JP2006230042A

JP2006230042A - 双方向スイッチ回路

Info

Publication number: JP2006230042A
Application number: JP2005037601A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Odaka; 章弘小高; Junichi Ito; 淳一伊東
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2005-02-15
Filing date: 2005-02-15
Publication date: 2006-08-31

Abstract

【課題】双方向スイッチを並列接続して使用する場合に、交流スナバ回路の構成を兼ね備えることにより回路構成を簡略化し、小型化及び低コスト化を可能にした双方向スイッチ回路を提供する。
【解決手段】半導体スイッチＳＷ１と半導体スイッチＳＷ２とを直列接続して構成した第１のアーム対と、半導体スイッチＳＷ３と半導体スイッチＳＷ４を直列接続して構成した第２のアーム対とを並列接続すると共に、入出力端子Ａ，Ｂを備えた双方向スイッチ回路において、入出力端子Ａから流入した電流がスイッチング素子Ｔ２，Ｔ３を介して他方の入出力端子Ｂから流出し、この入出力端子Ｂから流入した電流がスイッチング素子Ｔ１，Ｔ４を介して入出力端子Ａから流出するように、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ４を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数の電力用半導体スイッチング素子を備え、双方向に電流を通流可能な双方向スイッチ回路に関し、特に、交流スナバ回路の機能を兼ね備えた双方向スイッチ回路に関するものである。

図７は、周知の電力用半導体双方向スイッチの構成を示している。図７において、例えばＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧形電力用半導体スイッチング素子（以下、単に自己消弧形素子とも言う）Ｓ１０１とダイオードＤ１０１とを逆並列接続して半導体スイッチＳＷ１０１を構成すると共に、同様に自己消弧形素子Ｓ１０２とダイオードＤ１０２とを逆並列接続して半導体スイッチＳＷ１０２を構成し、これらの半導体スイッチＳＷ１０１，ＳＷ１０２を逆直列に接続し、図中のＡ，Ｂを入出力端子とすることで双方向スイッチを構成している。
また、図７に示した双方向スイッチを複数、並列接続して使用する場合もあり、例えば、図８に示すように半導体スイッチＳＷ１０１，ＳＷ１０２，ＳＷ２０１，ＳＷ２０２からなる２並列接続の双方向スイッチもしばしば用いられている。

一方、図９は、後述する特許文献１に記載されている交流スナバ回路の構成例であり、ＳＷは図７，図８等の双方向スイッチ、ＤＢは交流入力側が双方向スイッチＳＷに接続されたダイオードブリッジ、ＣはダイオードブリッジＤＢの直流出力側に接続されたコンデンサである。
このような構成により、双方向スイッチＳＷによる双方向の電流遮断時に生じる過大な飛躍電圧をコンデンサＣが吸収し、双方向スイッチＳＷの構成素子を過電圧から保護することが可能となる。

なお、図１０は、前述した図８の双方向スイッチの２並列接続回路と図９の交流スナバ回路とを組み合わせた回路である。

特開平５−８３９２８号公報（［０００２］〜［０００８］、図６等）

図１０の回路構成によれば、半導体スイッチＳＷ１０１，ＳＷ１０２，ＳＷ２０１，ＳＷ２０２による双方向の電流遮断時に生じる過大な飛躍電圧を交流スナバ回路により吸収することが可能になるが、交流スナバ回路は４個のダイオードとコンデンサとからなっており、これらの多数の部品が装置全体のコストを上昇させる原因となっていた。
そこで本発明は、特に双方向スイッチを並列接続して使用する場合において、交流スナバ回路の構成を兼ね備えることにより回路構成を簡略化し、小型化及び低コスト化を可能にした双方向スイッチ回路を提供しようとするものである。

上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、少なくとも１個以上の自己消弧形半導体スイッチング素子と少なくとも１個以上のダイオードとを逆並列に接続して第１〜第４の半導体スイッチをそれぞれ構成し、
第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列接続して構成した第１のアーム対と、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチを直列接続して構成した第２のアーム対とを、各アーム対における半導体スイッチの相互接続点を除いて並列接続すると共に、一対の前記相互接続点を入出力端子としてなる双方向スイッチ回路において、
一方の入出力端子から流入した電流が第２の半導体スイッチ内のスイッチング素子と第３の半導体スイッチ内のスイッチング素子とを介して他方の入出力端子から流出し、他方の入出力端子から流入した電流が第１の半導体スイッチ内のスイッチング素子と第４の半導体スイッチ内のスイッチング素子とを介して一方の入出力端子から流出するように、第１〜第４の半導体スイッチ内のスイッチング素子を制御するものである。

請求項２に記載した発明は、請求項１において、第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサを接続したものである。

請求項３に記載した発明は、請求項１において、第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサと抵抗との直列回路を接続したものである。

請求項４に記載した発明は、請求項１において、第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記ダイオードと並列に抵抗を接続した第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続したものである。

請求項５に記載した発明は、請求項１において、第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記コンデンサと並列に抵抗を接続したものである。

請求項６に記載した発明は、請求項１において、第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記コンデンサの電圧を一定値に制御するための電圧調整手段を備えたものである。

請求項７に記載した発明は、請求項１において、第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記コンデンサの電圧を一定値に制御するために、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを電源または負荷に回生する手段を備えたものである。

本発明によれば、従来の双方向スイッチと交流スナバ回路とを組合せた回路に比べて、ダイオードの数を大幅に削減できるため、双方向スイッチ回路の小型化及び低コスト化が可能になる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す回路図である。図１において、ＩＧＢＴ等の自己消弧形素子（図７，図８，図１０のようにＭＯＳＦＥＴを用いても良く、他種の自己消弧形素子でも良い）Ｔ１とダイオードＤ１とを逆並列接続して半導体スイッチＳＷ１を構成すると共に、同様に自己消弧形素子Ｔ２とダイオードＤ２とを逆並列接続して半導体スイッチＳＷ２を構成し、これらの半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２を順方向に接続して第１のアーム対を構成する。
同様に、自己消弧形素子Ｔ３とダイオードＤ３とを逆並列接続してなる半導体スイッチＳＷ３と、自己消弧形素子Ｔ４とダイオードＤ４とを逆並列接続してなる半導体スイッチＳＷ４とを順方向に接続して第２のアーム対を構成する。
これらの第１，第２のアーム対とコンデンサＣ１とをすべて並列接続し、かつ、半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２の相互接続点、半導体スイッチＳＷ３，ＳＷ４の相互接続点をそれぞれ入出力端子Ａ，Ｂとして２並列接続の双方向スイッチ回路を構成する。

この実施形態では、図中の経路１の方向（入力端子Ａから出力端子Ｂに向かう方向）に流れる電流を制御する自己消弧形素子をＴ２，Ｔ３とし、また、経路２の方向（入力端子Ｂから出力端子Ａに向かう方向）に流れる電流を制御する自己消弧形素子をＴ１，Ｔ４として、これらの自己消弧形素子Ｔ２，Ｔ３、及びＴ１，Ｔ４を組単位としてスイッチングすることにより電流を制御する。
ここで、上述した「組単位として」とは、自己消弧形素子Ｔ２，Ｔ３を同時にオン、または、これらを同時にオフさせ、自己消弧形素子Ｔ１，Ｔ４を同時にオン、または、これらを同時にオフさせることを意味する。

例えば、経路１に電流が流れる場合、電流は、ダイオードＤ１とオン状態の自己消弧形素子Ｔ３とを介して、また、オン状態の自己消弧形素子Ｔ２とダイオードＤ４とを介して流れる。すなわち、ダイオードＤ１，Ｄ４が２並列接続され、自己消弧形素子Ｔ３，Ｔ２が２並列接続されたことと等価となる。
一方、経路２に電流が流れる場合、電流は、ダイオードＤ３とオン状態の自己消弧形素子Ｔ１とを介して、また、オン状態の自己消弧形素子Ｔ４とダイオードＤ２とを介して流れる。すなわち、ダイオードＤ３，Ｄ２が並列接続され、自己消弧形素子Ｔ１，Ｔ４が並列接続されたことと等価となる。

また、経路１で流れていた電流を遮断すると、配線インダクタンス等に蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ１，Ｄ４を介してコンデンサＣ１に蓄積される。一方、経路２で流れていた電流を遮断すると、配線インダクタンス等に蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ３，Ｄ２を介してコンデンサＣ１に蓄積される。
これにより、電流遮断時に配線インダクタンス等に蓄積された誘導性エネルギーがコンデンサＣ１により吸収されるので、自己消弧形素子に過大な飛躍電圧が印加されるのを抑制することができる。

上記のように、この実施形態では、半導体スイッチＴ１〜Ｔ４を構成するダイオードをスナバダイオードと兼用することにより、図１０の従来技術におけるダイオードブリッジＤＢの４個のダイオードを不要にすることができ、回路構成を大幅に簡略化してコストの低減を図ることができる。

次に、図２は本発明の第２実施形態を示している。
この実施形態が第１実施形態と異なる点は、コンデンサＣ１と直列に抵抗Ｒ１を接続した点である。なお、自己消弧形素子Ｔ２，Ｔ３、及びＴ１，Ｔ４をそれぞれ組単位としてスイッチングすることにより経路１，２の電流を制御する点は、第１実施形態と同様である。

第１実施形態の場合、自己消弧形素子Ｔ１〜Ｔ４またはダイオードＤ１〜Ｄ４の何れかがオフして電流が遮断されると、コンデンサＣ１には電荷が充電される。一方、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、自己消弧形素子Ｔ１〜Ｔ４またはダイオードＤ１〜Ｄ４の何れかがオンすると、オンした素子を介して放電される。つまり、自己消弧形素子またはダイオードのオフ時にコンデンサＣ１に蓄積されたエネルギーを、自己消弧形素子またはダイオードのオン時に消費することになり、半導体素子の責務が厳しくなることがある。
そこで、図２に示す第２実施形態では、コンデンサＣ１に抵抗Ｒ１を直列に接続することにより、コンデンサＣ１に蓄積された電荷を抵抗Ｒ１を介して放電させるようにして自己消弧形素子またはダイオードに流れる放電電流を減少させ、半導体素子の責務を軽減させたものである。
また、本実施形態によれば、図１０の従来技術に比べて抵抗Ｒ１が新たに必要になるものの、ダイオードブリッジＤＢの４個のダイオードが不要になる。

図３は、本発明の第３実施形態を示している。
この実施形態は、第２実施形態の抵抗Ｒ１に対して並列に、図示の極性でダイオードＤ５を接続したものである。
第２実施形態の場合、大容量の自己消弧形素子を備えた双方向スイッチ回路に適用するには、抵抗Ｒ１の抵抗値を低い値にしてコンデンサＣ１への充電電流を大きくしなければならず、この結果、自己消弧形素子Ｔ１〜Ｔ４がオンした際に流れるコンデンサの放電電流が増大し、半導体素子の責務が厳しくなる。

このため、本実施形態では、ダイオードＤ５を図３に示す極性でコンデンサＣ１と直列に接続することにより、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくした場合にも大容量の自己消弧形素子からコンデンサＣ１への充電電流を大きくすることができると共に、コンデンサＣ１の放電電流を、抵抗Ｒ１の作用により小さく制限して半導体素子の責務を低減することができる。

図４は、本発明の第４実施形態を示している。
この実施形態は、第３実施形態においてダイオードＤ５と並列に接続されていた抵抗Ｒ１を、コンデンサＣ１と並列に接続したものである。
本実施形態において、コンデンサＣ１に蓄積された電荷は、双方向スイッチ回路を構成する半導体素子を介して放電することはなく、コンデンサＣ１に並列に接続された抵抗Ｒ１によって消費されるため、双方向スイッチ回路を構成する半導体素子の責務を第１〜第３実施形態に比べて低減することが可能である。
なお、第３，第４実施形態によれば、図１０の従来技術に比べて抵抗Ｒ１が新たに必要になるものの、ダイオードを３個削減することができる。

図５は、本発明の第５実施形態を示している。
この実施形態は、第４実施形態における抵抗Ｒ１に代えて、コンデンサＣ１の両端に電圧調整回路１０を接続したものである。この電圧調整回路１０は、コンデンサＣ１の電圧が一定値になるように、コンデンサＣ１の電圧値を検出して充放電制御を行う機能を有している。
本実施形態によれば、例えば、コンデンサＣ１の電圧が予期せぬ値にまで上昇して半導体素子を破壊させるような事態を避けることが可能となる。

図６は、本発明の第６実施形態を示している。
この実施形態は、第５実施形態における電圧調整回路１０に代えてエネルギー回生回路２０を接続したものである。このエネルギー回生回路２０は、電源または負荷（何れも図示せず）に接続された一種の電力変換回路であり、コンデンサＣ１の電圧が一定値になるように、コンデンサＣ１の蓄積エネルギーを電源や負荷に回生する機能を有する。

第１実施形態〜第５実施形態では、自己消弧形素子Ｔ１〜Ｔ４の遮断動作によりコンデンサＣ１に蓄積されたエネルギーを何らかの形で消費していることとなり、装置の損失を増加させると共に、抵抗Ｒ１の大型化や冷却能力の増大が装置の大型化を招くおそれがある。
このため、図６に示す如く、コンデンサＣ１の両端にエネルギー回生回路２０を接続してコンデンサＣ１の蓄積エネルギーを電源または負荷に回生することにより、エネルギーの有効利用を図り、同時に、冷却の負荷を軽減して冷却装置の小容量化による装置全体の小型化が可能となる。

本発明の第１実施形態の構成図である。本発明の第２実施形態の構成図である。本発明の第３実施形態の構成図である。本発明の第４実施形態の構成図である。本発明の第５実施形態の構成図である。本発明の第６実施形態の構成図である。従来の双方向スイッチの構成図である。従来の双方向スイッチの２並列接続構成図である。従来の双方向スイッチの交流スナバ回路の構成図である。図８及び図９を組み合わせた場合の構成図である。

符号の説明

Ｔ１〜Ｔ４：自己消弧形素子
Ｄ１〜Ｄ５：ダイオード
Ｃ１：コンデンサ
ＳＷ１〜ＳＷ４：半導体スイッチ
Ａ，Ｂ：入出力端子
Ｒ１：抵抗
１０：電圧調整回路
２０：エネルギー回生回路

Claims

少なくとも１個以上の自己消弧形半導体スイッチング素子と少なくとも１個以上のダイオードとを逆並列に接続して第１〜第４の半導体スイッチをそれぞれ構成し、
第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとを直列接続して構成した第１のアーム対と、第３の半導体スイッチと第４の半導体スイッチを直列接続して構成した第２のアーム対とを、各アーム対における半導体スイッチの相互接続点を除いて並列接続すると共に、一対の前記相互接続点を入出力端子としてなる双方向スイッチ回路において、
一方の入出力端子から流入した電流が第２の半導体スイッチ内のスイッチング素子と第３の半導体スイッチ内のスイッチング素子とを介して他方の入出力端子から流出し、他方の入出力端子から流入した電流が第１の半導体スイッチ内のスイッチング素子と第４の半導体スイッチ内のスイッチング素子とを介して一方の入出力端子から流出するように、第１〜第４の半導体スイッチ内のスイッチング素子を制御することを特徴とする双方向スイッチ回路。
請求項１に記載した双方向スイッチ回路において、
第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサを接続したことを特徴とする双方向スイッチ回路。
請求項１に記載した双方向スイッチ回路において、
第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサと抵抗との直列回路を接続したことを特徴とする双方向スイッチ回路。
請求項１に記載した双方向スイッチ回路において、
第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記ダイオードと並列に抵抗を接続したことを特徴とする双方向スイッチ回路。
請求項１に記載した双方向スイッチ回路において、
第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記コンデンサと並列に抵抗を接続したことを特徴とする双方向スイッチ回路。
請求項１に記載した双方向スイッチ回路において、
第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記コンデンサの電圧を一定値に制御するための電圧調整手段を備えたことを特徴とする双方向スイッチ回路。
請求項１に記載した双方向スイッチ回路において、
第１及び第２のアーム対の並列接続点間に、コンデンサとダイオードとの直列回路を接続し、かつ、前記コンデンサの電圧を一定値に制御するために、前記コンデンサに蓄積されたエネルギーを電源または負荷に回生する手段を備えたことを特徴とする双方向スイッチ回路。