JP4854610B2 - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線信号を反復復号受信する無線通信装置に関する。

近年、無線通信の高速化の要求が高まり、有限の周波数帯域を有効利用して、伝送速度を高速化する技術が広く研究されている。伝送速度を高速化する技術の一つとしてＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）伝送技術がある。ＭＩＭＯ伝送技術では、無線送信装置は、複数の送信アンテナを用いて、同一周波数上に異なるデータを送信する。無線受信装置は、空間で多重されたデータを複数の受信アンテナで受信し、信号処理により分離する。これにより、周波数帯域幅を広げることなく伝送速度の高速化を実現することができる。

ＭＩＭＯ伝送技術において、受信特性を改善するために、空間多重された信号を分離する受信方式がいくつか提案されている。例えば、ＺＦ（Ｚｅｒｏ−Ｆｏｒｃｉｎｇ）、ＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕｒｅ Ｅｒｒｏｒ）、ＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）、反復復号等が知られている。

反復復号を用いた受信方式は、受信信号から一度に干渉成分を除去するパラレル型干渉キャンセラ（ＰＩＣ）と、受信信号から、逐次干渉成分を除去し復調処理を行うサクセッシブ干渉キャンセラ（ＳＩＣ）がある。非特許文献１には、パラレル型干渉キャンセラが開示されている。

これらの方法はさらに、ハードキャンセラとソフトキャンセラに分類できる。ハードキャンセラは、反復復号を行う過程で仮判定結果を硬判定し、ソフトキャンセラは、仮判定結果に軟判定値を用いる。回路の構成上、ハードキャンセラの方がソフトキャンセラよりも回路規模を小さくできる利点がある。
T.Ohgane et al, "A study on a channel allocation scheme with an adaptive array in SDMA", IEEE 47th VTC, Page.725-729, vol.2(1997)

パラレル型干渉キャンセラは、一度復調した仮判定結果を用いて再変調を行ってレプリカ信号を作成し、レプリカ信号を用いて受信信号から干渉成分をキャンセルし、再び復調を行うという一連の処理を繰り返し行うことによって受信特性を改善している。このように、パラレル型干渉キャンセラの反復復号受信方式は、変調、干渉キャンセル、復調を繰り返し行うことから、受信処理に必要な処理遅延が大きくなる。

現在標準化策定作業中である規格ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおいては、ＭＩＭＯ伝送を高速化技術として用いることが決定されている。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎは、パケット伝送に関する。ＩＥＥＥ８０２．１１ｎにおいては、無線受信装置は、パケットを正しく受信したことを示す確認応答を無線送信装置に返す必要がある。確認応答を返すまでの制限時間が決められているので、無線受信装置は、受信処理を制限時間内に終える必要がある。従って、受信処理の遅延時間を可能な限り短縮したいという要望がある。

本発明は、上記背景に鑑みてなされたものであり、受信処理時間を短縮した無線受信装置を提供することを目的とする。

本発明の無線受信装置は、受信した信号に対して反復復号を行なう無線受信装置であって、信号をシンボル毎に受信する受信部と、受信した信号を復調する復調部と、前記復調部にて復調した信号に基づいて最終シンボルのタイミングを示す最終シンボルタイミングを生成する最終シンボルタイミング生成部と、前記復調部にて復調した信号を変調する変調部と、前記変調部にて変調した変調信号に基づいて生成したレプリカ信号を用いて、受信信号から干渉成分をキャンセルする干渉キャンセル部とを備え、前記変調部は、前記最終シンボルタイミングに基づいてデータ系列の並べ替えのタイミングを制御する。

このように最終シンボルタイミングに基づいて変調部にて再変調するシンボルが最終シンボルであるか否かを判定し、最終シンボルであるか否かに基づいてデータ系列の並べ替えのタイミングを制御することにより、最終シンボルでは、最終シンボル以外のシンボルの場合より、早いタイミングでデータ系列の並べ替えを開始することができる。これにより、最終シンボルに対する変調処理を従来より早く行なえるので、受信処理時間を短縮できる。

本発明の無線受信装置において、前記復調部は、次のシンボルに含まれるデータの一部を用いてシンボルの誤り訂正復号を行う誤り訂正復号部を有し、前記変調部は、最終シンボル以外のシンボルについては、そのシンボルに対する処理結果の入力完了から所定時間が経過したタイミングでデータ系列の並べ替えを開始し、前記最終シンボルタイミングに基づいて最終シンボルであると判断した場合は、最終シンボルに対する処理結果の入力完了を検知したタイミングでデータ系列の並べ替えを開始してもよい。

このように復調部が次のシンボルに含まれるデータの一部を用いて誤り訂正復号処理を行う場合には、一のシンボルの復調結果を得るためには、次のシンボルに含まれるデータの処理を待たなければならない。従って、変調部は、シンボルに対する処理結果の入力から所定時間が経過したタイミングでデータ系列の並べ替えを開始する。最終シンボルの場合には、次のシンボルが存在せず、次のシンボルに含まれるデータを用いないで誤り訂正復号を行なうことが可能である。従って、最終シンボルの場合には、シンボルの処理結果の入力が完了したタイミングでデータ系列の並べ替えを開始する。従来は、最終シンボルであるか否かに関わらず、同じタイミングでデータ系列の並べ替えが開始されていた。本発明の構成により、最終シンボルについて、所定時間の経過を待つことなく処理を開始できるので、最終シンボルを受信してから変調処理が終了するまでに要する時間を短縮できる。

本発明の無線受信装置において、前記復調部は、前記誤り訂正復号部が前回の復号に用いた尤度を記憶する尤度記憶部と、前回の復号の尤度と今回の復号の尤度を前記最終シンボルタイミングに基づいて選択する尤度選択部とを備え、前記尤度選択部にて選択した尤度を前記誤り訂正復号部に入力してもよい。

この構成により、復調部は、最終シンボルについては、尤度記憶部に記憶された尤度を用いて誤り訂正復号を開始することができる。これにより、今回の復号の尤度を求める時間を省略できるので、復調処理に要する時間を短縮でき、ひいては受信処理時間を短縮できる。なお、本発明は、無線受信装置の動作クロックが速い場合に特に有効である。動作クロックが速い場合、最終シンボルの一つ前のシンボルの尤度を求める処理が早く終了するので、最終シンボルの尤度を求める処理を開始するまでの間に待ち時間が発生する。このような場合に、前回に求めた尤度を用いて次の処理を実行することにより、待ち時間をなくすことができる。

本発明の無線受信装置は、前記受信部は、空間多重伝送された信号を受信し、前記受信部にて受信した信号を分離する信号分離部を備え、前記信号分離部にて分離された信号を前記復調部に入力してもよい。

この構成により、無線受信装置を、複数の信号が多重伝送されるＭＩＭＯ伝送に適用することが可能である。

本発明の無線受信方法は、受信した信号に対して反復復号を行なう無線受信方法であって、信号をシンボル毎に受信するステップと、受信した信号を復調するステップと、復調した信号に基づいて最終シンボルのタイミングを示す最終シンボルタイミングを生成するステップと、前記最終シンボルタイミングに基づいてデータ系列の並べ替えのタイミングを制御しながら、復調した信号を変調して変調信号を生成するステップと、前記変調信号に基づいて生成したレプリカ信号を用いて、受信信号から干渉成分をキャンセルするステップとを備える。

この構成により、本発明の無線受信装置と同様に、最終シンボルでは、最終シンボル以外のシンボルの場合より、早いタイミングでデータ系列の並べ替えを開始することができ、受信処理時間を短縮できる。

本発明によれば、他のシンボル（最終シンボル以外のシンボル）の場合より早いタイミングで、最終シンボルのデータ系列の並べ替えを開始することができ、受信処理時間を短縮できる。

以下、本発明の実施の形態の無線受信装置について、図面を参照しながら説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態の無線受信装置１００が備えるベースバンド復調部１０４の構成を示す図である。図１を用いて無線受信装置１００について詳しく説明する前に、本実施の形態の無線受信装置１００が適用される無線通信システムについて説明する。

図２は、第１の実施の形態の無線通信システムの構成を示す図である。無線通信システムは、無線送信装置１００ａと、無線受信装置１００とを有している。無線送信装置１００ａはＭ本のアンテナを有し、無線受信装置１００はＮｒ本のアンテナを有している。本実施の形態では、送信アンテナＭ本、受信アンテナＮｒ本を用いて、複数の（例えばＭ個）のストリーム信号を同一周波数上で送信し、空間多重伝送を行うＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ）伝送を行う。

以下では、一例として送信アンテナ２本、受信アンテナ２本の場合について説明する。しかし、アンテナの数は、以下の例に限定されるものではなく、１≦Ｍ≦Ｎｒを満たせば、何本であってもよい。

（無線送信装置の構成）
無線送信装置１００ａは、ベースバンド変調部１０１と、無線部１０２と、送信アンテナ１０５ａ、１０５ｂとを有する。

ベースバンド変調部１０１には、無線送信装置１００ａによって送信されるデータが入力される。ベースバンド変調部１０１は、入力データに対して符号化、インタリーブ、マッピング等の処理を施し、ベースバンド変調された信号を出力する。

無線部１０２には、ベースバンド変調部１０１から出力されたベースバンド信号が入力される。無線部１０２は、入力されたベースバンド信号に対して、周波数変換、増幅等の処理を施し、ベースバンド信号から無線周波数に変換された無線信号を出力する。無線部１０２から出力された無線信号は、送信アンテナ１０５ａ、１０５ｂから空間に送信される。

図３は、無線送信装置１００ａのベースバンド変調部１０１の構成を詳しく示す図である。無線送信装置１００ａは、符号化部２０１とシリアル／パラレル変換部（以下、「Ｓ／Ｐ変換部」という）２０２と、２系列のインタリーブ部２０３ａ、２０３ｂおよびマッピング部２０４ａ、２０４ｂを備えている。

符号化部２０１には、無線送信装置１０１が送信するビットデータ系列ｚ（ｋ）が入力される。ここで、ｋは離散時間を示す。符号化部２０１は、入力されたビットデータ系列ｚ（ｋ）に対して、所定の符号化率で誤り訂正符号化を施し、誤り訂正符号化後の符号系列ｄ（ｋ）を出力する。

Ｓ／Ｐ変換部２０２には、誤り訂正符号化部２０１から出力される誤り訂正符号化後の信号ｄ（ｋ）が入力される。Ｓ／Ｐ変換部２０２は、信号ｄ（ｋ）にシリアル／パラレル変換を施し、パラレル変換後のデータ系列ｄ_ｍ（ｋ）をインタリーブ部２０３ａ、２０３ｂに出力する。

インタリーブ部２０３ａには、シリアル／パラレル変換後のデータ系列ｄ_ｍ（ｋ）が入力される。インタリーブ部２０３ａは、入力されたデータ系列ｄ_ｍ（ｋ）に対して、データ系列を並べ替えるインタリーブ処理を施し、並べ替え後のデータ系列を出力する。インタリーブ部２０３ｂもインタリーブ部２０３ａと同じ処理を行い、並べ替え後のデータを出力する。なお、インタリーブ部２０３ａとインタリーブ部２０３ｂは、異なる並べ替え規則を用いてもよい。

マッピング部２０４ａには、インタリーブ部２０３ａから出力されるデータが入力される。マッピング部２０４ａは、入力されたデータを所定の変調方式によって、Ｉ（Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ）信号とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−Ｐｈａｓｅ）信号からなる複素平面上の点にマッピングし、マッピングした信号ｘ_ｍ（ｋ）を出力する。マッピング部２０４ｂもマッピング部２０４ａと同じ処理を行い、マッピング後の信号を出力する。

（無線受信装置の構成）
無線受信装置１００は、パラレル型干渉キャンセラ（ＰＩＣ）を用いた反復復号を行う構成を有する。図２に示すように、無線受信装置１００は、複数の受信アンテナ１０６ａ、１０６ｂと、無線部１０３と、ベースバンド復調部１０４とを有する。

無線部１０３には、受信アンテナ１０６ａ、１０６ｂにて受信した無線信号が入力される。無線部１０３は、入力された無線信号に対して、増幅、周波数変換等の処理を施し、無線周波数からベースバンドに変換されたベースバンド信号を出力する。

ベースバンド復調部１０４には、無線部１０３から出力されるベースバンド信号が入力される。ベースバンド復調部１０４は、入力されたベースバンド信号に対し、空間多重された信号の分離処理やデマップ処理、デインタリーブ処理、誤り訂正復号処理等を施し、復号後のデータを出力する。

図１は、無線受信装置１００のベースバンド復調部１０４の構成を詳しく示す図である。ベースバンド復調部１０４には、無線部１０３において、増幅、周波数変換等の処理を施された後、ＡＤ変換回路にてデジタル信号に変換された信号が入力される。

ｎｒ番目の受信アンテナで受信したベースバンド信号をｙ_ｎｒ（ｋ）と表す。無線送信装置１００ａのｍ番目のアンテナから送信された信号ｘ_ｍ（ｋ）を無線受信装置１００で受信した信号ｙ（ｋ）は、次式（１）によって表わされる。
ここで、ｙ（ｋ）は受信アンテナ本数ｎｒ個の列ベクトルであり、それぞれの要素をｙ_ｎｒ（ｋ）と表す。Ｈは、送信装置１００ａから送信された信号ｘ（ｋ）が伝搬路から受ける変動を表し、送信アンテナ本数Ｍと受信アンテナ本数Ｎｒによって決定されるＭ行Ｎｒ列の行列である。Ｈのｉ行目ｊ列目の要素をｈ_ｉｊとすると、ｈ_ｉｊはｊ番目の送信アンテナから送信された信号をｉ番目の受信アンテナで受信した場合の伝搬路変動を表す。

また、ｎ（ｋ）はｎｒ個のアンテナを用いて受信した場合に付加される熱雑音を表し、ｎｒ個の要素からなる列ベクトルである。次式（２）に示すような雑音電力σの白色雑音であるとする。ここで、Ｉ_ｎｒは、Ｎｒ次の単位行列であり、Ｅ［ｘ］はｘの期待値を表す。

図１に戻ってベースバンド復調部１０４の説明を続ける。チャネル推定部３０１には、ベースバンド信号ｙ_ｎｒ（ｋ）が入力される。チャネル推定部３０１は、ｙ_ｎｒ（ｋ）に含まれる既知のプリアンブル信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路変動推定値Ｂ（以下、チャネル推定値）を出力する。ここでは、既知のプリアンブル信号を用いる例を挙げたが、伝搬路推定に用いる信号はプリアンブル信号に限るものではなく、既知の信号を用いればよく、例えば、パイロット信号を用いてもよい。

信号分離部３０２には、ベースバンド信号ｙ_ｎｒ（ｋ）とチャネル推定値Ｂが入力される。信号分離部３０２は、チャネル推定値Ｂを用いて、同一周波数上で送信されて空間多重された信号を分離するための分離ウエイトを作成する。分離ウエイトｗ_ｍは、例えば、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕｒｅ Ｅｒｒｏｒ）等の手法を用いて算出する。信号分離部３０２は、ベースバンド信号ｙ_ｎｒ（ｋ）に対して乗算し、伝搬路から受ける振幅および位相の変動が等化された信号ｓ_ｍ（ｋ）を出力する。信号分離部３０２は、次式（３）に示すように、分離ウエイトｗ_ｍを受信信号ｙ（ｋ）に乗算することにより空間多重された信号から他のストリーム信号の干渉成分を取り除いたｓ_ｍ（ｋ）を得る。
ここで、ｗ_ｍはｎｒ個の要素を持つ列ベクトルであり、Ｔはベクトルの転置を表す。

なお、本実施の形態では、送信アンテナ本数Ｍ＝２、受信アンテナ本数Ｎｒ＝２であるので、ＺＦ手法を用いた場合の空間多重分離ウエイトは、次式（４）に示すように、チャネル推定値Ｂの逆行列で表すことができる。

次に、復調部３０３について説明する。復調部３０３には、信号分離部３０２から出力される信号ｓ_ｍ（ｋ）、または、キャンセル部３０６から出力される信号が入力される。キャンセル部３０６から入力される出力信号については後述する。本実施の形態の無線受信装置１００は、復号と干渉キャンセルを繰り返し行う反復復号を行なう。一回目の復号には、信号分離部３０２から入力される信号を用いて復号し、二回目以降の復号には、キャンセル部３０６から入力される信号を用いて復号を行う。

復調部３０３は、信号分離部３０２から入力された信号ｓ_ｍ（ｋ）に対して、デマップ処理、デインタリーブ処理、および誤り訂正復号処理等を行ない、復号された仮判定ビット系列ｂ［０］（ｋ）を出力する。

図４は、復調部３０３の構成を示す図である。なお、図４は、復調部３０３の構成の一例であり、本実施の形態の無線受信装置１００は、図４に示す構成と異なる構成を採用することもできる。

図４において、復調部３０３は、デマップ部４０１ａ、４０１ｂと、デインタリーブ部４０２ａ、４０２ｂと、パラレル／シリアル変換部（以下、「Ｐ／Ｓ変換部」という）４０３と、誤り訂正復号部４０４とを有する。

復調部３０３には、信号分離部３０２から入力される空間多重ストリーム分離後の信号ｓ_ｍ（ｋ）、または、キャンセル部３０６から入力される合成後の干渉キャンセル信号ｕ_ｍ［ｌ］（ｋ）が入力される。ここで、ｌは１以上の自然数であり、具体的にはｌ＝１、…である。なお、信号分離部３０２から出力される信号ｓ_ｍ（ｋ）、または、キャンセル部３０６から出力される干渉キャンセル信号ｕ_ｍ［ｌ］（ｋ）は、Ｉ信号とＱ信号からなる複素平面上にマッピングされている。

デマップ部４０１ａ、４０１ｂは、複素平面上にマッピングされた入力信号ｓ_ｍ（ｋ）またはｕ_ｍ［ｌ］（ｋ）を、ビット列からなるビットデータ系列に変換するデマップ処理を行う。本実施の形態では、デマップ部４０１ａに信号ｓ１（ｋ）または信号ｕ１［ｌ］（ｋ）を入力し、デマップ部４０１ｂに信号ｓ２（ｋ）または信号ｕ２［ｌ］（ｋ）を入力する。デマップ処理は、受信信号点と最も距離の近い候補信号点のビットを硬判定値として出力する方法と、受信信号点と候補信号点のビット毎の尤度を軟判定値として出力する方法がある。本実施の形態では、後者の軟判定値を出力する方法を例に説明する。

ビット毎の尤度としては、対数尤度比ＬＬＲ（Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ）を算出する。対数尤度比を算出する方法は、例えば、「デジタルワイヤレス伝送技術」三瓶著（ピアソン・エデュケーション出版）のｐｐ．２７５〜２７９に記載されている。

入力信号ｓ_ｍ（ｋ）またはｕ_ｍ［１］（ｋ）に対して、次式（５）に示すように、第ｉ番目のビットの対数尤度比ＬＬＲ_ｍ，ｉ（ｋ）を求める。
ここで、Ｌは入力信号の変調多値数、ｓ_ｃ（ｂｉ＝Ａ）はマッピング時に用いられた複素平面上の候補信号点のうち、第ｉ番目のビットがＡの場合の候補信号点の集合を表す。また、Ａは、０または１であり、ｉは、ｌｏｇ２（Ｌ）以下の自然数であり、ｍはＭ以下の自然数である。

デマップ部４０１ａ、４０１ｂは、上記の式（５）に従って算出した対数尤度比ＬＬＲ_ｍ，ｉ（ｋ）を出力する。

デインタリーブ部４０２ａには、デマップ部４０１ａから出力される対数尤度比ＬＬＲ_ｍ，ｉ（ｋ）が入力される。デインタリーブ部４０２ａは、入力系列に対してインタリーブ処理で行った並べ替え処理と逆の操作を行うことにより、インタリーブ処理で並べ替えられたデータ系列を元の系列に並べ替える。デインタリーブ部４０２ａは、並べ替えたデータ系列を出力する。デインタリーブ部４０２ｂは、デインタリーブ部４０２ａと同じ処理を行い、並べ替えたデータを出力する。なお、送信側で並べ替える際にストリーム間で異なる並べ替えパターンを適用した場合には、デインタリーブ部４０２ａとデインタリーブ部４０２ｂは、それぞれインタリーブ操作と逆の操作となるような規則で並べ替えを行う。

Ｐ／Ｓ変換部４０３には、デインタリーブ部４０２ａ、４０２ｂから出力されるデータ系列が並列に入力される。Ｐ／Ｓ変換部４０３は、入力データ系列を所定の手順により直列に並べたデータ系列に変換し、変換後のデータ系列を出力する。Ｐ／Ｓ変換部４０３が入力データに対して行う並べ替え手順は、送信無線装置１００ａのＳ／Ｐ変換部２０２で行った手順と逆の手順で並べ替え操作を行う。

誤り訂正復号部４０４には、Ｐ／Ｓ変換部４０３から出力される対数尤度比が入力される。誤り訂正復号部４０４は、入力された対数尤度比に対して誤り訂正復号処理を行う。誤り訂正復号部４０４は、例えば、ビタビ復号によって誤り訂正復号処理を行う。誤り訂正後のデータ系列は、仮判定された２値の硬判定値のビット系列ｂ（ｋ）を出力する。以上、復調部３０３の構成について説明した。

ＳＩＧＮＡＬデコード部３０７は、送信信号に含まれるパケット長、データ部の伝送速度等の情報を復号する。ＳＩＧＮＡＬデコード部３０７は、復調部３０３から出力される仮判定ビット系列のあらかじめ決められた部分を抽出し、パケット長や伝送速度等のパケットの情報信号を出力する。

図７は、本実施の形態における送信パケットのフォーマットを示す図である。図７に示すように、送信パケット７００は、プリアンブル部７０１と、ＳＩＧＮＡＬ部７０２と、データ部７０３とを有している。

プリアンブル部７０１は、既知の信号によって構成され、無線受信装置１００にて同期処理、チャネル推定処理、周波数オフセット推定処理等に使用する。ＳＩＮＧＡＬ部７０２は、後に続くデータ部７０３の変調方式、符号化率、データ部のデータ長（パケット長）等のデータの情報を、あらかじめ決められた変調方式、符号化率で変調した信号部分である。データ部７０３は、無線送信装置１００ａから無線受信装置１００へ伝送するデータを変調した信号部分である。

ＳＩＧＮＡＬデコード部３０７は、受信信号のＳＩＧＮＡＬ部７０２に含まれるパケット長情報を用いて、パケットに含まれるシンボル数を算出する。

最終シンボルタイミング生成部３０８は、ＳＩＧＮＡＬデコード部３０７から出力されるパケットの情報信号を用いて、受信パケットを構成しているシンボル数を算出する。最終シンボルタイミング生成部３０８は、次式（６）を用いて、受信パケットを構成しているシンボル数Ｎ_{ｓｙｍｂｏｌ}を算出する。
ここで、Ｎ_{ＬＥＮＧＴＨ}はパケット長、Ｎ_ｓｃはサブキャリア数、Ｎ_ｂｐｓｃは１サブキャリアにマッピングするビット数、Ｎ_ｓｔは空間多重ストリーム数、Ｎ_ｒａｔｅは符号化率を表す。

最終シンボルタイミング生成部３０８は、上記の式（６）で算出されたシンボル数と現在の復号済みのビット数をカウントした値を用いて、現在処理されているシンボルが最終シンボルであるかを判定する。最終シンボルと判定された場合には、最終シンボルタイミング生成部３０８は、変調部３０４に対して最終シンボルタイミング信号を出力する。

次に、変調部３０４について説明する。変調部３０４は、基本的には、送信無線装置１００ａが行う変調処理と同じ処理を行う。

図５は、変調部３０４の構成を示す図である。変調部３０４は、符号化部２０１と、Ｓ／Ｐ変換部２０２と、インタリーブ部５０１ａ、５０１ｂと、マッピング部２０４ａ、２０４ｂとを有する。変調部３０４は、復調部３０３から出力される仮判定ビット系列ｂ（ｋ）に対して、送信無線装置１００ａが行う変調処理と同様の方法で誤り訂正符号化処理、データの順番を並べ替えるインタリーブ処理、ビット系列を複素平面上の点にマッピングするマッピング処理等の再変調処理を行い、Ｉ信号とＱ信号からなる複素平面上にマッピングされた仮判定送信信号ｘ^［１］（ｋ）を出力する。なお、ｘ^［１］（ｋ）は、ｍ個の要素からなる列ベクトルであり、ｍ番目の要素（ｍ番目のアンテナから送信される仮判定送信信号）はｘ^［１］ _ｍ（ｋ）と表す。

インタリーブ部５０１ａは、Ｓ／Ｐ変換部２０２から出力されるビットデータ系列と、最終シンボルタイミング生成部３０８から入力される最終シンボルタイミング信号を用いて、入力されるビットデータ系列に対して順番を並べ替えるインタリーブ処理を行う。なお、並べ替える順番は送信側で行ったインタリーブ処理と同様の手順で行う。インタリーブ部５０１ｂは、インタリーブ部５０１ａと同様の処理を行い、ビットデータ系列を出力する。

変調部３０４には、復調部３０３から出力される仮判定された復号結果ｂ（ｋ）の他に、最終シンボルタイミング生成部３０８から出力される最終シンボルタイミング信号が入力される。本実施の形態では、変調部３０４は、最終シンボルタイミング生成部３０８から出力されるタイミング信号に基づいて再変調信号を出力するタイミングを制御する。すなわち、インタリーブ部５０１ａ，５０１ｂは、並べ替えたデータ系列を一定間隔で出力するが、最終シンボルタイミング信号が入力された場合には、最終シンボルの誤り訂正復号データの入力が完了したタイミングでビットデータ系列の出力を開始する。

レプリカ生成部３０５は、変調部３０４から出力される仮判定送信信号ｘ^［１］（ｋ）に対して、次式（７）に示すように、チャネル推定値Ｂを乗算することにより伝搬路で発生する変動を与える。レプリカ生成部３０５は、受信信号ｙ（ｋ）の第ｒ番目のストリームのレプリカ信号ｙ^［１］ _ｒ（ｋ）を生成する。
ここで、Ｇ_ｒはＭ次の単位行列からｒ行ｒ列の対角成分を０にした行列を示す。

干渉キャンセル部３０６は、無線部１０３から出力されるベースバンド信号ｙ（ｋ）から、所望の第ｒ番目の送信ストリーム信号以外を干渉信号とみなし、レプリカ信号ｙ^［１］ _ｒ（ｋ）を用いて干渉信号をキャンセルし、所望の第ｒ番目のストリーム信号を取り出す。干渉キャンセル部３０６は、次式（８）によって、第ｒ番目のストリームの干渉成分をキャンセルした信号ｖ_ｒ ^［１］（ｋ）を求める。
ここで、ｒは１から送信ストリーム数ｍまでの自然数であり、ｖ_ｒ ^［１］（ｋ）はｎｒ個の要素を持つ列ベクトルである。以上の干渉キャンセル動作をすべてのストリームに対して行い、干渉キャンセル信号ｖ_ｒ ^［１］（ｋ）を求める。すなわち、ｒ＝１、…、ｍに対して上記の干渉キャンセル動作を行う。

次に、干渉キャンセル部３０６は、干渉成分をキャンセルされた信号ｖ_ｒ ^［１］（ｋ）のｎｒ個の要素を合成する。合成の手法としては、最大比合成、ＭＭＳＥ（最小二乗誤差）合成等を適用することができる。合成手法に最大比合成を適用する場合、次式（９）に示すように、チャネル推定値Ｂのｒ列目の列ベクトルｂ_ｒの複素共役転置ベクトルを干渉キャンセル信号ｖ_ｒ ^［１］（ｋ）に乗算することにより、第ｒ番目の所望ストリームの合成出力ｕ_ｒ ^［１］（ｋ）を求める。
ここで、上付きの添え字Ｈはベクトル共役転置を表す。以上の合成動作をすべてのストリームに対して行い、合成された干渉キャンセル信号ｕ_ｒ ^［１］（ｋ）を求める。すなわち、ｒ＝１、…、ｍに対して上記の合成動作を行う。

キャンセル部３０６から出力される合成された干渉キャンセル信号ｕ_ｒ ^［１］（ｋ）は、復調部３０３に入力される。デマップ処理、デインタリーブ処理、誤り訂正復号処理が施され、復号された仮判定ビット系列ｂ^［１］（ｋ）が出力される。

図６は、無線受信装置１００における各信号処理のタイミングを示す図である。図６は、横軸は時間、縦軸は受信信号に対して行う処理を上から順番に示している。図中の長方形は、各信号処理に要する時間を表す。図６では、信号処理のうち、処理遅延が発生する主要な処理を示し、遅延時間が短い処理の記載は省略する。図６では、最終シンボルｎとそれより前の３シンボル（ｎ−１、ｎ−２、ｎ−３）の処理のタイミングを示している。

図６は、一例として、反復回数２回の場合の反復復号受信処理を示す。（１）受信処理から、（２）ＦＦＴ処理、（３）デインタリーブ処理、（４）誤り訂正復号処理までが１回目の復号処理である。（５）インタリーブ処理から、（６）干渉キャンセル処理、（７）デインタリーブ処理、（８）誤り訂正復号処理までが２回目の復号処理である。

以下、図６を用いて、無線受信装置１００の動作について説明する。「（２）ＦＦＴ処理」は、受信信号を１シンボル毎にＦＦＴ処理を施し、ＦＦＴ後のデータを出力する。ＦＦＴ処理は、処理単位の全データを一旦蓄積する必要がある。これは、ＦＦＴ処理が一般的にバタフライ演算を用いて行われることによる。従って、ＦＦＴ処理の出力は、受信処理における１シンボルの受信時間だけ遅延する。

ＦＦＴ処理されたデータに対してデマップ処理を行う。デマップ処理による遅延時間は、動作クロックにして数クロックであり、ごく短いので図６での記載を省略している。

デマップ処理されたデータに対して、「（３）デインタリーブ処理」を行う。デインタリーブ処理は、ある一定のビット数の単位内でデータ系列を並べ替える。一般的には１シンボル単位でデータの並べ替え処理を行う。ランダムに系列を並べ替えると特性改善効果が大きいことが一般的に知られている。しかし、ハードウエアではランダムな並べ替えを実現することは困難であり、並べ替えに規則性がありかつ特性改善効果の大きいデインタリーブ処理を行うためには、１シンボル分のデータを記憶領域に一旦蓄積する必要がある。したがって、入力データを１シンボル分蓄積した後にデインタリーブ後のデータを出力するため、デインタリーブ処理の出力は、ＦＦＴ処理における１シンボルの処理時間だけ遅延する。

次に、デインタリーブ処理を行ったデータに対し、「（４）誤り訂正復号処理」を行う。誤り訂正復号アルゴリズムは、本実施の形態では、一例としてビタビ復号を用いる。ビタビ復号は、復号結果を得るために一定のパスメモリ長のデータが必要であることが一般的に知られている（例えば、「ヴィタビ復号の容易な高符号化率畳み込み符号とその諸特性」安田豊、平田康夫、小川明著、信学論（Ｂ），ｖｏｌ．Ｊ６４−Ｂ，ｐｐ．５７３−５８０，１９８１．）。従って、誤り訂正復号処理は、図６に示すように、パスメモリ長のデータが入力された後に、最初に入力されたデータの復号結果を出力する。ＯＦＤＭ変調では、通常、送信信号のコピーであるガードインターバルを設けている。これにより、図６に示すように、ガードインターバルを除去したことによる無信号区間が発生する。また、１シンボル単位での処理を考えた場合、パスメモリ内にデータが残るため、１シンボル分のデータが入力されたにも関わらず、１シンボルの処理結果として得られる復号データは、１シンボルのデータ数からパスメモリ内のデータ数を減算したデータ数となる。このため、１シンボルに対応する誤り訂正復号データが出力されるのは、パスメモリ長の次のシンボルのデータが入力された時である。例えば、ｎ−３番目のシンボルの復号データの出力が完了するのは、時刻ｔ１の時点である。

次に、「（５）インタリーブ処理」は、誤り訂正復号処理を施したデータを入力し、データを並べ替えるインタリーブ処理を施し、その結果を出力する。インタリーブ処理は、デインタリーブ処理と同様の理由で、１シンボル分のデータを蓄積する。従って、１シンボルに対応する復号データの入力が完了するまで、インタリーブ処理は開始されない。上記の誤り訂正復号処理で説明したように、１シンボルの誤り訂正結果が出力されるためには次のシンボルのデータの入力が必要となる。従って、インタリーブ処理遅延は、１シンボル分のデータと、ガードインターバル区間と、次のシンボルにあるパスメモリ長のデータとを合計した値となる。例えば、ｎ−３番目のシンボルのインタリーブ処理が開始されるのは、時刻ｔ１である。

最終シンボルのビタビ復号は、復号結果を得るために一定のパスメモリ長のデータを確保することができない。このため、一般的にビタビ復号に入力するデータの最後に既知のデータを挿入する。この既知のデータを用いることで、一定のパスメモリ長のデータを確保せずに正しく復号することができる。これにより、最終シンボルのインタリーブ処理においては、そのシンボルだけで誤り訂正復号データを得ることができる。本実施の形態では、最終シンボルタイミング生成部３０８から出力される信号を利用し、インタリーブ処理対象のシンボルが最終シンボルであることを検知した場合、そのシンボルの処理結果の入力が完了した時点からインタリーブ処理を行い、ガードインターバル分の処理待ちを短縮する。すなわち、インタリーブ処理の出力タイミングは、最初のシンボルから最終シンボルの一つ前のシンボルまではシンボル間隔で行われ、最終シンボルについてはそれまでのシンボル間隔よりも早いタイミングでインタリーブ出力を開始する。

次に、インタリーブ処理を施したデータに対してマッピング処理を施す。マッピング処理による遅延時間は、動作クロックにして数クロックであり、ごく短いので図６での記載を省略している。

次に、「（６）干渉キャンセル処理」は、マッピングされたデータを用いて受信信号から干渉成分をキャンセルする。干渉キャンセル処理の処理遅延時間は、乗算・除算・減算等を行うため、図６に示すように、数十クロック必要となる。また、キャンセル処理は、入力されるデータを順番に処理するため、入力されたデータが一律に処理遅延を与えられ、キャンセル結果を出力する。よって、最終シンボルとその前のシンボルとの間隔は、入力時の間隔と同様となる。

次に、キャンセル処理を施したデータに対してデマップ処理を行う。デマップ処理による遅延時間は、動作クロックにして数クロックであり、ごく短いので図６での記載を省略している。

次に、デマップ処理を施されたデータに対して、「（７）デインタリーブ処理」を施す。デインタリーブ処理の処理遅延時間は、上記の説明と同様に、並べ替えるためにデータを蓄積する１シンボルの入力時間となる。最終シンボルに関しては、インタリーブ処理で１シンボル間隔よりも早く出力したために、デインタリーブ処理の出力でもガードインターバル分の時間を短縮できる。

次に、デインタリーブを施したデータに対して、「（８）誤り訂正復号処理」を行う。誤り訂正復号の処理遅延は、１回目の復号処理と同様に、図６に示すようになる。また、最終シンボルに関しては、ガーインターバル分の待ちが発生せずデータが入力されるため、全データの誤り訂正復号が完了するまでの時間は、従来よりもガードインターバルにより発生する待ち時間を短縮した処理遅延時間Ｔ_{ｄｅｌａｙ}となる。

以上に説明したとおり、本実施の形態の無線受信装置は、最終シンボルの反復復号処理におけるインタリーブ処理の出力待ち時間を短縮することができる。図１１は、従来の反復復号処理における各処理のタイミングを示す図である。図１１に示すように、従来は、ガードインターバル分の待ち時間の後に最終シンボルのインタリーブ処理を行っていた。本実施の形態では、最終シンボルのインタリーブ処理の待ち時間を短縮することで、受信処理の遅延時間Ｔ_{ｄｅｌａｙ}を短縮することができる。

（第２の実施の形態）
次に、第２の実施の形態の無線受信装置について説明する。第２の実施の形態の無線受信装置は、パラレル型干渉キャンセラ（ＰＩＣ）を用いて反復復号を行う受信装置であり、基本的な構成は、第１の実施の形態の無線受信装置１００と同じである（図１参照）。第２の実施の形態の無線受信装置は、ベースバンド復調部１０４ａの構成が、第１の実施の形態の無線受信装置１００と異なる。

図８は、第２の実施の形態の受信装置のベースバンド復調部１０４ａを示す図である。図１に示すベースバンド復調部１０４と同じ構成には同じ符号を付し、重複した説明を省略する。

図８に示すように、第２の実施の形態においては、最終シンボル生成部３０８は、最終シンボルタイミング信号を復調部８０１にも入力する。復調部８０１は、信号分離部３０２から入力されるストリーム信号とキャンセル部３０６から入力される干渉キャンセル後の信号に加えて、最終シンボル生成部３０８から出力される最終シンボルタイミング信号を用いて、Ｉ信号とＱ信号からなる複素平面上にマッピングされた点を各ビットの尤度に変換するデマップ処理、デマップした尤度の系列を並べ替えて出力するデインタリーブ処理、尤度に対して誤り訂正復号処理を行い、復号結果を出力する。

図９は、ベースバンド復調部１０４が備える復調部８０１の構成を示す図である。図９に示す復調部３０３と同じ構成には同じ番号を付し、重複した説明を省略する。図９に示すように、復調部８０１は、Ｐ／Ｓ変換部４０３と誤り訂正復号部４０４との間に、前回の復号時の誤り訂正復号部４０４に入力する尤度を記憶する尤度記憶部９０１と、尤度記憶部９０１からの尤度と今回の復号による尤度とを選択する尤度選択部９０２を有している。

尤度選択部９０２は、最終シンボルタイミング生成部３０８から出力される最終シンボルタイミング信号に基づいて、Ｐ／Ｓ変換部４０３から出力される尤度と尤度記憶部９０１から出力される前回の復号時の尤度のうちのいずれかを選択し、選択した尤度を誤り訂正復号部４０４に入力する。最終シンボルタイミング信号が最終シンボルではない場合、今回の復号の尤度を出力に選択する。最終シンボルタイミング信号が最終シンボルを示している場合、今回の復号の尤度が存在するビットに関しては今回の復号の尤度を選択し、今回の復号の尤度が存在しないビットに関しては前回の復号時に求めた尤度を選択する。今回の復号の尤度が存在しない理由は、処理遅延を短縮するためにデインタリーブ処理の開始タイミングを早めると、１シンボル分のデータが蓄積できていないために、１シンボル内のデータが部分的に存在しないことによる。

図１０は、第２の実施の形態の無線受信装置における各信号処理のタイミングを示す図である。図１０の縦軸、横軸、および縦軸に記載した各処理は、図６と同じである。第２の実施の形態では、無線受信装置１００ａの動作クロックは、第１の実施の形態の無線受信装置１００よりも速いことを想定している。図１０では、それぞれの処理に要する時間が図６に示す例より短くなっている。

図１０に示すように、「（５）インタリーブ処理時間」が短くなるため、最終シンボルのインタリーブ処理を、「（４）誤り訂正復号処理」の終了直後に開始したとしても、最終シンボルの一つ前のシンボルのインタリーブ処理終了の時間との時間間隔が生じる。このため、「（７）デインタリーブ処理」において、「（６）キャンセラ処理」の出力を待ってからデインタリーブ処理を行うと、最終シンボルとその一つ前のシンボルとの間に時間的な間隔１００１が生じる。

本実施の形態では、最終シンボルタイミング信号によって復調部８０１に対して最終シンボルであることを通知する。これを受けて、尤度選択部９０２が、尤度記憶部９０１に記憶された一回目の「（３）デインタリーブ処理」の出力である尤度を読み出し、誤り訂正復号部４０４に入力する。これにより、誤り訂正復号部４０４は、「（６）キャンセラ処理」の処理終了を待たずに、「（７）デインタリーブ処理」を開始することができる。従って、「（７）デインタリーブ処理」の開始タイミングが間隔１００１だけ早くなり、この結果、「（８）誤り訂正復号処理」を開始するタイミングも間隔１００１だけ早くすることができる。

なお、「（６）キャンセラ処理」が完了していない時点で「（７）デインタリーブ処理」を開始するので、図１０に示す最終シンボルｎの「（７）デインタリーブ処理」においては、斜線部１００２のデータが存在しない。なお、図１０では尤度が存在しない部分は出力の最後としたが、これに限らず、インタリーブ規則によっては、尤度が存在しない位置は同じシンボルのデータ出力の途中や、同じシンボル内の様々な場所に位置する可能性がある。本実施の形態では、復調部８０１は、「（６）キャンセラ処理」が完了していないために発生するデータの消失部分については、尤度記憶部９０１に記憶された前回の復号の尤度を用いる。

なお、本実施の形態では、デインタリーブの処理中に、デインタリーブ部４０２ａ，４０２ｂにデータを入力しない構成について説明した。すなわち、最終シンボルｎの「（７）デインタリーブ処理」を開始する際にはデインタリーブ部４０２ａ，４０２ｂへのデータ入力を停止するため、「（６）キャンセラ処理」の最後の出力データ（時間間隔１００１の分のデータ）を入力できず、このデータについて前回の復号処理で求めた尤度を用いた。しかし、デインタリーブ処理を行いつつキャンセラ処理からの出力データを入力できるデインタリーブ部の構成を採用することもできる。この場合、デインタリーブ処理を実行する過程で、時間間隔１００１の分のデータを入力することができる。デインタリーブの処理開始時には、今回の復号処理で存在しなかった尤度が、デインタリーブのデータの並べ替えを行うまでに求められ、その尤度を用いてデインタリーブ処理を行える可能性がある。その場合、前回計算した尤度ではなく新しく計算した尤度を利用できるので、受信性能を向上できる。

第２の実施の形態の無線受信装置によれば、最終シンボルのデインタリーブ処理を早く開始することにより、受信処理全体の処理遅延時間を短縮することができると共に、前回の復号処理で計算した尤度を用いてデインタリーブ処理を行うことにより、データの消失による性能劣化を小さくできる。

以上、本発明の無線受信装置および無線受信方法について実施の形態を挙げて詳細に説明したが、本発明は上記した実施の形態に限定されるものではない。

本発明は、信号の受信処理に要する時間を短縮できるという効果を有し、無線信号を反復復号受信する無線通信装置等として有用である。

無線受信装置のベースバンド復調部の構成を示す図 第１の実施の形態の無線通信システムの構成を示す図 無線送信装置のベースバンド復調部の構成を示す図 無線受信装置のベースバンド復調部が有する復調部の構成を示す図 無線受信装置のベースバンド復調部が有する変調部の構成を示す図 無線受信装置における各信号処理のタイミングを示す図 送信パケットのフォーマットを示す図 第２の実施の形態のベースバンド復調部の構成を示す図 第２の実施の形態のベースバンド復調部が有する復調部の構成を示す図 第２の実施の形態の無線受信装置における各信号処理のタイミングを示す図 従来の無線受信装置における各信号処理のタイミングを示す図

符号の説明

１００ 無線受信装置
１００ａ 無線送信装置
１０１ ベースバンド変調部
１０２ 無線部
１０３ 無線部
１０４ ベースバンド復調部
１０５ａ，１０５ｂ 送信アンテナ
１０６ａ，１０６ｂ 受信アンテナ
２０１ 符号化部
２０２ Ｓ／Ｐ変換部
２０３ａ，２０３ｂ インタリーブ部
２０４ａ，２０４ｂ マッピング部
３０１ チャネル推定部
３０２ 信号分離部
３０３ 復調部
３０４ 変調部
３０５ レプリカ生成部
３０６ キャンセル部
３０７ ＳＩＧＮＡＬデコード部
３０８ 最終シンボルタイミング生成部
４０１ａ，４０１ｂ デマップ部
４０２ａ，４０２ｂ デインタリーブ部
４０３ Ｐ／Ｓ変換部
４０４ 誤り訂正復号部
５０１ａ，５０１ｂ インタリーブ部
７００ 送信パケット
７０１ プリアンブル部
７０２ ＳＩＧＮＡＬ部
７０３ データ部
８０１ 復調部
９０１ 尤度記憶部
９０２ 尤度選択部

Claims (5)

1. 受信した信号に対して反復復号を行なう無線受信装置であって、
   信号をシンボル毎に受信する受信部と、
   受信した信号を復調する復調部と、
   前記復調部にて復調した信号に基づいて最終シンボルのタイミングを示す最終シンボルタイミングを生成する最終シンボルタイミング生成部と、
   前記復調部にて復調した信号を変調する変調部と、
   前記変調部にて変調した変調信号に基づいて生成したレプリカ信号を用いて、受信信号から干渉成分をキャンセルする干渉キャンセル部と、
   を備え、
   前記変調部は、前記最終シンボルタイミングに基づいてデータ系列の並べ替えのタイミングを制御する無線受信装置。
2. 前記復調部は、次のシンボルに含まれるデータの一部を用いてシンボルの誤り訂正復号を行う誤り訂正復号部を有し、
   前記変調部は、最終シンボル以外のシンボルについては、そのシンボルに対する処理結果の入力完了から所定時間が経過したタイミングでデータ系列の並べ替えを開始し、前記最終シンボルタイミングに基づいて最終シンボルであると判断した場合は、最終シンボルに対する処理結果の入力完了を検知したタイミングでデータ系列の並べ替えを開始する請求項１に記載の無線受信装置。
3. 前記復調部は、前記誤り訂正復号部が前回の復号に用いた尤度を記憶する尤度記憶部と、
   前回の復号の尤度と今回の復号の尤度を前記最終シンボルタイミングに基づいて選択する尤度選択部と、
   を備え、
   前記尤度選択部にて選択した尤度を前記誤り訂正復号部に入力する請求項２に記載の無線受信装置。
4. 前記受信部は、空間多重伝送された信号を受信し、
   前記受信部にて受信した信号を分離する信号分離部を備え、
   前記信号分離部にて分離された信号を前記復調部に入力する請求項１〜３のいずれかに記載の無線受信装置。
5. 受信した信号に対して反復復号を行なう無線受信方法であって、
   信号をシンボル毎に受信するステップと、
   受信した信号を復調するステップと、
   復調した信号に基づいて最終シンボルのタイミングを示す最終シンボルタイミングを生成するステップと、
   前記最終シンボルタイミングに基づいてデータ系列の並べ替えのタイミングを制御しながら、復調した信号を変調して変調信号を生成するステップと、
   前記変調信号に基づいて生成したレプリカ信号を用いて、受信信号から干渉成分をキャンセルするステップと、
   を備える無線受信方法。