JP4655241B2 - 受信装置、受信方法、およびプログラム - Google Patents

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Description

本発明は、受信装置、受信方法、およびプログラムに関し、特に、OFDMシンボルの同期の取り方を状況に応じて替えることができるようにした受信装置、受信方法、およびプログラムに関する。
地上デジタル放送の変調方式として、直交周波数分割多重方式（OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式）と呼ばれる変調方式が用いられている。
OFDM方式においては、伝送帯域内に多数の直交するサブキャリアが設けられる。それぞれのサブキャリアの振幅および位相にデータが割り当てられ、PSK(Phase Shift Keying)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)によりデジタル変調が行われる。
OFDM方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域全体を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり、伝送速度は遅くなるが、トータルの伝送速度は従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。
OFDM方式においては、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行なわれることから、変調は、逆フーリエ変換を行うIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)演算によって行うことができる。また、変調の結果得られるOFDM信号の復調は、フーリエ変換を行うFFT(Fast Fourier Transform)演算によって行うことができる。
従って、OFDM信号を送信する送信装置は、IFFTを行う回路を用いて構成することができ、OFDM信号を受信する受信装置は、FFTを行う回路を用いて構成することができる。
以上のような特徴から、OFDM方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上デジタル放送に適用されることが多い。
OFDM方式を採用した地上デジタル放送の規格としては、DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)やISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)、ISDB-TSBといった規格がある。
図１は、OFDMシンボルを示す図である。
OFDM方式においては、信号の伝送はOFDMシンボルと呼ばれる単位で行われる。
図１に示すように、１OFDMシンボルは、送信時にIFFTが行われる信号区間である有効シンボルと、有効シンボルの後半の一部分の波形がコピーされたガードインターバル（以下、GIという）から構成される。
GIは、時間軸上で有効シンボルの前の位置に挿入される。OFDM方式では、GIを挿入することにより、マルチパス環境下において発生するOFDMシンボル間の干渉を防ぐことが可能になる。
このようなOFDMシンボルが複数集められて１つのOFDM伝送フレームが形成される。例えば、ISDB-T規格においては、２０４のOFDMシンボルから１つのOFDM伝送フレームが形成される。このOFDM伝送フレームの単位を基準として、パイロット信号の挿入位置が定められている。
各サブキャリアに対する変調方式としてQAM系の変調方式を用いるOFDM方式においては、伝送時にマルチパス等の影響を受けることにより、サブキャリア毎に、振幅および位相が送信時のものと受信時のものとで異なるものになってしまう。例えば、山や建物による反射、SFN(Single Frequency Network)によってマルチパスの影響が生じる。
そのため、受信側では、受信信号の振幅および位相が送信されたものと等しくなるように信号の等化を行う必要がある。
OFDM方式では、送信側で、所定の振幅および所定の位相を有する既知信号をパイロット信号として伝送シンボル内に離散的に挿入しておき、受信側で、パイロット信号の振幅および位相に基づいて伝送路の周波数特性を求め、受信信号を等化するようにしている。このように伝送路特性を算出するために用いられるパイロット信号のことをスキャッタードパイロット信号（以下、SP信号）という。
図２は、ISDB-T規格で採用されているSP信号のOFDMシンボル内での配置パターンを示す図である。
図２の横軸はOFDM信号のサブキャリアを特定するサブキャリア番号を表し、縦軸はOFDM信号のOFDMシンボルを特定するOFDMシンボル番号を表す。サブキャリア番号は周波数に対応し、OFDMシンボル番号は時間に対応する。
図２の白丸は各サブキャリアによって伝送されるシンボルのデータを表し、黒丸はSP信号を表す。図２に示すように、ISDB-T規格においては、SP信号が、時間方向には４個のOFDMシンボル毎に配置され、周波数方向には１２個のサブキャリア毎に配置される。
また，ISDB-T規格の場合、TMCC/ACと呼ばれる信号が毎シンボル挿入される。特に、TMCC信号は、送信時の伝送パラメータ（変調方式や符号化率等の情報）や、OFDM伝送フレームにおけるシンボル番号を受信装置が知るための同期信号を伝送する信号である。
DVB-Tの場合、TPS信号と呼ばれる信号が挿入されており、これも、ISDB-T規格におけるTMCC/AC信号と同様に伝送パラメータやフレーム同期のための同期信号によって構成される。
特開２００５−３０３４４０号公報
受信装置においては、特に、FFTを行うための区間であるFFT区間を決定するのに用いられるシンボル同期信号の精度が受信性能に大きく影響する。
シンボル同期信号は、マルチパス妨害による干渉を最小にするように、例えば、図１のGIと有効シンボルの境界位置をFFT区間の開始位置として指定するように調整される必要がある。
それぞれのタイミングによってシンボル同期を取るために使うことのできる信号も異なり、シンボル同期の取り方についても、その都度、最適なものを選択するのが好ましい。
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、OFDMシンボルの同期の取り方を状況に応じて替えることができるようにするものである。
本発明の一側面の受信装置は、OFDMシンボルを表す時間領域のOFDM信号であるOFDM時間領域信号と、前記OFDM時間領域信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との相関値を計算し、相関値の最も高い位置を基準として、有効シンボル長と同じ長さの区間であり、FFT手段によるFFTの対象となる信号区間であるFFT区間の開始位置を決定する第１の位置決定手段と、前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施すことによって得られた周波数領域のOFDM信号である第１のOFDM周波数領域信号に含まれる既知信号に基づいて、前記既知信号に対する伝送路特性を推定し、時間方向に補間することによって求められた伝送路特性推定データに対してIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定し、前記FFT区間の複数の候補のそれぞれに対するシンボル間干渉量を前記遅延プロファイルに基づいて推定し、シンボル間干渉量が最小となる候補の前記FFT区間の開始位置を、前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定する第２の位置決定手段と、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記FFT区間を基準として位置をずらして他のFFT区間を設定し、前記他のFFT区間内の前記OFDM時間領域信号を対象としてFFTを施すことによって第２のOFDM周波数領域信号を生成し、前記第１と第２のOFDM周波数領域信号に含まれる歪みを、それぞれ、前記伝送路特性推定データを周波数方向に補間して得られた全サブキャリアの伝送路特性を用いて除去することによって等化信号を生成し、生成した等化信号の品質に基づいて前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置を決定する第３の位置決定手段と、前記第１乃至第３の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置のうちのいずれかを選択する選択手段と、前記選択手段により選択された開始位置を前記FFT区間の開始位置として、前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施し、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成する前記FFT手段と、受信データのシンボル番号を前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて推定する推定手段とを備え、前記選択手段は、復調の開始が指示されたとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択し、前記推定手段によるシンボル番号の推定が完了したとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択する。
前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて、複数のOFDMシンボルからなるOFDM伝送フレームの同期をとるフレーム同期手段をさらに設けることができる。この場合、前記選択手段には、前記フレーム同期手段により前記OFDM伝送フレームの同期がとられたとき、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第３の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択させることができる。
前記第１の位置決定手段には、相関値の最も高い位置よりガードインターバル長だけ後の位置を、前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定させることができる。
前記第２の位置決定手段には、マルチパスを構成するそれぞれのパスについて、候補の前記FFT区間を設定したときに他のシンボルの干渉が及ぶ時間方向の長さと、前記他のシンボルの干渉を受けているパスのパワーを乗算し、それぞれのパスについての乗算結果を足し合わせることによってシンボル間干渉量を推定させることができる。
前記第３の位置決定手段には、前記第１のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質の方が、前記第２のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質より良い場合、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記FFT区間の開始位置を、次の前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定させ、前記第２のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質の方が、前記第１のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質より良い場合、前記第２のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記他のFFT区間の開始位置を、次の前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定させることができる。
本発明の一側面の受信方法またはプログラムは、OFDMシンボルを表す時間領域のOFDM信号であるOFDM時間領域信号と、前記OFDM時間領域信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との相関値を計算し、相関値の最も高い位置を基準として、有効シンボル長と同じ長さの区間であり、FFT手段によるFFTの対象となる信号区間であるFFT区間の開始位置を第１の位置決定手段によって決定し、前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施すことによって得られた周波数領域のOFDM信号である第１のOFDM周波数領域信号に含まれる既知信号に基づいて、前記既知信号に対する伝送路特性を推定し、時間方向に補間することによって求めた伝送路特性推定データに対してIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定し、前記FFT区間の複数の候補のそれぞれに対するシンボル間干渉量を前記遅延プロファイルに基づいて推定し、シンボル間干渉量が最小となる候補の前記FFT区間の開始位置を、前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として第２の位置決定手段によって決定し、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記FFT区間を基準として位置をずらして他のFFT区間を設定し、前記他のFFT区間内の前記OFDM時間領域信号を対象としてFFTを施すことによって第２のOFDM周波数領域信号を生成し、前記第１と第２のOFDM周波数領域信号に含まれる歪みを、それぞれ、前記伝送路特性推定データを周波数方向に補間して得られた全サブキャリアの伝送路特性を用いて除去することによって等化信号を生成し、生成した等化信号の品質に基づいて前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置を第３の位置決定手段によって決定し、前記第１乃至第３の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置のうちのいずれかを選択し、選択した開始位置を前記FFT区間の開始位置として、前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施し、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成し、受信データのシンボル番号を前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて推定し、復調の開始が指示されたとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択し、シンボル番号の推定が完了したとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択するステップを含む。
本発明の一側面においては、第１乃至第３の位置決定手段により決定されたFFT区間の開始位置のうちのいずれかが選択され、選択された開始位置をFFT区間の開始位置として、OFDM時間領域信号に対してFFTが施され、第１のOFDM周波数領域信号が生成される。また、受信データのシンボル番号が前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて推定され、復調の開始が指示されたとき、第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置が選択され、シンボル番号の推定が完了したとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置が選択される。
なお、受信装置は、独立した装置であっても良いし、１つの装置を構成している内部ブロックであっても良い。
本発明の一側面によれば、OFDMシンボルの同期の取り方を状況に応じて替えることができる。
［OFDM受信装置の全体構成］
図３乃至図５は、本発明の一実施形態に係るOFDM受信装置１００の構成例を示すブロック図である。
OFDM受信装置１００の構成を図３乃至図５に分けて示している。図３乃至図５に示す各構成の接続関係を１つの図にまとめて示すと図６に示すようなものになる。
アンテナ１０１は、図示せぬ放送局の送信装置から送信されてくるOFDM信号の放送波を受信し、その放送波をチューナ１０２に出力する。
チューナ１０２は演算部１０２ａと局部発振器１０２ｂから構成される。
演算部１０２ａは、アンテナ１０１からのRF信号と、局部発振器１０２ｂからの信号を乗算することによってRF信号をIF(Intermediate Frequency)信号に周波数変換し、IF信号をBPF１０３に出力する。
局部発振器１０２ｂは、所定の周波数の正弦波の信号を発振し、演算部１０２ａに出力する。
BPF(Band Pass Filter)１０３は、チューナ１０２からのIF信号をフィルタリングし、A/D変換部１０４に出力する。
A/D変換部１０４は、BPF１０３からのIF信号をA/D変換し、デジタルのIF信号を直交復調部１０５に出力する。
直交復調部１０５は、所定の周波数のキャリアを用いて、A/D変換部１０４からのIF信号を直交復調し、ベースバンドのOFDM信号を出力する。
以下、FFTが行われる前のベースバンドのOFDM信号をOFDM時間領域信号という。OFDM時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉ成分）と虚軸成分（Ｑ成分）を含んだ複素信号となる。直交復調部１０５から出力されたOFDM時間領域信号はオフセット補正部１０６に供給される。
オフセット補正部１０６は、直交復調部１０５からのOFDM時間領域信号を対象として各種のずれの補正を行う。
例えば、オフセット補正部１０６は、A/D変換部１０４でのサンプリングのオフセット（サンプリングのタイミングのずれの補正）を、サンプリング／キャリア同期部１１２から供給されるサンプリングオフセット補正信号に基づいて行う。
また、オフセット補正部１０６は、直交復調部１０５のキャリアの周波数のオフセット（送信装置で用いられているキャリアの周波数とのずれの補正）を、サンプリング／キャリア同期部１１２から供給されるキャリアオフセット補正信号に基づいて行う。
オフセット補正部１０６で処理が施されたOFDM時間領域信号は、シンボル同期部１０７、図４の復調用FFT部１０８および制御用FFT部１１５に供給される。
シンボル同期部１０７は、OFDMシンボルの同期をとり、FFT区間の開始位置を指定するシンボル同期フラグを復調用FFT部１０８に出力する。復調用FFT部１０８においては有効シンボル長と同じ長さの信号区間を対象としてFFTが行われるが、その開始位置がシンボル同期フラグより指定される。
シンボル同期部１０７においては、FFT前のOFDM時間領域信号に基づいて決定した位置、FFT後の信号から推定した伝送路特性に基づいて決定した位置、等化後の信号に基づいて決定した位置のうちのいずれかが選択される。FFT区間の開始位置についてのそれぞれの決定方法については後に詳述する。以下、適宜、FFT区間の開始位置を単にシンボル位置ともいう。
また、シンボル同期部１０７は、DFTフラグを制御用FFT部１１５に出力する。後に詳述するように、DFTフラグは、制御用FFT部１１５が処理対象とする信号区間の開始位置を指定するフラグである。制御用FFT部１１５においては、復調用FFT部１０８が処理対象とするFFT区間を基準として、その位置を所定の量だけずらした区間を対象としてFFTと等価の処理が行われる。
復調用FFT部１０８は、シンボル同期部１０７から供給されるシンボル同期フラグにより指定される位置を開始位置とする有効シンボル長の区間をFFT区間として設定する。
また、復調用FFT部１０８は、FFT区間の信号をオフセット補正部１０６からのOFDM時間領域信号から抽出し、抽出したFFT区間の信号を対象としてFFTを行う。復調用FFT部１０８によるFFTにより、サブキャリアで送信されてきたデータ、すなわち、IQ平面上の伝送シンボルを表すOFDM信号が得られる。復調用FFT部１０８の出力は下式（１）で表される。
Figure 0004655241
式（１）のYは、復調用FFT部１０８の出力を表し、添字のm,kは、それぞれ、シンボル番号とキャリア番号を表す。また、Hは、伝送路の周波数特性を表し、Xは、PSKやQAMの信号点で表現される送信信号を表す。Nは、雑音成分やマルチパスによって発生する干渉成分を合わせた項である。
このように、FFT後の信号は、送信信号に伝送路の周波数特性を乗算したものに対して雑音等の成分を加算した形で表現される。
OFDM時間領域信号に対するFFTにより得られるOFDM信号は周波数領域の信号である。以下、適宜、FFTが行われた後のOFDM信号をOFDM周波数領域信号という。OFDM周波数領域信号は、等化部１０９（図５）、サンプリング／キャリア同期部１１２、シンボル番号推定部１１３、フレーム同期部１１４、および制御用FFT部１１５に供給される。
等化部１０９の選択部１９１は、シンボル番号推定部１１３から供給されたシンボル番号（OFDMシンボル番号）とフレーム同期部１１４から供給されたシンボル番号のうちのいずれかを選択し、選択したシンボル番号をパイロット抽出部１９２に出力する。
パイロット抽出部１９２においては図２に示すようにして配置されるSP信号が抽出されるが、SP信号を抽出するためには、いま受信しているデータがシンボル番号順で何番目のデータなのかを特定する必要がある。選択部１９１からパイロット抽出部１９２に対しては、この特定のための情報が供給されることになる。
例えば、復調開始から、フレーム同期の捕捉が完了しフレーム同期フラグが供給されるまではシンボル番号推定部１１３から供給されたシンボル番号が選択され、フレーム同期の捕捉が完了した後はフレーム同期部１１４から供給されたシンボル番号が選択される。
パイロット抽出部１９２は、選択部１９１から供給されるシンボル番号に従って、復調用FFT部１０８から供給されたOFDM周波数領域信号から、BPSK変調された信号であるSP信号を抽出する。
例えば、いま受信しているデータがシンボル番号＃０のデータである場合、サブキャリア番号０，１２，２４のサブキャリアによってSP信号が伝送されているため、パイロット抽出部１９２はこれを抽出する。パイロット抽出部１９２は、抽出したSP信号を除算部１９３に出力する。
除算部１９３は、パイロット抽出部１９２から供給されたSP信号を基準信号生成部１９４から供給された基準信号で除算することによって、SP信号に対する伝送路特性を推定する。
SP信号に対する伝送路特性値は下式（２）で表される。伝送路特性値を求めるために用いられる信号Xが基準信号生成部１９４により生成される。
Figure 0004655241
式（２）の“~”は、それが付加されている値が推定値であることを表す。n,lはSP信号の位置を表す。
除算部１９３は、推定した伝送路特性を表す伝送路特性データを時間方向伝送路推定部１９５に出力する。
基準信号生成部１９４は、除算部１９３において用いられる基準信号を生成し、出力する。
時間方向伝送路推定部１９５は、SP信号が配置されているサブキャリアの時間方向に並ぶ各OFDMシンボルに対する伝送路特性を推定する。時間方向の伝送路特性を推定する方法としては、補間を用いる方法や適応フィルタを用いる方法がある。
時間方向伝送路推定部１９５は、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータである時間方向特性推定データを位相調整部１９６と最適フィルタ係数選択部２００に出力する。
図７は、時間方向特性推定データを示す図である。
図７に示すような時間方向特性推定データが、図２に示すようにして配置されるSP信号に対する伝送路特性データを用いて時間方向伝送路推定部１９５により求められる。図７において、白丸と斜線を付した丸は、OFDM信号のサブキャリア（伝送シンボル）を表す。また、斜線を付した丸は、時間方向伝送路推定部１９５での処理後に伝送路特性が推定されている伝送シンボルを表す。
SP信号に対する伝送路特性データを用いて時間方向に伝送路特性の推定が行われることによって、図７に示すように、３サブキャリア毎に、各OFDMシンボルに対する伝送路特性が求められる。
位相調整部１９６は、時間方向伝送路推定部１９５から供給された時間方向特性推定データの位相を最適フィルタ係数選択部２００から供給されたフィルタ中心に従って調整する。
時間方向特性推定データの位相の調整は、その時間方向特性推定データのサンプル値としての複素信号（Ｉ成分、Ｑ成分）を、そのサンプル値に対応するサブキャリアのサブキャリア番号とフィルタ中心に応じて回転させることで行われる。
位相調整部１９６は、位相調整後の時間方向特性推定データを周波数補間フィルタ部１９７とシンボル同期部１０７（図３）に出力する。
周波数補間フィルタ部１９７は、最適フィルタ係数選択部２００から供給される係数に基づいて補間フィルタの通過帯域の幅を変え、周波数方向に伝送路特性を補間する処理である周波数補間処理を行う。
例えば、周波数補間フィルタ部１９７は、周波数補間処理として、時間方向伝送路推定部１９５から供給された時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に、新たなサンプル値として２個のゼロを補間する。
また、周波数補間フィルタ部１９７は、サンプル値の数を元のデータの３倍にした時間方向特性推定データを対象として周波数方向の伝送路特性の補間のためのLPF(Low Pass Filter)をかけることによってフィルタリングを行う。フィルタリングに用いられるLPF（補間フィルタ）の通過帯域の幅が、最適フィルタ係数選択部２００から供給された係数により調整される。
周波数補間フィルタ部１９７は、通過帯域の幅を調整した補間フィルタを用いてフィルタリングを行うことによって、ゼロの補間によって時間方向特性推定データに生じる繰り返し成分を除去し、周波数方向に補間をした伝送路特性を求める。
周波数補間フィルタ部１９７は、周波数方向に補間を行った伝送路特性、すなわち、全サブキャリアの伝送路特性を表すデータである周波数方向特性補間データを除算部１９９と１１７に出力する。
図８は、周波数方向特性補間データを示す図である。
周波数補間フィルタ部１９７においては、３サブキャリア毎の伝送路特性を表す時間方向特性推定データをサブキャリア番号方向に用いて、図８において斜線を付した範囲で囲む、OFDMシンボルのサブキャリアのそれぞれの伝送路特性が求められる。
位相調整部１９８は、復調用FFT部１０８から供給されたOFDM周波数領域信号の位相を最適フィルタ係数選択部２００から供給されたフィルタ中心に従って調整し、位相調整後のOFDM周波数領域信号を除算部１９９に出力する。
除算部１９９は、位相調整部１９８から供給されたOFDM周波数領域信号を伝送路推定値で除算することによって、OFDM周波数領域信号が伝送路で受けた振幅と位相の歪みを補正し、歪み補正後のOFDM周波数領域信号を等化信号として出力する。
OFDM信号が伝送路で受けるマルチパス等に起因する歪みはOFDM信号に対する乗算となる。OFDM信号が伝送路で受ける歪みの補正は、実際に受信されたOFDM信号を伝送路特性で除算することで実現される。除算部１９９から出力された等化信号は誤り訂正部１１０とシンボル同期部１０７に供給される。
最適フィルタ係数選択部２００は、復調用FFT部１０８から供給されたOFDM周波数領域信号と時間方向伝送路推定部１９５から供給された時間方向特性推定データに基づいて、周波数補間処理に用いるものとして最適な補間フィルタを選択する。
例えば、最適フィルタ係数選択部２００は、通過帯域の幅と中心位置を変えた補間フィルタを用いて、複数の条件の下で周波数補間処理を試行し、最も品質の良い信号を得ることができた補間フィルタを選択する。
また、最適フィルタ係数選択部２００は、選択した補間フィルタの通過帯域の幅を表す係数を周波数補間フィルタ部１９７に出力するとともに、その中心位置を表す情報を位相調整部１９６と１９８に出力する。
さらに、最適フィルタ係数選択部２００は、選択した補間フィルタの通過帯域の幅に相当する幅だけ遅延広がりがあると推定し、その情報をシンボル同期部１０７に出力する。最適フィルタ係数選択部２００については後に詳述する。
等化部１０９における処理は、式（１）におけるHを一部の既知のXを用いて推定し、推定したHを用いてYを除算することで未知の送信信号Xを推定するものである。式（１）と同様の符号を用いた場合、等化部１０９の出力である等化信号は下式（３）で表される。
Figure 0004655241
Hの推定値が実際の伝送路特性Hと完全に一致していれば、等化部１０９の出力は、雑音項NをHで除算したものを送信信号Xに加算した形で表される。
誤り訂正部１１０は、等化部１０９の除算部１９９から供給された等化信号に対してデインタリーブ処理を施し、さらに、デンパンクチャ、ビタビ復号、拡散信号除去、RS復号などの処理を施す。誤り訂正部１１０は、各種の処理を施すことによって得られた復号データを出力バッファ１１１に出力する。
誤り訂正部１１０において行われる処理の内容が、図４のフレーム同期部１１４から供給される伝送パラメータ情報、フレームスタートフラグに従って切り替えられる。誤り訂正部１１０により、送信されてきたパケット（有効パケット）だけが得られる。
出力バッファ１１１は、誤り訂正部１１０から供給された有効パケットに、送信されなかったパケットである無効パケットを所定の順番で挿入し、後段の回路に出力する。無効パケットの挿入位置が、フレーム同期部１１４から供給される伝送パラメータ情報によって特定される。
図３のサンプリング／キャリア同期部１１２は、復調用FFT部１０８から供給されたOFDM周波数領域信号に含まれるSP信号やTMCC/AC信号などを用いて、時間方向での位相回転量からサンプリング誤差やキャリア誤差を検出する。
また、サンプリング／キャリア同期部１１２は、検出したサンプリング誤差やキャリア誤差をフィルタリングし、補正のための信号であるサンプリングオフセット補正信号とキャリアオフセット補正信号を生成する。サンプリング／キャリア同期部１１２は、生成したそれらの補正信号をオフセット補正部１０６に出力する。
図４のシンボル番号推定部１１３は、いま受信しているデータのシンボル番号を、復調用FFT部１０８から供給されたOFDM周波数領域信号に基づいて推定する。
上述したように、シンボル番号推定部１１３により推定されたシンボル番号は復調開始からフレーム同期（OFDM伝送フレームの同期）がとれるまでの間、SP信号を抽出するために用いられる。
１つのOFDM伝送フレームは２０４のOFDMシンボルによって構成されるから、フレーム同期がとれるまで等化処理を開始できないとすると復号データを出力するまでに時間がかかってしまう。そこで、フレーム同期がとれるまでの間、シンボル番号推定部１１３によりシンボル番号の推定が行われ、推定されたシンボル番号を用いて等化処理が開始される。
シンボル番号の推定について具体的に説明すると、シンボル番号推定部１１３は、ある１シンボルのサブキャリアのデータと、その４シンボル後のサブキャリアのデータを受信する。
また、シンボル番号推定部１１３は、先に受信したシンボルのデータと後に受信したシンボルのデータのそれぞれについて、サブキャリア番号０，１２，２４，・・・のサブキャリアで伝送されたデータ同士の相関値を第１の相関値として求める。
同様に、シンボル番号推定部１１３は、先に受信したシンボルのデータと後に受信したシンボルのデータのそれぞれについて、サブキャリア番号３，１５，２７，・・・のサブキャリアで伝送されたデータ同士の相関値を第２の相関値として求める。
さらに、シンボル番号推定部１１３は、先に受信したシンボルのデータと後に受信したシンボルのデータのそれぞれについて、サブキャリア番号６，１８，３０，・・・のサブキャリアで伝送されたデータ同士の相関値を第３の相関値として求める。
シンボル番号推定部１１３は、先に受信したシンボルのデータと後に受信したシンボルのデータのそれぞれについて、サブキャリア番号９，２１，３３，・・・のサブキャリアで伝送されたデータ同士の相関値を第４の相関値として求める。
シンボル番号推定部１１３は、第１乃至第４の相関値を比較し、第１の相関値が最も高い場合、先に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃０であり、後に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃４であるとして推定する。
また、シンボル番号推定部１１３は、第２の相関値が最も高い場合、先に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃１であり、後に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃５であるとして推定する。
シンボル番号推定部１１３は、第３の相関値が最も高い場合、先に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃２であり、後に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃６であるとして推定する。
シンボル番号推定部１１３は、第４の相関値が最も高い場合、先に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃３であり、後に受信したシンボルのシンボル番号はシンボル番号＃７であるとして推定する。
すなわち、図２を参照して説明したように、SP信号が、時間方向には４個のOFDMシンボル毎に配置され、周波数方向には１２個のサブキャリア毎に配置されるという性質を利用してシンボル番号の推定が行われる。
シンボル番号推定部１１３は、推定したmodulo4の精度（４で割った余りが分かる精度）のシンボル番号を等化部１０９に出力する。
また、シンボル番号推定部１１３は、シンボル番号の推定ができたとき、そのことを表す推定完了フラグをシンボル同期部１０７に出力する。
フレーム同期部１１４は、復調用FFT部１０８から供給されたOFDM周波数領域信号からTMCC信号を抽出し、同期バイトを検出してシンボル番号を生成する。フレーム同期部１１４は、生成したシンボル番号を等化部１０９に出力する。
また、フレーム同期部１１４は、例えば、同期バイトを検出して生成したシンボル番号が２０４に達した場合、フレーム同期がとれたと判断し、フレーム同期がとれたことを表すフレーム同期フラグをシンボル同期部１０７と等化部１０９に出力する。
さらに、フレーム同期部１１４は、OFDM伝送フレーム単位で付加される送信パラメータ情報を復号し、出力するとともに、OFDM伝送フレームの開始位置を表すフレームスタートフラグを出力する。送信パラメータ情報には伝送レートなどの情報が含まれる。フレーム同期部１１４から出力された送信パラメータ情報とフレームスタートフラグは誤り訂正部１１０と出力バッファ１１１に供給される。
制御用FFT部１１５は、復調用FFT部１０８がFFTの対象とする区間と異なる区間を対象としてFFTと等化の処理を行う。
例えば、FFTと等化の処理として、DFTの結果に、復調用FFT部１０８から供給されたFFTの結果を加算することが行われる。制御用FFT部１１５において加算結果として求められたOFDM周波数領域信号は図５の位相調整部１１６に供給される。制御用FFT部１１５についても後に詳述する。
位相調整部１１６は、制御用FFT部１１５から供給されたOFDM周波数領域信号の位相を最適フィルタ係数選択部２００から供給されたフィルタ中心に従って調整し、位相調整後のOFDM周波数領域信号を除算部１１７に出力する。
除算部１１７は、位相調整部１１６により位相が調整されたOFDM周波数領域信号を、周波数補間フィルタ部１９７から供給された伝送路推定値で除算することによってOFDM周波数領域信号が伝送路で受けた振幅と位相の歪みを補正する。除算部１１７は、歪み補正後のOFDM周波数領域信号である等化信号をシンボル同期部１０７に出力する。
［シンボル同期部１０７の構成と動作］
図３のシンボル同期部１０７について説明する。
シンボル同期部１０７は、シンボル同期コントローラ１３１、第１乃至第３のシンボル位置決定部１３２乃至１３４、スイッチ１３５、シンボル同期フラグ生成部１３６、および制御用DFTフラグ生成部１３７から構成される。
例えば、OFDM受信装置１００の電源がONにされたときや、チャンネルの切り替えが行われたとき、復調の開始を指示する復調開始信号が、上位の制御部からシンボル同期コントローラ１３１に対して入力される。
シンボル同期コントローラ１３１は、切り替え信号をスイッチ１３５に出力し、第１のシンボル位置決定部１３２、第２のシンボル位置決定部１３３、第３のシンボル位置決定部１３４によりそれぞれ決定されたシンボル位置のうちのいずれかを選択する。
例えば、シンボル同期コントローラ１３１は、復調開始信号が入力されたとき、始めに、スイッチ１３５を端子ａに接続し、第１のシンボル位置決定部１３２により決定されたシンボル位置を選択する。
第１のシンボル位置決定部１３２により決定されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグがシンボル同期フラグ生成部１３６から復調用FFT部１０８に出力され、それを基準としてFFT区間が設定される。
第１のシンボル位置決定部１３２において行われるシンボル位置の決定方法は、FFT前のOFDM時間領域信号に基づいて決定する方法である。
復調用FFT部１０８においてFFTを行うためにはFFT区間を設定する基準となるシンボル同期フラグが必要となる。第１のシンボル位置決定部１３２により決定されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグが供給されることにより、はじめて、FFTを行うことが可能になる。
FFTを行うことが可能になるということは、OFDM周波数領域信号に基づいてシンボル番号の推定を行うことが可能になることを表す。また、推定したシンボル番号に基づいてOFDM周波数領域信号からSP信号を抽出し、伝送路特性の推定を行うことが可能になることを表す。
上述したように、シンボル番号の推定ができたとき、シンボル番号推定部１１３からシンボル同期コントローラ１３１に対して推定完了フラグが供給される。また、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータである時間方向特性推定データが求められたとき、それが時間方向伝送路推定部１９５から第２のシンボル位置決定部１３３に供給される。
シンボル同期コントローラ１３１は、シンボル番号の推定ができたことを表す推定完了フラグがシンボル番号推定部１１３から供給されたとき、次に、スイッチ１３５を端子ｂに接続し、第２のシンボル位置決定部１３３により決定されたシンボル位置を選択する。
第２のシンボル位置決定部１３３により決定されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグがシンボル同期フラグ生成部１３６から復調用FFT部１０８に出力され、それを基準としてFFT区間が設定される。
第２のシンボル位置決定部１３３において行われるシンボル位置の決定方法は、FFT後のOFDM周波数領域信号から求められる時間方向特性推定データに基づいて決定する方法である。時間方向特性推定データが供給されてはじめて、その方法を利用することが可能になる。
時間方向特性推定データを求めることが可能になるということは、時間方向特性推定データを周波数方向に補間し、全サブキャリアの伝送路特性を用いて、OFDM周波数領域信号に含まれる歪みを補正することが可能になることを表す。
伝送路における歪みの補正が行われたとき、等化信号が図５の除算部１９９と除算部１１７から第３のシンボル位置決定部１３４に供給される。
シンボル同期コントローラ１３１は、フレーム同期の捕捉が完了し、フレーム同期フラグがフレーム同期部１１４から供給されたとき、次に、スイッチ１３５を端子ｃに接続し、第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置を選択する。
第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグがシンボル同期フラグ生成部１３６から復調用FFT部１０８に出力され、それを基準としてFFT区間が設定される。
第３のシンボル位置決定部１３４において行われるシンボル位置の決定方法は、伝送路の歪みを補正して得られた等化信号に基づいて決定する方法である。等化信号が供給されてはじめて、その方法を利用することが可能になる。
シンボル同期コントローラ１３１は、スイッチ１３５を端子ｃに接続し、第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置を選択した後、復調開始信号が次に入力されるまで、その状態を維持する。
このように、第１のシンボル位置決定部１３２により決定されたシンボル位置と、第２のシンボル位置決定部１３３により決定されたシンボル位置と、第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置とが適宜切り替えて出力される。
以下、適宜、第１のシンボル位置決定部１３２によるシンボル位置の決定方法を第１の決定方法といい、第２のシンボル位置決定部１３３によるシンボル位置の決定方法を第２の決定方法という。また、第３のシンボル位置決定部１３４によるシンボル位置の決定方法を第３の決定方法という。
第２の決定方法は、後述するようにシンボル間干渉を最小になるような位置をシンボル位置として決定する方法であるから、OFDM時間領域信号に基づいて決定する第１の決定方法を用いた場合より、受信性能は良い。
また、第３の決定方法は、後述するように実際の等化信号の品質に基づいてそれを最良にするような位置をシンボル位置として決定する方法であるから、時間方向特性推定データに基づいて決定する第２の決定方法を用いた場合より、受信性能は良い。
シンボル同期コントローラ１３１による制御によって、基本的に、復調開始から時間が経過するにつれ、受信性能が良くなっていくことになる。
第１乃至第３の決定方法については後に詳述する。
シンボル同期フラグ生成部１３６は、スイッチ１３５を介して供給されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグを復調用FFT部１０８に出力する。
制御用DFTフラグ生成部１３７は、第３のシンボル位置決定部１３４から供給されたシンボル位置に基づいて、制御用FFT部１１５が処理の対象とする区間の開始位置を指定するDFTフラグを生成し、制御用FFT部１１５に出力する。
ここで、図９のフローチャートを参照して、シンボル同期コントローラ１３１による切り替え処理について説明する。
この処理は、復調開始信号が入力されたときに開始される。
ステップＳ１において、シンボル同期コントローラ１３１は、スイッチ１３５を端子ａに接続し、第１のシンボル位置決定部１３２により決定されたシンボル位置を選択する。第１のシンボル位置決定部１３２により決定されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグが復調用FFT部１０８に出力され、それを基準としてFFT区間が設定される。
ステップＳ２において、シンボル同期コントローラ１３１は、推定完了フラグがシンボル番号推定部１１３から供給されたか否かを判定する。
推定完了フラグが供給されていないとステップＳ２において判定した場合、ステップＳ１に戻り、シンボル同期コントローラ１３１は、第１のシンボル位置決定部１３２により決定されたシンボル位置を選択し続ける。
一方、推定完了フラグが供給されたとステップＳ２において判定した場合、ステップＳ３において、シンボル同期コントローラ１３１は、スイッチ１３５を端子ｂに接続し、第２のシンボル位置決定部１３３により決定されたシンボル位置を選択する。第２のシンボル位置決定部１３３により決定されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグが復調用FFT部１０８に出力され、それを基準としてFFT区間が設定される。
ステップＳ４において、シンボル同期コントローラ１３１は、フレーム同期フラグがフレーム同期部１１４から供給されたか否かを判定する。
フレーム同期フラグが供給されていないとステップＳ４において判定した場合、ステップＳ３に戻り、シンボル同期コントローラ１３１は、第２のシンボル位置決定部１３３により決定されたシンボル位置を選択し続ける。
一方、フレーム同期フラグが供給されたとステップＳ４において判定した場合、ステップＳ５において、シンボル同期コントローラ１３１は、スイッチ１３５を端子ｃに接続し、第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置を選択する。第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置を表すシンボル同期フラグが復調用FFT部１０８に出力され、それを基準としてFFT区間が設定される。
以上の処理が、復調開始信号が入力される毎に行われる。
なお、第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置が出力されるようにスイッチ１３５を切り替えるタイミングは、フレーム同期の捕捉が完了し、フレーム同期フラグが供給されたタイミングに限られない。例えば、復調開始からの時間がタイマによって計測され、フレーム同期の捕捉が完了するまでの時間と同様の比較的長い時間が経過したときに切り替えられるようにしてもよい。
［第１の決定方法］
第１のシンボル位置決定部１３２によるシンボル位置の決定方法である第１の決定方法について説明する。
図３に示すように、第１のシンボル位置決定部１３２は、ガードインターバル相関部１４１と最大位置検出部１４２から構成される。
図１０は、ガードインターバル相関部１４１の構成例を示すブロック図である。オフセット補正部１０６から供給されたOFDM時間領域信号は有効シンボル長遅延部１４１−１と乗算部１４１−２に入力される。
有効シンボル長遅延部１４１−１は、OFDM時間領域信号を有効シンボル長だけ遅延させ、遅延させたOFDM時間領域信号を乗算部１４１−２に出力する。
図１１は、図１０の各部において扱われる信号の例を示す図である。
ガードインターバル相関部１４１に入力されたOFDM時間領域信号が図１１の最上段に示す受信信号(a)として表される場合、有効シンボル長遅延部１４１−１からは、図１１の上から２段目に示す受信信号(b)が出力される。図１１の横方向は時間方向を表す。
乗算部１４１−２は、オフセット補正部１０６から供給されたOFDM時間領域信号と、有効シンボル長遅延部１４１−１が遅延させたOFDM時間領域信号の同じタイミングで入力された信号同士を乗算する。
マルチパス妨害やノイズを考慮しないものとすると、図１１の最上段に示すように、ある１シンボルの信号のうちのGIの区間の信号と、そのコピー元の区間の信号は同じ信号である。
入力されたOFDM時間領域信号におけるGIのコピー元の区間の信号と、遅延させたOFDM時間領域信号のGIの区間の信号は同じタイミングの信号となる。それらの区間の信号の乗算結果の平均は、０ではない所定の値を有することになる。
図１１の上から３段目に示す乗算出力(c)は乗算部１４１−２の出力を表す。乗算部１４１−２から出力された乗算結果はガード長移動平均部１４１−３に供給される。
ガード長移動平均部１４１−３は、図１１の上から３段目に示すような乗算部１４１−２の出力を対象として、GI長と同じ長さの移動平均を求め、図３の最大位置検出部１４２に出力する。ガード長移動平均部１４１−３の出力は、図１１の上から４段目に示すような、シンボルの境界で最大値をとるような系列となる。
最大位置検出部１４２は、有効シンボル長遅延部１４１−１から供給された移動平均を表す系列において最大値をとる位置を検出し、図１１の最下段に示すように、最大値をとる位置からGI長だけ後の位置をシンボル位置として決定する。最大位置検出部１４２は、決定したシンボル位置をスイッチ１３５に出力する。
このように、第１のシンボル位置決定部１３２においては、あるシンボルに注目した場合、GIの区間の信号と、そのコピー元の区間の信号が同じ信号であるという性質が利用され、シンボル位置が決定される。
第１の決定方法に替えて、第２、第３の決定方法を所定のタイミングで用いる理由について説明する。
パワーの最も強いパスをメインパスとすると、第１の決定方法によれば、メインパスのシンボル位置を検出することは可能である。
ところが、メインパスより前に到来する前エコーが存在するマルチパス環境においてシンボル間干渉(ISI(Inter Symbol Interference))なくシンボル位置を検出するためには、その前エコーの位置を検出する必要がある。
前エコーが存在するマルチパス環境について図１２を参照して説明する。
例えば、図１２の最上段に受信信号(a)として示すようなマルチパス環境を想定する。この例においては、前エコーの到来時刻は、メインパスの到来時刻に対して、GIの区間の時間とほぼ同じ時間だけ前の時刻とされている。
この場合、受信信号(a)と遅延させた受信信号(b)を乗算し、移動平均の系列において最大値をとる位置からGI長だけ後の位置をシンボル位置とすると、最下段に示すように、FFT区間には、対象としているシンボルの次のシンボルの信号が含まれる。これにより、ISIが生じてしまう。
このように、前エコーが存在し、遅延広がりがGI長を超えるようなマルチパス環境においては、第１の決定方法によってISIが生じてしまう。ISIを最小にする位置を検出する必要があるが、これを達成するには第１の決定方法によっては難しい。
［第２の決定方法］
第２のシンボル位置決定部１３３によるシンボル位置の決定方法である第２の決定方法について説明する。
図３に示すように、第２のシンボル位置決定部１３３は、IFFT部１５１、ISI推定部１５２、および最小位置探索部１５３から構成される。
IFFT部１５１は、図５の位相調整部１９６から供給された、３サブキャリア毎の伝送路特性を表す時間方向特性推定データにIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定し、ISI推定部１５２に出力する。
この例においては位相調整後の時間方向特性推定データが入力され、処理が行われるようになされているが、この処理は、位相調整前のデータを用いた処理と等価の処理である。
ISI推定部１５２は、IFFT部１５１により推定された遅延プロファイルをフィルタリングすることによってISIの量を推定し、最小位置探索部１５３に出力する。フィルタリングに用いられるフィルタの形状が、図５の最適フィルタ係数選択部２００から供給される遅延広がりの情報により決定される。
最小位置探索部１５３は、フィルタリングによって得られたISIの量の推定値が最小となる位置をシンボル位置として検出し、出力する。
ここで、ISI推定部１５２によるISI量の推定について説明する。
図１３は、ISI量の推定について説明する図である。
ここでは、図１３に示すようなパスp1乃至p3の３つのパスがある場合について説明する。図１３の横方向は時間方向を表し、図１３の上段において各パスを示す帯の幅はパスのパワーを表す。
図１３の下段は、IFFT部１５１により推定された遅延プロファイルを表す。pp1乃至pp3は、パスp1乃至p3のそれぞれのパワーを表す。各パスのパワーも遅延プロファイルにより特定される。
ISI量は、ある区間をFFT区間として設定した場合に、ISIが生じている区間の時間方向の長さと、ISIが生じているパスのパワーを乗算し、全パス分の乗算結果を加算することで求められる。
例えば、図１３に示すようなFFT区間が設定された場合、パスp2とパスp3にISIが生じる。このISI量はdt2×pp2＋dt3×pp3で表される。dt2はISIが生じているパスp2の区間の時間方向の長さを表し、dt3はISIが生じているパスp3の区間の時間方向の長さを表す。
ISI推定部１５２においては、この計算結果と同様の結果を求めることがフィルタリングにより行われる。
図１４は、ISI量の推定に用いられるフィルタであるISI推定フィルタの例を示す図である。
図１４の縦軸はフィルタ係数（ゲイン）を表し、横軸はタップインデックスを表す。
図１４のISI推定フィルタFIは、GIの区間の長さに対応するタップインデックスの区間でゲインが０になる形状を有する。ゲインが０になる区間を、最適フィルタ係数選択部２００から供給された遅延広がりの長さに対応する区間とすることも可能である。
また、ISI推定フィルタFIは、ゲインが０の区間の後端の位置f1より時間的に後の区間で位置f1からの距離に比例してゲインが増加し、前端の位置f2より時間的に前の区間で位置f2からの距離に比例してゲインが増加する形状を有する。位置f1より時間的に後の区間のゲインを規定する直線の傾きと、位置f2より時間的に前の区間のゲインを規定する直線の傾きは任意である。
図１５は、図１３に示す遅延プロファイルと、図１４のISI推定フィルタFIを重ねて示す図である。
図１５に示すように、ある区間がFFT区間の候補として設定された場合、そのFFT区間の開始位置と、ゲインが０になる区間の前端の位置f2が一致するようにISI推定フィルタFIが設定される。
この場合、パスp1はゲインが０になる区間内にあり、パスp1のパワーpp1に対しては０が乗算される。
また、パスp2はゲインが０になる区間の後端の位置f1より時間的に後の位置にあり、パスp2のパワーpp2に対しては所定のゲインであるゲインDT2が乗算される。パスp3も位置f1より時間的に後の位置にあり、パスp3のパワーpp3に対してはゲインDT2より大きいゲインであるゲインDT3が乗算される。
ISI推定部１５２においては、それぞれの乗算結果が加算され、ISI量の推定値が求められる。フィルタリング処理としてISI推定部１５２において行われる演算は下式（４）で表される。NNは、IFFT後の全データのサンプル数（IFFTポイント数）を表す。
Figure 0004655241
ISI推定部１５２においては、このようなフィルタリング処理がFFT区間の候補の位置を所定の幅ずつずらして（ISI推定フィルタFIの位置を所定の幅ずつずらして）複数回行われる。
図１６Ａ乃至Ｃは、フィルタリング処理の結果の例を示す図である。
図１６Ａ乃至Ｃは、FFT区間の候補の位置（時刻）を時刻t1からtNまで、左から右にずらしてフィルタリング処理を行った場合の結果を示している。
時刻t1が開始位置になるようにFFT区間の候補を設定した場合、図１６Ａの上段に示すように、パスp1はゲインが０になる区間内にあるから、パスp1のパワーpp1に対しては０が乗算される。
また、パスp2はゲインが０になる区間の後端の位置f1より時間的に後の位置にあり、パスp2のパワーpp2に対してはゲインDT2aが乗算される。パスp3も位置f1より時間的に後の位置にあり、パスp3のパワーpp3に対してはゲインDT2aより大きいゲインであるゲインDT3aが乗算される。
図１６Ａの下段のグラフは、乗算結果を足し合わせた結果であるISI量の推定値を示す。横軸がFFT区間の候補の開始位置を表し、縦軸がISI量の推定値を表す。
図１６Ａの例においては、ISI量の推定値が値D1として求められている。
同様に、時刻tkが開始位置になるようにFFT区間の候補を設定した場合、図１６Ｂの上段に示すように、パスp1とパスp2はゲインが０になる区間内にあるから、パスp1のパワーpp1とパスp2のパワーpp2に対しては０が乗算される。
また、パスp3はゲインが０になる区間の後端の位置f1より時間的に後の位置にあり、パスp3のパワーpp3に対してはゲインDT3bが乗算される。
図１６Ｂの例においては、下段のグラフに示すようにISI量の推定値が値Dkとして求められている。
位置ｔNが開始位置になるようにFFT区間の候補を設定した場合、図１６Ｃの上段に示すように、パスp1はゲインが０になる区間の前端の位置f2より時間的に前の位置にあるから、パスp1のパワーpp1に対してはゲインDT1cが乗算される。
また、パスp2もゲインが０になる区間の前端の位置f2より時間的に前の位置にあるから、パスp2のパワーpp2に対してはゲインDT1cより小さいゲインであるゲインDT2cが乗算される。
パスp3はゲインが０になる区間内にあるから、パスp3のパワーpp3に対しては０が乗算される。
図１６Ｃの例においては、下段のグラフに示すようにISI量の推定値が値DNとして求められている。
ISI推定部１５２から最小位置探索部１５３に対しては、あらかじめ設定された全ての位置をFFT区間の候補の開始位置としてフィルタリング処理が行われたときに得られる、ISI量の推定値とFFT区間の候補の開始位置の関係を示す情報が供給される。
次に、最小位置探索部１５３によるシンボル位置の検出について説明する。
図１７は、シンボル位置の検出について説明する図である。
図１７Ａは遅延プロファイルを示し、図１７Ｂは、上述したようにしてISI推定部１５２により求められた、ISI量の推定値とFFT区間の候補の開始位置の関係を示すグラフを示す。
図１７Ｂに示すようなISI量の推定値とFFT区間の候補の開始位置の関係が求められた場合、最小位置探索部１５３においては、黒塗りの上向き三角で示す位置が、ISI量の推定値が最小となる位置として検出される。このISI量の推定値が最小となる位置が、FFT区間の開始位置、すなわちシンボル位置として決定される。
図１７Ｃは、図１７Ｂのシンボル位置を開始位置としてFFT区間を設定した場合の例を示す図である。
図１７Ｃに示すように、この場合、ISIが生じているパスはパスp3だけとなる。パスp3のパワーは他のパスのパワーより小さいから、ISIの量は、図１３に示すような位置にFFT区間を設定した場合と較べて小さくなる。
このように、第２の決定方法によれば、ISIの量が最小になるようなFFT区間の開始位置がシンボル位置として決定される。
第２の決定方法に替えて、さらに、第３の決定方法を用いる理由について説明する。
例えば、IFFTによって検出できないほどパワーの小さいパスが多数存在することもあり、この場合、第２の決定方法によって決定したシンボル位置が、実際には最適な位置でないことがある。IFFTによって検出できないほどパワーの小さいパスに生じているISIについては、第２の決定方法によっては考慮されない。
IFFTによって検出できないほどパワーの小さいパスが多数存在する場合でも最適な位置をシンボル位置として決定することができるように、第３の決定方法が用いられる。
［第３の決定方法］
第３のシンボル位置決定部１３４によるシンボル位置の決定方法である第３の決定方法について説明する。
第３のシンボル位置決定部１３４により決定されたシンボル位置に基づいて制御用FFT部１１５が処理の対象とする区間が設定され、求められた等化信号がフィードバックされて第３のシンボル位置決定部１３４によるシンボル位置の決定に用いられる。
ここでは、第３のシンボル位置決定部１３４の前に、制御用FFT部１１５について説明する。
制御用FFT部１１５においては、復調用FFT部１０８がFFTの対象とする区間を基準として、Sサンプル（時間）だけずらした位置にある区間を対象として処理が行われる。制御用DFTフラグ生成部１３７が出力するDFTフラグは、この区間の開始位置を表す。
制御用FFT部１１５においては、復調用FFT部１０８によるFFT結果との差分情報がDFT演算により求められる。また、復調用FFT部１０８の出力にその差分情報を加算することによって、Sサンプルだけずれた区間を対象としてFFTを行った場合に得られるOFDM周波数領域信号が生成される。
すなわち、制御用FFT部１１５においては、復調用FFT部１０８が行う処理と等価な処理が、対象とする区間をSサンプルだけずらして行われることになる。
以下、適宜、復調用FFT部１０８が処理の対象とする区間を復調用FFT区間といい、制御用FFT部１１５が処理の対象とする区間を制御用FFT区間という。制御用FFT部１１５において行われる演算はDFTであるが、制御用FFT部１１５の出力は復調用FFT部１０８の出力と等価のものであるため、ここでは、制御用FFT部１１５が処理の対象とする区間を制御用“FFT”区間としている。
制御用FFT部１１５による処理が、復調用FFT部１０８による処理と等価であることについて数式を用いて説明する。
復調用FFT区間の開始時刻を０とする。また、復調用FFT区間と制御用FFT区間の長さを有効シンボル長Ｎとする。復調用FFT区間で抽出されたＮ分のOFDM時間領域信号を対象としてFFTを施して得られる周波数ωでの信号Y0(ω)は下式（５）で表される。r(k)は時刻kでのOFDM時間領域信号を表し、jは虚数単位を表す。
Figure 0004655241
図１８に示すように、復調用FFT区間の開始時刻が制御用FFT区間の開始時刻よりs時間だけ遅い場合を考える。
この場合、制御用FFT区間内のOFDM時間領域信号はr(s),r(s+1),・・・,r(N-1+s)となる。制御用FFT区間を対象としてFFTを施した場合に得られる信号Ys（ω）は下式（６）で表される。
Figure 0004655241
図１９に示すように、制御用FFT区間の開始時刻が復調用FFT区間の開始時刻よりs時間だけ早い場合を考える。
この場合、制御用FFT区間内のOFDM時間領域信号はr(-s),r(-s+1),・・・,r(-1),r(0),r(1),・・・,r(N-1-s)となる。制御用FFT区間を対象としてFFTを行った場合に得られる信号Y-s(ω)は下式（７）で表される。
Figure 0004655241
式（６）と式（７）の第１項は、復調用FFT区間を対象としたFFT結果を示す。式（６）と式（７）の第１項の値として、復調用FFT部１０８の出力をそのまま用いることができる。
また、式（６）と式（７）の第２項は、s時間分のOFDM信号を対象としたDFT結果を示す。制御用FFT部１１５においては、式（６）、または式（７）の第２項の値を求めるための演算が行われ、その演算結果が復調用FFT部１０８の出力に加算される。
図４に示すように、制御用FFT部１１５は、制御用FFTコントローラ１７１、演算部１７２、選択部１７３、メモリ１７４、DFT演算部１７５、メモリ１７６、加算部１７７から構成される。
制御用DFTフラグ生成部１３７から出力されたDFTフラグは制御用FFTコントローラ１７１に入力され、オフセット補正部１０６から出力されたOFDM時間領域信号は演算部１７２と選択部１７３に入力される。復調用FFT部１０８から出力されたOFDM周波数領域信号は加算部１７７に入力される。
制御用FFTコントローラ１７１は、DFTフラグに基づいて制御用FFT区間を設定し、復調用FFT区間を基準としてSサンプルだけ位置をずらした区間を対象としたFFT結果を生成するように制御用FFT部１１５の全体の動作を制御する。
制御用FFT区間の開始時刻を復調用FFT区間の開始時刻より遅くするか（式（６）の演算を行うか）、制御用FFT区間の開始時刻を復調用FFT区間の開始時刻より早くするか（式（７）の演算を行うか）は制御用FFTコントローラ１７１により、シンボル同期部１０７から与えられるずらし量を用いて選択される。
演算部１７２は、オフセット補正部１０６から供給されたOFDM時間領域信号からメモリ１７４に記憶されている信号を減算し、得られた信号を選択部１７３に出力する。
選択部１７３は、制御用FFTコントローラ１７１による制御に従って、オフセット補正部１０６から供給されたOFDM時間領域信号と演算部１７２から供給された信号のうちのいずれかを適宜選択し、選択した信号をメモリ１７４に記憶させる。
例えば、図１８に示すように制御用FFT区間の開始時刻が復調用FFT区間の開始時刻より遅い場合、選択部１７３は、区間Ａの信号の入力タイミングにおいては、オフセット補正部１０６から供給されたOFDM時間領域信号を選択する。また、選択部１７３は、区間Ａより有効シンボル長Ｎだけ後の区間である区間Ｂの信号の入力タイミングにおいては、演算部１７２から供給された減算結果の信号を選択する。
図１９に示すように制御用FFT区間の開始時刻が復調用FFT区間の開始時刻より早い場合も同様に、選択部１７３は、区間Ａの信号の入力タイミングにおいては、オフセット補正部１０６から供給されたOFDM時間領域信号を選択する。また、選択部１７３は、区間Ｂの信号の入力タイミングにおいては、演算部１７２から供給された減算結果の信号を選択する。
メモリ１７４は、制御用FFTコントローラ１７１による制御に従って、選択部１７３から供給された信号を記憶する。図１８、図１９の区間Ｂの信号が全て記憶されたとき、記憶されている信号がDFT演算部１７５により読み出される。
DFT演算部１７５は、制御用FFT区間の開始時刻が復調用FFT区間の開始時刻より遅い場合、メモリ１７４から読み出した信号に基づいて式（６）の第２項の演算を行う。演算結果はメモリ１７６に出力される。制御用FFTコントローラ１７１からDFT演算部１７５に対しては、式（６）の２πｋω／Ｎの情報が供給される。
また、DFT演算部１７５は、制御用FFT区間の開始時刻が復調用FFT区間の開始時刻より早い場合、メモリ１７４から読み出した信号に基づいて式（７）の第２項の演算を行う。演算結果はメモリ１７６に出力される。制御用FFTコントローラ１７１からDFT演算部１７５に対しては、式（７）の２πｋω／Ｎの情報が供給される。
メモリ１７６は、制御用FFTコントローラ１７１による制御に従って、DFT演算部１７５から供給された演算結果を記憶する。DFT演算部１７５により式（６）の第２項、または式（７）の第２項の演算が行われたとき、記憶されている値が加算部１７７により読み出される。
加算部１７７は、メモリ１７６から読み出した値を、復調用FFT部１０８の出力であるOFDM周波数領域信号に加算し、加算結果を出力する。
加算部１７７の出力は、式（６）のＹs、または式（７）のＹ-s（ω）、すなわち、復調用FFT区間を基準としてsだけずらした位置の区間を対象としてFFTを行ったときに得られるOFDM周波数領域信号を表す。
加算部１７７から出力されたOFDM周波数領域信号は、図５の位相調整部１１６において位相が調整された後、除算部１１７に供給される。除算部１１７においては、除算部１９９において用いられた伝送路特性と同じ伝送路特性を用いて伝送路の歪みが補正され、等化信号が出力される。除算部１１７から出力された等化信号は、除算部１９９から出力された等化信号とともに図３の第３のシンボル位置決定部１３４に供給される。
以下、適宜、除算部１９９により生成された等化信号を復調等化信号といい、除算部１１７により生成された等化信号を制御用等化信号という。
次に、第３のシンボル位置決定部１３４について説明する。
図３に示すように、第３のシンボル位置決定部１３４は、信号品質計算部１６１と探索コントローラ１６２から構成される。除算部１９９から供給された復調等化信号と、除算部１１７から供給された制御用等化信号は信号品質計算部１６１に入力される。復調等化信号と制御用等化信号は同じシンボルについての等化信号である。
信号品質計算部１６１は、復調等化信号と制御用等化信号のそれぞれの品質を計算し、計算した品質を表す情報を探索コントローラ１６２に出力する。
図２０は、信号品質計算部１６１の構成例を示すブロック図である。
復調等化信号、または制御用等化信号はＩ成分とＱ成分に分離されて入力される。Ｉ成分の信号は硬判定部４０１と減算部４０３に入力され、Ｑ成分の信号は硬判定部４０２と減算部４０４に入力される。
硬判定部４０１は、変調方式に従って、入力されたＩ成分の信号に対して硬判定を行い、硬判定結果を減算部４０３に出力する。
硬判定部４０２は、変調方式に従って、入力されたＱ成分の信号に対して硬判定を行い、硬判定結果を減算部４０４に出力する。
減算部４０３は、硬判定部４０１の出力と入力されたI成分の信号との差分を求め、２乗部４０５に出力する。
減算部４０４は、硬判定部４０２の出力と入力されたＱ成分の信号との差分を求め、２乗部４０６に出力する。
２乗部４０５は、減算部４０３から供給された差分の２乗を計算し、計算結果を加算部４０７に出力する。
２乗部４０６は、減算部４０４から供給された差分の２乗を計算し、計算結果を加算部４０７に出力する。
加算部４０７は、２乗部４０５の出力と２乗部４０６の出力を加算し、加算結果を加算部４０８に出力する。
加算部４０８は、加算部４０７の出力とレジスタ４０９に保持されている値を加算することによって所定のデータ数分だけ積算し、積算結果をレジスタ４０９に出力する。レジスタに保持されている所定のデータ数分の積算結果が、等化信号の品質を表す情報として図３の探索コントローラ１６２に供給される。
探索コントローラ１６２は、信号品質計算部１６１から出力された復調等化信号の品質と制御用等化信号の品質を比較する。
制御用等化信号の品質の方が復調等化信号の品質より良い場合、探索コントローラ１６２は、次の復調用FFT区間として現在の制御用FFT区間と同じ区間が設定されるように、現在の制御用FFT区間の開始位置を表すシンボル位置を出力する。
すなわち、制御用FFT区間を対象とした方が、復調用FFT区間を対象とするより品質の良い信号を得ることができる場合、次のタイミングでは、そのように品質の良い信号を得ることができる区間を対象として復調用FFT部１０８によりFFTが行われる。
また、探索コントローラ１６２は、現在の制御用FFT区間の開始位置を所定の幅だけずらした位置を次の制御用FFT区間の開始位置として設定し、その位置を表す情報を制御用DFTフラグ生成部１３７に出力する。例えば、直前のずらし方向と反対方向にずらした位置が、次の制御用FFT区間の開始位置として設定される。
一方、復調等化信号の品質の方が制御用等化信号の品質より良い場合、探索コントローラ１６２は、次の復調用FFT区間として現在の復調用FFT区間と同じ区間が設定されるように、現在の復調用FFT区間の開始位置を表すシンボル位置を出力する。
すなわち、復調用FFT区間を対象としたままで品質の良い信号を得ることができる場合、その状態が維持される。
また、探索コントローラ１６２は、現在の制御用FFT区間の開始位置を所定の幅だけずらした位置を次の制御用FFT区間の開始位置として設定し、その位置を表す情報を制御用DFTフラグ生成部１３７に出力する。例えば、直前のずらし方向と同じ方向にずらした位置が、次の制御用FFT区間の開始位置として設定される。
このように、実際の等化信号の品質に基づいてシンボル位置を決定することにより、第１、または第２の決定方法によって決定したシンボル位置を用いる場合に較べて、受信性能を向上させることが可能になる。
［最適フィルタ係数の選択］
次に、最適フィルタ係数選択部２００について説明するが、その前に、周波数補間フィルタ部１９７において用いられる補間フィルタについて説明する。
１シンボルからGIを除いた区間の長さである有効シンボル長をTuとすると、補間フィルタの通過帯域の幅としては、例えば、約Tu／３［秒］に相当する幅以下の幅が用いられる。この補間フィルタを用いて、時間方向伝送路推定部１９５により生成された時間方向特性推定データに含まれる繰り返し成分が抑圧され、伝送路特性を表す所望のパスが抽出される。
時間方向特性推定データが繰り返し成分を含む理由について説明する。
時間方向特性推定データはOFDM周波数領域信号から求められるデータであり、周波数領域のデータである。
そして、上述したように、周波数補間フィルタ部１９７においては、例えば２つの０を補間してデータ量を３倍にした時間方向特性推定データが生成される。時間方向特性推定データの時間領域のデータと、０値補間特性データの時間領域のデータとは、周波数成分が同一のデータとなる。
また、時間方向特性推定データは、３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である。有効シンボル長をTu［秒］、サブキャリアどうしの間隔をFc［Hz］とすると式Fc＝１／Tu［Hz］が成り立つ。３サブキャリア毎の伝送路特性を表すサンプル値の系列である時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間隔は３Fc＝３／Tu［Hz］となる。
従って、時間方向特性推定データのサンプル値どうしの間に２個のゼロが補間されることによって得られる０値補間特性データのサンプル値どうしの間隔は、Fc＝１／Tu［Hz］となる。
一方、サンプル値どうしの間隔が３Fc＝３／Tu［Hz］の時間方向特性推定データは、時間領域では、１／３Fc＝Tu／３［秒］を１周期とするデータである。
また、サンプル値どうしの間隔がFc＝１／Tu［Hz］の０値補間特性データは、時間領域では、１／Fc＝Tu［秒］を１周期とするデータ、すなわち、時間方向特性推定データの周期の３倍を１周期とするデータである。
以上のように、時間方向特性推定データの時間領域のデータと周波数成分が同一であって、その周期の３倍を１周期とする０値補間特性データの時間領域のデータは、時間方向特性推定データの時間領域のデータが３回繰り返されたものとなる。
図２１は、０値補間特性データの時間領域のデータの例を示す図である。
ここでは、メインパスと後エコーの２つのパスがある場合について説明する。図２１の横軸は時間を表し、縦軸はパスのパワーレベルを表している。
周期がTu［秒］の０値補間特性データは、時間領域で見ると、周期がTu／３［秒］の時間方向特性推定データに対応するマルチパスが３回繰り返されたものとなる。
いま、図２１において斜線を付して示す中央のマルチパスを周波数方向特性補間データとして抽出するものとすると、周波数方向特性補間データに対応する所望のマルチパスを得るには他のマルチパスを除去する必要がある。
そこで、周波数補間フィルタ部１９７においては、０値補間特性データをフィルタリングすることで、所望マルチパス以外のマルチパスを除去し、周波数方向特性補間データに対応する所望マルチパスを抽出することが行われる。
なお、０値補間特性データは周波数領域のデータであり、周波数補間フィルタ部１９７での０値補間特性データのフィルタリングは、補間フィルタのフィルタ係数と、周波数領域のデータである０値補間特性データとの畳み込みとなる。
周波数領域での畳み込みは時間領域での窓関数との乗算になるので、０値補間特性データのフィルタリングは、時間領域においては、０値補間特性データと、周波数補間フィルタ部１９７の通過帯域に対応する窓関数との乗算として表すことができる。図２１の太線で示す窓関数は、０値補間特性データのフィルタリングとしての乗算に用いられる、周波数補間フィルタ部１９７の通過帯域に対応する関数を表している。
３回繰り返されているマルチパスの周期はTu／３［秒］である。よって、補間フィルタを、例えば、３回繰り返されているマルチパスの周期Tu／３［秒］と同一の幅の、−Tu／６〜＋Tu／６の帯域を通過帯域とするLPFとすることで、周波数方向特性補間データに対応する所望マルチパスを抽出することができる。
このように、周波数補間フィルタ部１９７においては所望のマルチパスを抽出するために補間フィルタが用いられる。補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置は、所望マルチパスを全て含みつつ、白色雑音等の、実際のパス以外の成分を通過帯域内になるべく含まないものになるように調整される。
最適フィルタ係数選択部２００について説明する。
図５に示すように、最適フィルタ係数選択部２００は、フィルタ中心／帯域コントローラ２１１、メモリ２１２，２１３、伝送路歪み補正部２１４、周波数補間部２１５、信号品質計算部２１６、および最適値選択部２１７から構成される。復調用FFT部１０８から出力されたOFDM周波数領域信号はメモリ２１２に入力され、時間方向伝送路推定部１９５から出力された時間方向特性推定データはメモリ２１３に入力される。
フィルタ中心／帯域コントローラ２１１は、同一シンボルのデータを保持し、保持する同一シンボルのデータが読み出されるように、メモリ２１２と２１３の読み書きを制御する。
フィルタ中心／帯域コントローラ２１１は、試行用の補間フィルタの通過帯域の幅（トライアル帯域）を表す係数を周波数補間部２１５と最適値選択部２１７に出力する。
また、フィルタ中心／帯域コントローラ２１１は、試行用の補間フィルタの通過帯域の中心位置（トライアル中心）を表す係数を伝送路歪み補正部２１４、周波数補間部２１５、および最適値選択部２１７に出力する。
メモリ２１２は、フィルタ中心／帯域コントローラ２１１による制御に従って、復調用FFT部１０８から供給されたOFDM周波数領域信号を１シンボル分保持する。メモリ２１２により保持された１シンボルのOFDM周波数領域信号は伝送路歪み補正部２１４により読み出される。
メモリ２１３は、フィルタ中心／帯域コントローラ２１１による制御に従って、時間方向伝送路推定部１９５により推定された３サブキャリア毎の伝送路特性を表すデータである時間方向特性推定データを１シンボル分保持する。メモリ２１３により保持された１シンボルの時間方向特性推定データは周波数補間部２１５により読み出される。
伝送路歪み補正部２１４は位相調整部２３１と除算部２３２から構成される。
位相調整部２３１は、メモリ２１２から読み出した１シンボルのOFDM周波数領域信号の位相をフィルタ中心／帯域コントローラ２１１から供給されたトライアル中心に従って調整し、位相を調整したOFDM周波数領域信号を除算部２３２に出力する。
ここでは、OFDM周波数領域信号の位相をトライアル中心に従って調整することによって、補間フィルタの通過帯域の中心位置を調整することと同様の処理が行われるようになされている。
除算部２３２は、周波数補間部２１５から伝送路特性が供給される毎に、１シンボルのOFDM周波数領域信号に含まれる伝送路の歪みを補正する。伝送路歪み補正部２１４は、歪みを補正したOFDM周波数領域信号を信号品質計算部２１６に出力する。
周波数補間部２１５は位相調整部２４１と周波数補間部２４２から構成される。
位相調整部２４１は、メモリから読み出した時間方向特性推定データの位相をフィルタ中心／帯域コントローラ２１１から供給されたトライアル中心に従って調整し、位相を調整した時間方向特性推定データを周波数補間部２４２に出力する。
周波数補間部２４２は、時間方向特性推定データのサンプル値を３倍にアップサンプリングし、フィルタ中心／帯域コントローラ２１１から供給されるトライアル係数に従って通過帯域の幅を調整した補間フィルタを用いて周波数補間処理を行う。
周波数補間部２４２は、周波数補間処理を行うことによって得られた全サブキャリアの伝送路特性を伝送路歪み補正部２１４の除算部２３２に出力する。
信号品質計算部２１６は、伝送路歪み補正部２１４から１シンボルのOFDM周波数領域信号が供給される毎にその品質を計算し、計算した品質を試行結果として最適値選択部２１７に出力する。例えば、信号品質計算部２１６は、OFDM周波数領域信号に含まれるノイズのパワーを計算し、その値を出力する。
最適値選択部２１７は、信号品質計算部２１６により計算された品質を順次保持し、それを、対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号について、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を変えて全パターンの試行が完了するまで続ける。
最適値選択部２１７は、全パターンの試行結果を取得した場合、最も良い品質のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた補間フィルタを選択し、選択した補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を特定する。
最適値選択部２１７においては、対象としている１シンボルのOFDM周波数領域信号については、どの程度の幅の通過帯域を有する補間フィルタを使って、どの位置を通過帯域の中心位置としたときに最も良い品質の信号が得られるのかが特定されることになる。
最適値選択部２１７は、選択した補間フィルタの通過帯域の幅を表す係数を周波数補間フィルタ部１９７に出力する。また、最適値選択部２１７は、選択した補間フィルタの通過帯域の中心位置を表す係数を位相調整部１９６，１９８，１１６に出力する。
さらに、最適値選択部２１７は、選択した補間フィルタの通過帯域の幅と同じ幅を遅延広がりとして、その情報を図３の第２のシンボル位置決定部１３３に出力する。
このように、最適フィルタ係数選択部２００においては、時間方向伝送路推定部１９５から位相調整部１９６に向かう本線とは別の線の信号を用いて、補間フィルタの通過帯域の幅と中心位置を変えて複数の条件の下で周波数補間処理が試行される。
これにより、最適な品質の等化信号を得ることができる補間フィルタを選択することができ、通過帯域の幅と中心位置について、その選択した補間フィルタと同じ補間フィルタを用いて本線の信号に対して周波数補間処理を施すことが可能になる。
上述した一連の処理は、ハードウエアにより実行することもできるし、ソフトウエアにより実行することもできる。一連の処理をソフトウエアにより実行する場合には、そのソフトウエアを構成するプログラムが、専用のハードウエアに組み込まれているコンピュータ、または汎用のパーソナルコンピュータなどに、プログラム記録媒体からインストールされる。
図２２は、上述した一連の処理をプログラムにより実行するコンピュータのハードウエアの構成例を示すブロック図である。
CPU(Central Processing Unit)５０１、ROM(Read Only Memory)５０２、RAM(Random Access Memory)５０３は、バス５０４により相互に接続されている。
バス５０４には、さらに、入出力インタフェース５０５が接続されている。入出力インタフェース５０５には、キーボード、マウスなどよりなる入力部５０６、ディスプレイ、スピーカなどよりなる出力部５０７が接続される。また、バス５０４には、ハードディスクや不揮発性のメモリなどよりなる記憶部５０８、ネットワークインタフェースなどよりなる通信部５０９、リムーバブルメディア５１１を駆動するドライブ５１０が接続される。
以上のように構成されるコンピュータでは、CPU５０１が、例えば、記憶部５０８に記憶されているプログラムを入出力インタフェース５０５及びバス５０４を介してRAM５０３にロードして実行することにより、上述した一連の処理が行われる。
CPU５０１が実行するプログラムは、例えばリムーバブルメディア５１１に記録して、あるいは、ローカルエリアネットワーク、インターネット、デジタル放送といった、有線または無線の伝送媒体を介して提供され、記憶部５０８にインストールされる。
なお、コンピュータが実行するプログラムは、本明細書で説明する順序に沿って時系列に処理が行われるプログラムであっても良いし、並列に、あるいは呼び出しが行われたとき等の必要なタイミングで処理が行われるプログラムであっても良い。
本発明の実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。
OFDMシンボルを示す図である。 SP信号の配置パターンを示す図である。 OFDM受信装置の一部の構成例を示すブロック図である。 OFDM受信装置の他の一部の構成例を示すブロック図である。 OFDM受信装置のさらに他の一部の構成例を示すブロック図である。 OFDM受信装置の全体の構成例を示すブロック図である。 時間方向特性推定データを示す図である。 周波数方向特性補間データを示す図である。 シンボル同期コントローラによる切り替え処理について説明するフローチャートである。 ガードインターバル相関部の構成例を示すブロック図である。 図１０の各部において扱われる信号の例を示す図である。 マルチパス環境について説明する図である。 ISI量の推定について説明する図である。 ISI推定フィルタの例を示す図である。 遅延プロファイルとISI推定フィルタを重ねて示す図である。 フィルタリング処理の結果の例を示す図である。 シンボル位置の検出について説明する図である。 復調用FFT区間と制御用FFT区間の関係を示す図である。 復調用FFT区間と制御用FFT区間の関係を他の示す図である。 信号品質計算部の構成例を示すブロック図である。 ０値補間特性データの時間領域のデータの例を示す図である。 コンピュータのハードウエアの構成例を示すブロック図である。
符号の説明
１０７ シンボル同期部， １０８ 復調用FFT部， １０９ 等化部， １１５ 制御用FFT部， １３１ シンボル同期コントローラ， １３２ 第１のシンボル位置決定部， １３３ 第２のシンボル位置決定部， １３４ 第３のシンボル位置決定部， １３５ スイッチ， １３６ シンボル同期フラグ生成部， １３７ 制御用DFTフラグ生成部， １４１ ガードインターバル相関部， １４２ 最大位置検出部， １５１ IFFT部， １５２ ISI推定部， １５３ 最小位置探索部， １６１ 信号品質計算部， １６２ 探索コントローラ

Claims (7)

  1. OFDMシンボルを表す時間領域のOFDM信号であるOFDM時間領域信号と、前記OFDM時間領域信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との相関値を計算し、相関値の最も高い位置を基準として、有効シンボル長と同じ長さの区間であり、FFT手段によるFFTの対象となる信号区間であるFFT区間の開始位置を決定する第１の位置決定手段と、
    前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施すことによって得られた周波数領域のOFDM信号である第１のOFDM周波数領域信号に含まれる既知信号に基づいて、前記既知信号に対する伝送路特性を推定し、時間方向に補間することによって求められた伝送路特性推定データに対してIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定し、前記FFT区間の複数の候補のそれぞれに対するシンボル間干渉量を前記遅延プロファイルに基づいて推定し、シンボル間干渉量が最小となる候補の前記FFT区間の開始位置を、前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定する第２の位置決定手段と、
    前記第１のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記FFT区間を基準として位置をずらして他のFFT区間を設定し、前記他のFFT区間内の前記OFDM時間領域信号を対象としてFFTを施すことによって第２のOFDM周波数領域信号を生成し、前記第１と第２のOFDM周波数領域信号に含まれる歪みを、それぞれ、前記伝送路特性推定データを周波数方向に補間して得られた全サブキャリアの伝送路特性を用いて除去することによって等化信号を生成し、生成した等化信号の品質に基づいて前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置を決定する第３の位置決定手段と、
    前記第１乃至第３の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置のうちのいずれかを選択する選択手段と、
    前記選択手段により選択された開始位置を前記FFT区間の開始位置として、前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施し、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成する前記FFT手段と、
    受信データのシンボル番号を前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて推定する推定手段と
    を備え、
    前記選択手段は、復調の開始が指示されたとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択し、前記推定手段によるシンボル番号の推定が完了したとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択する
    受信装置。
  2. 前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて、複数のOFDMシンボルからなるOFDM伝送フレームの同期をとるフレーム同期手段をさらに備え、
    前記選択手段は、前記フレーム同期手段により前記OFDM伝送フレームの同期がとられたとき、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第３の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択する
    請求項１に記載の受信装置。
  3. 前記第１の位置決定手段は、相関値の最も高い位置よりガードインターバル長だけ後の位置を、前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定する
    請求項１に記載の受信装置。
  4. 前記第２の位置決定手段は、マルチパスを構成するそれぞれのパスについて、候補の前記FFT区間を設定したときに他のシンボルの干渉が及ぶ時間方向の長さと、前記他のシンボルの干渉を受けているパスのパワーを乗算し、それぞれのパスについての乗算結果を足し合わせることによってシンボル間干渉量を推定する
    請求項１に記載の受信装置。
  5. 前記第３の位置決定手段は、前記第１のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質の方が、前記第２のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質より良い場合、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記FFT区間の開始位置を、次の前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定し、前記第２のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質の方が、前記第１のOFDM周波数領域信号から得られた等化信号の品質より良い場合、前記第２のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記他のFFT区間の開始位置を、次の前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として決定する
    請求項１に記載の受信装置。
  6. OFDMシンボルを表す時間領域のOFDM信号であるOFDM時間領域信号と、前記OFDM時間領域信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との相関値を計算し、相関値の最も高い位置を基準として、有効シンボル長と同じ長さの区間であり、FFT手段によるFFTの対象となる信号区間であるFFT区間の開始位置を第１の位置決定手段によって決定し、
    前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施すことによって得られた周波数領域のOFDM信号である第１のOFDM周波数領域信号に含まれる既知信号に基づいて、前記既知信号に対する伝送路特性を推定し、時間方向に補間することによって求めた伝送路特性推定データに対してIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定し、前記FFT区間の複数の候補のそれぞれに対するシンボル間干渉量を前記遅延プロファイルに基づいて推定し、シンボル間干渉量が最小となる候補の前記FFT区間の開始位置を、前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として第２の位置決定手段によって決定し、
    前記第１のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記FFT区間を基準として位置をずらして他のFFT区間を設定し、前記他のFFT区間内の前記OFDM時間領域信号を対象としてFFTを施すことによって第２のOFDM周波数領域信号を生成し、前記第１と第２のOFDM周波数領域信号に含まれる歪みを、それぞれ、前記伝送路特性推定データを周波数方向に補間して得られた全サブキャリアの伝送路特性を用いて除去することによって等化信号を生成し、生成した等化信号の品質に基づいて前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置を第３の位置決定手段によって決定し、
    前記第１乃至第３の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置のうちのいずれかを選択し、
    選択した開始位置を前記FFT区間の開始位置として、前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施し、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成し、
    受信データのシンボル番号を前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて推定し、
    復調の開始が指示されたとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択し、シンボル番号の推定が完了したとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択する
    ステップを含む受信方法。
  7. OFDMシンボルを表す時間領域のOFDM信号であるOFDM時間領域信号と、前記OFDM時間領域信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との相関値を計算し、相関値の最も高い位置を基準として、有効シンボル長と同じ長さの区間であり、FFT手段によるFFTの対象となる信号区間であるFFT区間の開始位置を第１の位置決定手段によって決定し、
    前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施すことによって得られた周波数領域のOFDM信号である第１のOFDM周波数領域信号に含まれる既知信号に基づいて、前記既知信号に対する伝送路特性を推定し、時間方向に補間することによって求めた伝送路特性推定データに対してIFFTを施すことによって遅延プロファイルを推定し、前記FFT区間の複数の候補のそれぞれに対するシンボル間干渉量を前記遅延プロファイルに基づいて推定し、シンボル間干渉量が最小となる候補の前記FFT区間の開始位置を、前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置として第２の位置決定手段によって決定し、
    前記第１のOFDM周波数領域信号を生成するのに用いられた前記FFT区間を基準として位置をずらして他のFFT区間を設定し、前記他のFFT区間内の前記OFDM時間領域信号を対象としてFFTを施すことによって第２のOFDM周波数領域信号を生成し、前記第１と第２のOFDM周波数領域信号に含まれる歪みを、それぞれ、前記伝送路特性推定データを周波数方向に補間して得られた全サブキャリアの伝送路特性を用いて除去することによって等化信号を生成し、生成した等化信号の品質に基づいて前記FFT手段によるFFTの対象となる前記FFT区間の開始位置を第３の位置決定手段によって決定し、
    前記第１乃至第３の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置のうちのいずれかを選択し、
    選択した開始位置を前記FFT区間の開始位置として、前記OFDM時間領域信号に対してFFTを施し、前記第１のOFDM周波数領域信号を生成し、
    受信データのシンボル番号を前記第１のOFDM周波数領域信号に基づいて推定し、
    復調の開始が指示されたとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択し、シンボル番号の推定が完了したとき、前記第１の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置に替えて、前記第２の位置決定手段により決定された前記FFT区間の開始位置を選択する
    ステップを含む処理をコンピュータに実行させるプログラム。
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EP09252278A EP2169893B1 (en) 2008-09-30 2009-09-25 Determination of a starting point of the FFT window in an OFDM receiver
AT09252278T ATE546004T1 (de) 2008-09-30 2009-09-25 Bestimmung eines anfangspunktes des fft fensters in einem ofdm empfänger
US12/567,856 US8437426B2 (en) 2008-09-30 2009-09-28 Receiving apparatus, receiving method, and program
CN2009101745519A CN101714966B (zh) 2008-09-30 2009-09-28 接收装置和接收方法
RU2009136114/08A RU2444136C2 (ru) 2008-09-30 2009-09-29 Устройство приема, способ приема и программа
KR1020090092120A KR101603342B1 (ko) 2008-09-30 2009-09-29 수신 장치, 수신 방법, 및 기록 매체

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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4755077B2 (ja) * 2006-12-22 2011-08-24 富士通セミコンダクター株式会社 伝送モード、ガード長検出回路とその方法
JP4631955B2 (ja) 2008-09-30 2011-02-16 ソニー株式会社 情報処理装置および方法、表示装置、並びにプログラム
US20100302930A1 (en) * 2009-05-31 2010-12-02 Qualcomm Incorporated Low Power Quality-Energy Scalable OFDMA Baseband Design
JP5284891B2 (ja) * 2009-06-26 2013-09-11 京セラ株式会社 通信装置及び遅延量検出方法
US8498298B2 (en) * 2009-12-22 2013-07-30 Lg Electronics Inc. Digital broadcasting system and method for transmitting and receiving digital broadcast signal
JP5530238B2 (ja) * 2010-04-15 2014-06-25 パイオニア株式会社 受信装置及び受信方法
JP2012204941A (ja) * 2011-03-24 2012-10-22 Toshiba Corp 受信装置および受信方法
JP5543033B2 (ja) * 2011-09-05 2014-07-09 三菱電機株式会社 受信装置および受信方法
TWI470980B (zh) * 2012-12-26 2015-01-21 Mstar Semiconductor Inc 解碼方法及多媒體播放系統
GB2512126A (en) * 2013-03-21 2014-09-24 Sony Corp Infrastructure equipment, Mobile communications network, system and method
RU2582590C1 (ru) * 2014-12-19 2016-04-27 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники" Способ оценки сдвига частоты для систем связи, использующих ofdm сигналы
KR102472991B1 (ko) * 2016-01-27 2022-12-01 엘지전자 주식회사 시간 효율성 증대를 위한 신호의 적응적 송수신 방법 및 이를 위한 장치
WO2018199984A1 (en) * 2017-04-28 2018-11-01 Nokia Technologies Oy Frequency-domain transmitters and receivers which adapt to different subcarrier spacing configurations
EP3742623B1 (en) * 2018-02-27 2022-08-24 Mitsubishi Electric Corporation Wireless transmission device, wireless reception device, and wireless communication system
CN113473348B (zh) * 2021-07-26 2023-03-24 深圳市冠旭电子股份有限公司 扫频音源定位方法、音频设备品质测试方法、***及设备

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000332727A (ja) * 1999-05-21 2000-11-30 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ受信装置
JP2003229833A (ja) * 2002-02-04 2003-08-15 Hitachi Kokusai Electric Inc ダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するｏｆｄｍ受信装置ならびにダイバーシティ受信装置
JP2004032030A (ja) * 2002-06-21 2004-01-29 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｆｆｔ取り込み窓位置の算出方法及びｏｆｄｍ信号受信装置
JP2004179816A (ja) * 2002-11-26 2004-06-24 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ受信装置
WO2004100413A1 (ja) * 2003-05-12 2004-11-18 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 復調装置及び復調方法
JP2004336279A (ja) * 2003-05-06 2004-11-25 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ受信装置および受信方法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10112736A (ja) * 1996-10-03 1998-04-28 Toyo Commun Equip Co Ltd 同期検出回路
KR100234330B1 (ko) * 1997-09-30 1999-12-15 윤종용 Ofdm 시스템 수신기의 보호 구간 종류 검출장치 및 그 방법
GB2376855A (en) * 2001-06-20 2002-12-24 Sony Uk Ltd Determining symbol synchronisation in an OFDM receiver in response to one of two impulse response estimates
KR100754721B1 (ko) * 2002-04-26 2007-09-03 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중화 통신시스템에서 다중화 데이터 송수신 장치 및 방법
DE10228103A1 (de) 2002-06-24 2004-01-15 Bayer Cropscience Ag Fungizide Wirkstoffkombinationen
GB2395094A (en) 2002-10-28 2004-05-12 Sony Uk Ltd Determining a symbol synch time in an OFDM receiver
JP2004214962A (ja) * 2002-12-27 2004-07-29 Sony Corp Ｏｆｄｍ復調装置
JP4347680B2 (ja) * 2003-12-19 2009-10-21 パナソニック株式会社 エネルギー拡散回路、パケット番号算出回路、及び受信装置
JP2005303440A (ja) 2004-04-07 2005-10-27 Que Wave:Kk マルチキャリア受信方式および装置
JP4434983B2 (ja) * 2005-02-15 2010-03-17 三菱電機株式会社 伝送路推定機能付ディジタル放送受信装置
JP4737747B2 (ja) * 2005-04-25 2011-08-03 パナソニック株式会社 無線通信装置および無線通信方法
JP4626428B2 (ja) * 2005-07-19 2011-02-09 ソニー株式会社 Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
JP3841819B1 (ja) * 2005-11-08 2006-11-08 三菱電機株式会社 直交周波数分割多重信号の受信装置および受信方法
JP2007202081A (ja) * 2006-01-30 2007-08-09 Sony Corp Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
JP4419969B2 (ja) * 2006-02-09 2010-02-24 ソニー株式会社 Ｏｆｄｍ復調装置及び方法
RU2310280C9 (ru) * 2006-03-27 2008-01-10 Закрытое акционерное общество "Кодофон" Способ передачи-приема данных в системе радиосвязи (варианты), способ оценки интервала корреляции принятых ортогональных частотно-мультиплексированных символов (варианты) и устройство их реализующее (варианты)
JP4904929B2 (ja) * 2006-05-31 2012-03-28 富士通セミコンダクター株式会社 Ｏｆｄｍ受信機、妨害波判別方法、窓制御装置、及び窓制御方法
JP4961918B2 (ja) * 2006-09-12 2012-06-27 ソニー株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置及びｏｆｄｍ受信方法
KR101350086B1 (ko) * 2007-01-18 2014-01-09 톰슨 라이센싱 수신된 디지털 신호의 심볼 동기화 방법 및 이 방법을 이용하는 디지털 신호 수신기
US8416844B2 (en) * 2007-03-27 2013-04-09 Panasonic Corporation OFDM receiving apparatus, OFDM receiving method, OFDM receiving circuit, integrated circuit, and program
JP4666031B2 (ja) * 2008-09-09 2011-04-06 ソニー株式会社 同期回路並びに無線通信装置
JP4623180B2 (ja) * 2008-09-19 2011-02-02 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000332727A (ja) * 1999-05-21 2000-11-30 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ受信装置
JP2003229833A (ja) * 2002-02-04 2003-08-15 Hitachi Kokusai Electric Inc ダイバーシティ・アダプタおよびダイバーシティ・アダプタからの信号を入力するｏｆｄｍ受信装置ならびにダイバーシティ受信装置
JP2004032030A (ja) * 2002-06-21 2004-01-29 Hitachi Kokusai Electric Inc Ｆｆｔ取り込み窓位置の算出方法及びｏｆｄｍ信号受信装置
JP2004179816A (ja) * 2002-11-26 2004-06-24 Fujitsu Ltd Ｏｆｄｍ受信装置
JP2004336279A (ja) * 2003-05-06 2004-11-25 Toshiba Corp Ｏｆｄｍ受信装置および受信方法
WO2004100413A1 (ja) * 2003-05-12 2004-11-18 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 復調装置及び復調方法

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