表示為式(6)：J LMS =avg{e[n]e *[n]} (6)其中誤差值表示為式(7)：
Figure 111103830-A0305-02-0013-23
Figure 111103830-A0305-02-0013-229
為主路訊號之通道濾波響應參數及
Figure 111103830-A0305-02-0013-231
為輔路訊號之通道濾波響應參數。將
Figure 111103830-A0305-02-0013-232
及
Figure 111103830-A0305-02-0013-234
帶入遞迴關係式，表示為式(8)、式(9)：
Figure 111103830-A0305-02-0013-24
Figure 111103830-A0305-02-0013-25
 對遞迴關係式(8)、式(9)進行微分，表示如下式(10)及式(11)：針對
Figure 111103830-A0305-02-0013-238
Figure 111103830-A0305-02-0014-27
 針對
Figure 111103830-A0305-02-0014-220
Figure 111103830-A0305-02-0014-28
 最後估測出主路訊號之通道濾波響應參數，及輔路訊號之通道濾波響應參數，遞迴關係式進行微分表示為式(12)：
Figure 111103830-A0305-02-0014-29
使用遞迴最小平方法(recursive least squares，RLS)估測主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數之步驟，係將不完美輸出訊號帶入遞迴最小平方法式，以求得主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數。詳細來說，RLS方法以其出色的性能與更快的收斂性聞名，遞迴最小平方法也是一種適應性濾波器算法，利用已知迭代橫向濾波器係數計算下一個時刻的迭代橫向濾波器係數。
遞迴最小平方法式之代價函數式表示為式(13)：
Figure 111103830-A0305-02-0014-123
 上式(13)中，λ為介於0與1之間的遺忘因子，δ為正規化參數，根據訊雜比設置，當訊雜比大δ則小，訊雜比小則反之，
Figure 111103830-A0305-02-0015-212
與
Figure 111103830-A0305-02-0015-213
為預估的主路通道與輔路通道的通道濾波響應參數。其中誤差值e[n]表示為式(14)：
Figure 111103830-A0305-02-0015-121
 其中預估的主路訊號與輔路訊號的通道濾波響應參數
Figure 111103830-A0305-02-0015-214
與
Figure 111103830-A0305-02-0015-222
，用矩陣形式表示成
Figure 111103830-A0305-02-0015-32
，主路訊號x M (n)與輔路訊號x A (n)用矩陣形式表示成X=[x M (n)x A (n)]。 將代價函數微分後表示為式(15)：
Figure 111103830-A0305-02-0015-125
 將式(15)簡化成式(16)：
Figure 111103830-A0305-02-0015-126
 式(16)中，k(n)為增益向量，當e[n]收斂時，可求出
Figure 111103830-A0305-02-0015-219
,
Figure 111103830-A0305-02-0015-218
整理後如式(17)：
Figure 111103830-A0305-02-0015-127
同LMS方法，皆須配合環境的狀況手動調整找出合適的變數λ與δ。
說明使用歸一化最小均方法(Normalized Least Mean Squares，NLMS)估測主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數之步驟，係將不完美輸出訊號帶入歸一化最小均方式，以求得該主路訊號之該通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數。詳細步驟如下。
由LMS方法得知，估測方法須手動調整變數μ，人工調整的參數較不易精確，因此提出NLMS方法使輸入訊號的功率歸一化，以確保演算法能穩定並解決此問題。
NLMS的誤差值表示為式(18)：
Figure 111103830-A0305-02-0016-36
預估的主路通道與輔路通道的通道濾波響應參數
Figure 111103830-A0305-02-0016-210
與
Figure 111103830-A0305-02-0016-211
，用矩陣形式表示成
Figure 111103830-A0305-02-0016-38
，x M (n)與x A (n)用矩陣形式表示成X=[x M (n)x A (n)]。
接著歸一化最小均方式之代價函數式，如式(19)：
Figure 111103830-A0305-02-0016-40
 微分上式(19)，成為式(20)：
Figure 111103830-A0305-02-0016-41
 拉格朗日乘數λ，可表示為式(21)：
Figure 111103830-A0305-02-0017-44
 簡化歸一化最小均方式，表示為式(22)：
Figure 111103830-A0305-02-0017-45
 即可估計通道濾波響應參數，表示為式(23)：
Figure 111103830-A0305-02-0017-46
使用比例歸一化最小均方法(proportionate normalized least mean square，PNLMS)對主路訊號與輔路訊號之通道濾波響應進行估測。比例歸一化最小均方法與NLMS相比，在反射波路徑稀疏時，PNLMS具有非常快的初始收斂與追蹤，若脈衝響應較為分散時，PNLMS的收斂速度就不及NLMS，由上述得知PNLMS易受到環境所影響。 歸一化最小均方法的代價函數表示為式(24)：
Figure 111103830-A0305-02-0017-128
 上述式(24)將
Figure 111103830-A0305-02-0017-207
、r(n)、X(n)分成I與Q路表示，其中預估的主路通道與輔路通道的通道濾波響應參數
Figure 111103830-A0305-02-0017-208
與
Figure 111103830-A0305-02-0017-209
，用矩陣形式表示成
Figure 111103830-A0305-02-0017-48
，x M (n)與x A (n)用矩陣形式表示成X=[x M (n)x A (n)]。上式(24)歸一化最小均方法的代價函數經過微分後表示為式(25)：
Figure 111103830-A0305-02-0018-50
 拉格朗日乘數λ 1和λ 2，表示為式(26)：
Figure 111103830-A0305-02-0018-51
 上式(26)簡化，表示為式(27)：
Figure 111103830-A0305-02-0018-52
 其中
Figure 111103830-A0305-02-0018-53
，整理後如式(28)：P(n)=I-G(n-1)X(n)[X T (n)G(n-1)X(n)]-1 X T (n) (28)估計的主路通道與輔路通道的通道濾波響應參數表示式(29)：
Figure 111103830-A0305-02-0018-55
 其中
Figure 111103830-A0305-02-0018-56
在上述步驟S14通過最小平方法、最小均方法、遞迴最小平方法、歸一化最小均方法或比例歸一化最小均方法估測出主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數後，即可提供主路濾波器20及輔路濾波器22使用，濾除主路訊號與輔路訊號中的通道濾波響應。
進入步驟S16估測預補償參數。步驟S16係參數估測器14根據主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數，補償射頻不完美聯合訊號模型之通道濾波響應，以估算測出預補償參數。
詳細來說，參數估測器14在估算預補償參數時，先加入預補償代數至射頻不完美聯合訊號模型，以建立理想射頻聯合訊號模型。其中理想射頻聯合訊號模型表示為式(30)：
Figure 111103830-A0305-02-0019-205
 其中x M (n)為主路訊號，x A (n)為輔路訊號，c M (n)為主路訊號之通道濾波響應參數，c A (n)為輔路訊號之通道濾波響應參數，R(n)為完美輸出訊號，q A (n)為預補償代數。
接著帶入上述步驟S14估測出的主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數至理想射頻聯合訊號模型中，以估測出預補償參數。其演算步驟係將
Figure 111103830-A0305-02-0019-206
轉換為矩陣形，表示為式(31)：c M =-C A q A (31)q A 為q A (n)的向量表示，C A 為c A (n)的托普利茲(Toeplitz)矩陣表示。接著使用偽逆矩陣(Pseudoinverse)轉換q A ，以估測出預補償參數q A (n)，偽逆矩陣的q A 表示為式(32)：q A =-(C A H C A )-1 C A H c M (32)
最後進入步驟S18，利用預補償參數補償不完美輸出訊號。透過上述方法即可得到主路訊號之通道濾波響應參數c M (n)，輔路訊號之通道濾波響應參數c A (n)以及預補償參數q A ，故本實施例可將上述補償參數提供給能消除射頻洩漏之收發機1，以有效補償不完美輸出訊號。
在補償不完美輸出訊號時，主路訊號發射器10發射主路訊號x M (n)經過主路濾波器20，以濾除主路訊號的通道濾波響應。同時輔路訊號發射器12發射輔路訊號x A (n)，此時切換器18切換輔路訊號x A (n)進入線性濾波器16，以透過線性濾波器16的預補償參數q A 來補償輔路訊號，其再進入到輔路濾波器22，以補償輔路訊號的通道濾波響應。因此帶有預補償參數的輔路訊號就能完全消除部分洩漏的主路訊號，達到主動射頻洩漏消除之技術。
請參照第三圖，其為經本實施例所應用之方法所產生的實驗數據比較頻譜圖，藉由10兆赫(MHz)的單載波訊號可從頻譜圖上直接觀測本實施例之方法所估測預補償參數q A 是否有效抑制洩漏的主路訊號，且可透過計算執行主動射頻消除前後強度比值。由第四圖能明顯看出預補償前洩漏的主路訊號明顯突出，但預補償後已完全被削除。
然而本發明除了上述實施例所示，可針對通道濾波響應及不完美輸出訊號進行補償之外，更可針對寬頻射頻不完美因此進行補償，在本實施例中，寬頻射頻不完美因子所指的是，當基頻訊號經由射頻發送時，需要經過振幅/相位(In-phase/Quadrature，I/Q)調變器將訊號載送至高頻，其伴隨著射頻元件與震盪電路的誤差，因此產生振幅不平衡及相位不平衡，也就是IQ不平衡。因此，本實施例更針對射頻具有IQ不平衡情境下，與通道濾波響應共存，此響應將會併入IQ不平衡進行聯合估測，詳述如下。
本實施例所應用的系統架構以及主要步驟流程與上述實施例相同，故說明本實施例時，仍以第一圖與第二圖配合說明。唯一不同在於主路濾波器20與輔路濾波器22增加了補償訊號的主路訊號與輔路訊號的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數， 及主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數。
本實施例在估測參數時亦與上述實施例相同，在參數估測器14中進行參數估測。首先進步驟S10，在參數估測器14中建立一射頻不完美聯合訊號模型。輸入主路訊號與輔路訊號至射頻不完美聯合訊號模型中，以將主路訊號與輔路訊號合成，產生不完美輸出訊號。其中射頻不完美聯合訊號模型表示為式(33)：
Figure 111103830-A0305-02-0021-200
 其中
Figure 111103830-A0305-02-0021-57
 x M (n)為主路訊號，x A (n)為輔路訊號，r(n)為不完美輸出訊號，
Figure 111103830-A0305-02-0021-201
為主路訊號之振幅通道濾波響應參數，α M 為主路訊號的振幅不平衡參數，θ M 為主路訊號的相位不平衡參數，
Figure 111103830-A0305-02-0021-202
為主路訊號之相位通道濾波響應參數，
Figure 111103830-A0305-02-0021-203
為輔路訊號之振幅通道濾波響應參數，α A 為輔路訊號的振幅不平衡參數，θ A 為輔路訊號的相位不平衡參數，
Figure 111103830-A0305-02-0021-204
為輔路訊號之相位通道濾波響應參數。
進入步驟S14，參數估測器14根據射頻不完美聯合訊號模型及不完美輸出訊號，利用最小平方法或最小均方法對主路訊號與輔路訊號之通道濾波響應進行估測，以取得主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數。在本實施例中，參數估測器14更對主路訊號與輔路訊號的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數，及主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應 參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。
本實施例中估測主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數可使用最小平方法(LS)、最小均方法(LMS)、遞迴最小平方法(RLS)、歸一化最小均方法(NLMS)或比例歸一化最小均方法(PNLMS)進行估測。
首先說明使用最小平方法(Least Square，LS)對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之方法。
針對未知的主路通道與輔路通道的通道濾波響應參數h M,±(n)與h A,±(n)，將接收訊號r(n)改為矩陣r表示，採用最小平方法，以Least Square(LS)方法來說，透過測量誤差平均值為0，使其計算出匹配的函數曲線並求得最小殘差平方和的總和。將不完美輸出訊號轉換以矩陣表示為式(34)：
Figure 111103830-A0305-02-0022-59
 其中X表示將主路通道與輔路通道Toeplitz矩陣X M 、X * M 、X A 、X * A 合併成X=[X M X * M X A X * A ]，h M,±為h M,±(n)的向量表示，h A,±為h A,±(n)的向量表示。 定義誤差值e表示為式(35)：
Figure 111103830-A0305-02-0023-61
 欲求得預估的主路通道與輔路通道的通道濾波響應參數，利用小平方法的代價函數估測，表示為式(36)：
Figure 111103830-A0305-02-0023-63
 微分式(36)，求通道濾波響應參數，表示為式(37)：
Figure 111103830-A0305-02-0023-64
 最後求得預估值
Figure 111103830-A0305-02-0023-198
與
Figure 111103830-A0305-02-0023-199
之向量，以求得主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數。
使用最小均方法(Least Mean Square，LMS)對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之方法詳述如下。
相較於LS方法以固定的濾波器設計，在無線通訊中，對於估測誤差可隨環境與時間自動調整等化器參數，適應性等化器更能滿足此需求，在此介紹最小平方法如何運用迭代的方式得出適應性濾波響應值。
最小均方法之代價函數如式(38)： J LMS =avg{e[n]e *[n]} (38)其中誤差值e[n]表示為式(39)：
Figure 111103830-A0305-02-0024-66
 h M,±(n)為主路訊號之通道濾波響應參數，h A,±(n)為輔路訊號之通道濾波響應參數。上式(37)中，將
Figure 111103830-A0305-02-0024-193
、
Figure 111103830-A0305-02-0024-194
、
Figure 111103830-A0305-02-0024-195
、
Figure 111103830-A0305-02-0024-197
帶入遞迴關係式如式(40)：
Figure 111103830-A0305-02-0024-67
對上式(38)各代價函數微分，以估測出該主路訊號之該通道濾波響應參數，及該輔路訊號之該通道濾波響應參數，並簡化成式(41)：
Figure 111103830-A0305-02-0025-68
使用遞迴最小平方法(recursive least squares，RLS)對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測，係將不完美輸出訊號帶入遞迴最小平方法式，以求得主路訊號之通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數。詳細來說，RLS方法以其出色的性能與更快的收斂性聞名，遞迴最小平方法也是一種適應性濾波器算法，利用已知迭代橫向濾波器係數計算下一個時刻的迭代橫向濾波器係數。 遞迴最小平方法之價函數如式(42)：
Figure 111103830-A0305-02-0025-70
 上式(42)中，λ為介於0與1之間的遺忘因子，δ為正規化參數，其中誤差值e[n]表示為式(43)：
Figure 111103830-A0305-02-0026-72
 接著將預估主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數，用矩陣表示成
Figure 111103830-A0305-02-0026-73
，x M (n)、
Figure 111103830-A0305-02-0026-190
、x A (n)、
Figure 111103830-A0305-02-0026-191
用矩陣表示成
Figure 111103830-A0305-02-0026-74
將代價函數微分後如下式(44)：
Figure 111103830-A0305-02-0026-76
 簡化成式(45)：
Figure 111103830-A0305-02-0026-129
 式(45)的k(n)為增益向量，e[n]收斂可求得
Figure 111103830-A0305-02-0026-192
，表示為式(46)：
Figure 111103830-A0305-02-0026-131
使用歸一化最小均方法(Normalized Least Mean Squares，MLMS)對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。其係將不完美輸出訊號帶入歸一化最小均方式，以求得主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數。詳細來說，由LMS方 法得知，估測方法須手動調整變數μ，人工調整的參數較不易精確，因此提出NLMS方法使輸入訊號的功率歸一化，以確保演算法能穩定並解決此問題。
NLMS的誤差值表示為式(47)：
Figure 111103830-A0305-02-0027-132
 其中預估的主路與輔路通道濾波響應參數，用矩陣表示成
Figure 111103830-A0305-02-0027-80
，x M (n)、
Figure 111103830-A0305-02-0027-188
、x A (n)、
Figure 111103830-A0305-02-0027-189
用矩陣表示成
Figure 111103830-A0305-02-0027-81
 代價函數如式(48)：
Figure 111103830-A0305-02-0027-133
 微分式(48)後為式(49)：
Figure 111103830-A0305-02-0027-135
 拉格朗日乘數λ，如式(50)：
Figure 111103830-A0305-02-0028-84
 簡化式(50)，表示為式(51)：
Figure 111103830-A0305-02-0028-85
 最後估計通道濾波響應參數如式(52)
Figure 111103830-A0305-02-0028-137
使用比例歸一化最小均方法對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。與NLMS相比，在反射波路徑稀疏時，PNLMS具有非常快的初始收斂與追蹤，若脈衝響應較為分散時，PNLMS的收斂速度就不及NLMS，由上述得知PNLMS易受到環境所影響。 比例歸一化最小均方法之代價函數表示為式(53)：
Figure 111103830-A0305-02-0028-87
 式(51)將
Figure 111103830-A0305-02-0028-187
、r(n)、X(n)分成I與Q通道表示，其中主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數，用矩陣表示成
Figure 111103830-A0305-02-0029-88
，x M (n)、
Figure 111103830-A0305-02-0029-185
、x A (n)、
Figure 111103830-A0305-02-0029-186
用矩陣表示成
Figure 111103830-A0305-02-0029-89
 上式(53)經過微分後如式(54)：
Figure 111103830-A0305-02-0029-90
 拉格朗日乘數λ 1和λ 2表示為式(55)：
Figure 111103830-A0305-02-0029-91
 簡化為式(56)：
Figure 111103830-A0305-02-0029-92
 其中
Figure 111103830-A0305-02-0029-94
P(n)=I-G(n-1)X(n)[X T (n)G(n-1)X(n)]-1 X T (n) 其中誤差值e[n]及主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數表示為式(57)：
Figure 111103830-A0305-02-0030-95
上述步驟S14通過最小平方法、最小均方法、遞迴最小平方法、歸一化最小均方法或比例歸一化最小均方法估測出主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測後，即可提供主路濾波器20及輔路濾波器22使用，濾除主路訊號與輔路訊號中的IQ不平衡及通道濾波響應。
接著估測預補償參數。參步驟S16，根據主路訊號之通道濾波響應參數及輔路訊號之通道濾波響應參數，補償射頻不完美聯合訊號模型之通道濾波響應，以估算測出預補償參數。在本實施例中係對主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅預補償參數，以及相位通道的相位預補償參數進行估測。參數估測器14在估算預補償參數時，會加入振幅預補償代數及相位預補償代數至射頻不完美聯合訊號模型，以建立理想射頻聯合訊號模型。其中理想射頻聯合訊號模型表示為，式(58)：
Figure 111103830-A0305-02-0030-287
 其中
Figure 111103830-A0305-02-0030-288
 其中h M,±(n)為主路訊號之通道濾波響應參數，h A,±(n)為輔路訊號之通道濾波響應參數，w 1(n)為振幅預補償代數，w 2(n)相位預補償代數，R(n)為完美輸出訊號。
接著帶入上述步驟S14估測出的振幅通道濾波響應參數、相位通道濾波響應參數、振幅不平衡參數及相位不平衡參數至理想射頻聯合訊號模型中，以估測出振幅預補償參數及相位預補償參數。詳細來說，將理想射頻聯合訊號模型轉換為矩陣，其表示為式(59)：
Figure 111103830-A0305-02-0031-97
 其中H A,+與H A,-為h A,+(n)與h A,-(n)之托普利茲矩陣表示，w 1為振幅預補償參數，w 2為相位預補償參數，由3.1至3.5小節已知上式之h M 與H A ，欲知w1與w2採用Least Square方法使用偽逆矩陣(Pseudoinverse)，求得(60)式。
Figure 111103830-A0305-02-0031-98
最後進入步驟S18，利用振幅預補償參數及相位預補償參數，補償不完美輸出訊號。透過上述方法即可得到主路訊號與輔路訊號的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數，及主路訊號與輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數
Figure 111103830-A0305-02-0031-177
、
Figure 111103830-A0305-02-0031-178
，以及主路訊號與輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數
Figure 111103830-A0305-02-0031-179
、
Figure 111103830-A0305-02-0031-180
進行估測，以及振幅預補償參數w 1、相位預補償參數w 2，故本實施例可將上述補償參數提供給能消除射頻洩漏之收發機，以有效補償不完美輸出訊號。
在補償不完美輸出訊號時，主路訊號發射器10發射主路訊號x M (n)經過主路濾波器20，以濾除主路訊號的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數，及主路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，及主路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數。同時輔路訊號發射器12發射輔路訊號x A (n)，此時切換器18切換輔路訊號x A (n)進入線性濾波器16，以透過線性濾波器16的振幅預補償參數w 1、相位預補償參數w 2來補償輔路訊號，其再進入到輔路濾波器22，以濾除輔路訊號的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數，及輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，及輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數。因此帶有預補償參數的輔路訊號就能完全消除部分洩漏的主路訊號，達到主動射頻洩漏消除之技術。
請參照第四圖，其為經本實施例所應用之方法所產生的實驗數據比較頻譜圖，藉由10兆赫(MHz)的單載波訊號可從頻譜圖上直接觀測本實施例之方法所估測預振幅預補償參數w 1、相位預補償參數w 2是否有效抑制洩漏的主路訊號，且可透過計算執行主動射頻消除前後強度比值。由第四圖能明顯看出預補償前洩漏的主路訊號明顯突出，但預補償後已完全被削除。
綜上所述，本發明能估測出訊號中的通道濾波響應以及預補償參數，以解決收發機訊號洩漏的問題，提升收發機間的隔離度性能，提升訊號傳遞效益。同時能估測出訊號中的IQ不平衡的問題，以補償訊號，提升訊號傳遞效益。
唯以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，並非用來限定本發明實施之範圍。故即凡依本發明申請範圍所述之特徵及精神所為之均等變化或修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
S10~S18:步驟

Claims (20)

  1. 一種全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，包括下列步驟：建立一射頻不完美聯合訊號模型；輸入主路訊號與輔路訊號至該射頻不完美聯合訊號模型中，以將該主路訊號與該輔路訊號合成，產生不完美輸出訊號；根據該射頻不完美聯合訊號模型及該不完美輸出訊號，利用最小平方法或最小均方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，以取得該主路訊號之通道濾波響應參數及該輔路訊號之通道濾波響應參數；根據該主路訊號之該通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數，補償該射頻不完美聯合訊號模型之該通道濾波響應，以估算測出預補償參數；以及利用該預補償參數補償該不完美輸出訊號。
  2. 如請求項1所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中該射頻不完美聯合訊號模型表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0034-175
     其中該x M (n)為該主路訊號，該x A (n)為該輔路訊號，該c M (n)為該主路訊號之該通道濾波響應參數，該c A (n)為該輔路訊號之該通道濾波響應參數，該r(n)為該不完美輸出訊號，
    Figure 111103830-A0305-02-0034-176
    為迴旋運算處理。
  3. 如請求項2所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中利用該最小平方法或該最小均方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測之步驟中，使用該最小平方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號轉換以矩陣表示；及 利用最小平方法的代價函數式，估測該主路訊號之該通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數。
  4. 如請求項2所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中利用該最小平方法或該最小均方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測之步驟中，係使用該最小均方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號帶入最小均方法式，表示為：J LMS =avg{e[n]e *[n]}其中
    Figure 111103830-A0305-02-0035-99
     該
    Figure 111103830-A0305-02-0035-170
    為該主路訊號之該通道濾波響應參數及該
    Figure 111103830-A0305-02-0035-171
    為該輔路訊號之該通道濾波響應參數；將該
    Figure 111103830-A0305-02-0035-173
    及該
    Figure 111103830-A0305-02-0035-174
    帶入遞迴關係式，表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0035-138
    ；及
    Figure 111103830-A0305-02-0035-101
     對該遞迴關係式進行微分，以估測出該主路訊號之該通道濾波響應參數，及該輔路訊號之該通道濾波響應參數，該遞迴關係式進行微分表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0035-104
  5. 如請求項2所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中利用該最小平方法或該最小均方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測之步驟中，係使用遞迴最小平方法(recursive least squares， RLS)對該主路訊號與該輔路訊號之該通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號帶入遞迴最小平方法式，以求得該主路訊號之該通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數。
  6. 如請求項2所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中利用該最小平方法或該最小均方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測之步驟中，係使用歸一化最小均方法(Normalized Least Mean Squares，NLMS)對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號帶入歸一化最小均方式，以求得該主路訊號之該通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數。
  7. 如請求項2所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中利用該最小平方法或該最小均方法對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測之步驟中，係使用比例歸一化最小均方法(PNLMS)對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該主路訊號之該通道濾波響應參數c M (n)，及該輔路訊號之該通道濾波響應參數c A (n)以矩陣形式表示成：
    Figure 111103830-A0305-02-0036-105
     將該主路訊號x M (n)及該輔路訊號x A (n)以矩陣形式表示成：X=[x M (n)x A (n)]：將該
    Figure 111103830-A0305-02-0036-169
    、該不完美輸出訊號r(n)及該X(n)分成振幅(I)通道與相位(Q)通道，表示式為：
    Figure 111103830-A0305-02-0037-107
     其中該
    Figure 111103830-A0305-02-0037-165
    、該
    Figure 111103830-A0305-02-0037-166
    為該
    Figure 111103830-A0305-02-0037-167
    的振幅(I)通道與相位(Q)通道，該r I (n)、該r Q 為該r(n)的振幅(I)通道與相位(Q)通道，該X i,I (n)、該X i,Q (n)為該X(n)的振幅(I)通道與相位(Q)通道；對上式該J PNLMS 進行微分，並使用拉格朗日乘數法運算，以估測該主路訊號之該通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數。
  8. 如請求項1所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中根據該主路訊號之該通道濾波響應參數及該輔路訊號之該通道濾波響應參數，補償該射頻不完美聯合訊號模型之該通道濾波響應，以估算測出預補償參數之步驟更包括：加入預補償代數至該射頻不完美聯合訊號模型，以建立理想射頻聯合訊號模型；及帶入該主路訊號之通道濾波響應參數及該輔路訊號之通道濾波響應參數至該理想射頻聯合訊號模型中，以估測出該預補償參數。
  9. 如請求項8所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中該理想射頻聯合訊號模型表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0037-164
     其中該x M (n)為該主路訊號，該x A (n)為該輔路訊號，該c M (n)為該主路訊號之該通道濾波響應參數，該c A (n)為該輔路訊號之該通道濾波響應參數，該R(n)為該完美輸出訊號，該q A (n)為該預補償代數，
    Figure 111103830-A0305-02-0037-168
    為迴旋運算處理。
  10. 如請求項9所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中帶入該主路訊號之通道濾波響應參數及該輔路訊號之通道濾波響應參數至該理想射頻聯合訊號模型中，以估測出該預補償參數之步驟更包括：將
    Figure 111103830-A0305-02-0038-162
    轉換為矩陣形，表示為：c M =-C A q A 該q A 為該q A (n)的向量表示，該C A 為該c A (n)的常對角矩陣(Toeplitz)表示；使用偽逆矩陣(Pseudoinverse)轉換該q A ，以估測出該預補償參數，偽逆矩陣的q A 表示為：q A =-(C A H C A )-1 C A H c M 。
  11. 如請求項1所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中在根據該射頻不完美聯合訊號模型及該不完美輸出訊號，對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，以取得該主路訊號之通道濾波響應參數及該輔路訊號之通道濾波響應參數之步驟中，更包括對該主路訊號與該輔路訊號的振幅(In-phase，I)不平衡參數及相位(Quadrature，Q)不平衡參數，及該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。
  12. 如請求項1所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中該射頻不完美聯合訊號模型表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0038-161
     其中
    Figure 111103830-A0305-02-0038-108
     該x M (n)為該主路訊號，該x A (n)為該輔路訊號，該r(n)為該不完美輸出訊號，該
    Figure 111103830-A0305-02-0038-163
    為該主路訊號之該振幅通道濾波響應參數，該α M 為該主路訊號的該振幅 不平衡參數，該θ M 為該主路訊號的該相位不平衡參數，該
    Figure 111103830-A0305-02-0039-157
    為該主路訊號之該相位通道濾波響應參數，該
    Figure 111103830-A0305-02-0039-158
    為該輔路訊號之該振幅通道濾波響應參數，該α A 為該輔路訊號的該振幅不平衡參數，該θ A 為該輔路訊號的該相位不平衡參數，該
    Figure 111103830-A0305-02-0039-160
    為該輔路訊號之該相位通道濾波響應參數，該h M,±(n)為該主路訊號之該通道濾波響應參數，該h A,±(n)為該輔路訊號之該通道濾波響應參數。
  13. 如請求項12所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中對該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之步驟中，係使用該最小平方法(Least Square，LS)進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號轉換以矩陣表示；利用最小平方法的代價函數式，估測出該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數。
  14. 如請求項12所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中對該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之步驟中，係使用該最小均方法(Least Mean Square，LMS)進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號帶入最小均方法式，表示為：J LMS =avg{e[n]e *[n]}其中
    Figure 111103830-A0305-02-0039-139
     該h M,±(n)為該主路訊號之該通道濾波響應參數，該h A,±(n)為該輔路訊號之該通道濾波響應參數；將該
    Figure 111103830-A0305-02-0040-153
    、該
    Figure 111103830-A0305-02-0040-154
    、該
    Figure 111103830-A0305-02-0040-155
    、該
    Figure 111103830-A0305-02-0040-156
    帶入遞迴關係式，表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0040-110
     對該遞迴關係式進行微分，以估測出該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測，遞迴關係式進行微分表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0040-112
  15. 如請求項12所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中對該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之步驟中，係使用遞迴最小平方法(recursive least squares，RLS)對該主路訊號與該輔路訊號之該通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號帶入遞迴最小平方法式，以求得該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。
  16. 如請求項12所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中對該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之步驟中，係使用歸一化最小均方法(Normalized Least Mean Squares，NLMS)對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該不完美輸出訊號帶入歸一化最小均方式，以求得該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。
  17. 如請求項12所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中對該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測之步驟中，係使用比例歸一化最小均方法(PNLMS)對該主路訊號與該輔路訊號之通道濾波響應進行估測，包括下列步驟：將該主路訊號之該通道濾波響應參數h M,±(n)，及該輔路訊號之該通道濾波響應參數h A,±(n)以矩陣形式表示成：
    Figure 111103830-A0305-02-0041-113
     將該主路訊號x M (n)、
    Figure 111103830-A0305-02-0041-150
    及該輔路訊號x A (n)、
    Figure 111103830-A0305-02-0041-151
    以矩陣形式表示成：
    Figure 111103830-A0305-02-0041-114
     將該
    Figure 111103830-A0305-02-0041-152
    、該不完美輸出訊號r(n)及該X(n)分成振幅(I)通道與相位(Q)通道，表示式為：
    Figure 111103830-A0305-02-0042-116
     其中該
    Figure 111103830-A0305-02-0042-148
    、該
    Figure 111103830-A0305-02-0042-149
    的振幅(I)通道與相位(Q)通道，該r I (n)、該r Q 為該r(n)的振幅(I)通道與相位(Q)通道，該X i,I (n)、該X i,Q (n)為該X(n)的振幅(I)通道與相位(Q)通道；對上式該J PNLMS 進行微分，並使用拉格朗日乘數法運算，以估測出該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅通道濾波響應參數，以及該主路訊號與該輔路訊號的相位通道的相位通道濾波響應參數進行估測。
  18. 如請求項1所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中根據該通道濾波響應參數，補償該射頻不完美聯合訊號模型之該通道濾波響應，並估算測出預補償參數之步驟更包括對該主路訊號與該輔路訊號的振幅通道的振幅預補償參數，以及相位通道的相位預補償參數進行估測，其步驟更包括：加入該振幅預補償代數及該相位預補償代數至該射頻不完美聯合訊號模型，以建立理想射頻聯合訊號模型；及帶入該振幅通道濾波響應參數、該相位通道濾波響應參數、該振幅不平衡參數及該相位不平衡參數至該理想射頻聯合訊號模型中，以估測出該振幅預補償參數及該相位預補償參數。
  19. 如請求項18所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中該理想射頻聯合訊號模型表示為：其中該理想射頻聯合訊號模型表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0042-279
     其中
    Figure 111103830-A0305-02-0042-147
    Figure 111103830-A0305-02-0043-143
     其中該h M,±(n)為該主路訊號之該通道濾波響應參數，該h A,±(n)為該輔路訊號之該通道濾波響應參數，該w 1(n)為該振幅預補償代數，該w 2(n)該相位預補償代數，該R(n)為該完美輸出訊號，
    Figure 111103830-A0305-02-0043-144
    為迴旋運算處理。
  20. 如請求項19所述之全雙工無線接收機之射頻消除自我干擾方法，其中帶入振幅通道濾波響應參數、相位通道濾波響應參數、振幅不平衡參數及相位不平衡參數至理想射頻聯合訊號模型中，以估測出振幅預補償參數及相位預補償參數之步驟更包括：將該理想射頻聯合訊號模型轉換為矩陣，其表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0043-117
     其中該H A,+與該H A,-為該h A,+(n)與該h A,-(n)之托普利茲(Toeplitz)矩陣表示，該w 1為該振幅預補償參數，該w 2為該相位預補償參數；及採用最小平方法，並使用偽逆矩陣(Pseudoinverse)，求得該w 1及該w 2表示為：
    Figure 111103830-A0305-02-0043-140
     其中該H為該H A,+與該H A,-的合成矩陣，該H +=(H H H)-1 H H 。
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