JP2007028293A

JP2007028293A - Ｏｆｄｍ復調装置及び方法

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Publication number: JP2007028293A
Application number: JP2005208679A
Authority: JP
Inventors: Toshiki Kawauchi; 豪紀川内; Toshihisa Momoshiro; 俊久百代; Takuya Okamoto; 卓也岡本; Atsushi Yajima; 篤矢島; Hiroshi Yamagata; 拓山縣; Kazutaka Yamamoto; 一隆山本; Shigenari Kawabata; 重成川端
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2005-07-19
Filing date: 2005-07-19
Publication date: 2007-02-01
Anticipated expiration: 2025-07-19
Also published as: CN1901528A; EP1746794A3; CN1901528B; ES2334158T3; JP4626428B2; KR20070011114A; EP1746794A2; EP1746794B1; US20070070882A1; DE602006009585D1; US7701841B2; KR101256682B1

Abstract

【課題】移動環境下においても、正しい遅延プロファイルに基づいてＦＦＴウィンドウのトリガーを発生する。
【解決手段】シンボルタイミング調整回路４３は、整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路から遅延プロファイルを入力し、ＩＦＦＴ演算回路２０から供給された遅延プロファイル中のパスのうち、メインパスの位置から所定の位置に存在するパスにフラグを付加する。その後、パス毎にＡＮＤ演算を行い、フラグが付加されていないパスについては、検出回数が閾値α未満である場合に除去し、フラグが付加されているパスについては、検出回数が閾値β（α＜β）未満である場合に除去することにより、ＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルを生成する。ＦＦＴトリガー発生部４４は、最先に到達したパスのタイミングでＦＦＴウィンドウのトリガーを発生する。
【選択図】図５

Description

本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置及びその方法に関する。

近年、デジタルデータを変調する方式として、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ）方式（以下、ＯＦＤＭ方式という。）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、各サブキャリアの振幅及び位相にＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりデータを割り当てて、デジタル変調する方式である。

ＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波デジタル放送に適用することが広く検討されている。

ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図１４に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算が行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられており、例えば、有効シンボルの１／４や１／８の時間長の信号とされている。

このようなＯＦＤＭ信号を受信するＯＦＤＭ受信装置では、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路によりＦＦＴ演算が行われることによって、受信したＯＦＤＭ信号の復調が行われる。ＯＦＤＭ受信装置は、有効シンボルとガードインターバルとから構成されるＯＦＤＭシンボルに対して、ＯＦＤＭシンボルの境界位置を検出し、検出したシンボル境界位置から有効シンボルと同一の長さの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を定め、このＦＦＴウィンドウにより定められた部分のデータをＯＦＤＭシンボルから特定してＦＦＴ演算を行う。

ところで、地上波放送は、マルチパス環境下の伝送路である。つまり、受信位置の周囲の地形や建物等の周辺環境によって、遅延波による妨害を強く受け、ＯＦＤＭ受信装置により受信された信号は、複数の遅延波が合成された合成波となってしまう。

このように、マルチパス環境下の伝送路では、複数のパスが存在するために複数のシンボル境界が存在することになるが、通常、最先に到達したパスのシンボル境界位置に基づきＦＦＴウィンドウ位置を設定することによって、シンボル間干渉が存在しないようにする。

ここで、このＦＦＴ演算位置を定めるＦＦＴウィンドウの位置の設定方法について説明する（特許文献１，２参照）。

ＦＦＴウィンドウを設定する第１の方法としては、ＦＦＴ演算が行われる前のＯＦＤＭ信号を遅延させて、ガードインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半の波形（すなわち、ガードインターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、ＯＦＤＭシンボルの境界を求める方法がある。この方法では、自己相関関数のピーク値が示す時間が、各パスのＯＦＤＭシンボルの境界となる。

また、第２の方法としては、ＯＦＤＭシンボルの特定の位置に散在されている特定レベル且つ特定位相のスキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を利用する方法がある。この方法では、ＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出して変調成分を取り除いた後、時間方向補間フィルタで補間することにより、全てのＯＦＤＭシンボルに対して伝送路特性を推定する。そして、推定された伝送路特性に対してＩＦＦＴ演算を行うことにより、各パスの信号強度が表された遅延プロファイルを生成し、最先に到達したパスに基づいて、ＯＦＤＭシンボルの境界を求める。なお、ＳＰ信号を時間方向補間するのは、擬似的にＳＰ信号の間隔を狭めることにより、遅延プロファイルの検出範囲を広げるためである。

通常、ＦＦＴウィンドウを設定する場合、受信開始時には第１の方法で粗いＦＦＴウィンドウのトリガーを発生し、一定時間継続すると、第２の方法でＦＦＴウィンドウのトリガーを発生する。つまり、粗い同期が確立した後に、より正確なシンボル同期が行われ、安定した再生状態となる。

また、ＦＦＴウィンドウを設定する第３の方法として、ＦＦＴ演算が行われる前のＯＦＤＭ信号からガードインターバル部分の波形を抽出し、この波形とＯＦＤＭシンボルの後半の波形との整合性を求めることによりＯＦＤＭシンボルの境界を求める方法も知られるようになっている。この方法では、整合性を求めることにより各パスの信号強度が表された遅延プロファイルを生成し、最先に到達したパスに基づいて、ＯＦＤＭシンボルの境界を求める。

さらに近年、上述した第２の方法と第３の方法とを組み合わせた方法も提案されている（特許文献３参照）。この方法では、遅延プロファイル中にノイズによる偽パスが存在する場合であっても、２つの方法で生成された遅延プロファイルを組み合わせることにより、偽パスを除去することができる。

特開２００２−３６８７１７号公報特開２００１−２９２１２５号公報特開２００４−１５３８３１号公報

ところで、上述した第２の方法では、ＳＰ信号を時間方向補間するため、補間値が実際の伝送路特性と一致している必要がある。しかしながら、移動環境下において、伝送路特性が高いドップラー周波数で変動し、時間方向補間処理がサンプリング定理を満たさなくなる場合には、誤った遅延プロファイルを生成してしまうことがある。

伝送路特性の時間変動がサンプリング定理を満たす場合と、サンプリング定理を満たさない場合とにおける時間方向補間フィルタ出力の一例をそれぞれ図１５（Ａ）、（Ｂ）に示す。図１５（Ａ）に示すように、伝送路特性の時間変動がサンプリング定理を満たす場合には、ＳＰ信号（黒丸）の補間値（白丸）は、実際の伝送路特性と一致しているが、図１５（Ｂ）に示すように、伝送路特性の時間変動がサンプリング定理を満たさない場合には、ＳＰ信号（黒丸）の補間値（白丸）は、実際の伝送路特性と一致しておらず、図中破線で示すような誤った伝送路特性が推定されることとなる。

伝送路特性の時間変動がサンプリング定理を満たさない場合にＩＦＦＴ演算を行った結果得られる遅延プロファイルを図１６に示す。図１６に示すように、伝送路特性の時間変動がサンプリング定理を満たさない場合には、時間方向補間によって、実際に存在する実在パスの他に、実際には存在しない擬似パスが発生することがある。なお、擬似パスの発生箇所には規則性があり、実在パスの位置から正規化周波数でπ／２、π、３π／２の位置に発生する。

このように、ＳＰ信号を時間方向補間する場合には、遅延プロファイル中に擬似パスが含まれることがあるため、ＦＦＴウィンドウを設定する場合には、実在パスであるか擬似パスであるかを判別し、擬似パスに基づいてＯＦＤＭシンボルの境界を求めないようにする必要がある。

しかしながら、ノイズによる偽パスがランダムな位置に発生するのに対し、上述の擬似パスは同じ位置に発生し続けるため、第２の方法で生成された遅延プロファイル中の擬似パスの位置と、第３の方法で生成された遅延プロファイル中の偽パスの位置とが一致した場合には、両者の遅延プロファイルを用いたとしても、その擬似パスを実在パスと誤って判断してしまい、遅延プロファイルの推定精度が悪くなってしまう。

さらに、移動環境下では、信号電力が落ち込む等の要因によりＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）が悪くなった場合にも、遅延プロファイルの推定精度が悪くなってしまう。

本発明は、このような従来の実情に鑑みて提案されたものであり、移動環境下においても、正しい遅延プロファイルに基づいてＦＦＴウィンドウのトリガーを発生することが可能なＯＦＤＭ復調装置及びその方法を提供することを目的とする。

上述した目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号から時間領域の所定の手法により遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、上記ＯＦＤＭ信号の各伝送シンボルから有効シンボル期間分の演算範囲を設定し、設定した演算範囲をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号から上記伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて補間することにより全ての上記伝送シンボルに対して伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、上記伝送路特性推定手段により推定された上記伝送路特性を上記伝送シンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する逆フーリエ変換手段と、上記遅延プロファイル生成手段により生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイルとに基づいて演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、該演算範囲設定用の遅延プロファイルに基づき上記演算範囲を制御するウィンドウ制御手段とを備え、上記ウィンドウ制御手段は、上記遅延プロファイル生成手段により生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイルとの双方について同じ位置に存在し、且つ、検出回数が閾値以上であるパスを残して上記演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイル中のメインパスの位置から所定の位置にあるパスについては、他の位置のパスよりも上記閾値を大きく設定することを特徴とする。

また、上述した目的を達成するために、本発明に係るＯＦＤＭ復調装置は、情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号から時間領域の所定の手法により遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、上記ＯＦＤＭ信号の各伝送シンボルから有効シンボル期間分の演算範囲を設定し、設定した演算範囲をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号から上記伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて補間することにより全ての上記伝送シンボルに対して伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、上記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づき、上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号を波形等化すると共に、ＣＳＩ（Channel State Information）を求める波形等化手段と、上記伝送路特性推定手段により推定された上記伝送路特性を上記伝送シンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する逆フーリエ変換手段と、上記遅延プロファイル生成手段により生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイルとに基づいて演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、該演算範囲設定用の遅延プロファイルに基づき上記演算範囲を制御するウィンドウ制御手段とを備え、上記ウィンドウ制御手段は、ＣＳＩレベルが閾値未満である伝送シンボルについては、前の伝送シンボルで生成された上記演算範囲設定用の遅延プロファイルを用いることを特徴とする。

本発明に係るＯＦＤＭ復調装置及びその方法によれば、移動環境下においても、正しい遅延プロファイルに基づいてＦＦＴウィンドウのトリガーを発生することが可能とされる。

以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＩＳＤＢ-Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）規格のＯＦＤＭ受信装置について説明する。

図１に、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１のブロック構成図を示す。本明細書では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。

ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ１１と、周波数変換回路１２と、局部発振器１３と、Ａ／Ｄ変換回路１４と、直交復調回路１５と、搬送波同期回路１６と、局部発振器１７と、ＦＦＴ演算回路１８と、伝送路特性推定回路１９と、ＩＦＦＴ演算回路２０と、ウィンドウ再生回路２１と、伝送路特性補償回路２２とを備えている。

放送局から放送されたデジタル放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１１により受信され、キャリア周波数ｆ_ｃのＲＦ信号として周波数変換回路１２に供給される。

アンテナ１１により受信されたＲＦ信号は、局部発振器１３で発振されたキャリア周波数ｆ_ｃ＋ｆ_ＩＦのキャリア信号と周波数変換回路１２において乗算されることにより中間周波数ｆ_ＩＦのＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路１４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１４によりデジタル化され、直交復調回路１５に供給される。

直交復調回路１５は、搬送波同期回路１６により制御された局部発振器１７で発振された中間周波数ｆ_ＩＦのキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。この直交復調回路１５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算が行われる前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下、直交復調後でＦＦＴ演算が行われる前のベースバンド信号をＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。直交復調回路１５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、搬送波同期回路１６、ＦＦＴ演算回路１８、及び、ウィンドウ再生回路２１に供給される。

ＦＦＴ演算回路１８は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路１８から出力される信号は、ＦＦＴ演算が行われた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算が行われた後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。

ＦＦＴ演算回路１８は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。

このように、ＦＦＴ演算回路１８から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、例えば、１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ方式等で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、伝送路特性推定回路１９及び伝送特性路補償回路２２に供給される。

伝送路特性推定回路１９は、ＯＦＤＭ周波数領域信号から抽出したＳＰ信号に基づき、伝送路特性を推定する。

ここで、ＩＳＤＢ−Ｔ規格で採用されているＳＰ信号のＯＦＤＭシンボル内における配置パターンを図２に示す。

ＩＳＤＢ−Ｔ規格では、サブキャリア方向（周波数方向）に１２本のサブキャリアに１本の割合でＢＰＳＫ変調されたＳＰ信号が挿入されている。さらに、ＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号の挿入位置をＯＦＤＭシンボル毎に３サブキャリアずつ周波数方向にシフトさせている。その結果、ＯＦＤＭシンボル方向（時間方向）の同一のサブキャリアに対して、４ＯＦＤＭシンボルに１回の割合でＳＰ信号が挿入されることとなる。このように、ＩＳＤＢ−Ｔ規格では、ＳＰ信号を空間的に散在させた状態でＯＦＤＭシンボルに挿入し、本来の情報に対するＳＰ信号の冗長度を低くしている。

伝送路特性推定回路１９のブロック構成図を図３に示す。

伝送路特性推定回路１９は、図３に示すように、ＳＰ信号抽出回路３１と、基準ＳＰ信号発生回路３２と、変調位相除去回路３３と、時間方向補間フィルタ３４とを有している。

ＳＰ信号抽出回路３１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号から情報成分を取り除き、ＳＰ信号のみを抽出する。

変調位相除去回路３３は、基準ＳＰ信号発生回路３２で発生された基準ＳＰ信号を用いて、抽出されたＳＰ信号の変調成分を取り除く。変調成分が取り除かれたＳＰ信号は、ＳＰ信号が挿入されたサブキャリアの伝送路特性を表している。

時間方向補間フィルタ３４は、変調成分が取り除かれたＳＰ信号に対して時間方向補間処理を行い、ＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号が配置されているサブキャリアの伝送路特性を推定する。その結果、図４に示すように、全てのＯＦＤＭシンボルに対して、周波数方向に３サブキャリア毎、伝送路特性を推定することができる。

伝送路特性推定回路１９は、このようにして推定された伝送路特性をＩＦＦＴ演算回路２０及び伝送特性路補償回路２２に供給する。

ＩＦＦＴ演算回路２０は、伝送路特性推定回路１９で推定された伝送路特性に対してＩＦＦＴ演算を行うことにより、各パスの信号強度が表された遅延プロファイルを生成し、生成した遅延プロファイルをウィンドウ再生回路２１に供給する。

ウィンドウ再生回路２１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号のうち、最先に到達したパスのシンボル境界を検出し、検出したシンボル境界位置に基づき、ＦＦＴ演算回路１８に対してＦＦＴ演算範囲を特定する。ウィンドウ再生回路２１は、ＯＦＤＭ周波数領域信号と、ＩＦＦＴ演算回路２０から供給された遅延プロファイルとを用いて、最先に到達したパスのシンボル境界を検出する。ウィンドウ再生回路２１は、ＦＦＴ演算範囲に基づいて演算開始タイミングを示すトリガーを発生し、発生したトリガーをＦＦＴ演算回路１８に供給する。

伝送特性路補償回路２２は、伝送路特性推定回路１９で推定された伝送路特性を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。伝送特性路補償回路２２は、位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号と、推定したＳＮＲであるＣＳＩ（Channel State Information）を外部に出力する。

つぎに、ウィンドウ再生回路２１についてさらに説明する。図５に、ウィンドウ再生回路２１のブロック構成図を示す。

ウィンドウ再生回路２１は、図５に示すように、ガードインターバル相関回路４１と、整合フィルタ４２と、シンボルタイミング調整回路４３と、ＦＦＴトリガー発生部４４とを有している。

ウィンドウ再生回路２１では、ＯＦＤＭシンボルの同期引き込み時には、ガードインターバル相関回路４１の出力を用いて粗いＦＦＴウィンドウのトリガーを発生し、同期引き込み後には、整合フィルタ４２の出力とＩＦＦＴ演算回路２０から供給された遅延プロファイルとを用いてＦＦＴウィンドウのトリガーを発生する。つまり、粗い同期が確立した後に、より正確なシンボル同期が行われ、安定した再生状態となる。

以下、ウィンドウ再生回路２１内の各ブロックについて説明する。

ガードインターバル相関回路４１は、ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルのコピー元となる信号との相関性を求める。そして、ガードインターバル相関回路４１は、この相関を示した相関信号をＦＦＴトリガー発生部４４に供給する。

整合フィルタ４２は、ＯＦＤＭ時間領域信号からガードインターバル部分の波形を抽出し、この波形とＯＦＤＭシンボルの後半の波形との整合性を求めることにより、各パスの信号強度が表された遅延プロファイルを生成する。

この整合フィルタ４２の動作について、図６を用いて説明する。図６では、主信号の他にプリエコー信号が存在する状況を想定する。

先ず、整合フィルタ４２は、図６（Ａ）に示すように、主信号の各ＯＦＤＭシンボルからガードインターバル部分の信号を抽出する。この際、同じ時間区間のプリエコー信号も同時に抽出される。整合フィルタ４２は、抽出された信号の各サンプルを整合フィルタ係数とする。このフィルタ係数は、各ＯＦＤＭシンボルの処理が終了するまで固定される。なお、主信号からガードインターバル部分の信号を抽出するには、その位置が既知である必要がある。そこで、整合フィルタ４２は、ガードインターバル相関回路４１の出力や、ＩＦＦＴ演算回路２０から供給された遅延プロファイルに基づいて、予め主信号のガードインターバルの位置を求めておく。

続いて、整合フィルタ４２は、図６（Ｂ）に示すように、ＯＦＤＭシンボルの後半の波形に対して、整合フィルタを１サンプルずつシフトさせながら、整合性を求める。すなわち、ＯＦＤＭシンボルの後半の波形のサンプルと整合フィルタ係数とが略々一致するか否かをサンプル毎に判別し、この判別結果を全てのサンプルについて総合することにより、当該位置における整合性を求める。図６（Ｂ）の場合、ａの位置では、プリエコー信号が整合フィルタ係数のうち主信号のサンプル部分と一致する。また、ｂの位置では、プリエコー信号の一部が整合フィルタ係数のうちプリエコー信号のサンプル部分の一部と一致し、主信号が整合フィルタ係数のうち主信号のサンプル部分と一致する。また、ｃの位置では、主信号の一部が整合フィルタ係数のうちプリエコー信号のサンプル部分の一部と一致する。この結果、図６（Ｃ）に示すような遅延プロファイルが得られる。

続いて、整合フィルタ４２は、この遅延プロファイルからノイズやゴーストを除去する。ここで、ゴーストは、メインパスを挟んでプリエコーと左右対称に現れ、且つ、プリエコーよりも信号強度が弱いため、整合フィルタ４２は、メインパスを挟んで左右対称に現れたパスのうち、信号強度が弱い方をゴーストと見なして除去する。この結果、図６（Ｄ）に示すような遅延プロファイルが得られる。

整合フィルタ４２は、このようにして生成された遅延プロファイルをシンボルタイミング調整回路４３に供給する。

シンボルタイミング調整回路４３には、整合フィルタ４２とＩＦＦＴ演算回路２０との両者から遅延プロファイルが供給される。シンボルタイミング調整回路４３は、２つの遅延プロファイルを組み合わせて擬似パスが除去された遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルをＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとしてＦＦＴトリガー発生部４４に供給する。

ＦＦＴトリガー発生部４４は、ガードインターバル相関回路４１から相関信号が供給されると、相関値のピークで“Ｈ”（ハイ）となるパルス（粗いＦＦＴウィンドウのトリガー）を発生する。また、ＦＦＴトリガー発生部４４は、シンボルタイミング調整回路４３からＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルが供給されると、最先に到達したパスのタイミングでＦＦＴウィンドウのトリガーを発生する。ＦＦＴトリガー発生部４４は、発生したトリガーをＦＦＴ演算回路１８に供給する。

つぎに、シンボルタイミング調整回路４３についてさらに説明する。

上述したように、シンボルタイミング調整回路４３は、整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路２０から供給された２つの遅延プロファイルを組み合わせてＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルを生成する。

以下では、シンボルタイミング調整回路４３における実際のＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルの生成方法について説明する前に、整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路２０から供給された２つの遅延プロファイルを単純に組み合わせてＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルを生成する場合について説明する。

２つの遅延プロファイルを単純に組み合わせる方法としては、２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行い、両者に存在するパスのみを実在パスとする方法や、２つの遅延プロファイル中のパスを信号強度や出現頻度でスコア化し、そのスコアで実在パスか否かを判断する方法がある。さらに、２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行う場合には、ＡＮＤ演算後の遅延プロファイル中でパスが検出された回数が閾値α以上となった場合にのみ、その位置にパスが存在すると判断することにより、ノイズによる偽パスを確実に除去することができる。

２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行う場合のシンボルタイミング調整回路４３の動作手順について、図７のフローチャートを用いて説明する。

先ずステップＳ１において、２つの遅延プロファイルを入力し、ステップＳ２において、２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行う。続いてステップＳ３において、各パスの検出回数をカウントし、ステップＳ４において、各パスの検出回数を閾値αと比較する。そしてステップＳ５において、検出回数が閾値α未満であるパスを除去し、ステップＳ６において、得られた遅延プロファイルをＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとして出力する。

整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路２０から供給される２つの遅延プロファイルと、閾値α＝２である場合に生成されるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとの一例を図８に示す。図８に示すように、整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路２０から供給された２つの遅延プロファイルにはノイズによる偽パスが存在するが、パス毎にＡＮＤ演算を行うことにより、偽パスを除去することができる。

ところで、伝送路特性が高いドップラー周波数で変動し、ＳＰ信号の時間方向補間処理がサンプリング定理を満たさなくなるような状況下では、ＩＦＦＴ演算回路２０から供給される遅延プロファイル中に実際には存在しない擬似パスが発生することがある。この擬似パスは、毎回同じ位置（実在パスの位置から正規化周波数でπ／２、π、３π／２の位置）に発生し続けるため、ＩＦＦＴ演算回路２０から供給される遅延プロファイル中の擬似パスの位置と、整合フィルタ４２から供給される遅延プロファイル中の偽パスの位置とが一致した場合には、２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行ったとしても擬似パスを除去することはできず、擬似パスを実在パスと誤って判断してしまうことになる。実際、図８の時刻ｔ＋２で得られるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイル中には、擬似パスが残っている。

このような擬似パスは、閾値αの値を大きくすることにより除去することは可能であるが、閾値αの値を大きくすると、移動環境下での変化する遅延プロファイルへの追従が遅れることになる。

そこで、シンボルタイミング調整回路４３は、実際には閾値αとは別に閾値β（α＜β）を設け、擬似パスの可能性があるパスについては、ＡＮＤ演算後の遅延プロファイル中でパスが検出された回数が閾値β以上となった場合にのみ、その位置にパスが存在すると判断することにより、擬似パスを確実に除去する。

この場合のシンボルタイミング調整回路４３の動作手順について、図９のフローチャートを用いて説明する。

先ずステップＳ１１において、２つの遅延プロファイルを入力し、ステップＳ１２において、ＩＦＦＴ演算回路２０から供給された遅延プロファイル中のパスのうち、メインパスの位置からπ／２、π、３π／２の位置に存在するパスは、擬似パスの可能性があるとして、擬似パスフラグを付加する。続いてステップＳ１３において、２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行い、ステップＳ１４において、各パスの検出回数をカウントする。続いてステップＳ１５において、各パスに擬似パスフラグが付加されているか否かを判別し、擬似パスフラグが付加されていない場合には、ステップＳ１６において各パスの検出回数を閾値αと比較し、ステップＳ１７において検出回数が閾値α未満であるパスを除去する。一方、擬似パスフラグが付加されている場合には、ステップＳ１８において各パスの検出回数を閾値βと比較し、ステップＳ１９において検出回数が閾値β未満であるパスを除去する。そしてステップＳ２０において、得られた遅延プロファイルをＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとして出力する。

整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路２０から供給される２つの遅延プロファイルと、閾値α＝２、β＝４である場合に生成されるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとの一例を図１０に示す。図１０に示すように、整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路２０から供給された２つの遅延プロファイルには、ノイズによる偽パスの他に擬似パスが存在するが、図中破線で示す擬似パスの可能性があるパスについては、閾値αではなく閾値βと比較することにより、擬似パスを確実に除去することができる。

なお、図９，図１０では、２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行う場合について説明したが、２つの遅延プロファイル中のパスを信号強度や出現頻度でスコア化し、そのスコアで実在パスか否かを判断する場合であっても、擬似パスの可能性があるパスとそれ以外のパスとでスコアに傾斜を付けることにより、擬似パスを確実に除去することができる。

つぎに、シンボルタイミング調整回路４３の変形例について説明する。

この変形例では、シンボルタイミング調整回路４３は、伝送特性路補償回路２２から出力されたＣＳＩのレベルに応じて、遅延プロファイルを破棄するか否かを判断する。すなわち、シンボルタイミング調整回路４３は、ＣＳＩレベルが閾値γ未満である場合（ＳＮＲが悪い場合）には、遅延プロファイルの信頼性が低いものとしてその遅延プロファイルを破棄し、前のＯＦＤＭシンボルについて生成されたＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルをそのまま用いる。

この場合のシンボルタイミング調整回路４３の動作手順について、図１１のフローチャートを用いて説明する。

先ずステップＳ３１において、２つの遅延プロファイルを入力し、ステップＳ３２において、２つの遅延プロファイルについてパス毎にＡＮＤ演算を行う。続いてステップＳ３３において、ＣＳＩレベルが閾値γ未満であるか否かを判別する。ＣＳＩレベルが閾値γ未満である場合には、ステップＳ３４において、遅延プロファイルを破棄し、前のＯＦＤＭシンボルについて生成されたＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルを保持してステップＳ３８に進む。一方、ＣＳＩレベルが閾値γ以上である場合には、ステップＳ３５において、各パスの検出回数をカウントする。続いて、ステップＳ３６において、各パスの検出回数を閾値αと比較し、ステップＳ３７において、検出回数が閾値α未満であるパスを除去する。そしてステップＳ３８では、得られた遅延プロファイルをＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとして出力する。

整合フィルタ４２及びＩＦＦＴ演算回路２０から供給される２つの遅延プロファイルと、閾値α＝２、γ＝１０である場合に生成されるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとの一例を図１２に示す。図１２に示すように、時刻ｔ＋２におけるＣＳＩレベルは８であり閾値γ（＝１０）未満であるため、時刻ｔ＋１におけるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルをそのまま用いている。このように、ＣＳＩレベルが閾値γ未満である場合には前のＯＦＤＭシンボルについて生成されたＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルを用いることにより、移動環境下においても、信頼性の低い遅延プロファイルに基づいてＦＦＴウィンドウのトリガーを発生することが防止される。

なお、この変形例においても、上述と同様に、例えば閾値αとは別に閾値β（α＜β）を設け、擬似パスの可能性があるパスについては、ＡＮＤ演算後の遅延プロファイル中でパスが検出された回数が閾値β以上となった場合にのみ、その位置にパスが存在すると判断するようにしても構わない。

以上、本発明を実施するための最良の形態について説明したが、本発明は上述した実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることは勿論である。

例えば、上述した実施の形態では、整合フィルタ４２で生成された遅延プロファイルと、ＩＦＦＴ演算回路２０で生成された遅延プロファイルとを組み合わせるものとして説明したが、整合フィルタ４２で遅延プロファイルを生成するのではなく、ガードインターバル相関回路４１における相関結果から遅延プロファイルを生成するようにしても構わない。この場合、図１３（Ａ）、（Ｂ）に示すように、相関値のピークタイミングでパスを発生させることにより、遅延プロファイルを生成することができる。

本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。ＯＦＤＭ信号のＳＰ信号の挿入位置について説明するための図である。上記ＯＦＤＭ受信装置内の伝送路特性推定回路のブロック構成図である。時間方向補間フィルタにより伝送路特性を推定されたサブキャリアについて説明するための図である。上記ＯＦＤＭ受信装置内のウィンドウ再生回路のブロック構成図である。上記ウィンドウ再生回路内の整合フィルタの動作を説明する図である。２つの遅延プロファイルを単純に組み合わせてＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルを生成する場合の、上記ウィンドウ再生回路内のシンボルタイミング調整回路の動作手順を説明するフローチャートである。２つの遅延プロファイルと、生成されるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとの一例を示す図である。実際のシンボルタイミング調整回路の動作手順を説明するフローチャートである。２つの遅延プロファイルと、生成されるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとの一例を示す図である。ＣＳＩレベルに応じて遅延プロファイルを破棄する場合の、上記シンボルタイミング調整回路の動作手順を説明するフローチャートである。２つの遅延プロファイルと、生成されるＦＦＴウィンドウ設定用遅延プロファイルとの一例を示す図である。上記ウィンドウ再生回路内のガードインターバル相関回路における相関結果から遅延プロファイルを生成する例を示す図である。ＯＦＤＭ信号、ＯＦＤＭシンボル、有効シンボル、ガードインターバル、及び、ＦＦＴウィンドウを示す図である。伝送路特性の時間変動がサンプリング定理を満たす場合と、サンプリング定理を満たさない場合とにおける時間方向補間フィルタ出力の一例を示す図である。伝送路特性の時間変動がサンプリング定理を満たさない場合にＩＦＦＴ演算を行った結果得られる遅延プロファイルを示す図である。

符号の説明

１ＯＦＤＭ受信装置、１８ＦＦＴ演算回路、１９伝送路特性推定回路、２０ＩＦＦＴ演算回路、２１ウィンドウ再生回路、４１ガードインターバル相関回路、４２整合フィルタ、４３シンボルタイミング調整回路、４４ＦＦＴトリガー発生部

Claims

情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
上記ＯＦＤＭ信号から時間領域の所定の手法により遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
上記ＯＦＤＭ信号の各伝送シンボルから有効シンボル期間分の演算範囲を設定し、設定した演算範囲をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号から上記伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて補間することにより全ての上記伝送シンボルに対して伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
上記伝送路特性推定手段により推定された上記伝送路特性を上記伝送シンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する逆フーリエ変換手段と、
上記遅延プロファイル生成手段により生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイルとに基づいて演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、該演算範囲設定用の遅延プロファイルに基づき上記演算範囲を制御するウィンドウ制御手段とを備え、
上記ウィンドウ制御手段は、上記遅延プロファイル生成手段により生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイルとの双方について同じ位置に存在し、且つ、検出回数が閾値以上であるパスを残して上記演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイル中のメインパスの位置から所定の位置にあるパスについては、他の位置のパスよりも上記閾値を大きく設定する
ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
上記遅延プロファイル生成手段は、上記ＯＦＤＭ信号の各伝送シンボルからメインパスのガードインターバル部分の信号波形を抽出し、このガードインターバル部分と該伝送シンボルの他の部分との整合性を求めることにより、上記遅延プロファイルを生成することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
上記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づき、上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号を波形等化すると共に、ＣＳＩ（Channel State Information）を求める波形等化手段をさらに備え、
上記ウィンドウ制御手段は、ＣＳＩレベルが閾値未満である伝送シンボルについては、前の伝送シンボルで生成された上記演算範囲設定用の遅延プロファイルを用いる
ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ復調装置。
情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
上記ＯＦＤＭ信号から時間領域の所定の手法により遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成工程と、
上記ＯＦＤＭ信号の各伝送シンボルから有効シンボル期間分の演算範囲を設定し、設定した演算範囲をフーリエ変換するフーリエ変換工程と、
上記フーリエ変換工程にてフーリエ変換された信号から上記伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出工程と、
上記パイロット信号抽出工程にて抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて補間することにより全ての上記伝送シンボルに対して伝送路特性を推定する伝送路特性推定工程と、
上記伝送路特性推定工程にて推定された上記伝送路特性を上記伝送シンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する逆フーリエ変換工程と、
上記遅延プロファイル生成工程にて生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換工程にて生成された遅延プロファイルとに基づいて演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、該演算範囲設定用の遅延プロファイルに基づき上記演算範囲を制御するウィンドウ制御工程とを有し、
上記ウィンドウ制御工程では、上記遅延プロファイル生成工程にて生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換工程にて生成された遅延プロファイルとの双方について同じ位置に存在し、且つ、検出回数が閾値以上であるパスを残して上記演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、上記逆フーリエ変換工程にて生成された遅延プロファイル中のメインパスの位置から所定の位置にあるパスについては、他の位置のパスよりも上記閾値を大きく設定する
ことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
上記ＯＦＤＭ信号から時間領域の所定の手法により遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
上記ＯＦＤＭ信号の各伝送シンボルから有効シンボル期間分の演算範囲を設定し、設定した演算範囲をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号から上記伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
上記パイロット信号抽出手段により抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて補間することにより全ての上記伝送シンボルに対して伝送路特性を推定する伝送路特性推定手段と、
上記伝送路特性推定手段により推定された伝送路特性に基づき、上記フーリエ変換手段によりフーリエ変換された信号を波形等化すると共に、ＣＳＩ（Channel State Information）を求める波形等化手段と、
上記伝送路特性推定手段により推定された上記伝送路特性を上記伝送シンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する逆フーリエ変換手段と、
上記遅延プロファイル生成手段により生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換手段により生成された遅延プロファイルとに基づいて演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、該演算範囲設定用の遅延プロファイルに基づき上記演算範囲を制御するウィンドウ制御手段とを備え、
上記ウィンドウ制御手段は、ＣＳＩレベルが閾値未満である伝送シンボルについては、前の伝送シンボルで生成された上記演算範囲設定用の遅延プロファイルを用いる
ことを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
情報が分割されて複数のサブキャリアに変調されることにより生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されることにより生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が上記伝送シンボル内の所定のサブキャリアに離散的に挿入された直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
上記ＯＦＤＭ信号から時間領域の所定の手法により遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成工程と、
上記ＯＦＤＭ信号の各伝送シンボルから有効シンボル期間分の演算範囲を設定し、設定した演算範囲をフーリエ変換するフーリエ変換工程と、
上記フーリエ変換工程にてフーリエ変換された信号から上記伝送シンボル毎に上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出工程と、
上記パイロット信号抽出工程にて抽出された上記パイロット信号を時間方向補間フィルタを用いて補間することにより全ての上記伝送シンボルに対して伝送路特性を推定する伝送路特性推定工程と、
上記伝送路特性推定工程にて推定された伝送路特性に基づき、上記フーリエ変換工程にてフーリエ変換された信号を波形等化すると共に、ＣＳＩ（Channel State Information）を求める波形等化工程と、
上記伝送路特性推定工程にて推定された上記伝送路特性を上記伝送シンボル毎に逆フーリエ変換することにより遅延プロファイルを生成する逆フーリエ変換工程と、
上記遅延プロファイル生成工程にて生成された遅延プロファイルと、上記逆フーリエ変換工程にて生成された遅延プロファイルとに基づいて演算範囲設定用の遅延プロファイルを生成し、該演算範囲設定用の遅延プロファイルに基づき上記演算範囲を制御するウィンドウ制御工程とを有し、
上記ウィンドウ制御工程では、ＣＳＩレベルが閾値未満である伝送シンボルについては、前の伝送シンボルで生成された上記演算範囲設定用の遅延プロファイルを用いる
ことを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。