JP2007274883A - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】スタートアップ発振から本発振への切り替わりによる起動不良を防止することができ、また、多チャンネル構成の場合にも、起動順序に制約されることなく、確実に起動させることができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】昇圧コンバータの制御回路４への電源電圧として、チャージポンプ部１０２のチャージポンプ制御回路３によって入力電圧ＶＩＮを昇圧して得られる出力電圧ＶＣを供給することにより、従来の自己バイアス方式を廃止し、起動時に、従来の自己バイアス方式のスタートアップ発振から本発振への切り替わり動作がなくなり、発振状態の切り替わりによる不具合を無くして、確実で安定な起動特性を得る。
【選択図】図４

Description

本発明は、例えば乾電池を利用したバッテリー駆動機器の電力供給源として使用するスイッチング電源装置に関するものである。
従来から、電力供給源として乾電池などの直流バッテリーを利用した携帯電話やノート型パソコン等の携帯端末機器のようなバッテリー駆動機器の電源装置には、軽量かつ小型で電力効率の良いスイッチング電源装置が広く使用されている。
このような種類のスイッチング電源装置を有する電源装置においては、特に近年、電子機器等のバッテリー駆動機器の増加に伴い、機器の低電圧動作、かつ長時間動作、つまり、バッテリーの高寿命化への要求が高まりつつある。
図１１は特許文献１などに記載されている従来例を示す。このスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１に印加された入力電圧ＶＩＮをＤＣ−ＤＣコンバータ１００を介して出力端子Ｔ２に出力電圧ＶＯＵＴとして出力する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、チョークコイル５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタからなるメインスイッチ６、整流ダイオード７及び整流スイッチ８と出力平滑コンデンサ９によって昇圧コンバータが構成されている。整流ダイオード７及び整流スイッチ８の出力は出力平滑コンデンサ９で平滑され、出力端子Ｔ２に接続された負荷１０に給電している。
リング発振回路１１は、入力端子Ｔ１から電源が供給されており、駆動回路１５を介してメインスイッチ６及び整流スイッチ８の起動時のオン／オフ周期を決定する。
ＰＷＭ制御回路１２は、出力端子Ｔ２にから電源が供給されており、スイッチ手段１４と駆動回路１５を介して出力電圧ＶＯＵＴを制御するためにメインスイッチ６及び整流スイッチ８のオン／オフ周期を決定する。
切替制御回路１３は、起動時にはリング発振回路１１からの駆動信号を選択し、定常時にはＰＷＭ制御回路１２からの駆動信号を選択するようにスイッチ手段１４を切り替えるものであり、駆動回路１５はスイッチ手段１４によって選択された駆動信号を受けてメインスイッチ６及び整流スイッチ８を駆動している。
このスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１に所定の電圧以上の電圧が印加されることにより起動するが、入力電圧ＶＩＮが低い場合、具体的には、１本の単三型電池を入力端子Ｔ１に接続して動作させる場合には、１ボルト程度の非常に低い入力電圧でも回路動作する必要がある。
ＣＭＯＳ構造の場合はゲートの閾値電圧が１ボルト弱であるので、１ボルト程度の入力電圧ＶＩＮに対して余裕が無い。特にＰＷＭ制御回路１２のように、出力帰還信号に応じて駆動信号のオンオフ時間を調整するといった機能が必要な回路は、低電源電圧動作のための簡素化にも限界があり、回路設計自体が困難となる。即ち、回路動作の温度補償や、特性バラツキを小さくすることが困難であり、回路動作を安定に制御することが困難になるが、図１１に示したスイッチング電源装置では、起動時には、入力電圧ＶＩＮによって電源供給されるリング発振回路１１からの駆動信号により、メインスイッチ６及び整流スイッチ８をオン／オフさせ、出力電圧ＶＯＵＴの帰還制御を行わずに電圧上昇させている。
リング発振回路１１は、多段インバータを環状に接続した構成を有し、低い電源電圧で動作することができる。ＣＭＯＳ構造の場合、ゲート閾値電圧よりわずかに高ければよい。即ち１ボルトもあれば発振動作する。
具体的には、出力電圧ＶＯＵＴが低く、切り換え回路１３が起動時であることを検知し、切り換え回路１３によってスイッチ手段１４がリング発振回路１１からの駆動信号を選択する。メインスイッチ６及び整流スイッチ８のオン／オフ動作によって、チョークコイル５を介して入力電圧ＶＩＮから出力電圧ＶＯＵＴへの電力が伝達され、出力電圧ＶＯＵＴが上昇していく。但し、このときスイッチング電源装置は出力制御のための帰還動作はしない。このように、リング発振による無帰還昇圧動作（以後、“スタートアップ発振”と記述）が実行される。
出力電圧ＶＯＵＴの電位が、切替制御回路１３で設定される所定の電位に到達すると、切替制御回路１３はＰＷＭ制御回路１２からの駆動信号を選択するようにスイッチ手段１４を切り換える。このことにより、図１１のスイッチング電源装置の動作は、“スタートアップ発振”から、昇圧された出力電圧ＶＯＵＴから電源供給されるＰＷＭ制御回路１２を用いた帰還スイッチング動作（以後、“本発振”と記述）に切り替わる。本発振では、出力電圧ＶＯＵＴが目標電圧になるように動作する。
図１２は別の従来のスイッチング電源装置を示す。
このスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１に印加された入力電圧ＶＩＮをＤＣ−ＤＣコンバータ１０１を介して複数の出力電圧ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２，ＶＯＵＴ３，・・・を出力端子Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，・・・から出力する多チャンネル制御スイッチング電源であって、出力電圧ＶＯＵＴ１を出力する回路（以後、ＣＨ１と略記）と、出力電圧ＶＯＵＴ２を出力する回路（以後、ＣＨ２と略記）と、出力電圧ＶＯＵＴ３を出力する回路（以後、ＣＨ３と略記）とを備えている。
ＣＨ１の基本構成および動作は、図１１のスイッチング電源装置と同じであるため、説明は省略する。ＣＨ２は、ＣＨ２制御回路１６と、メインスイッチ１７、整流ダイオード１８、チョークコイル１９、出力平滑コンデンサ２０とからなる降圧コンバータで構成されている。ＣＨ３は、ＣＨ３制御回路２１と、チョークコイル２２、メインスイッチ２３、整流ダイオード２４、出力平滑コンデンサ２５とからなる昇圧コンバータで構成されている。
図１２のスイッチング電源装置も、入力端子Ｔ１に所定の電圧以上の電圧が印加されることにより起動するが、ＣＨ２制御回路１６とＣＨ３制御回路２１は、図１１のスイッチング電源装置でも述べたように、低い入力電圧ＶＩＮ時の不安定制御の懸念から、ＣＨ１の出力電圧ＶＯＵＴ１から電源供給される自己バイアス方式となっている。
このため、ＣＨ１以外の他のチャンネル（例えば、ＣＨ２，ＣＨ３）は、各制御回路の電源電圧が安定動作可能な電位になった時点、即ち、ＣＨ１がスタートアップ発振から本発振へ変わった後に、スイッチング電源制御動作を開始させる。
特開２００５−３１２１９１号公報
しかしながら図１１のスイッチング電源装置の構成では、例えば入力電圧ＶＩＮを２ボルトとし、出力電圧ＶＯＵＴを５ボルトとする設定時において、出力電圧ＶＯＵＴが２．５ボルトまで上昇した時点で、切替制御回路１３により“スタートアップ発振”から“本発振”への切り替えを行う場合に、下記のような不具合を誘発する危険性がある。
（１）“スタートアップ発振”から“本発振”への切り替わり直後において、ＰＷＭ制御回路１２からメインスイッチ６への駆動パルスのパルス幅が長い（即ち、メインスイッチ６のオン時間が長い）場合、メインスイッチ６のオン期間にチョークコイル５に過剰な電力を蓄えることになる。このことにより、出力電圧ＶＯＵＴにオーバーシュートが発生し、負荷１０（例えばマイコン）の劣化や最悪の場合破壊の可能性がある。また、入力に過剰なラッシュ電流を発生させ、電源に使用される電池の性能劣化を引き起こす。
（２）“スタートアップ発振”から“本発振”への切り替わり直後において、ＰＷＭ制御回路１２からメインスイッチ６への駆動パルスのパルス幅が短い場合、最短はメインスイッチ６が全期間にわたってオフ、整流スイッチ８が全期間にわたってオンのため、入力電圧ＶＩＮと出力電圧ＶＯＵＴが、チョークコイル５，整流スイッチ８を介しショート状態となる。このため、出力から電源に向かって“スタートアップ発振”時に蓄えられた電力（電流）が逆流して出力電圧ＶＯＵＴが低下する。この低下した出力電圧ＶＯＵＴの電位が所定値を下回ると、切替制御回路１３がスタートアップ状態と再認識し、再び“スタートアップ発振”に戻ってしまう。このように、“スタートアップ発振”と“本発振”を繰り返す起動不良となる可能性がある。
また、図１２のスイッチング電源装置の場合、ＣＨ１以外の他のチャンネルの制御回路は、ＣＨ１の出力電圧ＶＯＵＴ１を電源電圧としているため、ＣＨ１の出力電圧ＶＯＵＴ１が他のチャンネルの制御回路の安定動作可能電位に上昇するまで起動開始することができない。必ず自己バイアスのＣＨ１を先に起動しなければならないという起動順序の制約が発生する。
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、従来発生していた“スタートアップ発振”から“本発振”への切り替わりによる不具合を防止することができ、また、多チャンネル構成の場合にも、起動順序に制約されることなく確実に起動できるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
上記の課題を解決するために、本発明のスイッチング電源装置は、直流の入力電圧をスイッチ素子でスイッチングして前記入力電圧より昇圧した直流の出力電圧を得る昇圧コンバータと、前記入力電圧を昇圧して出力する制御回路用昇圧電源部と、前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧から電源供給されるとともに前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧が所定の動作開始電圧以上の時に前記昇圧コンバータのスイッチ素子を制御する制御回路とを備えたことを特徴とする。
この構成により、昇圧コンバータの制御回路は低い入力電圧時でも充分に電源供給されるので、確実に起動させることができる。
ここで、前記制御回路用昇圧電源部は、所定の周波数の駆動パルスを発生する発振回路と、前記駆動パルスに従ってスイッチングする複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子のスイッチングによって充放電される少なくとも一つのジャンピングコンデンサとを備えたチャージポンプ構成にしてもよい。また、前記発振回路は多段インバータを環状に接続したリング発振回路であると、低電源電圧から駆動パルスを発することができる。
また、前記制御回路用昇圧電源部は、例えばシリーズレギュレータのように、前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧を安定化して出力する安定化回路を備えた構成にしてもよい。このことにより、制御回路の耐圧及び安定な動作を確保することができる。
また、前記制御回路は、前記出力電圧と目標値との誤差信号を生成する誤差増幅器と、前記誤差信号に応じて前記昇圧コンバータのスイッチング動作を制御する駆動パルスを生成するＰＷＭ回路とを有し、前記出力電圧が所定値以上の場合、前記誤差増幅器または前記ＰＷＭ回路は、前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧の代わりに前記出力電圧から電源供給される構成としてもよい。または前記制御回路は、前記出力電圧が所定値以上の場合、前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧の代わりに前記出力電圧から電源供給される構成とし、さらに前記制御回路用昇圧電源部は、前記出力電圧が所定値以上の場合、動作を停止する構成としてもよい。上記構成により、通常動作時の消費電力を低減できる。
また、前記入力電圧から第２の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧から電源供給されるとともに、前記制御回路用昇圧電源電圧が所定の動作開始電圧に達すると前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する第２の制御回路とを備えたことを構成とすることにより、多チャンネル構成の場合にも、起動順序に制約されることなく、確実に起動させることができる。
この構成によれば、低い入力電圧から動作する制御回路用昇圧電源部が、安定動作可能な電源電圧を制御回路に供給するので、従来の自己バイアス方式の問題であったスタートアップ発振から本発振への切り替わりによる不具合を防止することができる。このことにより、確実かつ安定に起動することができるとともに、さらに起動時の入力突入電流や出力オーバーシュート等を抑制し、無駄な電力消費を抑え、バッテリーの高寿命化に貢献できる。また、多チャンネル構成の場合にも、起動順序に制約されることなく、確実に起動させることができる。
以下、本発明の実施の形態を図１〜図１０に基づいて説明する。
（実施の形態１）
図１と図３は本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を示す。
このスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１に印加された入力電圧ＶＩＮを昇圧コンバータとしてのＤＣ−ＤＣコンバータ１００を介して出力端子Ｔ２に出力電圧ＶＯＵＴとして出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、一端が入力端子Ｔ１に接続されたチョークコイル５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタからなるメインスイッチ６、整流ダイオード７及び整流スイッチ８と出力平滑コンデンサ９によって昇圧コンバータが構成されている。詳しくは、チョークコイル５の他端には整流ダイオード７のアノードとメインスイッチ６のドレインと整流スイッチ８のドレインが接続され、メインスイッチ６のソースは接地されている。整流ダイオード７及び整流スイッチ８の出力は出力平滑コンデンサ９で平滑され、出力端子Ｔ２に接続された負荷１０に給電している。
また、このスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１から給電されているチャージポンプ部１０２と、チャージポンプ部１０２からの出力電圧ＶＣが電源として供給されて動作する制御回路４とを有している。
入力電圧を昇圧して出力する制御回路用昇圧電源部としてのチャージポンプ部１０２は、チャージポンプ制御回路３と、チャージポンプ用ジャンピング容量１と、チャージポンプ用出力平滑容量２とで構成されており、制御回路４はチャージポンプ部１０２の入力電圧ＶＩＮに基づいた出力電圧ＶＣに応じて、メインスイッチ６および整流スイッチ８の各ゲートを制御するための制御パルスＶ６，Ｖ８を出力するように構成されている。
以上のように構成されたスイッチング電源装置の起動動作を、図１と図３を参照しながら説明する。
図３は本実施の形態のスイッチング電源装置における起動動作を示すタイミングチャートである。図３（ａ）に示す入力電圧ＶＩＮの投入により起動開始となる。
従来構成においては、単三型電池から供給される電圧の低さにより回路構成に制約を受け、温度保証や特性バラツキを小さくすることが困難であり、回路動作を安定に制御することが困難であったが、本実施の形態のスイッチング電源装置では以下のように低い電源電圧でも回路動作する。
入力電圧ＶＩＮの起動時は、最初に、入力電圧ＶＩＮを制御バイアスとして動作するチャージポンプ制御回路３を動作および起動させ、図３（ｂ）に示すようにチャージポンプ制御回路３の出力電圧ＶＣを制御回路４が監視し、安定動作が可能な電圧と認識されると、制御回路４により、出力電圧ＶＣとして入力されたバイアス電圧の値に応じて得られる制御タイミングＴ１に、メインスイッチ６及び整流スイッチ８のそれぞれのゲートに対する制御パルスＶ６，Ｖ８を図３（ｃ）（ｄ）に示すように発生し、制御回路４がメインスイッチ６及び整流スイッチ８に対してスイッチング電源制御を開始し、図３（ｅ）に示すように出力電圧ＶＯＵＴを出力する。
（実施の形態２）
図２は本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を示す。
これは多チャンネル制御を行うスイッチング電源システムであって、チャージポンプ部１０２及びＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電圧ＶＯＵＴ１に関する制御回路４は、実施の形態１の場合と同じである。またＣＨ２、ＣＨ３・・・についても、図１２と構成が同じで、従って動作も同じであるため詳細説明は省略する。
また図２に示すスイッチング電源装置の場合の多チャンネル制御において、入力電圧ＶＩＮの投入からチャージポンプ制御回路３の起動までは、実施の形態１の場合と同じ動作が行われる。
実施の形態１の場合と同様に、チャージポンプ制御回路３により任意の電位に昇圧された電圧を、各ＣＨの制御回路（例えば、制御回路４，ＣＨ２制御回路１６，ＣＨ３制御回路２１）が監視し、それぞれの制御回路により安定動作可能電圧と認識されると、各制御回路によりスイッチング電源制御を開始し、各出力電圧（例えば、出力電圧ＶＯＵＴ１，ＶＯＵＴ２，ＶＯＵＴ３）を、機器が必要とする所望の電圧まで上昇させて安定制御を行う。
以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置によれば、スイッチング電源システムにおいて、制御回路のバイアス電圧として、チャージポンプ部のチャージポンプ制御回路により入力電源の電圧を基に得られた任意電圧の昇圧出力を供給するようにして、従来の自己バイアス方式を廃止したことによって、起動時に、従来のスタートアップ発振から本発振への切り替わり動作がなくなるため、発振状態の切り替わりによる起動の誤動作をなくすことができるとともに、多チャンネル構成時の起動順序の制約を排除できる。
その結果、スイッチング電源システムにおいて、入力電圧が低い場合でも確実に安定した起動を得ることができ、また起動時の入力突入電流や出力オーバーシュート等を抑えて無駄な電力消費を抑え、バッテリーの高寿命化を実現するとともに低電圧時の安定動作を確保することができ、さらには、起動順序に制約のない多チャンネルシステムの構成を実現できる。
（実施の形態３）
図４〜図６は本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置を示す。
図４において、この実施の形態３のスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１に印加された入力電圧ＶＩＮをＤＣ−ＤＣコンバータ１００を介して出力端子Ｔ２に出力電圧ＶＯＵＴとして出力する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、一端が入力端子Ｔ１に接続されたチョークコイル５、ＮチャネルＭＯＳトランジスタからなるメインスイッチ６、整流ダイオード７及び整流スイッチ８と出力平滑コンデンサ９によって昇圧コンバータが構成されている。詳しくは、チョークコイル５の他端には整流ダイオード７のアノードとメインスイッチ６のドレインと整流スイッチ８のドレインが接続され、メインスイッチ６のソースは接地されている。整流ダイオード７及び整流スイッチ８の出力は出力平滑コンデンサ９で平滑され、出力端子Ｔ２に接続された負荷１０に給電している。
さらに、実施の形態３のスイッチング電源装置は、入力端子Ｔ１から給電されているチャージポンプ部１０２と、チャージポンプ部１０２からの出力電圧ＶＣを電源供給されて動作し、出力電圧ＶＯＵＴが目標値に近づくようにメインスイッチ６および整流スイッチ８の各ゲートに駆動パルスＶ６，Ｖ８を出力する制御回路４とを有している。
チャージポンプ部１０２は、ジャンピングコンデンサ１と、出力平滑コンデンサ２と、入力電圧ＶＩＮを入力とするチャージポンプ制御回路３から構成される。図５はチャージポンプ部１０２の具体的な構成を示している。
チャージポンプ部１０２のチャージポンプ制御回路３は、リング発振回路３０と、チャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣを電源電圧としてリング発振回路３０の出力を反転するインバータ３１と、入力端子Ｔ１からの入力電圧ＶＩＮを入力としてインバータ３１で駆動されるＰＭＯＳトランジスタからなる第１のスイッチ３２と、入力端子Ｔ１からの入力電圧ＶＩＮを電源電圧としてリング発振回路３０の出力を反転するインバータ３３と、チャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣを電源電圧としてインバータ３１の出力を反転するインバータ３４と、第１のスイッチ３２のソースと出力平滑コンデンサ２との間に接続されてインバータ３４の出力で駆動されるＰＭＯＳトランジスタからなる第２のスイッチ３５から構成される。ジャンピングコンデンサ１は、第１のスイッチ３２のソースとインバータ３３の出力の間に接続される。
図６はこの実施の形態３のスイッチング電源装置における起動動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は入力電圧ＶＩＮ、（ｂ）はチャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣ、（ｃ）はメインスイッチ６への駆動パルスＶ６、（ｄ）は整流スイッチ８への駆動パルスＶ８、（ｅ）は出力電圧ＶＯＵＴである。
以下、図４〜図６を用いて実施の形態３の起動時の動作を説明する。
実施の形態３のスイッチング電源装置は、所定の電圧以上の入力電圧ＶＩＮの印加によって起動を開始する。図５において、チャージポンプ制御回路３では、入力電圧ＶＩＮを電源電圧として動作するリング発振回路３０は、多段インバータを環状に接続した構成を有し、低い電源電圧で動作することができる。ＣＭＯＳ構造の場合、ゲート閾値電圧よりわずかに高ければよい。即ち、１ボルトもあれば発振動作する。リング発振回路３０の出力は、インバータ３１を介して第１のスイッチ３２をオン／オフし、さらにインバータ３４を介して第２のスイッチ３５をオン／オフする。従って、第１のスイッチ３２と第２のスイッチ３５は交互にオン／オフ動作する。第１のスイッチ３２がオンの時、インバータ３３の出力は接地電位であるので、ジャンピングコンデンサ１は入力電圧ＶＩＮから充電される。次に第１のスイッチ３２がオフの時、インバータ３３の出力は入力電圧ＶＩＮであるので、ジャンピングコンデンサ１の電圧と入力電圧ＶＩＮの和の電圧が、オン状態の第２のスイッチ３５を介して出力平滑コンデンサ２を充電する。この動作を繰り返すことにより、出力平滑コンデンサ２からは入力電圧ＶＩＮの約２倍の電圧がチャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣとして出力される。
ここで、インバータ３３の電源電圧を入力電圧ＶＩＮとしたのは、インバータ３３から入力電圧ＶＩＮを出力させて、ジャンピングコンデンサ１の電圧を入力電圧ＶＩＮに嵩上げするためである。また、インバータ３１とインバータ３４の電源電圧をチャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣとしたのは、ＰＭＯＳトランジスタである第１のスイッチ３２と第２のスイッチ３５のゲート電位を、入力電圧ＶＩＮより高くなるチャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣまでプルアップして確実にオフさせるためである。
このようにチャージポンプ部１０２の動作によって出力電圧ＶＣが上昇し、図６の時刻Ｔ１において、制御回路４が安定に動作できる電源電圧となると、制御回路４は動作を開始する。即ち、出力電圧ＶＯＵＴを目標値に近づけるように、メインスイッチ６及び整流スイッチ８へ駆動パルスＶ６，Ｖ８を出力する。
制御回路４からの駆動パルスによってメインスイッチ６及び整流スイッチ８は交互にオン／オフする。メインスイッチ６がオンの時にチョークコイル５には入力電圧ＶＩＮが印加され、電流が流れてエネルギーが蓄積される。次にメインスイッチ６がオフの時には、チョークコイル５の電流は整流スイッチ８を介して出力平滑コンデンサ９を充電するように流れる。この動作の繰り返しによって出力電圧ＶＯＵＴは上昇していく。安定動作時においては、出力電圧ＶＯＵＴはメインスイッチ６のオン時間によって制御することができ、制御回路４は出力電圧ＶＯＵＴが目標値となるように、メインスイッチ６及び整流スイッチ８への駆動パルスＶ６，Ｖ８のパルス幅を調整する。
なお、図６のタイミングチャートにおいて、メインスイッチ６の駆動パルスＶ６のパルス幅（オン時間）と整流スイッチ８の駆動パルスＶ８のパルス幅（オフ時間）が動作開始から徐々に長くなっているのは、起動時の突入電流を抑制するソフトスタート動作である。また、メインスイッチ６のオン時間が整流スイッチ８のオフ時間に含まれるようになっているのは、両スイッチの同時オンによる貫通電流を防ぐためのデッドタイムが設定されているのである。これらは、制御回路４に充分な電源電圧が供給されてなせる制御機能であることは言うまでない。
なお、図５に示したチャージポンプ部１０２の構成では、出力電圧ＶＣは入力電圧ＶＩＮの約２倍となる。このため、逆に高入力時には制御回路４へ供給する電源電圧が高くなり過ぎる場合がある。この電圧を調整するには、例えば図７に示すように、シリーズレギュレータのような電圧調整回路を設ければよい。
図７において、リング発振回路３０〜第２のスイッチ３５までは図５と同様である。異なるのは、第２のスイッチ３５の出力を平滑する平滑コンデンサ３６と、平滑コンデンサ３６から電源供給される電力増幅器３７と、電力増幅器３７の出力を分圧する抵抗３８と抵抗３９を設け、抵抗３８と抵抗３９による分圧電圧を電力増幅器３７の反転入力端子（−）に印加し、電力増幅器３７の非反転入力端子（＋）に基準電圧Ｖｒを印加し、電力増幅器３７の出力に出力平滑コンデンサ２を接続してチャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣを出力する構成とした点である。
この構成により、電力増幅器３７は抵抗３８と抵抗３９による分圧電圧が基準電圧Ｖｒに等しくなるように出力電圧ＶＣを制御するので、出力電圧ＶＣは入力電圧ＶＩＮの２倍以下の所定の電圧に安定化される。
以上のようにこの実施の形態３のスイッチング電源装置によれば、起動時においてチャージポンプ部１０２が動作して制御回路４へ安定動作可能な電源電圧を供給するので、従来のような“スタートアップ発振”から“本発振”への切り替わり動作がなくなる。このことにより、誤動作の無いスムーズな起動が可能となる。
（実施の形態４）
図８と図９は本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置を示す。
前述の実施の形態３のスイッチング電源装置は、制御回路４の電源電圧をチャージポンプ部から供給したが、出力電圧ＶＯＵＴが充分高くなっている時には、制御回路４の電源電圧を出力電圧ＶＯＵＴから供給するようにしたものである。
図８において、図４に示した実施の形態３のスイッチング電源装置と同じ構成で同じ動作をするものには同じ番号を付与し、それらの説明は省略する。図８のスイッチング電源装置が図４と異なるのは、制御回路４の構成である。図４ではメインスイッチ６と整流スイッチ８への駆動パルスＶ６，Ｖ８を出力するブロックとして表記したが、図８では追加機能も含めてより詳細な構成を示した。
制御回路４は、チャージポンプ部の出力ＶＣを分圧する抵抗４０と抵抗４１と、抵抗４０と抵抗４１との接続点電圧を基準電圧Ｖｒと比較する比較器４２と、比較器４２の出力に応じて切り替わるスイッチ４３を有する。また、出力電圧ＶＯＵＴを分圧する抵抗４４と抵抗４５と抵抗４６と、抵抗４４と抵抗４５との接続点電圧を基準電圧Ｖｒと比較する比較器４７と、比較器４７の出力に応じて切り替わるスイッチ回路４８を有する。スイッチ回路４８は、スイッチ４３の出力と出力電圧ＶＯＵＴを入力され、比較器４７の出力がＬレベルであればスイッチ４３の出力を、Ｈレベルであれば出力電圧ＶＯＵＴを選択し、制御回路内電源電圧ＶＣＣとして出力する。また、抵抗４５と抵抗４６との接続点電圧を基準電圧Ｖｒと比較増幅する誤差増幅器４９と、誤差増幅器４９の出力に応じたパルス幅の駆動パルスＶ６，Ｖ８を生成するＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）回路５０を有する。この実施の形態４では、これら誤差増幅器４９とＰＷＭ回路５０が制御回路内電源電圧ＶＣＣからの電源供給によって動作し、他の比較器やスイッチ回路はチャージポンプ部の出力ＶＣからの電源供給によって動作する。
以下、本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置の起動時の動作を説明する。
実施の形態４のスイッチング電源装置も、所定の電圧以上の入力電圧ＶＩＮの印加によって起動を開始する。まず、出力電圧ＶＯＵＴは入力電圧ＶＩＮより低い電圧なので、抵抗４４と抵抗４５との接続点電圧は基準電圧Ｖｒより低く、比較器４７の出力がＬレベルである。従ってスイッチ回路４８はスイッチ４３の出力を選択し、制御回路内電源電圧ＶＣＣとして出力している。チャージポンプ部１０２では、入力電圧ＶＩＮを電源電圧として動作して出力平滑コンデンサ２を充電する。チャージポンプ部の出力電圧ＶＣが上昇し、制御回路４が安定に動作できる電源電圧となると、抵抗４０と抵抗４１との接続点電圧が基準電圧Ｖｒを越え、比較器４２の出力がＨレベルとなってスイッチ４３が導通する。このことにより、チャージポンプ部の出力電圧ＶＣがスイッチ回路４８に印加される。従ってこの時点で制御回路４の誤差増幅器４９及びＰＷＭ回路５０に電源電圧が供給されて動作を開始する。
抵抗４５と抵抗４６との接続点電圧を基準電圧Ｖｒと比較増幅する誤差増幅器４９の出力を受けて、ＰＷＭ回路５０は駆動パルスＶ６，Ｖ８を出力する。これらの駆動パルスを受けてメインスイッチ６と整流スイッチ８が交互にオン／オフ動作を開始し、チョークコイル５を介して流れる電流が出力平滑コンデンサ９を充電し、出力電圧ＶＯＵＴが上昇を始める。
出力電圧ＶＯＵＴが上昇し、抵抗４４と抵抗４５との接続点電圧が基準電圧Ｖｒを越えると、比較器４７の出力がＨレベルになり、スイッチ回路４８は出力電圧ＶＯＵＴを選択し、制御回路内電源電圧ＶＣＣとして出力する。このことにより、消費電流の多い誤差増幅器４９及びＰＷＭ回路５０は、制御回路４によって出力電圧ＶＯＵＴから電源供給されてチャージポンプ部１０２の電力負担が軽減される。
さらに出力電圧ＶＯＵＴが上昇し、抵抗４５と抵抗４６との接続点電圧が基準電圧Ｖｒに達すると、誤差増幅器４９の出力を受けて、ＰＷＭ回路５０は駆動パルスＶ６，Ｖ８のパルス幅を調整する。結果、出力電圧ＶＯＵＴは、抵抗４５と抵抗４６との接続点電圧が基準電圧Ｖｒに等しくなるように安定化制御される。
このように、起動時において誤動作の無いスムーズな起動が可能となる上、起動後には制御回路４での消費電力の大半を出力電圧ＶＯＵＴから供給するので、チャージポンプ部１０２で負担する電力が軽減される。このことにより、熱設計上チャージポンプ部１０２を小型化できる。
なお、この実施の形態４では、チャージポンプ部１０２で負担する電力の軽減こそあれ常時動作している。しかし本発明はこのような構成及び動作に限定されるものではない。例えば、チャージポンプ部の出力ＶＣからの電源供給によって動作するものとした比較器４２、スイッチ４３、比較器４７、スイッチ回路４８等も、比較器４７の出力がＬレベルの時はチャージポンプ部の出力電圧ＶＣ、比較器４７の出力がＨレベルになると出力電圧ＶＯＵＴから電源供給されるような構成にすることによって、起動後の制御回路４への電源供給を出力電圧ＶＯＵＴからだけにすることができる。このことにより、起動後はチャージポンプ部１０２を停止することによってさらなる低消費電力化が可能となる。具体的には、比較器４７を例にとって図９に示したようにダイオード５１の追加によって、チャージポンプ部１０２が停止してチャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣが無くなっても、ダイオード５１を介して出力電圧ＶＯＵＴから電源供給される。
（実施の形態５）
図１０は本発明の実施の形態５のスイッチング電源装置を示す。
このスイッチング電源装置は、入力電圧ＶＩＮからＤＣ−ＤＣコンバータを介して複数の出力電圧ＶＯＵＴ１〜３・・・を出力するように構成されている。図１０では、出力電圧ＶＯＵＴ１を出力する回路と、出力電圧ＶＯＵＴ２を出力する回路と、出力電圧ＶＯＵＴ３を出力する回路とを備えた、多チャンネル制御スイッチング電源を構成している。
図１０において、チャージポンプ部及び出力電圧ＶＯＵＴ１を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ及び制御回路４は、図４に示した実施の形態３の場合と構成と動作が同じであるので、その詳細な説明は省略する。また、ＣＨ２は、ＣＨ２制御回路１６と、メインスイッチ１７、整流ダイオード１８、チョークコイル１９、出力平滑コンデンサ２０とからなる降圧コンバータ、ＣＨ３は、ＣＨ３制御回路２１と、チョークコイル２２、メインスイッチ２３、整流ダイオード２４、出力平滑コンデンサ２５とからなる昇圧コンバータで構成されている。そして、ＣＨ２制御回路１６とＣＨ３制御回路２１は制御回路４と同様に、チャージポンプ部の出力電圧ＶＣから電源供給される構成となっている。
この実施の形態５のスイッチング電源装置は、入力電圧ＶＩＮの投入からチャージポンプ制御回路３の起動までは、実施の形態３の場合と同じ動作が行われる。チャージポンプ部の出力電圧ＶＣを、各ＣＨの制御回路（例えば、制御回路４、ＣＨ２制御回路１６、ＣＨ３制御回路２１）が監視し、それぞれの制御回路で安定動作可能電圧と認識されると、各制御回路は各メインスイッチへの駆動パルスを出力する。ＣＨ１やＣＨ３のような昇圧コンバータでは、メインスイッチ６，２３のオン／オフ動作によって入力電圧ＶＩＮからチョークコイル５，２２を介して電流が流れ、整流スイッチ８や整流ダイオード２４から出力平滑コンデンサ９，２５を充電する。ＣＨ２のような降圧コンバータも、メインスイッチ１７のオン／オフ動作によってチョークコイル１９を電流が流れ、出力平滑コンデンサ２０を充電する。このようにして各出力電圧（例えば、出力電圧ＶＯＵＴ１、ＶＯＵＴ２、ＶＯＵＴ３）が上昇し、やがて負荷１０である電子機器や電子回路が必要とする所望の電圧まで上昇すると、その電圧で安定するように制御される。
この実施の形態５のスイッチング電源装置によれば、各チャンネルの制御回路への電源電圧として、チャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣが供給されるので、起動時に、従来のスタートアップ発振から本発振への切り替わり動作がなくなる。このことにより、誤動作のないスムーズな起動が可能となる上、多チャンネル構成時の起動順序の制約を排除することができる。その際、ソフトスタートなどの制御機能によって起動時の入力突入電流や出力オーバーシュート等を抑えて無駄な電力消費を抑え、バッテリーの高寿命化を実現することができるのは実施の形態３と同様である。
上記の各実施の形態において、図５に示したチャージポンプ部１０２は、所定の周波数の駆動パルスを発生する発振回路としてのリング発振回路３０と、前記駆動パルスに従ってスイッチングする第１，第２のスイッチ３２，３５と、第１，第２のスイッチ３２，３５のスイッチングによって充放電される一つのジャンピングコンデンサ１とで構成し、一つのジャンピングコンデンサ１を入力電圧ＶＩＮまで充電し、これを入力電圧ＶＩＮに加えて出力することで、チャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣとして入力電圧ＶＩＮの２倍に昇圧したが、前記駆動パルスに従ってスイッチングする複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子のスイッチングによって充放電される複数のジャンピングコンデンサとすることによって、チャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣを変更できる。具体的には、静電容量の等しい２個のジャンピングコンデンサを設け、この２個のジャンピングコンデンサを直列接続して入力電圧ＶＩＮまで充電した後、それまで直列接続していた前記２個のジャンピングコンデンサを今度は並列接続して、これを入力電圧ＶＩＮに加えて出力することで、チャージポンプ部１０２の出力電圧ＶＣとして入力電圧ＶＩＮの１．５倍の電圧を得ることができる。このように、チャージポンプ部１０２は複数のジャンピングコンデンサを直列あるいは並列接続して充放電するように構成することによって、入力電圧ＶＩＮに対して理論的には任意の電圧値を出力できる。
本発明のスイッチング電源装置は、電圧の低いバッテリーを使用した電子機器に有用である。
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置の構成図 本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置の構成図 図１の起動動作を示すタイミングチャート 本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置の構成を示す回路ブロック図 同実施の形態のチャージポンプ部を示す構成図 同実施の形態の起動時タイミングチャート チャージポンプ部の他の構成図 本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置の構成図 同実施の形態の比較器４７の電源供給を示す回路図 本発明の実施の形態５のスイッチング電源装置の構成図 従来例のスイッチング電源装置の構成図 別の従来例のスイッチング電源装置の構成図
符号の説明
１ ジャンピングコンデンサ
２ 出力平滑コンデンサ
３ チャージポンプ制御回路
４ 制御回路
５ チョークコイル
６ メインスイッチ
７ 整流ダイオード
８ 整流スイッチ
９ 出力平滑コンデンサ
１０ 負荷
３０ リング発振回路
３１ インバータ
３２ 第１のスイッチ
３３ インバータ
３４ インバータ
３５ 第２のスイッチ
１００ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０２ チャージポンプ部
Ｔ１ 入力端子
Ｔ２ 出力端子
ＶＩＮ 入力電圧
ＶＯＵＴ 出力電圧

Claims (9)

  1. 直流の入力電圧をスイッチ素子でスイッチングして前記入力電圧より昇圧した直流の出力電圧を得る昇圧コンバータと、
    前記入力電圧を昇圧して出力する制御回路用昇圧電源部と、
    前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧から電源供給されるとともに前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧が所定の動作開始電圧以上の時に前記昇圧コンバータのスイッチ素子を制御する制御回路と
    を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 前記制御回路用昇圧電源部は、
    所定の周波数の駆動パルスを発生する発振回路と、
    前記駆動パルスに従ってスイッチングする複数のスイッチ素子と、
    前記複数のスイッチ素子のスイッチングによって充放電される少なくとも一つのジャンピングコンデンサと
    を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記発振回路は多段インバータを環状に接続したリング発振回路である
    請求項２記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記制御回路用昇圧電源部は、出力電圧を安定化して出力する安定化回路を備えた
    請求項２記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記安定化回路はシリーズレギュレータである
    請求項４記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記制御回路は、
    前記出力電圧と目標値との誤差信号を生成する誤差増幅器と、
    前記誤差信号に応じて前記昇圧コンバータのスイッチング動作を制御する駆動パルスを生成するＰＷＭ回路と
    を有し、前記出力電圧が所定値以上の場合、前記誤差増幅器または前記ＰＷＭ回路は、前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧の代わりに前記出力電圧から電源供給されることを特徴とする
    請求項１記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記制御回路は、
    前記出力電圧が所定値以上の場合、前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧の代わりに前記出力電圧から電源供給されることを特徴とする
    請求項１記載のスイッチング電源装置。
  8. 前記制御回路用昇圧電源部は、
    前記出力電圧が所定値以上の場合、動作を停止する
    請求項７記載のスイッチング電源装置。
  9. 前記入力電圧から第２の出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータと、
    前記制御回路用昇圧電源部の出力電圧から電源供給されるとともに、前記制御回路用昇圧電源電圧が所定の動作開始電圧に達すると前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御する第２の制御回路と
    を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
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