JP4362955B2 - 復調装置及び復調方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送や通信装置等に適用される復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
次に、ＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図３は、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。なお、ここでは、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したＯＦＤＭ受信装置について説明する。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式で変調されている。さらに、この図３では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【０００６】
従来のＯＦＤＭ受信装置は、図３に示すように、アンテナ１０２と、チューナ１０３と、Ａ／Ｄ変換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ＦＦＴ演算回路１０６と、ウィンドウ同期回路１０７と、イコライザ１０８と、デマッピング回路１０９と、エラー訂正回路１０とを備えている。
【０００７】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１０２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３に供給される。
【０００８】
アンテナ１０２により受信されたＲＦ信号は、チューナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路１０４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１０４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【０００９】
デジタル直交復調回路１０５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１０５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０６及びウィンドウ同期回路１０７に供給される。
【００１０】
ＦＦＴ演算回路１０６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路１０６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００１１】
ＦＦＴ演算回路１０６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００１２】
このようにＦＦＴ演算回路１０６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１０８に供給される。
【００１３】
ウィンドウ同期回路１０７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路１０７は、発生したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路１０６に供給する。
【００１４】
イコライザ１０８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路１０９に供給される。
【００１５】
デマッピング回路１０９は、イコライザ１０８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。例えば、図４に示すように、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デマッピング回路１０９により復号されたデータは、エラー訂正回路１１０に供給される。
【００１６】
エラー訂正回路１１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
【００１７】
ここで、一般に、ＯＦＤＭ方式においては、送信時には、データが畳み込み符号により符号化され、受信時には、受信信号の信頼度情報を用いた軟判定ビタビ復号が行われる。このような軟判定復号を行うことにより、信頼度情報を用いない通常の硬判定復号に比べて誤り率特性が向上する。
【００１８】
デマッピング回路１０９は、判定しきい値により区切られた判定領域中に実際の受信信号をデマッピングすることによってデータを復号する。例えば、図４に示すように、１６ＱＡＭにおいて変調された実際の受信信号の受信点が、図中Ｚに示す位置にあれば、その位置を区切る判定領域によって示された“１０１１”という４ビットの値を出力する。
【００１９】
さらにこのとき、デマッピング回路１０９は、この復号した値を出力するとともに、実際の受信信号のＳ／Ｎ比を算出し、算出したＳ／Ｎ比を信頼度情報として出力している。
【００２０】
Ｓ／Ｎ比は、図５に示すように、実際の受信信号の受信点Ｚ（図中●で示す）から理想的な受信信号の信号点（図中○で示す）までの距離をノイズ成分とし、理想的な受信信号の原点からの距離を信号成分とし、その信号成分に対するノイズ成分の割合として求められる。すなわち、Ｓ／Ｎ比は、理想的な受信信号の信号点を示すベクトルをＳ、実際の受信信号の信号点のベクトルをＳ′とすれば、以下の式（１）を算出することにより求められる。
Ｓ／Ｎ＝｜Ｓ｜／｜（Ｓ−Ｓ′）｜ ・・・（１）
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、実際の受信信号のノイズ分布は、判定しきい値で区切られた領域内に分布しているとは限られない。そのため、実際の受信信号の受信点が本来位置しなければならない判定領域を越えて、例えば隣接した判定領域に入ってしまう場合がある。この場合、デマッピングして得られるデータが誤ってしまうことはもちろんのこと、算出するＳ／Ｎ比にも誤差が生じる。
【００２２】
例えば、図６に示すように、本来信号点Ｃの判定領域内に位置しなければならない実際の受信信号Ｚが、信号点Ｃの判定領域に隣接する信号点Ｄの判定領域内に位置したとする。この場合、この実際の信号点ＺのＳ／Ｎ比は、本来のノイズ成分Ｎ（即ち、信号点Ｃと信号点Ｚとの距離）に基づいて算出されずに、信号点Ｄとの間の誤ったノイズ成分Ｎ′に基づいて算出されてしまう。
【００２３】
このように従来のＯＦＤＭ受信装置では、デマッピング時に各データのＳ／Ｎ比を算出しているため、確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができず、そのため、後段の軟判定復号手段に誤った信頼度情報を出力してしまっていた。
【００２４】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、確実に正確なＳ／Ｎ比を得ることができるＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を提供することを目的とするものである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するために、本発明にかかる復調装置は、複数のサブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出するノイズ検出手段と、上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算するＳ／Ｎ比演算手段と、上記Ｓ／Ｎ比演算手段により演算されたＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ手段と、上記時間方向フィルタ手段によりフィルタリングされたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間して、有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定する周波数補間フィルタ手段と、上記フーリエ変換手段から出力された周波数領域信号からデータを復号する復号手段と、上記周波数補間フィルタ手段により推定された有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を信頼度情報として用いて、上記復号手段により復号された上記データの軟判定復号を行う軟判定復号手段とを備える。
【００２７】
また、本発明にかかる復調方法は、複数のサブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出し、上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出し、上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算し、上記演算したＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングし、上記時間方向にフィルタリングしたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間して、有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定し、上記フーリエ変換した周波数領域信号からデータを復号し、上記推定された有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を信頼度情報として用いて、上記復号したデータの軟判定復号を行う。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図１は、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。なお、このＯＦＤＭ受信装置は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したものである。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式で変調されているものとする。さらに、この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００３０】
ＯＦＤＭ受信装置は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィンドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピング回路９と、エラー訂正回路１０と、Ｓ／Ｎ比算出回路１１とを備えている。
【００３１】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００３２】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【００３３】
デジタル直交復調回路５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００３４】
ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００３５】
ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００３６】
このようにＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ８に供給される。
【００３７】
ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００３８】
イコライザ８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路９に供給される。
【００３９】
デマッピング回路９は、イコライザ８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デマッピング回路９により復号されたデータは、エラー訂正回路１０に供給される。
【００４０】
エラー訂正回路１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。なお、このエラー訂正回路１０は、Ｓ／Ｎ算出回路１１により算出された信頼度情報を用いた軟判定ビタビ復号を行う。
【００４１】
Ｓ／Ｎ比算出回路１１は、ＳＰ信号抽出回路１２と、Ｓ／Ｎ比演算回路１３と、時間方向フィルタ１４と、周波数補間フィルタ１５とを有している。
【００４２】
ＳＰ信号抽出回路１２は、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。ＳＰ信号抽出回路１２は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭシンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は予め規格により定められている。
【００４３】
例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、以下の式に示すようなインデックス番号ｋのサブキャリアにＳＰ信号を挿入することが提案されている。
【００４４】
【数１】
【００４５】
ここで、ｋは、ＳＰ信号が挿入されるサブキャリアのインデックス番号を示す。ｌは、ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を示す。Ｋｍｉｎは、ＯＦＤＭシンボル内の有効サブキャリアの最小のインデックス番号を示し、Ｋｍａｘは、ＯＦＤＭシンボル内の有効サブキャリアの最大のインデックス番号を示す。また、ｐは、０以上の整数を示す。なお、インデックス番号ｋは、Ｋｍｉｎ〜Ｋｍａｘの範囲の値をとるものとする。
【００４６】
すなわち、この式は、１２本のサブキャリアに１本の割合でＳＰ信号が挿入され、さらにＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号の挿入位置が、３サブキャリアずつシフトすることを意味している。
【００４７】
ＳＰ信号抽出回路１２は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回路１２は、抽出したＳＰ信号をＳ／Ｎ比演算回路１３に供給する。また、ＳＰ信号は、Ｍ系列のランダム符号化がされ、その位相が０°又は１８０°とされている。ＳＰ信号抽出回路１２は、Ｍ系列のランダム符号をＳＰ信号に加算することによって、本来の信号成分を抽出する。
【００４８】
Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、抽出したＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出する。ＳＰ信号の理想的な信号点は、予め規格上定められており、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２ｋモード）の１６ＱＡＭ変調であれば、位相が０°或いは１８０°であり、振幅が有効信号の平均電力（α＝１）に対して４／３倍とされている。
【００４９】
Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、図２に示すように、理想的なＳＰ信号を示すベクトルをＳとし、実際に受信したＳＰ信号を示すベクトルをＳ′とし、この実際の受信したＳＰ信号のノイズ成分をＮとすると、以下の式に示すような演算を行い、Ｓ／Ｎ比を求める。
【００５０】
【数２】
【００５１】
ここで、さらに、理想的なＳＰ信号のレベルを１とすれば、Ｓ／Ｎ比は、以下のように算出される。
【００５２】
【数３】
【００５３】
Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、ＳＰ信号に対して以上のような演算を行うことにより、Ｓ／Ｎ比を演算する。このようにＳ／Ｎ比演算回路１３により求められた、実際に受信したＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分は、時間方向フィルタ１４に供給される。
【００５４】
時間方向フィルタ１４は、例えばＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分を時間軸方向にフィルタリングし、求められたＳ／Ｎ比成分に含まれている時間方向のノイズを除去する。時間方向フィルタ１４によりフィルタリングされたＳ／Ｎ成分は、１ＯＦＤＭシンボル単位で、周波数補間フィルタ１５に供給される。
【００５５】
周波数補間フィルタ１５は、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＮ比成分をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、３本のサブキャリアに対して１本の割合でＳＰ信号が供給される。従って、周波数補間フィルタ１５は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ信号が挿入されていない周波数の特性を補間して求め、例えば２０４８本のうちの情報が変調されている１７０５本の全てのサブキャリアにおけるＳ／Ｎ比を求める。この周波数補間フィルタ１５により求められた全サブキャリアに対するＳ／Ｎ比は、信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供給される。
【００５６】
以上のように本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出し、このＳＰ信号のＳ／Ｎ比に基づき各サブキャリアに対するＳ／Ｎ比を推定して求めている。ＳＰ信号のＳ／Ｎ比は、実際のＳＰ信号の受信点がどのような位置にあっても算出することができ、そのため、例えば、ノイズの分布範囲が大きい場合であっても確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができる。
【００５７】
なお、以上、本発明を適用した実施の形態を説明するにあたり、変調方式として１６ＱＡＭ方式を用いたＯＦＤＭ受信装置を例にとって説明したが、変調方式はこのような１６ＱＡＭに限らず、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭといった他の変調方式であってもよい。
【００５８】
また、このＯＦＤＭ受信装置１では、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出することによって各サブキャリアに対するＳ／Ｎ比を算出しているが、このＳＰ信号とともに、キャリア周波数の同期をとるためのコンティニュアルパイロット信号ＣＰを用いてもよい。
【００５９】
また、このＯＦＤＭ受信装置１は、算出したＳ／Ｎ比を信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供給するのみならず、外部出力してもよい。例えば、このＯＦＤＭ受信装置１の受信感度を示す外部モニタや、アンテナの受信感度を示すモニタ等に出力し、Ｓ／Ｎ比を表示するようにしてもよい。
【００６０】
また、このＯＦＤＭ受信装置１のイコライザ８は、ＳＰ信号を抽出して、このＳＰ信号の位相変動量及び振幅変動量に基づき伝送路の伝達特性を推定し、この推定した伝達特性に基づき各サブキャリアに対する波形等化を行っている。このイコライザ８は、ＳＰ信号を抽出する抽出回路と、ＳＰ信号を時間方向にフィルタリングしてノイズを除去するＩＩＲフィルタと、ＳＰ信号を周波数方向にフィルタリングして各サブキャリアに対する伝達特性の補間をするＦＩＲフィルタと、ＦＦＴ演算をして得られたＯＦＤＭの周波数領域の信号に対して各サブキャリアに対する伝達特性を複素除算する複素除算回路とから構成されるのが一般的である。そのため、Ｓ／Ｎ比算出回路１１のＳＰ信号抽出回路、時間方向フィルタ、周波数方向フィルタをそれぞれイコライザが備える回路と共用化して用いてもよい。
【００６１】
【発明の効果】
本発明にかかる復調装置及び復調方法では、パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算し、演算したＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングし、時間方向にフィルタリングしたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間することによって、抽出したパイロット信号に基づき、各サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算出する。
【００６２】
このことにより、本発明では、各サブキャリア毎に確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができる。さらに、後段に設けられた軟判定復号手段に正確な信頼度情報を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】受信したスキャッタードパイロット信号のＳ／Ｎ比について説明する図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図４】１６ＱＡＭの変調信号をデマッピングして復号する処理について説明する図である。
【図５】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のデマッピング回路によるＳ／Ｎ比の算出処理について説明する図である。
【図６】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のデマッピング回路により正確にＳ／Ｎ比が算出できない場合について説明する図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、４ Ａ／Ｄ変換回路、５ デジタル直交復調回路、６ ＦＦＴ演算回路、７ ウィンドウ制御回路、８イコライザ、９ デマッピング回路、１０ エラー訂正回路、１１ Ｓ／Ｎ比算出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送や通信装置等に適用される復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
次に、ＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図３は、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。なお、ここでは、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したＯＦＤＭ受信装置について説明する。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式で変調されている。さらに、この図３では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【０００６】
従来のＯＦＤＭ受信装置は、図３に示すように、アンテナ１０２と、チューナ１０３と、Ａ／Ｄ変換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ＦＦＴ演算回路１０６と、ウィンドウ同期回路１０７と、イコライザ１０８と、デマッピング回路１０９と、エラー訂正回路１０とを備えている。
【０００７】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１０２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３に供給される。
【０００８】
アンテナ１０２により受信されたＲＦ信号は、チューナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路１０４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１０４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【０００９】
デジタル直交復調回路１０５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１０５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０６及びウィンドウ同期回路１０７に供給される。
【００１０】
ＦＦＴ演算回路１０６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路１０６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００１１】
ＦＦＴ演算回路１０６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００１２】
このようにＦＦＴ演算回路１０６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１０８に供給される。
【００１３】
ウィンドウ同期回路１０７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路１０７は、発生したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路１０６に供給する。
【００１４】
イコライザ１０８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路１０９に供給される。
【００１５】
デマッピング回路１０９は、イコライザ１０８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。例えば、図４に示すように、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デマッピング回路１０９により復号されたデータは、エラー訂正回路１１０に供給される。
【００１６】
エラー訂正回路１１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
【００１７】
ここで、一般に、ＯＦＤＭ方式においては、送信時には、データが畳み込み符号により符号化され、受信時には、受信信号の信頼度情報を用いた軟判定ビタビ復号が行われる。このような軟判定復号を行うことにより、信頼度情報を用いない通常の硬判定復号に比べて誤り率特性が向上する。
【００１８】
デマッピング回路１０９は、判定しきい値により区切られた判定領域中に実際の受信信号をデマッピングすることによってデータを復号する。例えば、図４に示すように、１６ＱＡＭにおいて変調された実際の受信信号の受信点が、図中Ｚに示す位置にあれば、その位置を区切る判定領域によって示された“１０１１”という４ビットの値を出力する。
【００１９】
さらにこのとき、デマッピング回路１０９は、この復号した値を出力するとともに、実際の受信信号のＳ／Ｎ比を算出し、算出したＳ／Ｎ比を信頼度情報として出力している。
【００２０】
Ｓ／Ｎ比は、図５に示すように、実際の受信信号の受信点Ｚ（図中●で示す）から理想的な受信信号の信号点（図中○で示す）までの距離をノイズ成分とし、理想的な受信信号の原点からの距離を信号成分とし、その信号成分に対するノイズ成分の割合として求められる。すなわち、Ｓ／Ｎ比は、理想的な受信信号の信号点を示すベクトルをＳ、実際の受信信号の信号点のベクトルをＳ′とすれば、以下の式（１）を算出することにより求められる。
Ｓ／Ｎ＝｜Ｓ｜／｜（Ｓ−Ｓ′）｜ ・・・（１）
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、実際の受信信号のノイズ分布は、判定しきい値で区切られた領域内に分布しているとは限られない。そのため、実際の受信信号の受信点が本来位置しなければならない判定領域を越えて、例えば隣接した判定領域に入ってしまう場合がある。この場合、デマッピングして得られるデータが誤ってしまうことはもちろんのこと、算出するＳ／Ｎ比にも誤差が生じる。
【００２２】
例えば、図６に示すように、本来信号点Ｃの判定領域内に位置しなければならない実際の受信信号Ｚが、信号点Ｃの判定領域に隣接する信号点Ｄの判定領域内に位置したとする。この場合、この実際の信号点ＺのＳ／Ｎ比は、本来のノイズ成分Ｎ（即ち、信号点Ｃと信号点Ｚとの距離）に基づいて算出されずに、信号点Ｄとの間の誤ったノイズ成分Ｎ′に基づいて算出されてしまう。
【００２３】
このように従来のＯＦＤＭ受信装置では、デマッピング時に各データのＳ／Ｎ比を算出しているため、確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができず、そのため、後段の軟判定復号手段に誤った信頼度情報を出力してしまっていた。
【００２４】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、確実に正確なＳ／Ｎ比を得ることができるＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を提供することを目的とするものである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するために、本発明にかかる復調装置は、複数のサブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出するノイズ検出手段と、上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算するＳ／Ｎ比演算手段と、上記Ｓ／Ｎ比演算手段により演算されたＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ手段と、上記時間方向フィルタ手段によりフィルタリングされたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間して、有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定する周波数補間フィルタ手段と、上記フーリエ変換手段から出力された周波数領域信号からデータを復号する復号手段と、上記周波数補間フィルタ手段により推定された有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を信頼度情報として用いて、上記復号手段により復号された上記データの軟判定復号を行う軟判定復号手段とを備える。
【００２７】
また、本発明にかかる復調方法は、複数のサブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出し、上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出し、上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算し、上記演算したＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングし、上記時間方向にフィルタリングしたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間して、有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定し、上記フーリエ変換した周波数領域信号からデータを復号し、上記推定された有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を信頼度情報として用いて、上記復号したデータの軟判定復号を行う。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図１は、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。なお、このＯＦＤＭ受信装置は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用したものである。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式で変調されているものとする。さらに、この図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００３０】
ＯＦＤＭ受信装置は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィンドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピング回路９と、エラー訂正回路１０と、Ｓ／Ｎ比算出回路１１とを備えている。
【００３１】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００３２】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックで量子化する。
【００３３】
デジタル直交復調回路５は、所定の周波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００３４】
ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００３５】
ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００３６】
このようにＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ８に供給される。
【００３７】
ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガードインターバル部分とこのガードインターバルの複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。ＦＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００３８】
イコライザ８は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路９に供給される。
【００３９】
デマッピング回路９は、イコライザ８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデータの復号をする。Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デマッピング回路９により復号されたデータは、エラー訂正回路１０に供給される。
【００４０】
エラー訂正回路１０は、供給されたデータに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。なお、このエラー訂正回路１０は、Ｓ／Ｎ算出回路１１により算出された信頼度情報を用いた軟判定ビタビ復号を行う。
【００４１】
Ｓ／Ｎ比算出回路１１は、ＳＰ信号抽出回路１２と、Ｓ／Ｎ比演算回路１３と、時間方向フィルタ１４と、周波数補間フィルタ１５とを有している。
【００４２】
ＳＰ信号抽出回路１２は、ＦＦＴ演算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給される。ＳＰ信号抽出回路１２は、ＯＦＤＭ周波数領域信号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭシンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は予め規格により定められている。
【００４３】
例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、以下の式に示すようなインデックス番号ｋのサブキャリアにＳＰ信号を挿入することが提案されている。
【００４４】
【数１】
ここで、ｋは、ＳＰ信号が挿入されるサブキャリアのインデックス番号を示す。ｌは、ＯＦＤＭシンボルのシンボル番号を示す。Ｋｍｉｎは、ＯＦＤＭシンボル内の有効サブキャリアの最小のインデックス番号を示し、Ｋｍａｘは、ＯＦＤＭシンボル内の有効サブキャリアの最大のインデックス番号を示す。また、ｐは、０以上の整数を示す。なお、インデックス番号ｋは、Ｋｍｉｎ〜Ｋｍａｘの範囲の値をとるものとする。
【００４６】
すなわち、この式は、１２本のサブキャリアに１本の割合でＳＰ信号が挿入され、さらにＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号の挿入位置が、３サブキャリアずつシフトすることを意味している。
【００４７】
ＳＰ信号抽出回路１２は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていることから、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回路１２は、抽出したＳＰ信号をＳ／Ｎ比演算回路１３に供給する。また、ＳＰ信号は、Ｍ系列のランダム符号化がされ、その位相が０°又は１８０°とされている。ＳＰ信号抽出回路１２は、Ｍ系列のランダム符号をＳＰ信号に加算することによって、本来の信号成分を抽出する。
【００４８】
Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、抽出したＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出する。ＳＰ信号の理想的な信号点は、予め規格上定められており、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２ｋモード）の１６ＱＡＭ変調であれば、位相が０°或いは１８０°であり、振幅が有効信号の平均電力（α＝１）に対して４／３倍とされている。
【００４９】
Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、図２に示すように、理想的なＳＰ信号を示すベクトルをＳとし、実際に受信したＳＰ信号を示すベクトルをＳ′とし、この実際の受信したＳＰ信号のノイズ成分をＮとすると、以下の式に示すような演算を行い、Ｓ／Ｎ比を求める。
【００５０】
【数２】
ここで、さらに、理想的なＳＰ信号のレベルを１とすれば、Ｓ／Ｎ比は、以下のように算出される。
【００５２】
【数３】
Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、ＳＰ信号に対して以上のような演算を行うことにより、Ｓ／Ｎ比を演算する。このようにＳ／Ｎ比演算回路１３により求められた、実際に受信したＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分は、時間方向フィルタ１４に供給される。
【００５４】
時間方向フィルタ１４は、例えばＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分を時間軸方向にフィルタリングし、求められたＳ／Ｎ比成分に含まれている時間方向のノイズを除去する。時間方向フィルタ１４によりフィルタリングされたＳ／Ｎ成分は、１ＯＦＤＭシンボル単位で、周波数補間フィルタ１５に供給される。
【００５５】
周波数補間フィルタ１５は、例えばＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタから構成され、ＳＮ比成分をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシンボルのすべてのサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、３本のサブキャリアに対して１本の割合でＳＰ信号が供給される。従って、周波数補間フィルタ１５は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ信号が挿入されていない周波数の特性を補間して求め、例えば２０４８本のうちの情報が変調されている１７０５本の全てのサブキャリアにおけるＳ／Ｎ比を求める。この周波数補間フィルタ１５により求められた全サブキャリアに対するＳ／Ｎ比は、信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供給される。
【００５６】
以上のように本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１では、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出し、このＳＰ信号のＳ／Ｎ比に基づき各サブキャリアに対するＳ／Ｎ比を推定して求めている。ＳＰ信号のＳ／Ｎ比は、実際のＳＰ信号の受信点がどのような位置にあっても算出することができ、そのため、例えば、ノイズの分布範囲が大きい場合であっても確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができる。
【００５７】
なお、以上、本発明を適用した実施の形態を説明するにあたり、変調方式として１６ＱＡＭ方式を用いたＯＦＤＭ受信装置を例にとって説明したが、変調方式はこのような１６ＱＡＭに限らず、ＱＰＳＫ、６４ＱＡＭ、１２８ＱＡＭといった他の変調方式であってもよい。
【００５８】
また、このＯＦＤＭ受信装置１では、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出することによって各サブキャリアに対するＳ／Ｎ比を算出しているが、このＳＰ信号とともに、キャリア周波数の同期をとるためのコンティニュアルパイロット信号ＣＰを用いてもよい。
【００５９】
また、このＯＦＤＭ受信装置１は、算出したＳ／Ｎ比を信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供給するのみならず、外部出力してもよい。例えば、このＯＦＤＭ受信装置１の受信感度を示す外部モニタや、アンテナの受信感度を示すモニタ等に出力し、Ｓ／Ｎ比を表示するようにしてもよい。
【００６０】
また、このＯＦＤＭ受信装置１のイコライザ８は、ＳＰ信号を抽出して、このＳＰ信号の位相変動量及び振幅変動量に基づき伝送路の伝達特性を推定し、この推定した伝達特性に基づき各サブキャリアに対する波形等化を行っている。このイコライザ８は、ＳＰ信号を抽出する抽出回路と、ＳＰ信号を時間方向にフィルタリングしてノイズを除去するＩＩＲフィルタと、ＳＰ信号を周波数方向にフィルタリングして各サブキャリアに対する伝達特性の補間をするＦＩＲフィルタと、ＦＦＴ演算をして得られたＯＦＤＭの周波数領域の信号に対して各サブキャリアに対する伝達特性を複素除算する複素除算回路とから構成されるのが一般的である。そのため、Ｓ／Ｎ比算出回路１１のＳＰ信号抽出回路、時間方向フィルタ、周波数方向フィルタをそれぞれイコライザが備える回路と共用化して用いてもよい。
【００６１】
【発明の効果】
本発明にかかる復調装置及び復調方法では、パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算し、演算したＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングし、時間方向にフィルタリングしたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間することによって、抽出したパイロット信号に基づき、各サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算出する。
【００６２】
このことにより、本発明では、各サブキャリア毎に確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができる。さらに、後段に設けられた軟判定復号手段に正確な信頼度情報を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】受信したスキャッタードパイロット信号のＳ／Ｎ比について説明する図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図４】１６ＱＡＭの変調信号をデマッピングして復号する処理について説明する図である。
【図５】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のデマッピング回路によるＳ／Ｎ比の算出処理について説明する図である。
【図６】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のデマッピング回路により正確にＳ／Ｎ比が算出できない場合について説明する図である。
【符号の説明】
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、４ Ａ／Ｄ変換回路、５ デジタル直交復調回路、６ ＦＦＴ演算回路、７ ウィンドウ制御回路、８イコライザ、９ デマッピング回路、１０ エラー訂正回路、１１ Ｓ／Ｎ比算出回路
Claims (2)
- 複数のサブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調装置において、
上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、
上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出するパイロット信号抽出手段と、
上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出するノイズ検出手段と、
上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算するＳ／Ｎ比演算手段と、
上記Ｓ／Ｎ比演算手段により演算されたＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングする時間方向フィルタ手段と、
上記時間方向フィルタ手段によりフィルタリングされたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間して、有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定する周波数補間フィルタ手段と、
上記フーリエ変換手段から出力された周波数領域信号からデータを復号する復号手段と、
上記周波数補間フィルタ手段により推定された有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を信頼度情報として用いて、上記復号手段により復号された上記データの軟判定復号を行う軟判定復号手段とを備える復調装置。 - 複数のサブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調されることにより生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法において、
上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数領域信号を生成し、
上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出し、
上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出し、
上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を演算し、
上記演算したＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタリングし、
上記時間方向にフィルタリングしたＳ／Ｎ比をサブキャリア方向に周波数補間して、有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定し、
上記フーリエ変換した周波数領域信号からデータを復号し、
上記推定された有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を信頼度情報として用いて、上記復号したデータの軟判定復号を行う復調方法。
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