JPH07110132B2 - 電圧変換装置 - Google Patents
電圧変換装置Info
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- JPH07110132B2 JPH07110132B2 JP3233726A JP23372691A JPH07110132B2 JP H07110132 B2 JPH07110132 B2 JP H07110132B2 JP 3233726 A JP3233726 A JP 3233726A JP 23372691 A JP23372691 A JP 23372691A JP H07110132 B2 JPH07110132 B2 JP H07110132B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源回路に利用される
電圧変換回路に関し、さらに詳しくは比較的低い入力電
圧を予め定める電圧に変換する電圧変換装置に関する。
電圧変換回路に関し、さらに詳しくは比較的低い入力電
圧を予め定める電圧に変換する電圧変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電池を電力供給源とする電子機器は、と
くに民生用機器に多い。電池の供給できる電圧と電子機
器で使用される電圧とは必ずしも一致せず、したがって
電圧を変換、すなわち昇圧して電子回路に供給する必要
性が生じる。このような昇圧回路として、従来からアッ
プ・コンバータと呼ばれる昇圧回路を使用し、とくに低
い入力電圧にも対応できるために、昇圧回路を２段並列
にして用いている。図３は２段並列に構成した昇圧回路
を示す。
くに民生用機器に多い。電池の供給できる電圧と電子機
器で使用される電圧とは必ずしも一致せず、したがって
電圧を変換、すなわち昇圧して電子回路に供給する必要
性が生じる。このような昇圧回路として、従来からアッ
プ・コンバータと呼ばれる昇圧回路を使用し、とくに低
い入力電圧にも対応できるために、昇圧回路を２段並列
にして用いている。図３は２段並列に構成した昇圧回路
を示す。
【０００３】図５において、コイル１とトランジスタ２
が電源ライン３と接地４との間で直列に接続され、コイ
ル１とトランジスタ２との結合点にダイオード５のアノ
ードが接続される。発振回路６の出力はトランジスタ２
のゲートに接続され、トランジスタ２をオン／オフさせ
る。この様にして構成される昇圧回路７，８が２段並列
に接続され、各ダイオード５，９のカソードが結合さ
れ、そこから昇圧された出力電圧が取り出される。取り
出された出力は平滑回路１０に与えられ、平滑された直
流電圧が出力１１から取り出される。平滑回路１０の出
力は、レベル検出回路１３およびパルス幅制御回路１４
にそれぞれ与えられる。
が電源ライン３と接地４との間で直列に接続され、コイ
ル１とトランジスタ２との結合点にダイオード５のアノ
ードが接続される。発振回路６の出力はトランジスタ２
のゲートに接続され、トランジスタ２をオン／オフさせ
る。この様にして構成される昇圧回路７，８が２段並列
に接続され、各ダイオード５，９のカソードが結合さ
れ、そこから昇圧された出力電圧が取り出される。取り
出された出力は平滑回路１０に与えられ、平滑された直
流電圧が出力１１から取り出される。平滑回路１０の出
力は、レベル検出回路１３およびパルス幅制御回路１４
にそれぞれ与えられる。
【０００４】発振回路６から出力したパルスによってト
ランジスタ２をオンからオフさせると、コイル１とダイ
オード５との接続点には電源ライン３上の電圧より高い
電圧が発生し、しだいに低下する。その後再びトランジ
スタ２がオンすると接地電圧にほぼ等しい電圧になる。
したがって、ダイオード５のアノードには発振回路６か
ら出力されたパルスに応答した電圧変動が現れ、その変
動をダイオード５により整流すると、電源ライン３上の
電圧より高い電圧が得られる。ダイオード５から出力さ
れ平滑された電圧が予め定める電圧より高くなると、ト
ランジスタ２はオフにされ、引き続きトランジスタ１２
に発振回路６からパルス幅制御回路１４を介して制御パ
ルスが供給される。
ランジスタ２をオンからオフさせると、コイル１とダイ
オード５との接続点には電源ライン３上の電圧より高い
電圧が発生し、しだいに低下する。その後再びトランジ
スタ２がオンすると接地電圧にほぼ等しい電圧になる。
したがって、ダイオード５のアノードには発振回路６か
ら出力されたパルスに応答した電圧変動が現れ、その変
動をダイオード５により整流すると、電源ライン３上の
電圧より高い電圧が得られる。ダイオード５から出力さ
れ平滑された電圧が予め定める電圧より高くなると、ト
ランジスタ２はオフにされ、引き続きトランジスタ１２
に発振回路６からパルス幅制御回路１４を介して制御パ
ルスが供給される。
【０００５】２段目の昇圧回路８は昇圧回路７と同様の
動作を行い、ダイオード９から昇圧された電圧を出力す
る。シャット・ダウン回路とも呼ばれるレベル検出回路
１３は出力１１からの出力電圧が予め定める電圧に達す
ると、低レベルの電圧をゲート１５に与え、発振回路６
からトランジスタ２へのパルスの供給を停止する。パル
スの供給が停止されると、パルス幅制御回路１４から制
御パルスがトランジスタ１２のゲートに供給され、昇圧
回路８が動作を開始する。パルス幅制御回路１４は入力
電圧、すなわち出力１１の出力電圧に応答して、制御パ
ルスのパルス幅を制御する。すなわち、出力電圧が目標
電圧より低くなると、トランジスタ１２がオンとなる時
間を長くする方向へパルス幅を制御し、逆に、目標電圧
より高くなるとトランジスタ１２のオフの時間を長くす
る方向へパルス幅を制御する。このようにして負荷が変
動しても出力電圧を一定に保つように制御される。
動作を行い、ダイオード９から昇圧された電圧を出力す
る。シャット・ダウン回路とも呼ばれるレベル検出回路
１３は出力１１からの出力電圧が予め定める電圧に達す
ると、低レベルの電圧をゲート１５に与え、発振回路６
からトランジスタ２へのパルスの供給を停止する。パル
スの供給が停止されると、パルス幅制御回路１４から制
御パルスがトランジスタ１２のゲートに供給され、昇圧
回路８が動作を開始する。パルス幅制御回路１４は入力
電圧、すなわち出力１１の出力電圧に応答して、制御パ
ルスのパルス幅を制御する。すなわち、出力電圧が目標
電圧より低くなると、トランジスタ１２がオンとなる時
間を長くする方向へパルス幅を制御し、逆に、目標電圧
より高くなるとトランジスタ１２のオフの時間を長くす
る方向へパルス幅を制御する。このようにして負荷が変
動しても出力電圧を一定に保つように制御される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
昇圧回路を２段並列に接続し、１段目から２段目へ切り
換えて動作させることにより比較的低い電圧を、目標と
する電圧に変換することができる。しかしながら、２段
目の昇圧回路へ切り換える時に、昇圧回路へ突入電流が
発生するため一時的に電池から大きな電流が流れようと
する。その結果、電池の内部抵抗により電池の出力電圧
が低下するため、電圧変換装置の出力電圧も低下する。
電池の出力電圧が低下しすぎると２段目の昇圧回路へ円
滑に切り換えることができず、例えば、発振回路の発振
動作が不安定になり、最悪の場合電圧変換装置の始動の
失敗という結果となる。
昇圧回路を２段並列に接続し、１段目から２段目へ切り
換えて動作させることにより比較的低い電圧を、目標と
する電圧に変換することができる。しかしながら、２段
目の昇圧回路へ切り換える時に、昇圧回路へ突入電流が
発生するため一時的に電池から大きな電流が流れようと
する。その結果、電池の内部抵抗により電池の出力電圧
が低下するため、電圧変換装置の出力電圧も低下する。
電池の出力電圧が低下しすぎると２段目の昇圧回路へ円
滑に切り換えることができず、例えば、発振回路の発振
動作が不安定になり、最悪の場合電圧変換装置の始動の
失敗という結果となる。
【０００７】本発明は上述した課題を解決するためにな
されたもので、２段目の昇圧回路への切り換え時に、電
池に対する過負荷を防止して円滑な切り換えを行う電圧
変換装置を提供することを目的とする。
されたもので、２段目の昇圧回路への切り換え時に、電
池に対する過負荷を防止して円滑な切り換えを行う電圧
変換装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、電池と、予め
定める周波数の繰り返し信号を発生する発振手段と、前
記発振手段の繰り返し信号に応答してのこぎり波を導出
するのこぎり波発生回路と、前記電池の出力および前記
発振手段に結合され、前記発振手段に結合されたスイッ
チング手段を導通および遮断させることにより前記電池
の出力電圧を昇圧する第１昇圧手段と、前記電池の出力
およびパルス幅制御信号に結合され、前記パルス幅制御
信号によりスイッチング手段を導通および遮断させるこ
とにより前記電池の出力電圧を昇圧する第２昇圧手段
と、前記第１昇圧手段の出力と前記第２昇圧手段の出力
とが結合され、その出力電圧を平滑する平滑手段と、前
記平滑手段の出力電圧が予め定める第１基準電圧に達す
ると、前記第１昇圧手段の動作を停止させる停止パルス
を出力する第１比較手段と、前記停止パルスに応答して
充電を開始し、前記のこぎり波の電圧と前記充電電圧と
の大小を比較し、前記第２昇圧手段中の前記スイッチン
グ手段を遮断させる強制遮断パルスを出力する第２比較
手段と、前記平滑手段の出力電圧に比例した電圧と予め
定める第２基準電圧との電圧差に比例する電圧と、前記
のこぎり波の電圧との大小を比較し、少なくとも前記強
制遮断パルスが存在している期間は前記強制遮断パルス
を含む前記パルス幅制御信号を出力するパルス幅制御手
段と、から構成される電圧変換装置である。
定める周波数の繰り返し信号を発生する発振手段と、前
記発振手段の繰り返し信号に応答してのこぎり波を導出
するのこぎり波発生回路と、前記電池の出力および前記
発振手段に結合され、前記発振手段に結合されたスイッ
チング手段を導通および遮断させることにより前記電池
の出力電圧を昇圧する第１昇圧手段と、前記電池の出力
およびパルス幅制御信号に結合され、前記パルス幅制御
信号によりスイッチング手段を導通および遮断させるこ
とにより前記電池の出力電圧を昇圧する第２昇圧手段
と、前記第１昇圧手段の出力と前記第２昇圧手段の出力
とが結合され、その出力電圧を平滑する平滑手段と、前
記平滑手段の出力電圧が予め定める第１基準電圧に達す
ると、前記第１昇圧手段の動作を停止させる停止パルス
を出力する第１比較手段と、前記停止パルスに応答して
充電を開始し、前記のこぎり波の電圧と前記充電電圧と
の大小を比較し、前記第２昇圧手段中の前記スイッチン
グ手段を遮断させる強制遮断パルスを出力する第２比較
手段と、前記平滑手段の出力電圧に比例した電圧と予め
定める第２基準電圧との電圧差に比例する電圧と、前記
のこぎり波の電圧との大小を比較し、少なくとも前記強
制遮断パルスが存在している期間は前記強制遮断パルス
を含む前記パルス幅制御信号を出力するパルス幅制御手
段と、から構成される電圧変換装置である。
【０００９】
【作用】電池から供給された電力は、第１昇圧手段およ
び第２昇圧手段によってその電圧を変換する。電池の出
力電圧は第１昇圧手段に与えられる。第１昇圧手段に
は、また発振手段から与えられる予め定める繰り返し信
号が与えられる。繰り返し信号は第１昇圧手段のスイッ
チング手段を導通および遮断させ、これによって電池か
ら与えられた電圧を昇圧する。第２昇圧手段は第１昇圧
手段と同様に電池の出力電圧を上昇させるが、第２昇圧
手段のスイッチング手段はパルス幅制御手段から与えら
れるパルス幅制御信号によって導通および遮断が繰り返
される。この導通および遮断により電池の出力電圧は昇
圧される。昇圧された出力電圧は予め定める電圧値に維
持されるべくパルス幅制御信号により制御される。
び第２昇圧手段によってその電圧を変換する。電池の出
力電圧は第１昇圧手段に与えられる。第１昇圧手段に
は、また発振手段から与えられる予め定める繰り返し信
号が与えられる。繰り返し信号は第１昇圧手段のスイッ
チング手段を導通および遮断させ、これによって電池か
ら与えられた電圧を昇圧する。第２昇圧手段は第１昇圧
手段と同様に電池の出力電圧を上昇させるが、第２昇圧
手段のスイッチング手段はパルス幅制御手段から与えら
れるパルス幅制御信号によって導通および遮断が繰り返
される。この導通および遮断により電池の出力電圧は昇
圧される。昇圧された出力電圧は予め定める電圧値に維
持されるべくパルス幅制御信号により制御される。
【００１０】昇圧された電圧は平滑手段に与えられ平滑
される。平滑された電圧が第１基準電圧に達すると第１
比較手段は第１昇圧手段の動作を停止させるための停止
パルスを出力する。この停止パルスの出力により第１昇
圧手段の動作は停止し、第２昇圧手段の動作が開始す
る。第２比較手段は停止パルスを受けて充電を開始す
る。充電電圧は発振手段から出力された繰り返し信号に
基づいて導出されたのこぎり波と大小が比較される。こ
の比較により出力される強制遮断パルスは第２昇圧手段
のスイッチング手段を強制的に遮断状態にする。
される。平滑された電圧が第１基準電圧に達すると第１
比較手段は第１昇圧手段の動作を停止させるための停止
パルスを出力する。この停止パルスの出力により第１昇
圧手段の動作は停止し、第２昇圧手段の動作が開始す
る。第２比較手段は停止パルスを受けて充電を開始す
る。充電電圧は発振手段から出力された繰り返し信号に
基づいて導出されたのこぎり波と大小が比較される。こ
の比較により出力される強制遮断パルスは第２昇圧手段
のスイッチング手段を強制的に遮断状態にする。
【００１１】平滑手段の出力電圧は、またパルス幅制御
手段に与えられ、その出力電圧に比例する電圧と第２基
準電圧との差に比例する電圧が求められる。その差に比
例する電圧はのこぎり波と大小が比較され、さらに強制
遮断パルスの挿入されたパルス幅制御信号が出力され
る。
手段に与えられ、その出力電圧に比例する電圧と第２基
準電圧との差に比例する電圧が求められる。その差に比
例する電圧はのこぎり波と大小が比較され、さらに強制
遮断パルスの挿入されたパルス幅制御信号が出力され
る。
【００１２】パルス幅制御信号は第２昇圧手段のスイッ
チング手段に供給され、スイッチング手段を導通および
遮断を繰り返すことにより電池の出力電圧を昇圧し、出
力する。
チング手段に供給され、スイッチング手段を導通および
遮断を繰り返すことにより電池の出力電圧を昇圧し、出
力する。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の一実施例を説明するための電
圧変換装置の回路図である。マンガン電池，アルカリ電
池，水銀電池などの電池により構成される電池２０は、
一般に電子機器に内蔵され電子機器内部の電子回路の電
源として、またモータを有する場合はその動力源として
使用される。電池２０の出力は第１および第２昇圧回路
２１，２２に入力される。第１昇圧回路２１は、コイル
２３の一端を電源ライン２４に、他端をＭＯＳトランジ
スタ２５のドレインに接続される。ＭＯＳトランジスタ
２５のソースは接地され、ゲートは論理積回路２６の出
力に接続される。電池２０の出力電圧が低い場合におい
ても動作を確保するため、ＭＯＳトランジスタ２５はゲ
ートのしきい値電圧Ｖｔｈの低いものが使用される。コ
イル２３とＭＯＳトランジスタ２５のドレインとの接続
点にはダイオード２７のアノードが接続される。第２昇
圧回路２２は、第１昇圧回路と同じ構成を有する。電源
ライン２４と接地の間に接続されたコイル２８とＭＯＳ
トランジスタ２９の直列回路が設けられ、コイル２８と
ＭＯＳトランジスタ２９のドレインとの接続点にはダイ
オード３０のアノードが接続される。ＭＯＳトランジス
タ２９は、高いゲート電圧を印加することによって低オ
ン抵抗を得るために、例えばモトローラ社製のＬＤ・Ｍ
ＯＳトランジスタなどのパワーＭＯＳトランジスタが用
いられる。ダイオード２７，３０の各カソードは共に結
合され、平滑回路３１に接続される。
圧変換装置の回路図である。マンガン電池，アルカリ電
池，水銀電池などの電池により構成される電池２０は、
一般に電子機器に内蔵され電子機器内部の電子回路の電
源として、またモータを有する場合はその動力源として
使用される。電池２０の出力は第１および第２昇圧回路
２１，２２に入力される。第１昇圧回路２１は、コイル
２３の一端を電源ライン２４に、他端をＭＯＳトランジ
スタ２５のドレインに接続される。ＭＯＳトランジスタ
２５のソースは接地され、ゲートは論理積回路２６の出
力に接続される。電池２０の出力電圧が低い場合におい
ても動作を確保するため、ＭＯＳトランジスタ２５はゲ
ートのしきい値電圧Ｖｔｈの低いものが使用される。コ
イル２３とＭＯＳトランジスタ２５のドレインとの接続
点にはダイオード２７のアノードが接続される。第２昇
圧回路２２は、第１昇圧回路と同じ構成を有する。電源
ライン２４と接地の間に接続されたコイル２８とＭＯＳ
トランジスタ２９の直列回路が設けられ、コイル２８と
ＭＯＳトランジスタ２９のドレインとの接続点にはダイ
オード３０のアノードが接続される。ＭＯＳトランジス
タ２９は、高いゲート電圧を印加することによって低オ
ン抵抗を得るために、例えばモトローラ社製のＬＤ・Ｍ
ＯＳトランジスタなどのパワーＭＯＳトランジスタが用
いられる。ダイオード２７，３０の各カソードは共に結
合され、平滑回路３１に接続される。
【００１４】ダイオード２７，３０のカソードは平滑回
路３１の平滑用コイル３２およびコンデンサ３３の一端
に接続され、他端はコンデンサ３４に接続されるととも
に、電圧変換装置の出力Ｖｏｕｔに接続される。コンデ
ンサ３３，３４はコイル３２とともに平滑作用を行う。
特に、電池２０がマンガン系の場合、第２昇圧回路２２
へ切り換えたとき大きな突入電流が流れ、その出力電圧
が大きく低下するおそれがある。その低下を防止するた
め、第２昇圧回路２２へ切り換えた際は第２昇圧回路へ
の制御信号のデューティー比を低くし、電池２０からの
出力電流を制限し過負荷を防止すると共に、比較的大き
な容量を有するコンデンサ３４を設け、平滑回路３１か
らの出力電圧の低下を防止する。
路３１の平滑用コイル３２およびコンデンサ３３の一端
に接続され、他端はコンデンサ３４に接続されるととも
に、電圧変換装置の出力Ｖｏｕｔに接続される。コンデ
ンサ３３，３４はコイル３２とともに平滑作用を行う。
特に、電池２０がマンガン系の場合、第２昇圧回路２２
へ切り換えたとき大きな突入電流が流れ、その出力電圧
が大きく低下するおそれがある。その低下を防止するた
め、第２昇圧回路２２へ切り換えた際は第２昇圧回路へ
の制御信号のデューティー比を低くし、電池２０からの
出力電流を制限し過負荷を防止すると共に、比較的大き
な容量を有するコンデンサ３４を設け、平滑回路３１か
らの出力電圧の低下を防止する。
【００１５】平滑回路３１の出力は第１比較回路３５の
ヒステリシス・コンパレータ３６の非反転入力に接続さ
れ、反転入力には第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が与えられ
る。コンパレータ３６の出力は第２比較回路３７のスイ
ッチＳＷに入力される。スイッチＳＷの一端は電流源３
８を介して電源に接続される。スイッチＳＷの他端はコ
ンデンサ３９に接続され、コンデンサ３９の他端は接地
される。電流源３８とコンデンサ３９は積分回路を構成
し、スイッチＳＷがオンするとコンデンサ３９に充電が
開始される。スイッチＳＷとコンデンサ３９との接続点
はコンパレータ４０の非反転入力に接続される。反転入
力にはのこぎり波ＳＴＷが与えられる。コンパレータ４
０の出力は論理積回路４１の一入力に接続され、他入力
には分周回路４２から低レベル期間の短いパルスＤＴＣ
０が与えられる。
ヒステリシス・コンパレータ３６の非反転入力に接続さ
れ、反転入力には第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が与えられ
る。コンパレータ３６の出力は第２比較回路３７のスイ
ッチＳＷに入力される。スイッチＳＷの一端は電流源３
８を介して電源に接続される。スイッチＳＷの他端はコ
ンデンサ３９に接続され、コンデンサ３９の他端は接地
される。電流源３８とコンデンサ３９は積分回路を構成
し、スイッチＳＷがオンするとコンデンサ３９に充電が
開始される。スイッチＳＷとコンデンサ３９との接続点
はコンパレータ４０の非反転入力に接続される。反転入
力にはのこぎり波ＳＴＷが与えられる。コンパレータ４
０の出力は論理積回路４１の一入力に接続され、他入力
には分周回路４２から低レベル期間の短いパルスＤＴＣ
０が与えられる。
【００１６】発振回路４３から出力されるパルスは分周
回路４２で分周され約１２８ＫＨｚの繰り返しパルスが
出力される。分周されたパルスの一部はのこぎり波回路
４４に与えられ、のこぎり波ＳＴＷを導出する。
回路４２で分周され約１２８ＫＨｚの繰り返しパルスが
出力される。分周されたパルスの一部はのこぎり波回路
４４に与えられ、のこぎり波ＳＴＷを導出する。
【００１７】第１昇圧回路２１，論理積回路２６，分周
回路４２および発振回路４３への電力は、図１ではそれ
らへの電源ラインは省略されているが、電池２０から供
給される。
回路４２および発振回路４３への電力は、図１ではそれ
らへの電源ラインは省略されているが、電池２０から供
給される。
【００１８】平滑回路３１の出力は、またパルス幅制御
回路４５の抵抗４６，４７で構成される分圧回路に接続
される。抵抗４６，４７の接続点と演算増幅器４８の非
反転入力との間に入力抵抗４９が接続され、非反転入力
と出力との間に抵抗５０が設けられる。反転入力には、
第２基準電圧Ｖｒｅｆ２が与えられ、演算増幅器４８は
分圧回路で分圧された電圧と第２基準電圧との差電圧を
抵抗４９，５０の抵抗比で定まる増幅率で増幅する。演
算増幅器４８の出力はコンパレータ５１の非反転入力に
接続される。コンパレータ５１の反転入力にはのこぎり
波ＳＴＷが入力され、演算増幅器４８の出力電圧と比較
される。コンパレータ５１の出力と論理積回路４１の出
力とは論理積回路５２の入力に接続される。論理積回路
５２の出力は第２昇圧回路２２のＭＯＳトランジスタ２
９のゲートに接続される。
回路４５の抵抗４６，４７で構成される分圧回路に接続
される。抵抗４６，４７の接続点と演算増幅器４８の非
反転入力との間に入力抵抗４９が接続され、非反転入力
と出力との間に抵抗５０が設けられる。反転入力には、
第２基準電圧Ｖｒｅｆ２が与えられ、演算増幅器４８は
分圧回路で分圧された電圧と第２基準電圧との差電圧を
抵抗４９，５０の抵抗比で定まる増幅率で増幅する。演
算増幅器４８の出力はコンパレータ５１の非反転入力に
接続される。コンパレータ５１の反転入力にはのこぎり
波ＳＴＷが入力され、演算増幅器４８の出力電圧と比較
される。コンパレータ５１の出力と論理積回路４１の出
力とは論理積回路５２の入力に接続される。論理積回路
５２の出力は第２昇圧回路２２のＭＯＳトランジスタ２
９のゲートに接続される。
【００１９】第２昇圧回路２２、平滑回路３１、第１，
第２比較回路３５，３７、論理積回路４１，５２、のこ
ぎり波回路４４およびパルス幅制御回路４５への電力
は、図１では省略されているが、平滑回路３１の出力が
供給される。
第２比較回路３５，３７、論理積回路４１，５２、のこ
ぎり波回路４４およびパルス幅制御回路４５への電力
は、図１では省略されているが、平滑回路３１の出力が
供給される。
【００２０】次に、図１の電圧変換装置の動作を図２の
タイミング・チャートを用いて説明する。電子機器の電
源スイッチがオンされると、電池２０の出力電圧は 第
１昇圧回路２１に供給される。第２昇圧回路２２にも電
源ライン２４を介して電力は供給されるが、ＭＯＳトラ
ンジスタ２９のゲートに低レベルの電圧が与えられてい
るので、動作は禁止されている。第１昇圧回路２１のＭ
ＯＳトランジスタ２５のゲートに発振回路４３から導出
された制御パルスが論理積回路２６を介して印加される
（論理積回路２６の他方の入力は低レベルの信号が与え
られている。）。ＭＯＳトランジスタ２５は印加された
制御パルスに応答して、導通および遮断を繰り返す。Ｍ
ＯＳトランジスタ２５がオンすると電池２０からコイル
２３，ＭＯＳトランジスタ２５を経由して電流が流れる
ので、ダイオード２７のアノードには低レベルの電圧
（ドレイン・ソース間電圧）が与えられる。次に、ＭＯ
Ｓトランジスタ２５がオフするとコイル２３中を流れて
いた電流はＭＯＳトランジスタ２５からダイオード２７
へ流れようとするが、ダイオード側への入力抵抗はＭＯ
Ｓトランジスタ２５のオン抵抗より高くなるのでコイル
２３の両端には誘導電圧が発生する。この誘導電圧はダ
イオード２７を介して平滑回路３１に与えられ、平滑さ
れた後外部出力端子ＯＵＴＰＵＴから出力されるととも
に第１比較回路３５のコンパレータ３６の非反転入力に
印加される。
タイミング・チャートを用いて説明する。電子機器の電
源スイッチがオンされると、電池２０の出力電圧は 第
１昇圧回路２１に供給される。第２昇圧回路２２にも電
源ライン２４を介して電力は供給されるが、ＭＯＳトラ
ンジスタ２９のゲートに低レベルの電圧が与えられてい
るので、動作は禁止されている。第１昇圧回路２１のＭ
ＯＳトランジスタ２５のゲートに発振回路４３から導出
された制御パルスが論理積回路２６を介して印加される
（論理積回路２６の他方の入力は低レベルの信号が与え
られている。）。ＭＯＳトランジスタ２５は印加された
制御パルスに応答して、導通および遮断を繰り返す。Ｍ
ＯＳトランジスタ２５がオンすると電池２０からコイル
２３，ＭＯＳトランジスタ２５を経由して電流が流れる
ので、ダイオード２７のアノードには低レベルの電圧
（ドレイン・ソース間電圧）が与えられる。次に、ＭＯ
Ｓトランジスタ２５がオフするとコイル２３中を流れて
いた電流はＭＯＳトランジスタ２５からダイオード２７
へ流れようとするが、ダイオード側への入力抵抗はＭＯ
Ｓトランジスタ２５のオン抵抗より高くなるのでコイル
２３の両端には誘導電圧が発生する。この誘導電圧はダ
イオード２７を介して平滑回路３１に与えられ、平滑さ
れた後外部出力端子ＯＵＴＰＵＴから出力されるととも
に第１比較回路３５のコンパレータ３６の非反転入力に
印加される。
【００２１】コンパレータ３６は平滑回路の出力電圧Ｖ
ｏｕｔと第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、出力電圧
Ｖｏｕｔが第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、図３に
示すように、コンパレータ３６は高レベルの停止パルス
Ｖｃｏｎｔ１を出力する。停止パルスＶｃｏｎｔ１が高
レベルになると、分周回路４２からＭＯＳトランジスタ
２５のゲートへの制御パルスの印加を停止する。これに
よりＭＯＳトランジスタ２５はオフし、第１昇圧回路は
動作を停止する。
ｏｕｔと第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、出力電圧
Ｖｏｕｔが第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に達すると、図３に
示すように、コンパレータ３６は高レベルの停止パルス
Ｖｃｏｎｔ１を出力する。停止パルスＶｃｏｎｔ１が高
レベルになると、分周回路４２からＭＯＳトランジスタ
２５のゲートへの制御パルスの印加を停止する。これに
よりＭＯＳトランジスタ２５はオフし、第１昇圧回路は
動作を停止する。
【００２２】コンパレータ３６からの高レベルの停止パ
ルスＶｃｏｎｔ１は第２比較回路の積分回路の動作を起
動させる。すなわち、スイッチＳＷは高レベルの停止パ
ルスの印加により導通状態となり電流源３８から充電電
流がコンデンサ３９に流れ込む。この充電によりコンデ
ンサ３９の両端電圧は上昇する。コンデンサ３９の充電
電圧Ｖ１はコンパレータ４０の非反転入力に印加され、
反転入力に印加されるのこぎり波ＳＴＷと比較される。
図２のタイミング・チャートに示すように、充電電圧Ｖ
１がのこぎり波ＳＴＷの電圧より高い期間、高レベルの
出力電圧Ｐ１が出力され、論理積回路４１に印加され
る。出力電圧Ｐ１は、図２に示すように分周回路４２か
ら出力される低レベルの短いパルスＤＴＣ０と論理積が
とられる。すなわち、コンパレータ４０の出力パルスに
パルスＤＴＣ０の低レベル期間が付加されることにな
る。このパルスＤＴＣ０はＭＯＳトランジスタ２９が連
続してオンするのを防止するため付加される。
ルスＶｃｏｎｔ１は第２比較回路の積分回路の動作を起
動させる。すなわち、スイッチＳＷは高レベルの停止パ
ルスの印加により導通状態となり電流源３８から充電電
流がコンデンサ３９に流れ込む。この充電によりコンデ
ンサ３９の両端電圧は上昇する。コンデンサ３９の充電
電圧Ｖ１はコンパレータ４０の非反転入力に印加され、
反転入力に印加されるのこぎり波ＳＴＷと比較される。
図２のタイミング・チャートに示すように、充電電圧Ｖ
１がのこぎり波ＳＴＷの電圧より高い期間、高レベルの
出力電圧Ｐ１が出力され、論理積回路４１に印加され
る。出力電圧Ｐ１は、図２に示すように分周回路４２か
ら出力される低レベルの短いパルスＤＴＣ０と論理積が
とられる。すなわち、コンパレータ４０の出力パルスに
パルスＤＴＣ０の低レベル期間が付加されることにな
る。このパルスＤＴＣ０はＭＯＳトランジスタ２９が連
続してオンするのを防止するため付加される。
【００２３】平滑回路３１の出力電圧は抵抗４６，４７
によって分圧され、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２との誤差電
圧が抵抗４９，５０の比によって定まる増幅率で増幅さ
れる。増幅された誤差電圧Ｖｐはコンパレータ５１によ
ってのこぎり波ＳＴＷの電圧と比較され、パルスＰ２が
出力される。このパルスＰ２は論理積回路５２に与えら
れ、パルスＤＴＣと論理積がとられる。論理積回路５２
の出力はパルス幅制御信号Ｖｃｏｎｔ２としてＭＯＳト
ランジスタ２９のゲートに印加され、第２昇圧回路２２
の昇圧動作を制御する。これにより、一定の出力電圧が
得られる。
によって分圧され、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２との誤差電
圧が抵抗４９，５０の比によって定まる増幅率で増幅さ
れる。増幅された誤差電圧Ｖｐはコンパレータ５１によ
ってのこぎり波ＳＴＷの電圧と比較され、パルスＰ２が
出力される。このパルスＰ２は論理積回路５２に与えら
れ、パルスＤＴＣと論理積がとられる。論理積回路５２
の出力はパルス幅制御信号Ｖｃｏｎｔ２としてＭＯＳト
ランジスタ２９のゲートに印加され、第２昇圧回路２２
の昇圧動作を制御する。これにより、一定の出力電圧が
得られる。
【００２４】図３は安定した出力電圧を外部に供給する
電圧変換装置を説明するために、図１にさらに追加する
回路を示す。図３において、平滑回路３１と外部出力端
子５３との間にＭＯＳトランジスタ５４が設けられる。
また、第１比較回路３５の出力である停止パルスＶｃｏ
ｎｔ１が遅延回路５５に入力される。遅延回路５５は入
力パルスを予め定める時間遅延させて出力する回路であ
る。平滑回路３１の出力電圧が第１基準電圧に達すると
停止パルスＶｃｏｎｔ１が出力され、遅延回路５５は停
止パルスＶｃｏｎｔ１を、たとえば５００ｍｓｅｃ遅延
させて出力する。したがって、ＭＯＳトランジスタ５４
は平滑回路３１の出力電圧が第１基準電圧に達した後、
５００ｍｓｅｃ遅延後に導通し、外部出力端子５３を介
して変換された電圧を出力する。
電圧変換装置を説明するために、図１にさらに追加する
回路を示す。図３において、平滑回路３１と外部出力端
子５３との間にＭＯＳトランジスタ５４が設けられる。
また、第１比較回路３５の出力である停止パルスＶｃｏ
ｎｔ１が遅延回路５５に入力される。遅延回路５５は入
力パルスを予め定める時間遅延させて出力する回路であ
る。平滑回路３１の出力電圧が第１基準電圧に達すると
停止パルスＶｃｏｎｔ１が出力され、遅延回路５５は停
止パルスＶｃｏｎｔ１を、たとえば５００ｍｓｅｃ遅延
させて出力する。したがって、ＭＯＳトランジスタ５４
は平滑回路３１の出力電圧が第１基準電圧に達した後、
５００ｍｓｅｃ遅延後に導通し、外部出力端子５３を介
して変換された電圧を出力する。
【００２５】このように、平滑回路３１の出力電圧を一
定時間遅延させて出力することにより、安定した起動を
行なわせることができる。また、変換電圧が安定するま
で外部へ電流が流れないので、安定した電圧に達するま
での時間を短縮することができる。さらに、電圧変換装
置の動作が停止しているとき、電池２０から外部負荷へ
の電流の流出を防止できる。
定時間遅延させて出力することにより、安定した起動を
行なわせることができる。また、変換電圧が安定するま
で外部へ電流が流れないので、安定した電圧に達するま
での時間を短縮することができる。さらに、電圧変換装
置の動作が停止しているとき、電池２０から外部負荷へ
の電流の流出を防止できる。
【００２６】図４は、安定した変換電圧を得る他の実施
例である。平滑回路３１とＭＯＳトランジスタ５６の構
成は上述の実施例と同様である。第２比較回路３７の充
電回路の充電電圧はコンパレータ５７の非反転入力に与
えられ、反転入力には第３基準電圧が印加される。平滑
回路３１の出力電圧が第１基準電圧に達し、充電回路が
充電を開始すると、充電電圧Ｖ１は上昇を始める。充電
電圧Ｖ１が第３基準電圧に達するとコンパレータ５７は
高レベルの出力をＭＯＳトランジスタ５６のゲートに与
える。その結果、ＭＯＳトランジスタ５６は導通し、平
滑回路３１の出力電圧は外部出力端子５３を介して変換
された電圧を出力する。
例である。平滑回路３１とＭＯＳトランジスタ５６の構
成は上述の実施例と同様である。第２比較回路３７の充
電回路の充電電圧はコンパレータ５７の非反転入力に与
えられ、反転入力には第３基準電圧が印加される。平滑
回路３１の出力電圧が第１基準電圧に達し、充電回路が
充電を開始すると、充電電圧Ｖ１は上昇を始める。充電
電圧Ｖ１が第３基準電圧に達するとコンパレータ５７は
高レベルの出力をＭＯＳトランジスタ５６のゲートに与
える。その結果、ＭＯＳトランジスタ５６は導通し、平
滑回路３１の出力電圧は外部出力端子５３を介して変換
された電圧を出力する。
【００２７】このように、この実施例に従えば、平滑回
路３１の出力電圧が安定した後に変換した電圧を出力す
ることができる。また、変換電圧が安定するまで、出力
が行なわれないので、外部へ電流が流れない。したがっ
て、出力電圧が安定するまでの時間を短縮することがで
きる。
路３１の出力電圧が安定した後に変換した電圧を出力す
ることができる。また、変換電圧が安定するまで、出力
が行なわれないので、外部へ電流が流れない。したがっ
て、出力電圧が安定するまでの時間を短縮することがで
きる。
【００２８】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば第２昇圧
手段へ切り換えられたとき、第２昇圧手段のスイッチン
グ手段をオンする時間を短くすることにより、第２昇圧
手段へ流入する電流値を低く押さえるので、電池の出力
電圧の一時的な低下を防止することができる。
手段へ切り換えられたとき、第２昇圧手段のスイッチン
グ手段をオンする時間を短くすることにより、第２昇圧
手段へ流入する電流値を低く押さえるので、電池の出力
電圧の一時的な低下を防止することができる。
【００２９】また、出力電圧の一時的な低下を防止する
ので、電圧変換装置の始動、すなわち目標電圧への到達
時間を短縮することができるとともに、始動の失敗を回
避することができる。
ので、電圧変換装置の始動、すなわち目標電圧への到達
時間を短縮することができるとともに、始動の失敗を回
避することができる。
【００３０】更に、本発明に従えば、出力電圧が安定す
るまで出力を禁止するので、外部負荷の性質に依存せ
ず、起動性のよい電圧変換装置を提供することができ、
また出力電圧が安定するまでの時間を短縮させることが
できる。
るまで出力を禁止するので、外部負荷の性質に依存せ
ず、起動性のよい電圧変換装置を提供することができ、
また出力電圧が安定するまでの時間を短縮させることが
できる。
【図１】本発明の一実施例を説明するための電圧変換装
置の回路図である。
置の回路図である。
【図２】図１に示す電圧変換装置の動作を説明するため
の電圧変換装置各部の信号波形図である。
の電圧変換装置各部の信号波形図である。
【図３】本発明の他の実施例を説明するための回路図で
ある。
ある。
【図４】本発明のさらに他の実施例を説明するための回
路図である。
路図である。
【図５】従来の技術を説明するための回路図である。
２０ 電池 ２１ 第１昇圧回路 ２２ 第２昇圧回路 ２５，２９ ＭＯＳトランジスタ ３１ 平滑回路 ３５ 第１比較回路 ３７ 第２比較回路 ３８ 電流源 ３９ コンデンサ ４３ 発振回路 ４４ のこぎり波回路 ４５ パルス幅制御回路 ４６，４７ 抵抗 ４８ 演算増幅器 ５１ コンパレータ ５２ 論理積回路 ５３ 外部出力端子 ５４，５６ ＭＯＳトランジスタ ５５ 遅延回路 ５７ コンパレータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−69264（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−74169（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−295665（ＪＰ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】 電池と、 予め定める周波数の繰り返し信号を発生する発振手段
と、 前記発振手段の繰り返し信号に応答してのこぎり波を導
出するのこぎり波発生回路と、 前記電池の出力および前記発振手段に結合され、前記発
振手段に結合されたスイッチング手段を導通および遮断
させることにより前記電池の出力電圧を昇圧する第１昇
圧手段と、 前記電池の出力およびパルス幅制御信号に結合され、前
記パルス幅制御信号によりスイッチング手段を導通およ
び遮断させることにより前記電池の出力電圧を昇圧する
第２昇圧手段と、 前記第１昇圧手段の出力と前記第２昇圧手段の出力とが
結合され、その出力電圧を平滑する平滑手段と、 前記平滑手段の出力電圧が予め定める第１基準電圧に達
すると、前記第１昇圧手段の動作を停止させる停止パル
スを出力する第１比較手段と、 前記停止パルスに応答して充電を開始し、前記のこぎり
波の電圧と前記充電電圧との大小を比較し、前記第２昇
圧手段中の前記スイッチング手段を遮断させる強制遮断
パルスを出力する第２比較手段と、 前記平滑手段の出力電圧に比例した電圧と予め定める第
２基準電圧との電圧差に比例する電圧と、前記のこぎり
波の電圧との大小を比較し、少なくとも前記強制遮断パ
ルスが存在している期間は前記強制遮断パルスを含む前
記パルス幅制御信号を出力するパルス幅制御手段と、 から構成されることを特徴とする電圧変換装置。 - 【請求項２】 前記第１昇圧手段は、接地されたソー
ス，ドレインおよびゲートを有するＭＯＳトランジスタ
と、一端を前記電池の出力に他端はダイオードのアノー
ドおよび前記ＭＯＳトランジスタのドレインに結合され
たコイルとから構成され、 前記第２昇圧手段は、接地されたソース，ドレインおよ
びゲートを有するパワーＭＯＳトランジスタと、一端を
前記電池の出力に他端はダイオードのアノードおよび前
記パワーＭＯＳトランジスタのドレインに結合されたコ
イルとから構成されることを特徴とする請求項１記載の
電圧変換装置。 - 【請求項３】 前記平滑回路の出力と外部出力端子との
間に設けられたスイッチング手段と、 前記停止パルスを予め定める時間遅延させる遅延手段
と、 前記遅延手段の出力に応答して、前記スイッチング手段
を導通することを特徴とする請求項１または２記載の電
圧変換装置。 - 【請求項４】 前記平滑回路の出力と外部出力端子との
間に設けられたスイッチング手段と、 前記充電電圧と予め定める基準電圧とを比較する第３比
較手段と、 前記第３比較手段の出力に応答して、前記スイッチング
手段を導通することを特徴とする請求項１または２記載
の電圧変換装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3233726A JPH07110132B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | 電圧変換装置 |
| EP92113616A EP0529391A1 (en) | 1991-08-22 | 1992-08-10 | Voltage converter |
| US07/930,092 US5247239A (en) | 1991-08-22 | 1992-08-12 | Dual dc/dc voltage converter power system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3233726A JPH07110132B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | 電圧変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0556636A JPH0556636A (ja) | 1993-03-05 |
| JPH07110132B2 true JPH07110132B2 (ja) | 1995-11-22 |
Family
ID=16959611
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3233726A Expired - Fee Related JPH07110132B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | 電圧変換装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5247239A (ja) |
| EP (1) | EP0529391A1 (ja) |
| JP (1) | JPH07110132B2 (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE500589C2 (sv) * | 1992-10-22 | 1994-07-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Boost-konverter med låga förluster genom begränsad backström i huvuddioden |
| KR960016605B1 (ko) * | 1992-11-20 | 1996-12-16 | 마쯔시다 덴꼬 가부시끼가이샤 | 전원 공급 장치 |
| US5397976A (en) * | 1993-09-28 | 1995-03-14 | Space Systems/Loral, Inc. | Control system for voltage controlled bilateral current source |
| IT1268474B1 (it) * | 1993-10-22 | 1997-03-04 | St Microelectronics Srl | Convertitore statico dc-dc funzionante in modo discontinuo |
| IT1268472B1 (it) * | 1993-10-22 | 1997-03-04 | St Microelectronics Srl | Convertitore buck a modalita' di funzionamento automaticamente determinata dal livello di carico |
| IT1267729B1 (it) * | 1994-06-14 | 1997-02-07 | Zeltron Spa | Rilevatore di fiamma auto-alimentato |
| KR100387895B1 (ko) * | 1995-02-28 | 2003-12-18 | 가부시키가이샤디비이 | 직류-직류변환기 |
| US5929614A (en) * | 1997-06-13 | 1999-07-27 | Northrop Grumman Corporation | High efficiency DC step-up voltage converter |
| FR2767235A1 (fr) * | 1997-08-08 | 1999-02-12 | Motorola Semiconducteurs | Alimentation electrique a decoupage et son procede de mise en oeuvre |
| US5870296A (en) | 1997-10-14 | 1999-02-09 | Maxim Integrated Products, Inc. | Dual interleaved DC to DC switching circuits realized in an integrated circuit |
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| US6078167A (en) * | 1998-03-24 | 2000-06-20 | Conexant System, Inc. | Voltage upconverter for portable time divisional multiple access radio |
| DE19817265A1 (de) | 1998-04-18 | 1999-10-21 | Bayer Ag | Verwendung von Dihydropyrimidinen als Arzneimittel und neue Stoffe |
| JP3389524B2 (ja) | 1999-02-23 | 2003-03-24 | 松下電器産業株式会社 | スイッチングレギュレータ、ｄｃ／ｄｃ変換器、およびスイッチングレギュレータを備えたｌｓｉシステム |
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