JP2005287043A

JP2005287043A - 受信機

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Publication number: JP2005287043A
Application number: JP2005092966A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Yamagata; 拓山縣
Original assignee: Sony United Kingdom Ltd
Current assignee: Sony Europe BV United Kingdom Branch
Priority date: 2004-03-26
Filing date: 2005-03-28
Publication date: 2005-10-13
Also published as: US7388922B2; EP1580948A2; US20050213679A1; GB2412552A; EP1580948A3; GB0406876D0

Abstract

【課題】ＯＦＤＭ方式の受信機において、周波数応答の推定で実施する内挿処理で雑音が生じ、受信性能を低下させる。
【解決手段】パイロット抽出器は、抽出したパイロットキャリア信号から、受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成する。適応帯域時間補間フィルタは、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成する。時間補間フィルタコントローラは、チャンネル周波数応答の時間に伴う変化率の推定値を算出し、チャンネル周波数応答の変化率の推定値に基づいて、時間補間フィルタの通過帯域を適応化する。これにより、ＯＦＤＭシンボルによって表されるデータを正しく再生できる可能性が高まる。
【選択図】図７

Description

本発明は、直交波周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）方式に基づいて生成された信号サンプルの受信シンボルからデータを再生する受信機に関する。また、本発明は、受信信号サンプルからデータを検出し、再生する方法に関する。

マルチキャリア変調方式、例えばＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭシンボルが伝送されるチャンネルを容易に推定するために、多くの場合、パイロットシンボルがＯＦＤＭシンボル内の既知のサブキャリア位置に埋め込まれている。散在パイロット信号（scattered pilot signal）及び連続パイロット信号（continuous pilot signal）の両方を採用したＯＦＤＭ方式の具体例としては、例えば非特許文献４に開示されている、ＤＶＢ−Ｔ規格において用いられるＯＦＤＭ方式がある。連続パイロット信号とは、シンボル内の相対的に同じサブキャリア位置で伝送されるパイロット信号であり、一方、散在パイロットとは、ＯＦＤＭシンボルのそれぞれのセットにおいて、異なるサブキャリア位置で伝送されるパイロット信号であり、パイロットの位置は、後続するシンボルのセット毎に繰り返される。

非特許文献３に開示されているように、ＯＦＤＭシンボルを復調している間も、パイロット信号を用いて、パイロットによるチャンネル推定（pilot-assisted channel estimation）を行うことができる。パイロットは、周波数領域と時間領域の両方において、所定の距離離れた位置にしか現れないので、現在受信中のＯＦＤＭシンボル内のパイロットキャリアが伝送されていないサンプリング点においては、内挿を行って、チャンネルの振幅及び位相特性を推定している。時間領域及び周波数領域での内挿を行った後、受信ＯＦＤＭシンボル内の各サンプルについて、チャンネル周波数応答のサンプル（完全にサンプリングされたバージョン）を生成することができる。したがって、受信シンボルから、チャンネル周波数応答の推定値をキャンセルでき、シンボルによって搬送されるデータを再生することができる。しかしながら、内挿処理は、チャンネルの推定値に雑音を生じ、この結果、受信機の性能を低下させるという問題がある。

M. Alard, R. Lassalle, "Principles of modulation and channel coding for digital broadcasting for mobile receivers", EBU Review, No. 224, Aug. 1987. M. Speth, S. Fechtel, et al, "Optimum receiver design for OFDM-based broadband transmission- Part II: A case study", IEEE trans. On Communications, pg 571 to 578, vol. 49, No. 4, Apr 2001. Erik Stare, "Mobile reception of 2K and 8K DVB-T Signals," Proceedings of IBC '98 pp 473-478. EN 300 744 Digital Video Broadcasting (DVB) Framing structure, Channel Coding And Modulation For Digital Terrestrial Television. Co-pending UK patent application serial number 0115061.4. S.Atungsiri, J. Wilson, "Maximum-Likelihood symbol acquisition for DVB-T receivers", Great Britain Patent Application No. 0027424.1, 9 Nov. 2000. S.Atungsiri, J. Wilson, "Closed-loop pilot assisted symbol tracker for DVB-T receivers ", European Patent Application No. 02254020.7, 10 June 2002. S.Atungsiri, "OFDM demodulation for channels with long delay spreads", United Kingdom Patent Application No. 0225039.7, 28 Oct 2002.

本発明の目的は、ＯＦＤＭシンボルが伝送されるチャンネルを高い精度で推定することができる受信機を提供することである。

本発明は、直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づいて生成された信号サンプルの受信シンボルからデータを再生する受信機を提供する。シンボルは、ＯＦＤＭシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返される。この受信機は、受信されたＯＦＤＭシンボルが伝搬された伝送チャンネルの伝達関数の推定値を生成するパイロットによるチャンネル推定器を備える。パイロットによるチャンネル推定器は、パイロット抽出器と、時間補間フィルタコントローラと、適応帯域時間補間フィルタとを備える。パイロット抽出器は、信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成する。適応帯域時間補間フィルタは、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成する。時間補間フィルタコントローラは、チャンネル周波数応答の時間に伴う変化率の推定値を算出し、チャンネル周波数応答の変化率の推定値に基づいて、時間補間フィルタの通過帯域を適応化する。

本発明に基づく受信機は、受信ＯＦＤＭ信号が伝送されたチャンネル応答の推定値を生成する改善された技術を提供する。これにより、受信ＯＦＤＭシンボルから、チャンネル応答の影響を効果的にキャンセルすることができ、したがって、シンボルによって表されるデータを正しく再生できる可能性が高まる。受信機は、パイロットによるチャンネル推定器を備え、パイロットによるチャンネル推定器は、パイロット抽出器と、時間補間フィルタコントローラと、適応帯域時間補間フィルタとを備える。パイロット抽出器は、パイロットサブキャリア信号がＯＦＤＭシンボルを介して送信される各位置において、チャンネルの周波数応答の推定値を生成する。パイロット信号は、異なる（散在された）位置で伝送されるので、パイロット信号の位置は、所定のサイクル毎に繰り返されるがＯＦＤＭシンボルのパイロット信号の相対的位置は、連続するＯＦＤＭシンボル間で異なる。このような理由から、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル間で判定されたチャンネル周波数応答のパイロットにより生成されたサンプルを内挿するために、時間補間フィルタを設ける。すなわち、時間補間フィルタは、パイロット信号が提供されない現在の受信シンボルについて、チャンネル周波数応答の内挿されたサンプルを提供することによって、チャンネル周波数応答のアップサンプリングされたバージョンを生成する。但し、補間フィルタは、特に、チャンネル周波数応答の変化率に基づき、周波数領域において、補間フィルタの通過帯域がチャンネルのサンプルの有効帯域幅より大きい場合、チャンネル周波数応答推定値のアップサンプリングされたバージョンに雑音を導入する虞がある。

本発明の実施形態である受信機は、適応帯域補間フィルタと時間補間フィルタコントローラとを有するパイロットによるチャンネル推定器を備える。時間補間フィルタコントローラは、チャンネル周波数応答の変化率の推定値を生成し、この変化率の推定値に基づいて、時間補間フィルタの帯域幅を適応化する。補間フィルタの帯域幅は、チャンネル周波数応答に含まれるエネルギを可能な限り維持しながら通過帯域を最小限に狭くすることによって、内挿されたチャンネル周波数応答の雑音を低減するように適応化される。これにより、アップサンプリングされたチャンネル周波数応答推定値の雑音を低減できる。

幾つかの実施形態では、適応帯域時間補間フィルタは、それぞれが所定の通過帯域幅を有する複数の補間フィルタを備える。時間補間フィルタコントローラは、算出されたチャンネルの変化率に基づいて、複数の所定のフィルタのうちの１つを選択する。

本発明の更なる側面及び特徴は、添付の請求の範囲において定義される。これらの側面としては、パイロットによるチャンネル推定器と、受信された直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルが伝搬された伝送チャンネルの伝達関数の推定値を生成するチャンネル推定方法とが含まれる。

記号及び略語のリスト
本発明の実施形態の説明に用いるシンボルと略語のリストを以下に示す。
Ｔ_ｇ：ガードインターバル期間（Guard interval duration）（秒）
Ｔ_ｕ：有効なシンボル期間（Useful symbol duration）（秒）
Ｎ_ｕ：シンボルの有効な部分のサンプル数（Number of samples in useful part of symbol）
μ：チャンネルインパルス応答遅延スプレッド（Channel impulse response delay spread）
ＣＩＲ：チャンネルインパルス応答（Channel impulse response）
ＣＰ：連続パイロット（Continuous pilot）
ＣＴＦ：チャンネル伝達関数（Channel transfer function）
ＤＶＢ−Ｔ：デジタルビデオ放送−地上波伝送（Digital video broadcasting - terrestrial transmission）
ＦＦＴ：高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）
ＩＦＦＴ：逆ＦＦＴ（Inverse FFT）
ＭＦ：整合フィルタ（MF：Matched filter）
ＯＦＤＭ：直交波周波数分割多重（Orthogonal frequency division multiplexing）
ＱＡＭ：直交振幅変調（Quadrature amplitude modulation）
ＳＰ：散在パイロット（Scattered pilot）
ＴＯＡ：到来時間（Time of arrival）
ＴＰＳ：伝送パラメータシグナリング（Transmission parameters signalling）
本発明の実施形態は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号が伝送されたチャンネルの周波数応答を推定する改善された技術を提供する。後述するように、チャンネル周波数応答又はチャンネル伝達関数（ＣＴＦ）は、各ＯＦＤＭシンボルと共に伝送されてくるパイロットシンボルを用いて推定される（図１及び後述する説明参照）。パイロットによるチャンネル推定器（pilot assisted channel estimator）は、パイロット信号から得られたＣＴＦのサンプルを内挿する。後述するように、内挿は、時間領域及び周波数領域の一方又は両方において実行することができる。

例えばＤＶＢ−ＴとＤＶＢ−Ｈを含むデジタルビデオ放送（ＤＶＢ）規格に基づいて生成されたＯＦＤＭシンボルからデータを検出して、再生する本発明の具体例を説明する。なお、本発明は、例えば日本のＩＳＤＢ−Ｔ規格等の他のＯＦＤＭ方式にも適用できることは言うまでもない。

ＤＶＢ規格に基づいて変調されるＯＦＤＭシンボルは、通信するデータと平行してＫ狭帯域キャリア（K narrow band carriers）を変調することによって生成される。欧州電気通信標準化機構が定める規格、ＥＮ３００７４４バージョン１．１．２（１９９７〜１９９８）「地上波デジタルテレビジョンのためのデジタルビデオ放送（Digital Video Broadcasting：ＤＶＢ）のフレーム構造、チャンネル符号化及び変調」（非特許文献４参照）に定められているように、ＯＦＤＭシンボルは、周波数領域で生成された後、逆フーリエ変換を用いて時間領域に変換される。

ＯＦＤＭシンボル内のデータを再生するために、受信機は、各ＯＦＤＭシンボルに対応する受信信号サンプルのセットの中なら、データを運んでいる信号サンプルを検出しなければならない。

チャンネル推定器及び補正器を備える受信機
ＯＦＤＭシンボルからデータを検出して、再生する受信機の具体的な構成を、図１に示す。図１に示すアナログ／デジタル変換器１００には、ＯＦＤＭシンボルによって変調された無線信号の検出された信号を表す中間周波数（ＩＦ）信号が供給される。すなわち、受信機は、チューナと、ダウンコンバータとを備え、チューナ及びダウンコンバータは、無線周波信号に同調すると共に、中間周波数信号に変換し、中間周波数信号を入力端子１０２を介してアナログ／デジタル変換器１００に供給する。したがって、図１には示していないが、受信機は、無線周波数受信機とダウンコンバータを備えている。受信信号は、アナログ／デジタル変換された後に、中間周波数／ベースバンド変換器１０４によってベースバンド信号に変換された後、リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６によって処理される。幾つかの実施形態では、無線周波信号を直接ベースバンド信号に変換してもよい。この場合、アナログ／デジタル変換器１００に入力される中間周波数は、０Ｈｚであり、したがって、中間周波数／ベースバンド変換器１０４は不要である。リサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６は、周波数領域において、ＯＦＤＭ変調のＫキャリアを追跡する。そして、ベースバンドの信号サンプルは、高速フーリエ変換プロセッサ１０８に供給され、高速フーリエ変換プロセッサ１０８は、時間領域の信号として供給される信号サンプルを周波数領域の信号に変換する。そして、ポストＦＦＴプロセッサ１１０は、周波数領域の信号サンプルからデータを再生する。このデータは、前方誤り訂正プロセッサ１１２に供給され、前方誤り訂正プロセッサ１１２は、誤り訂正を行ってデータを復号し、再生データを出力端子１１４から出力する。

この具体例に基づく受信機は、データを伝搬している信号サンプルをＦＦＴプロセッサ１０８によって処理するためのＦＦＴウィンドウタイムの位置を検出する。ＦＦＴウィンドウの位置は、ウィンドウが含むデータ搬送信号サンプルのエネルギが最大となるように調整される。そのために、ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６は、シンボル同期時間を示す信号を生成し、接続線１１８を介してＦＦＴプロセッサ１０８に供給する。ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６は、ＯＦＤＭシンボルを表す信号サンプルの受信セットからシンボル同期時間（Symbol Sync Time：以下、ＳＳＴという。）を検出する。これらの信号サンプルの受信セットは、接続線１２０を介してリサンプリング及びキャリアオフセット補正プロセッサ１０６から供給される。

ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６及びポストＦＦＴプロセッサ１１０のより詳細な構成を、図２に示す。ＦＦＴシンボルタイミング再生プロセッサ１１６とポストＦＦＴプロセッサ１１０は、シンボルタイミング再生の動作を行う。この動作は、同時に継続中の特許文献１に記載されている。

図２に示すように、ＯＦＤＭシンボルを表す時間領域のサンプルは、ＦＦＴプロセッサ１０８に供給される。ＦＦＴプロセッサ１０８は、時間領域のサンプルを周波数領域のサンプルに変換する。そして、周波数領域のサンプルは、ポストＦＦＴプロセッサ１１０に供給される。また、時間領域のサンプルは、シンボルタイミング再生プロセッサ１１６、特にシンボルタイミング再生プロセッサ１１６内のシンボルタイミング調整推定器２２０に供給される。特許文献１に記載されているように、シンボルタイミング調整推定器２２０は、ガードインターバルのサンプルに適応するフィルタを備えている。整合フィルタは、ＯＦＤＭシンボルによって励振され、出力信号を生成し、この出力信号から、パイロットによるシンボルタイミング推定器（pilot assisted symbol time estimator）２３０により供給される信号を用いて、ＳＳＴが算出される。整合フィルタの出力は、チャンネル上に存在する離散的な伝搬路を表す鋭いなパルスを含んでいる。ＳＳＴは、最も早く到来した鋭いパルスの伝搬路の相対的な到来時間から算出される。また、最も早く到来した伝搬路と、最も遅く到来した伝搬路との相対的な到来時間の差も算出される。この差は、チャンネル応答遅延スプレッドの推定値として、チャンネル補正器２５０に送られる。

本発明の実施形態は、パイロットによるチャンネル推定に関するので、シンボル同期時間推定及びチャンネル応答遅延スプレッドに関するその他の詳細は、ここでは説明しない。これらの事項の詳細については、特許文献１に開示されている。

ＯＦＤＭのためのチャンネル補正
図３は、ＯＦＤＭを用いたデータの伝送を表すマルチキャリア信号のマトリクスを概略的に示す図である。このマトリクスは、シンボル期間がＴ_ｕ秒のシンボルからなり、各シンボルは、信号のＯＦＤＭサブキャリア又はセルの数をＮ_ｕとすると、Ｎ_ｕ／Ｔ_ｕの帯域幅を有する。ＤＶＢ−Ｔ方式においては、例えば、Ｎ_ｕは、所謂２Ｋ方式システムでは１７０５であり、４Ｋ方式では３４０９であり、８Ｋ方式では６８１７である。シンボル期間Ｔ_ｕの値は、それぞれ２２４ｕｓ、４４８ｕｓ、８９６ｕｓである。図３に示すＤＶＢ−Ｔ方式の信号マトリクスにおいては、マトリクスの行は、個々のシンボルを時間で表し、列は、所定のシンボルのサブキャリア（周波数領域）を表している。

図３の信号マトリクスの各セルは、送信機において、振幅及び位相がデータに従って変化されたＱＡＭシンボルとして送信される。パイロットシンボルセルの期待される振幅及び位相は、送信機と受信機の両方にとって既知である。信号マトリクス内には、連続パイロットと、散在パイロットの両方がある。連続パイロットでは、全てのシンボルに対して、連続パイロットの位置におけるサブキャリアの振幅及び位相は、既知である。一方、各シンボル内の散在パイロットの位置は、所定のパターンに基づいて変化する。他のサブキャリア、例えば受信機で位相と振幅を容易に導出することができる伝送パラメータシグナリング（transmission parameters signalling：以下、ＴＰＳという。）を搬送するサブキャリアがある場合もある。そして、他のセル（ＴＰＳサブキャリアを除く）は、伝送システムの実際のペイロードをその位相と振幅で運ぶ直交振幅変調シンボルによって変調される。復調器の機能は、このペイロードを抽出することである。

図３に示す各ＯＦＤＭシンボル、すなわちマトリクスの各行は、伝送の前に、逆フーリエ変換を用いて時間領域に変換される。時間領域の各シンボルは、伝送チャンネルを通過するので、様々な歪みの影響を受ける。このような歪みの原因には、以下のようなものがある。
・信号マトリクス内の各セルの振幅と位相を乱す作用がある加法性雑音。
・マルチパス伝搬に起因し、各シンボル（マトリクスの行）内の幾つかのサブキャリアを選択的に減衰させ、他のサブキャリアを増幅する周波数選択性フェージング。更に、この周波数選択性フェージングは、各シンボル毎のサブキャリアの減衰率が一定ではないという意味で、時変であると言える。
・サブキャリアの相互干渉を引き起こし、この結果、これらのサブキャリアの直交性を失わせるドップラーシフト。
・例えば位相雑音、キャリア周波数オフセット、インパルス性干渉、ＦＦＴウィンドウ位置のシフト等、受信機のフロントエンドから生じる可能性がある他の影響。

図３に示す信号マトリクスの所定のセルに対するこれらの全ての歪みの影響は、シンボル（行）番号とｎとし、サブキャリア（列）番号をｋとすると、２次元のチャンネル伝達関数Ｈ（ｎ，ｋ）としてモデル化することができる。複素値Ｃ（ｎ，ｋ）が所定のセルで伝送されると、このようなチャンネルを介して受信された複素値Ｒ（ｎ，ｋ）は、以下の式で表すことができる。

この技術では、パイロットによるチャンネル推定器２４０は、時間、複雑さ、消費電力及びコストに関する所定の制約の範囲内で、各パイロットセルにおける結合された既知の伝送を用いて、Ｈ（ｎ，ｋ）の影響を推定し、軽減する。これらの影響は、パイロットセルから導出されるＣＴＦのサンプルを内挿することにより、時間領域及び周波数領域の両方で推定される。例えば、周波数選択性フェージング及び雑音に起因する歪みは、周波数軸に沿って、個々のシンボルのパイロットセル上で計算することによって推定することができる。チャンネルのドップラーシフト及び時間変動に起因する歪みは、時間軸に沿ったシンボルに亘って算出することができる。ある種の２次元チャンネル推定処理では、これらの計算の両方を結合することもできるが、この場合、必要とされる演算量は、かなり増える（非特許文献２参照）。したがって、実際の復調器は、これらの計算を順番に実行し、多くの場合、先に時間軸の歪みを推定し、次に周波数軸の歪みを推定する。

実際の復調器は、所定のシンボルのシンボル番号ｎを無視し、所定のシンボルの全てのサブキャリアに亘るチャンネル伝達関数（channel transfer function：以下、ＣＴＦという。）であるＨ（ｋ）を計算することによって、チャンネルを推定する。そして、ｋ番目のサブキャリア位置で受信される複素値Ｒ（ｋ）に対応する、送信された複素シンボルＣ（ｋ）は、以下のように推定することができる。

ここで、ｋ＝０，１，２・・・，Ｎ_ｕ−１であり、Ｎ_ｕは、ＯＦＤＭ方式内のサブキャリアの数である。具体的には、パイロットによるチャンネル推定器２４０では、パイロットセルにおいて、上の式を用いて、所定のパイロットセルにおけるＣＴＦのサンプルを推定する。

パイロットによるチャンネル推定
パイロットによるチャンネル周波数応答推定器２４０の動作について、図３、図４及び図５を用いて説明する。図３に示すように、ＯＦＤＭシンボルは、複数のパイロットセルを含み、各パイロットセルの位置、期待される振幅及び位相は、受信機にとって既知である。ポストＦＦＴプロセッサ１１０は、ＦＦＴプロセッサ１０８からの周波数領域のサンプル出力信号からこれらの受信パイロットセルを抽出することができる。

パイロットによるチャンネル推定器２４０の具体的構成を図４に示す。パイロットによるチャンネル推定器２４０は、散在パイロットを抽出するパイロット抽出器３１０と、時間内挿器３２０と、周波数内挿器３６０と、遅延線３３０とを備える。後述するように、パイロット抽出器３１０は、抽出したパイロット信号からチャンネル周波数応答のサンプルを生成する。そして、時間内挿器３２０において、図５に示すような時間軸内挿により、チャンネル周波数応答のアップサンプリングされたバージョンが生成される。更に、周波数内挿器３６０によって（再び図５に示すような）アップサンプリングを行うことにより、チャンネル補正器２５０において、チャンネル周波数応答の完全にサンプリングされたバージョンを受信シンボルからキャンセルすることができる。遅延線３３０は、パイロット抽出器３１０、時間内挿器３２０及び周波数内挿器３６０によって生じた遅延に対応する遅延を、受信信号の経路に導入する。以下、パイロットによるチャンネル推定器２４０の動作について説明する。

各ＯＦＤＭシンボルについて、パイロットによるチャンネル推定器２４０は、ＦＦＴ１０８からの周波数領域のキャリアに対して動作する。パイロットキャリアは、全てのキャリアから特定されて抽出される。１つのＯＦＤＭシンボル内には、限定された数のパイロットキャリアしかなく、ＤＶＢ−Ｔの具体例では、ＯＦＤＭシンボルは、１２個のキャリアに対して僅かに１個である。パイロットによるチャンネル推定器２４０は、各受信パイロットの複素値を既知の又は期待される複素値で除算することによって、各パイロットセルにおけるＣＴＦの値を計算する。所定のＯＦＤＭシンボルに関するこの演算の結果は、実質的に、Ｈ_１２（ｋ）として表されるＣＴＦの１２倍に間引きされたバージョンである。ＤＶＢ−Ｔの具体例では、パイロットセルは、非特許文献１に開示されているような時間領域における処理を用いて、このサンプル間隔を更に縮小するように、連続したＯＦＤＭシンボル間で分散される。この更なる時間領域の処理は、多くの連続したＯＦＤＭシンボルに亘って、時間軸においてＣＴＦ推定値を内挿する効果を有する。ＤＶＢ−Ｔの具体例では、Ｈ_１２（ｋ）の連続した推定値に対してこの処理を適用することにより、ＣＴＦ推定値Ｈ_３（ｋ）の３倍の間引きを実現することができる。

本発明の実施形態では、ＣＴＦのアップサンプリングしたバージョンを生成するＣＴＦサンプルの時間内挿を改良することができる。したがって、時間軸内挿と周波数軸内挿を経て生成された推定ＣＴＦは、ＯＦＤＭシンボルが経験したＣＴＦをより正確に表すことができる。この結果、受信されたＯＦＤＭシンボルからより正確にＣＴＦをキャンセルすることができ、このため、より正確にデータを再生できる可能性が高まる。以下、１つの具体例について説明する。

ＣＴＦの３倍に間引きされたバージョンを提供する時間領域内挿の後に、チャンネル推定器は、周波数領域のＣＴＦを３倍に内挿し、これにより、データを搬送するキャリアを含むあらゆるキャリアに関するＣＴＦ推定値が生成される。シーケンスＨ_１２（ｋ）及びＨ_３（ｋ）は、以下のような式で表すことができる。

ここで、Ｒ（ｋ）は、ｋ番目のサブキャリアについて受信された複素値であり、Ｐ_ｃ（ｋ）は、マトリクスの列ｋにおける送信されたパイロットの既知の又は期待される複素値であり、Ｈ_Ｉ（ｋ）は、隣接するシンボルに亘って、列（サブキャリア）ｋに沿ってＨ_１２を時間軸処理した結果を表している（非特許文献３参照）。

完全なＣＴＦＨ（ｋ）を算出するための周波数軸処理は、Ｈ_３（ｋ）の周波数軸に沿って３倍の内挿を行うフィルタリング処理である。Ｈ_３（ｋ）のこのフィルタリングは、以下のように表すことができる。

ここで、Ｆ｛．｝は、フーリエ変換を表し、ｈ（ｋ）＝Ｆ−１｛Ｈ_３｝（Ｈ_３（ｋ）の逆変換）は、チャンネルの時間領域インパルス応答であり、Ｇ（ｋ）＝Ｆ｛ｇ｝（フィルタインパルス応答ｇ（ｉ）のフーリエ変換）は、周波数補間フィルタの伝達関数である。この式の右端の部分は、Ｈ_３（ｋ）の周波数補間フィルタリングの別の解釈を表しており、すなわち、Ｈ_３（ｋ）の周波数補間フィルタリングは、チャンネルインパルス応答のウィンドウィングとみなすこともできる。この場合、Ｇ（ｋ）（補間フィルタの伝達関数）は、ウィンドウを表し、ｈ（ｋ）（チャンネルのインパルス応答）は、ウィンドウが適用される信号を表す。ポストＦＦＴプロセッサ内では、これらのＣＴＦ推定値は、チャンネル補正器２５０に供給され、チャンネル補正器２５０は、これらのＣＴＦ推定値を用いて、データに対するチャンネルの影響を等化する。

ドップラー周波数に基づく時間内挿
本発明の実施形態では、パイロット信号から導出されるサンプルの時間内挿に関連する雑音を低減することによって、チャンネル周波数応答の評価を改善できる。この点については、時間領域信号サンプル及びこの時間領域信号サンプルに対応する周波数領域を示す図６Ａ、図６Ｂ、及び図６Ｃによって説明される。

図６Ａは、内挿前の時間領域信号サンプルを対応する周波数領域と共に示している。この図から、サンプリングの影響に起因して、複数のサンプリングレート（Ｆｓ）にエイリアシングが生じていることがわかる。フィルタリングを行うことなくサンプリングレートを高めた結果を図６Ｂに示す。図６Ｂでは、時間領域の各サンプルの間に３つのゼロが挿入され、その結果、折り返し周波数（folding frequency）は、４倍に増大する。ここでは、フィルタリングを適用していないので、周波数スペクトルは、図６Ａと同様なままである。新たな折り返し周波数（＋／−２Ｆｓ）内の全ての余分なスペクトルを排除するために、時間領域補間フィルタを設けることが望ましい。図６Ｂでは、この目的に適するフィルタ周波数応答の具体例をライン６１０によって示している。図６Ｃは、時間領域補間フィルタを用いたフィルタリング処理の出力データを示しており、このフィルタリングにより時間領域の曲線は滑らかになり、周波数領域の折り返し周波数内には付加的なスペクトルが存在しなくなる。

時変チャンネルにおけるＣＴＦの変化を推定するために、現在のドップラー周波数（受信機の移動速度又はチャンネルの変化率）と折り返し周波数（Ｆｓ／２）（パイロットのサンプリング周波数によって判定される）との間で時間軸補間フィルタのカットオフ周波数を設定してもよい。従来のチャンネル推定器は、ドップラー周波数を判定する回路を備えていない。折り返し周波数が既知であるため、従来の受信機の殆どの時間補間フィルタは、カットオフ周波数として折り返し周波数を用い、如何なるドップラースペクトルも取り除かない。換言すれば従来の補間フィルタは、帯域幅を可能な限り広くとっている。例えば、有効シンボル期間がＴｓであるＤＶＢ−Ｔ方式では、図３及び図５に示すように、時間軸において、散在パイロットの４つのサンプルの１つを考慮に入れると、Ｆｓ＝１／（４Ｔｓ）となり、これは、折り返し周波数が１／（８Ｔｓ）となることを意味する。各シンボル毎にサンプルがある連続パイロットキャリアの場合、折り返し周波数は、１／（２ｔ）である。

雑音が全くなければ、最も広い帯域幅補間フィルタを用いても性能は劣化しない。しかしながら、雑音が全くない状況は通常は存在せず、雑音が存在し、ドップラー周波数が低い場合、帯域幅が狭いフィルタを用いる方がよい。このようなフィルタは、帯域幅が広いフィルタに比べて、より多くの雑音を取り除くためである。上述したように、フィルタが有することができる最小のカットオフ周波数は、ドップラー周波数に対応しているチャンネル応答の変化率を表す。しかしながら、従来のチャンネル推定器は、ドップラー周波数に関する情報を有しておらず、したがって、多くの雑音が残っても、常に最も広い帯域幅のフィルタを用いる。

上述したように、可能な限り多くのチャンネル応答推定値の変化を通過させるとともに、可能な限り雑音を取り除くために、可能な限り帯域幅が狭い補間フィルタを実現することが望ましい。帯域幅を決定するためには、チャンネルのドップラー周波数を推定する必要がある。

本発明に基づくパイロットによるチャンネル推定器２４０’の構成を図７に示す。図７に示すパイロットによるチャンネル推定器２４０’は、図４に示すパイロットによるチャンネル推定器２４０と同様の部分を含んでおり、これらは、図４と同様に動作するので、ここでは、これらの違いのみを説明する。図４のチャンネル推定器２４０に対応する、図７に示すパイロットによるチャンネル周波数応答推定器２４０’の部分には、図４と同じ参照符号を付している。図７に示すように、本発明の実施形態であるパイロットによるチャンネル推定器２４０’は、時間軸内挿器３２０’を備える。本発明に基づく技術を採用した受信機は、チャンネルインパルス応答の変化率を検出する時間補間フィルタコントローラ４００と、適応帯域補間フィルタ４１０とを備える。時間補間フィルタコントローラ４００は、パイロットキャリア信号から算出されたチャンネルの変化率を示す信号を生成する。通常、変化率は、受信ＯＦＤＭシンボルが受けたドップラー周波数に比例している。変化率を示す信号は、適応帯域補間フィルタ４１０に供給され、適応帯域補間フィルタ４１０は、この変化率を示す信号に基づいて、フィルタの帯域幅を適応化する。時間軸内挿器３２０’により、チャンネルの変化率に適応するとともに、可能な限り、実質的に、チャンネル周波数応答のエネルギの全てを含む通過帯域を提供するように補間フィルタを適応化できる。この結果チャンネル周波数応答推定値内の雑音を低減できる。以下、時間補間フィルタコントローラ４００及び適応帯域補間フィルタ４１０について更に詳細に説明する。

時間補間フィルタコントローラ
時間補間フィルタコントローラは、チャンネル伝達関数（ＣＴＦ）の変化率を表すドップラー周波数を検出する。パイロット位置において、時間に沿って、ＣＴＦを監視することによって、各パイロット位置におけるチャンネル伝達関数（ＣＴＦ）の推定値からドップラー周波数を推定することができる。

ＤＶＢ−Ｔ伝送の具体例では、図３及び図５に示すように、４つのシンボル毎に挿入される散在パイロットと、あるキャリア位置／周波数において各シンボル毎に連続するパイロットとがある。散在パイロットサブキャリアでは４つのシンボル毎に、連続パイロットサブキャリアでは各シンボル毎にチャンネル応答を監視することができる。後述するように、これらを用いて、移動によって生じるチャンネル周波数応答の変化率、すなわちドップラー周波数を推定することができる。

第１の手法（絶対法）
シンボルは異なるがサブキャリア位置が等しい２つのパイロット間の距離基準を用いて、ドップラー周波数を推定することができる。このようなフィルタコントローラ４００の構成は、図８に示すとおりであり、また、以下のような式によっても表すことができる。

ここで、Ｄ［ａ，ｂ］は、複素値ａとｂの間の距離測定値を表し、Ｙ_ｎ（ｋ）は、サブキャリア位置ｋにおけるシンボルｎのパイロットを表す。第１の式（ＳＰ／ＣＰ）は、シンボル期間の４倍離れているシンボルのＣＴＦ間の距離基準を提供し、したがって、この式では、連続パイロットと、散在パイロットの両方を用いることができる。第２の式（ＣＰ）は、１シンボル期間分だけ離れているシンボルのＣＴＦ間の距離基準を提供し、したがって、この式では、連続パイロットしか用いることができない。基準Ｄ［．］は、絶対差分の尺度及び相関の尺度の２つの手法で定義できる。これらの２つ手法は、図８に示すとおりであり、それぞれ以下の式によって表すこともできる。

ここで、ｂ^＊はｂの複素共役である。第１の式（差分基準）を用いることによってドップラー周波数に正比例するＤ［．］の値が生成される。複素共役の乗算を行う式（相関基準）を用いた場合、ドップラー周波数に反比例するＤ［．］の値が生成される。したがって、いずれの場合も、Ｄ［Ｙ_ｎ（ｋ），Ｙ_ｍ（ｋ）］の値は、シンボルｎからシンボルｍまでのｋ番目のパイロットに沿ったＣＴＦの変化の尺度を示す。このため、所定のシンボルにおける全てのパイロットについて、距離Ｄ［．］の平均を求めることによって、ドップラー周波数を推定することができる。

ドップラー周波数を推定するための第１の手法は、図８に示されている。ルックアップテーブルには、全ての散在パイロットに亘って算出された平均距離を表す信号Ｅが入力される。ルックアップテーブルは、入力された距離基準をドップラー周波数値に変換して出力する。このテーブルは、例えば、図１０に示すように、距離基準対ドップラー周波数特性を用いて設計される。

第２の手法（相対法）
上述した第１の手法は、理想的なチャンネル条件下では良好に機能するが、１つの結果だけに頼るので、雑音及び他の同期誤差に影響されやすい。チャンネルが劣化する場合、推定されたドップラー周波数は、特に、距離基準からドップラー周波数へのマッピングにおいて一定の閾値を用いると、実際の値から大きく解離する。これらの誤差を低減するためには、第１の手法の結果と比較するための何らかの相対値を設けることが望ましい。

第２の手法では、間隔が異なる２つのパイロット間で、２通りの距離基準を用いる。この手法では、２つのＣＴＦ距離基準を算出し、次にこれらを比較し、より信頼度が高い距離を示す信号をドップラー周波数変換ルックアップテーブルに入力する。２のＣＴＦ距離基準Ｅ_Ｍ及びＥ_Ｎは、それぞれＭ個分のシンボル間隔及びＮ個分のシンボル間隔離間したＣＴＦの間で算出される。第２の手法に基づいて動作するフィルタコントローラ４００を図９に示す。フィルタコントローラ４００は、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボルの異なる相対的位置におけるパイロット信号から導出されたチャンネル周波数応答のサンプルの比較に基づいてチャンネル周波数応答の変化率の推定値を生成する。図９に示す実施形態では、チャンネル周波数応答の変化率の推定値は、Ｅ_Ｎ及びＥ_Ｍの間の比率又は差分のいずれかに基づいて算出される。したがって、図９に示すように、ルックアップテーブルには、Ｅ_ＮとＥ_Ｍの間の比率又は差分のいずれかが入力される。これらの差分は、ドップラー周波数変換ルックアップテーブルへの距離基準の変換特性である。Ｅ_Ｎ対Ｅ_Ｍの比率に基づく特性の具体例を図１０に示す。Ｅ_ＮとＥ_Ｍの間の差分に基づいて同様の変換特性を導出することもできる。そして、ドップラー周波数をマッピングするルックアップテーブルへの距離基準は、このような特性から導出される。

ＤＶＢ−Ｔの具体例では、Ｅ_Ｍについては、散在パイロットを用い、Ｅ_Ｎについては、連続パイロットを用いることができるので、（Ｍ，Ｎ）＝（４，１）を用いることが望ましい。

但し、それぞれが特定のドップラー周波数範囲に対して異なる感度を有する２つのパラメータ（Ｍ，Ｎ）の如何なる組合せを用いてもよい。例えば、高いドップラー周波数より低いドップラー周波数においては、（Ｍ，Ｎ）＝（６，１）がより弁別的（急な傾斜）であり、（Ｍ，Ｎ）＝（４，１）は、低いドップラー周波数では、弁別性に劣る（緩い傾斜）が、折り返し周波数に向かって比較的単調に増加するため、より広い範囲のドップラー周波数に用いることができる。

適応帯域フィルタ
適応帯域フィルタ４１０は、時間領域フィルタコントローラ４００に比べて、原理的に単純である。適応帯域フィルタ４１０は、図８及び図９に示すいずれか又は両方の手法によって導出された変化率を示す信号がフィルタコントローラ４００供給され、この信号が示す周波数に基づいて、フィルタの帯域幅を変更する。理想的な状況では、この帯域幅は、如何なるドップラー成分も取り除くことなく、可能な限り狭い帯域幅となるように適応化される。

この機能を実現する最も単純な手法として、異なる帯域幅を有する幾つかのフィルタを準備し、フィルタコントローラ４００から提供されるドップラー周波数情報に基づいて１つのフィルタを選択するようにしてもよい。この手法により、ドップラー周波数が推定されるので、受信信号の推定されたドップラー周波数に基づいて、時間補間フィルタの帯域幅を最適化できる。この最適化の結果、静的なチャンネル及び動的なチャンネルの両方において、チャンネル推定器を良好に動作させることができる。従来の受信機は、原理的に、ドップラー周波数に関する情報を有していないので、従来のチャンネル推定器は、このような柔軟性を有しておらず、したがって、従来のチャンネル推定器は、設計の際に、動的なチャンネル又は静的なチャンネルのいずれかに応じて最適化する必要がある（動的なチャンネル及び静的なチャンネルの両方に対応させようとすると、好ましくない信号劣化が生じる）。

図１０は、ドップラー周波数推定器の出力信号を選択する変換テーブルを設計するために用いることができるドップラー周波数特性への距離基準の具体例を示している。これらの具体例では、Ｎ＝１（固定）とし、２〜８のスウィープ信号Ｍを用いる。横軸は、ＯＦＤＭシンボルレートの半分の値に正規化されたドップラー周波数を表し、縦軸は、Ｅ_Ｎ対Ｅ_Ｍの比率に基づく距離基準推定器の出力を表す。Ｍの値を示す各線は、それぞれ異なる傾斜を有している。Ｍ＝６，８の値が高いドップラー周波数で高い値に戻るのは、比較されるパイロットの値に近い値に変化したパイロット信号を比較することによる位相の曖昧さ（ambiguity）に起因する。すなわち、高いドップラー周波数では、位相の曖昧さのために２つのパイロット間の差分は再び小さくなり、この結果、低いドップラー周波数であるとの誤認が生じる。図１０に示すＭ＝２の特性に基づくドップラー周波数ルックアップテーブルの距離基準の具体例を以下の表に示す。

他の距離基準及び対応する特性についても同様のルックアップテーブルを設計することができる。

動作の要約
図１１に示すフローチャートは、上述した動作の概要を示している。すなわち、図１１は、ＯＦＤＭ信号として受信されたパイロット信号から導出されたチャンネル伝達関数（ＣＴＦ）推定値の時間内挿を実行する方法を示している。図１１に示すように、ステップＴ１において、ＦＦＴプロセッサからパイロット信号を含むシンボルデータが供給される。ステップＴ２において、シンボルデータからパイロット信号を抽出し、これを用いて、ＣＴＦ推定値の１２倍の間引きされたバージョンを生成する。これらのうちの多くは、連続するシンボルのために保存される。ステップＴ３において、異なる時刻に所定のパイロット位置で抽出されたパイロット信号を比較することによって、受信信号が受けたドップラー効果のドップラー周波数に起因するＣＴＦ推定値の変化率を判定する。ドップラー周波数は、ＣＴＦが時間の関数としてどれくらい急速に変化するかを示している。ステップＴ４において、判定されたドップラー周波数に基づいて、ＣＴＦ推定値に適用する時間補間フィルタのための適当な帯域幅を選択する。ステップＴ５において、ステップＴ２で生成したＣＴＦ推定信号に、ステップＴ４で選択した帯域幅を有する時間補間フィルタを適用する。これにより、時間内挿されたＣＴＦ推定値が算出され、ステップＴ６において、このＣＴＦ推定を出力する。

本発明の範囲から逸脱することなく、ここに説明した具体的な実施形態を様々に変更することができる。例えば、パイロットという用語は、通信されるデータと共に送信され、受信機において既知であるあらゆる信号又はデータシンボルを意味するものとして広く解釈される。

本発明の実施形態として示す受信機のブロック図である。ＦＦＴブロック、ＦＦＴシンボルタイミング再生ブロック及びポストＦＦＴプロセッサブロックのブロック図である。ＤＶＢ−Ｔ信号の時間周波数信号マトリクスの具体例として、信号マトリクス内のパイロットセルの分布を示す図である。本発明の実施形態に適用されるパイロットによるチャンネル推定器の構成を示す図である。時間周−波数信号マトリクスの具体例として、時間軸処理及び周波数軸処理により、チャンネル周波数応答評価が導出されるマトリクスセルを示す図である。本発明の一実施形態における４倍の内挿の効果を図式的に示す図である。本発明の一実施形態における４倍の内挿の効果を図式的に示す図である。本発明の一実施形態における４倍の内挿の効果を図式的に示す図である。チャンネル推定器と、適応化された時間領域内挿器を含む補正器とを示す図である。本発明の実施形態に適用可能な第１のドップラー検出法を図式的に説明する図である。本発明の実施形態に適用可能な第２のドップラー検出法を図式的に説明する図である。Ｎ＝１（固定）及びＭ＝の２〜８について、推定器の出力に関して正規化されたドップラー周波数をプロットしたドップラー周波数推定器のシミュレート結果を示す図である。適応帯域時間補間フィルタの動作の概要を示すフローチャートである。

Claims

直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式に基づいて生成された信号サンプルの受信シンボルからデータを再生する受信機であって、
該シンボルは、ＯＦＤＭシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、
上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、当該受信機は、
受信されたＯＦＤＭシンボルが伝搬された伝送チャンネルの伝達関数の推定値を生成するパイロットによるチャンネル推定器を備え、該チャンネル推定器は、
上記信号サンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、該抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器と、
時間補間フィルタコントローラと、
時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成する適応帯域時間補間フィルタとを備え、
上記時間補間フィルタコントローラは、チャンネル周波数応答の時間に伴う変化率の推定値を算出し、該チャンネル周波数応答の変化率の推定値に基づいて、時間補間フィルタの通過帯域を適応化する受信機。
上記時間補間フィルタコントローラは、時間補間フィルタの通過帯域を減少させ、チャンネル周波数応答のエネルギ量に対する雑音を低減することを特徴とする請求項１記載の受信機。
上記適応帯域時間補間フィルタは、それぞれが所定の通過帯域幅を有する複数の補間フィルタを備え、上記時間補間フィルタコントローラは、上記算出されたチャンネルの変化率に基づいて、複数の所定のフィルタのうちの１つを選択することを特徴とする請求項１記載の受信機。
上記時間補間フィルタコントローラは、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置から判定されたチャンネル周波数応答の少なくとも２つのサンプルを比較することによりチャンネル周波数応答の変化率の推定値を生成することを特徴とする請求項１記載の受信機。
上記チャンネル周波数応答の変化率は、ルックアップテーブルから生成され、該ルックアップテーブルは、上記チャンネル周波数応答のサンプルの比較結果を示す値に対する変化率の値を提供し、該比較は、上記変化率の推定値を提供するためのルックアップテーブルのインデクスとして用いられることを特徴とする請求項４記載の受信機。
上記時間補間フィルタコントローラは、Ｎ個分のＯＦＤＭシンボルによって分離されたＯＦＤＭシンボルの対応するサブキャリア位置におけるチャンネル周波数応答のサンプルの第１の比較結果と、Ｍ個分のＯＦＤＭシンボルによって分離されたＯＦＤＭシンボルの対応するサブキャリア位置におけるチャンネル周波数応答のサンプルの第２の比較結果との比率に基づいて上記チャンネル周波数応答の変化率の推定値を生成することを特徴とする請求項４記載の受信機。
上記チャンネル周波数応答の変化率は、ルックアップテーブルから生成され、該ルックアップテーブルは、上記第１の比較結果と第２の比較結果との比率を示す値に基づく変化率の値を提供し、該比率は、上記変化率の推定値を提供するためのルックアップテーブルのインデクスとして用いられることを特徴とする請求項６記載の受信機。
上記対応するサブキャリア位置からのチャンネル周波数応答のサンプルの比較は、サンプル間の差分の算出を含むことを特徴とする請求項４記載の受信機。
上記対応するサブキャリア位置からのチャンネル周波数応答のサンプルの比較は、サンプル間の相関値の算出を含むことを特徴とする請求項４記載の受信機。
上記生成されたチャンネルの変化率の推定値は、受信機が受けたドップラー効果に基づくＯＦＤＭシンボルのドップラー周波数に対応していることを特徴とする請求項１記載の受信機。
上記受信シンボルからチャンネル周波数応答推定値を実質的にキャンセルすることによって、該受信シンボルにおける伝搬チャンネルの影響を減少させることを特徴とする請求項１記載受信機。
受信された直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルが伝搬された伝送チャンネルの伝達関数の推定値を生成するパイロットによるチャンネル推定器であって、該シンボルは、ＯＦＤＭシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、当該チャンネル推定器は、
上記受信ＯＦＤＭシンボルのサンプルからパイロットキャリア信号を抽出し、該抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するパイロット抽出器と、
時間補間フィルタコントローラと、
時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成する適応帯域時間補間フィルタとを備え、
上記時間補間フィルタコントローラは、上記チャンネル周波数応答の時間に伴う変化率の推定値を算出し、該チャンネル周波数応答の変化率の推定値に基づいて、時間補間フィルタの通過帯域を適応化するチャンネル推定器。
上記時間補間フィルタコントローラは、時間補間フィルタの通過帯域を減少させ、チャンネル周波数応答のエネルギ量に対する雑音を低減することを特徴とする請求項１２記載のチャンネル推定器。
上記適応帯域時間補間フィルタは、それぞれが所定の通過帯域幅を有する複数の補間フィルタを備え、上記時間補間フィルタコントローラは、上記算出されたチャンネルの変化率に基づいて、複数の所定のフィルタのうちの１つを選択することを特徴とする請求項１２記載のチャンネル推定器。
上記時間補間フィルタコントローラは、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置から判定されたチャンネル周波数応答の少なくとも２つのサンプルを比較することによりチャンネル周波数応答の変化率の推定値を生成することを特徴とする請求項１２記載のチャンネル推定器。
受信された直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルが伝搬された伝送チャンネルの伝達関数の推定値を生成するチャンネル推定方法であって、該シンボルは、ＯＦＤＭシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、当該チャンネル推定方法は、
上記受信ＯＦＤＭシンボルのサンプルからパイロットキャリア信号を抽出するステップと、
上記抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成するステップと、
時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成するステップと、
上記チャンネル周波数応答の時間に伴う変化率の推定値を算出するステップと、
上記チャンネル周波数応答の変化率の推定値に基づいて、時間補間フィルタの通過帯域を適応化するステップとを有するチャンネル推定方法。
上記通過帯域を適応化するステップは、時間補間フィルタの通過帯域を減少させ、チャンネル周波数応答のエネルギ量に対する雑音を低減するステップを含むことを特徴とする請求項１６記載のチャンネル推定方法。
上記変化率の推定値を生成するステップは、時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置から判定されたチャンネル周波数応答の少なくとも２つのサンプルを比較するステップを含むことを特徴とする請求項１６記載のチャンネル推定方法。
上記少なくとも２つのサンプルを比較することによって上記変化率の推定値を生成するステップは、
Ｎ個分のＯＦＤＭシンボルによって分離されたＯＦＤＭシンボルの対応するサブキャリア位置におけるチャンネル周波数応答のサンプルの第１の比較結果と、Ｍ個分のＯＦＤＭシンボルによって分離されたＯＦＤＭシンボルの対応するサブキャリア位置におけるチャンネル周波数応答のサンプルの第２の比較結果との比率を算出するステップと、
上記比較結果の比率に基づいて上記チャンネル周波数応答の変化率の推定値を生成するステップとを有する請求項１８記載のチャンネル推定方法。
受信された直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルが伝搬された伝送チャンネルの伝達関数の推定値を生成するパイロットによるチャンネル推定装置であって、該シンボルは、ＯＦＤＭシンボルの各セットについて、異なるサブキャリア位置に挿入されたパイロット信号を含み、上記パイロット信号のサブキャリア位置は、後続するシンボルのセットにおいて繰り返され、当該パイロットによるチャンネル推定装置は、
上記受信ＯＦＤＭシンボルのサンプルからパイロットキャリア信号を抽出する抽出手段と、
上記抽出したパイロットキャリア信号をパイロットキャリアの所定のバージョンと比較することによって上記受信されたＯＦＤＭシンボル内の各パイロット信号のチャンネル周波数応答のサンプルの推定値を生成する生成手段と、
時間的に分離されたＯＦＤＭシンボル内の対応するサブキャリア位置において、パイロットキャリア信号から導出されたチャンネル周波数応答推定値のサンプルを内挿し、チャンネル周波数応答推定値の内挿されたバージョンを生成する内挿手段と、
上記チャンネル周波数応答の時間に伴う変化率の推定値を算出する算出手段と、
上記チャンネル周波数応答の変化率の推定値に基づいて、時間補間フィルタの通過帯域を適応化する適応化手段とを備えるチャンネル推定装置。