JP2009106098A - 電力変換システム - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子や環流ダイオード等の半導体素子の電流利用率を高め、コストの上昇や装置全体の大型化を防ぐ。
【解決手段】複数の半導体スイッチング素子及びこれらのスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された環流ダイオードを有する電力変換装置１００Ｂと、その出力端子に接続された負荷Ｍと、負荷Ｍの中性点と記電力変換装置１００Ｂの正側直流端子Ｐまたは負側直流端子Ｎとの間に接続された電源ＰＳと、を備えた電力変換システムにおいて、負荷Ｍの力行動作モード及び回生動作モードに応じて、スイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｕｍ，Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎまたは環流ダイオードＤ_ｕ１〜Ｄ_ｕｎ，Ｄ_ｘ１〜Ｄ_ｘｍの並列数を変更することにより、各素子の電流容量（分担電流）を変える。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力変換装置と、この電力変換装置により駆動される負荷と、負荷の中性点と電力変換装置との間に接続された電源とを備えた電力変換システムにおいて、電力変換装置を構成する半導体素子の電流責務を緩和して電流利用率を高めるための技術に関するものである。

図５（ａ）は、電力変換装置の代表例である三相インバータの回路構成を示している。図において、ＩＧＢＴ等からなる半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚにより構成された三相インバータの出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、三相コイルで示した電動機等の負荷Ｍが接続されている。なお、ＰＳは直流電源、Ｃ_ｄは直流中間コンデンサであり、これらを含む全体を電力変換装置１００として表してある。

上記電力変換装置１００では、半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚをオンオフさせることで、直流電源ＰＳの直流電力を任意の大きさ、周波数の三相交流電力に変換して負荷Ｍに供給する。ここで、図５（ｂ）は、電力変換装置１００から負荷Ｍに供給される三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形を示している。

図５（ｃ）は、図５（ａ）における三相インバータの一相分（Ｕ相）上下アームの半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘを直流中間コンデンサＣ_ｄと共に示したものであり、Ｕ−ＩＧＢＴ，Ｘ−ＩＧＢＴはそれぞれ上アーム，下アームのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）、Ｕ−ＦＷＤ，Ｘ−ＦＷＤはそれぞれ上アーム，下アームの環流ダイオードである。
図５（ｂ）に示したようなＵ相電流ｉ_ｕが流れる場合、図５（ｃ）の各半導体素子には、図５（ｄ）に示す如くバランスした電流が流れることになる。

ここで、図５（ａ）の回路では、直流電源ＰＳが直流中間コンデンサＣ_ｄに直結されている。この場合、直流電圧Ｖ_ｄの変動によって三相インバータの出力が変動するため、直流電圧Ｖ_ｄの変動分を補償した三相インバータの出力制御が必要となる。

図６は、上述した三相インバータの出力制御を考慮した他の従来技術であり、図５（ａ）の三相インバータに昇圧チョッパＣｈｏｐを付加した電力変換装置１００Ａを示している。
上記昇圧チョッパＣｈｏｐは、直流電源ＰＳと直流中間コンデンサＣ_ｄとの間に接続され、半導体スイッチＱ_ｐ，Ｑ_ｎ及びリアクトルＬ_ｃから構成されている。半導体スイッチＱ_ｐ，Ｑ_ｎを交互にオンオフすることにより、直流中間コンデンサＣ_ｄの電圧Ｅ_ｄを直流電源ＰＳの電圧Ｖ_ｄよりも高く調整することができ、例えば直流電源ＰＳにバッテリ等を用いてその電圧が垂下した場合でも、昇圧チョッパＣｈｏｐの動作によって三相インバータの直流中間電圧Ｅ_ｄを一定に保ち、三相インバータの出力を安定させることができる。

次に、図７（ａ）は、負荷Ｍの中性点と電力変換装置１００Ｂ内の直流中間コンデンサＣ_ｄの負極との間に直流電源ＰＳを接続した従来技術（いわゆる零相コンバータ）であり、後述する特許文献１，２に記載されている。
図７（ａ）の従来技術によれば、図６に示した昇圧チョッパＣｈｏｐを用いずに、負荷Ｍのインダクタンスと三相インバータの半導体スイッチＱ_ｕ〜Ｑ_ｚのオンオフとを利用することにより、直流中間コンデンサＣ_ｄの電圧Ｅ_ｄを直流電源ＰＳの電圧Ｖ_ｄよりも高い値に維持することができる。

すなわち、三相インバータの上アームの半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗをすべてオン（下アームのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚをすべてオフ）、または、下アームのスイッチＱ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚをすべてオン（上アームのスイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗをすべてオフ）するスイッチングモードにより、三相インバータの三つの上下アームを等価的に１つの上下アームとして動作させ、三相インバータから零電圧を出力させることができる。
これにより、図６における昇圧チョッパＣｈｏｐと同様の昇圧動作を三相インバータによって実現することができ、また、三相インバータを従来と同様に所定のスイッチングパターンに従って動作させることにより、出力電圧及び出力電流を制御して負荷Ｍに供給することができる。

従って、負荷Ｍが例えば電動機である場合に、直流電圧Ｖ_ｄを昇圧して直流中間コンデンサＣ_ｄに供給すると同時に電動機を駆動することが可能である。特に、この従来技術によれば、図６に示した昇圧チョッパＣｈｏｐが不要になるため、部品点数の減少やコストの低減が可能になる。
なお、図７（ａ）において、ｉ_ｄは直流電源ＰＳから負荷Ｍの中性点に流入する電流を示している。また、図７（ｂ）〜（ｄ）は図７（ａ）の動作説明図であり、これらについては後述する。

特許第３２１９０３９号公報（段落［００１４］〜［００２１］、図１〜図４等） 特許第３２２３８４２号公報（段落［００２９］，［００３０］、図１０，図１１等）

図７（ｂ）は、図７（ａ）に示した従来技術が三相インバータとして力行動作する際の電流波形を示しており、負荷Ｍに供給される電力相当の三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが直流電源ＰＳから供給されている。
いま、直流電源ＰＳから流出する直流電流をｉ_ｄとすると、負荷Ｍには、図７（ｂ）のように三相交流電流に対し直流電流ｉ_ｄ／３が負側に重畳されて流れることになり、三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形は正負で非対称となる。

図７（ｃ）は、図５（ｃ）と同様に三相インバータの一相分（Ｕ相）を示したものであり、図７（ｄ）はＵ相電流ｉ_ｕと図７（ｃ）の各半導体素子に流れる電流を示している。
この場合、図５（ｄ）と異なり、各半導体素子に流れる電流は均等にならず、特定の半導体素子の電流責務が厳しくなる。例えば、図７（ｄ）の例では、上アームの環流ダイオードＵ−ＦＷＤ及び下アームのスイッチング素子Ｘ−ＩＧＢＴに流れる電流が他の半導体素子よりも多くなり、発熱による損失も増大する。

また、図８に示すように負荷Ｍが回生動作になると、直流電源ＰＳに電力が回生されるため、図８（ｂ）に示す如く図７（ｂ）とは逆方向に、三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに対し直流電流ｉ_ｄ／３が正側に重畳される。この場合には、図８（ｄ）に示すように、上アームのスイッチング素子Ｕ−ＩＧＢＴ及び下アームの環流ダイオードＸ−ＦＷＤに流れる電流が他の半導体素子よりも多くなる。

従って、十分な電流容量を持つ半導体素子を使用するか、図９に示すＵ相変換部１００Ｃのように、上下アームについて同一電流容量の多数（例えばｎ個）の半導体スイッチＱ_ｕ１〜Ｑ_ｕｎ，Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎを一律に並列接続して各素子の電流責務を軽減する必要が生じ、半導体素子の電流利用率の悪化、コストの上昇及び装置全体の大型化を招いていた。

そこで、本発明の解決課題は、電力変換装置を構成する半導体素子の電流責務を均等にして電流利用率を高め、コストの上昇や装置全体の大型化を防ぐことができる電力変換システムを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、複数の半導体スイッチング素子及びこれらのスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された環流ダイオードを有する電力変換装置と、この電力変換装置の出力端子に接続された負荷と、この負荷の中性点と前記電力変換装置の正側直流端子または負側直流端子との間に接続された電源と、を備えた電力変換システムにおいて、
前記負荷の力行動作モード及び回生動作モードに応じて、前記スイッチング素子または環流ダイオードの電流容量を変えることを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
前記スイッチング素子または環流ダイオードの並列数を変更することにより、これらの素子の電流容量を変えるものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載した電力変換システムにおいて、
前記負荷の力行動作モード及び回生動作モードに応じて、前記電源を前記負荷の中性点と前記電力変換装置の正側直流端子または負側直流端子との間に接続するためのスイッチを備えたものである。

本発明によれば、電力変換装置を構成する半導体素子の上下アームにおける並列数を変える等の方法により、各半導体素子に最適な電流容量の素子を用いることができ、必要以上の電流容量を持つ半導体素子を一律に並列接続する場合に比べて、電流利用率の向上、コストの低減や装置の小型化が可能になる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すものである。図１（ａ）は本実施形態の全体構成を示すもので、図７（ａ）と同一であるが、以下に述べるように半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚの構成が異なっている。なお、Ｐは電力変換装置の正側直流端子、Ｎは負側直流端子である。
図１（ｂ）は、図１（ａ）における一相分の上下アームの半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの構成を直流中間コンデンサＣ_ｄと共に示してある。なお、他の半導体スイッチＱ_ｖ，Ｑ_ｙ及びＱ_ｗ，Ｑ_ｚの構成も図１（ｂ）と同様であるため、図示を省略する。

図１（ｂ）において、上アームの半導体スイッチＱ_ｕは、ｍ個の半導体スイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｕｍとｎ個の環流ダイオードＤ_ｕ１〜Ｄ_ｕｎとを全て並列に接続して構成されている。ここで、スイッチング素子及び環流ダイオードの個数（並列数）については、ｍ＜ｎの関係がある。
他方、下アームの半導体スイッチＱ_ｘは、ｎ個の半導体スイッチング素子Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎとｍ個の環流ダイオードＤ_ｘ１〜Ｄ_ｘｍとを全て並列に接続して構成されている。

図７の従来技術でも説明したように、図１（ａ）の回路では、直流電流ｉ_ｄ／３の重畳により三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形が正負で非対称となる。従って、図９のように、同数のスイッチング素子及び環流ダイオードを上下アームで対称に配置する必要はなく、電流がより多く流れるアーム側のスイッチング素子または環流ダイオードの素子１個当たりの電流責務を低減するように、上下アームでスイッチング素子及び環流ダイオードの数を異ならせても支障はない。

ここで、図１（ｃ）は図１（ｂ）に対応する一相分（Ｕ相）の回路であり、上アームのスイッチング素子Ｕ−ＩＧＢＴは図１（ｂ）のスイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｕｍを、環流ダイオードＵ−ＦＷＤは同じく環流ダイオードＤ_ｕ１〜Ｄ_ｕｎを、下アームのスイッチング素子Ｘ−ＩＧＢＴは同じくスイッチング素子Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎを、環流ダイオードＸ−ＦＷＤは同じく環流ダイオードＤ_ｘ１〜Ｄ_ｘｍを、それぞれまとめて表したものである。
図１（ｄ）に示すように、力行動作時には、上アームの環流ダイオードＵ−ＦＷＤ及び下アームのスイッチング素子Ｘ−ＩＧＢＴに流れる電流が他の半導体素子よりも多くなるので、図１（ｂ）の如く、上アームにはｍ個のスイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｕｍよりも多いｎ個の環流ダイオードＤ_ｕ１〜Ｄ_ｕｎを接続し、下アームには、ｍ個の環流ダイオードＤ_ｘ１〜Ｄ_ｘｍよりも多いｎ個のスイッチング素子Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎを接続してある。

これにより、個々の半導体素子について見れば、上アームでは個々の環流ダイオードとして電流容量がｍ／ｎの素子を使用することができ、下アームでは個々のスイッチング素子として電流容量がｍ／ｎの素子を使用することができる。つまり、図９のように電流容量に余裕を見て、上下アームにつき同一電流容量の多数の半導体スイッチＱ_ｕ１〜Ｑ_ｕｎ，Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎを一律に並列接続する場合に比べて、各半導体素子の電流利用率を高めると共にコストの低減や装置全体の小型化を図ることができる。
なお、スイッチング素子及び環流ダイオードの並列数ｍ，ｎは、相電流の大きさや半導体素子の電流容量に応じて任意に選択可能である。

この実施形態は、特に回生機能を持たないシステムに対して有効であるが、図８に示したように回生動作時には、上アームのスイッチング素子Ｕ−ＩＧＢＴ及び下アームの環流ダイオードＸ−ＦＷＤに流れる電流が他の半導体素子よりも多くなるので、上アームのスイッチング素子を所定容量にしてその数を環流ダイオードよりも多くし、下アームの環流ダイオードを所定容量にしてその数をスイッチング素子の数よりも少なくすれば良い。

次に、図２は本発明の第２実施形態を示す回路構成図であり、図２（ａ）は全体構成図、図２（ｂ）は図２（ａ）における一相分の上下アームの半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの構成を直流中間コンデンサＣ_ｄと共に示した図である。なお、図２（ｂ）は図１（ｂ）と同一である。

この実施形態では、図２（ａ）に示すように、電力変換装置１００Ｂの正側直流端子Ｐ及び負側直流端子Ｎと負荷Ｍの中性点との間に第１，第２のスイッチＳ_１，Ｓ_２が設けられており、第１のスイッチＳ_１を閉じて第２のスイッチＳ_２を開くことで直流電源ＰＳが負側直流端子Ｎと負荷Ｍの中性点との間に接続され、第１のスイッチＳ_１を開いて第２のスイッチＳ_２を閉じることで直流電源ＰＳが正側直流端子Ｐと負荷Ｍの中性点との間に接続されるようになっている。

図３，図４はこの実施形態の動作を示すもので、それぞれ力行動作モード、回生動作モードに対応しており、図３（ａ），図４（ａ）は各スイッチＳ_１，Ｓ_２の動作状態を、図３（ｂ），図４（ｂ）は三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形を示している。
また、図３（ｃ），図４（ｃ）は一相分の上下アームの半導体スイッチＱ_ｕ，Ｑ_ｘの構成を示し、第１実施形態と同様に、上アームの半導体スイッチＱ_ｕは、図２（ｂ）のｍ個のスイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｕｍからなるスイッチング素子Ｕ−ＩＧＢＴと、ｎ個の環流ダイオードＤ_ｕ１〜Ｄ_ｕｎからなる環流ダイオードＵ−ＦＷＤとから構成され、下アームの半導体スイッチＱ_ｘは、図２（ｂ）のｎ個のスイッチング素子Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎからなるスイッチング素子Ｘ−ＩＧＢＴと、ｍ個の環流ダイオードＤ_ｘ１〜Ｄ_ｘｍからなる環流ダイオードＸ−ＦＷＤとから構成されている。
更に、図３（ｄ），図４（ｄ）はＵ相電流ｉ_ｕと各半導体素子の電流とを示す波形図である。

図３（ａ）は、力行動作時に、第１のスイッチＳ_１を閉じて第２のスイッチＳ_２を開くことを表しており、回路構成としては図１の回路と等価になる。その動作も、図１の回路と同様であり、負荷Ｍに三相交流電力を供給すると、図３（ｂ）に示すような三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが流れる。このとき、三相交流電流には直流電流ｉ_ｄ／３が負方向に重畳するので、三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗの波形は正負で非対称となる。

また、図３（ｃ）の各半導体素子に流れる電流は、図３（ｄ）に示すように上アームの環流ダイオードＵ−ＦＷＤ及び下アームのスイッチング素子Ｘ−ＩＧＢＴに流れる電流が他の半導体素子よりも多くなる。しかし、図２（ｂ）の如く、上アームにはｍ個のスイッチング素子Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｕｍよりも多いｎ個の環流ダイオードＤ_ｕ１〜Ｄ_ｕｎを接続し、下アームには、ｍ個の環流ダイオードＤ_ｘ１〜Ｄ_ｘｍよりも多いｎ個のスイッチング素子Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎを接続してあるため、第１実施形態と同様に、上アームでは個々の環流ダイオードの電流容量がｍ／ｎで済み、下アームでは個々のスイッチング素子の電流容量がｍ／ｎで済むことになり、各素子の電流利用率の向上やコストの低減等が可能になる。

図４（ａ）は、回生動作時に、第１のスイッチＳ_１を開いて第２のスイッチＳ_２を閉じることを表している。このとき、負荷Ｍには図４（ｂ）に示すような三相交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが流れる。
図４（ｂ）では、負荷Ｍに流れる電流の方向が図３（ｂ）と同じであるため、三相交流電流には直流電流ｉ_ｄ／３が負方向に重畳してその波形も図３（ｂ）と同一になる。

従って、図４（ｃ）の各半導体素子に流れる電流は、図４（ｄ）に示すように上アームの環流ダイオードＵ−ＦＷＤ及び下アームのスイッチング素子Ｘ−ＩＧＢＴに流れる電流が他の半導体素子よりも多くなり、図３（ｄ）と同様になる。よって、力行動作時と同様の作用効果を得ることができる。

なお、この実施形態における第１，第２のスイッチＳ_１，Ｓ_２は、半導体素子を用いた電子スイッチや電磁接触器等の機械スイッチの何れでも良い。また、両方のスイッチＳ_１，Ｓ_２を連動スイッチにより構成しても良い。
本実施形態によれば、スイッチの切替によって力行動作モード、回生モードの何れの場合にも各半導体素子の電流利用率を向上させることができる。

本発明の第１実施形態を示す回路構成図及び動作説明図である。 本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。 第２実施形態の力行動作モードにおける動作説明図である。 第２実施形態の回生動作モードにおける動作説明図である。 従来技術の回路構成図及び動作説明図である。 従来技術の回路構成図である。 従来技術の回路構成図及び力行動作モードにおける動作説明図である。 従来技術の回路構成図及び回生動作モードにおける動作説明図である。 図７，図８に示した従来技術の課題を解決するための回路構成図である。

符号の説明

１００Ｂ：電力変換装置
Ｐ：正側直流端子
Ｎ：負側直流端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：出力端子
Ｍ：負荷
ＰＳ：直流電源
Ｃ_ｄ：直流中間コンデンサ
Ｑ_ｕ，Ｑ_ｖ，Ｑ_ｗ，Ｑ_ｘ，Ｑ_ｙ，Ｑ_ｚ：半導体スイッチ
Ｑ_ｕ１〜Ｑ_ｕｍ，Ｑ_ｘ１〜Ｑ_ｘｎ：半導体スイッチング素子
Ｄ_ｕ１〜Ｄ_ｕｎ，Ｄ_ｘ１〜Ｄ_ｘｍ：環流ダイオード
Ｓ_１，Ｓ_２：スイッチ

Claims (3)

1. 複数の半導体スイッチング素子及びこれらのスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された環流ダイオードを有する電力変換装置と、この電力変換装置の出力端子に接続された負荷と、この負荷の中性点と前記電力変換装置の正側直流端子または負側直流端子との間に接続された電源と、を備えた電力変換システムにおいて、
   前記負荷の力行動作モード及び回生動作モードに応じて、前記スイッチング素子または環流ダイオードの電流容量を変えることを特徴とする電力変換システム。
2. 請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
   前記スイッチング素子または環流ダイオードの並列数を変更することにより、これらの素子の電流容量を変えることを特徴とする電力変換システム。
3. 請求項１または請求項２に記載した電力変換システムにおいて、
   前記負荷の力行動作モード及び回生動作モードに応じて、前記電源を前記負荷の中性点と前記電力変換装置の正側直流端子または負側直流端子との間に接続するためのスイッチを備えたことを特徴とする電力変換システム。

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