JP2006187140A

JP2006187140A - コンバータ電源回路

Info

Publication number: JP2006187140A
Application number: JP2004378823A
Authority: JP
Inventors: Hideki Hirozawa; 秀樹廣澤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2004-12-28
Filing date: 2004-12-28
Publication date: 2006-07-13
Anticipated expiration: 2024-12-28
Also published as: JP4672363B2

Abstract

【課題】力率改善コンバータを電流不連続モードで動作させつつ、大電力に対応可能とする。
【解決手段】整流された交流電源１０１を平滑化するローパスフィルタ１０３と、出力平滑コンデンサ１１２との間に、チョークコイルＬと、順方向ダイオードＤの直列接続と、チョークコイルＬとダイオードＤの接続点とアース間に接続されたスイッチングトランジスタで構成される単位チョッパ回路を複数並列に接続し、出力平滑コンデンサの端子電圧が一定となるように、各スイッチングトランジスタを選択的に、同じ周波数でかつ、駆動タイミングが重ならないような異なる位相の駆動信号で多相駆動するように構成した。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流電源を整流平滑化した電圧を昇圧チョッパで昇圧し、平滑コンデンサで平滑した後、負荷に供給するように構成される力率改善コンバータ型のコンバータ電源に関し、特に簡単な回路構成でマルチフェーズ駆動を可能にしたコンバータ電源回路に関する。

一般に、力率改善コンバータ（ＰＦＣ：Power Factor Correction）は、動作方式として大別すると電流不連続モードと、電流連続モードの２方式が存在し、負荷電力の大きさによって使い分けをしている。

すなわち、小・中電力用には電流不連続モードが適用され、中・大電力用には電流連続モードが適用されるのが一般である。電流不連続モードは、ノイズの発生が少ないという特徴があり、電流連続モードではスイッチングトランジスタの動作がハードスイッチングとなってノイズ発生が大きくなるという特徴を備えている。

昨今の電子機器においては、消費電力の小さな機器から大きな機器まで、多種にわたっており、それぞれに対応した電源回路を適用している。

しかしながら、電子機器においては、小さな電力消費の状態から、大きな電力を消費する状態に動作状態が切換えられるものも存在し、広い電力範囲に対応する電源回路が求められことがある。

また、一方でコスト削減の面から回路の共通化ということも考慮されており、同一回路で広範囲な電力範囲に対応する電源回路の実現も要望されている。

電源回路に力率改善コンバータを適用した場合、前述したように消費電力の大小で動作モードを変える必要があり、大電力に対応した電流連続モードでは、ノイズの発生が多くなるため、その影響を受け易い例えばテレビジョン受像機に適用するには好ましいとは言えない。すなわち、ノイズが映像信号あるいは音声信号に混入すると、表示画像の質が低下したり、画像が乱れたりすることがあり、音声ではノイズが耳障りになることがあり、音声が聞き取り難くなることがある。

また、電流連続モードでは、ＥＭＣ（Electromagnetic Compatibility）を損なう虞があり、他の機器に妨害を与えるノイズを発生することもある。

したがって、ノイズの発生の少ない電流不連続モードで大きな電力を提供することができる電源回路の実現が強く要望されているが、いまだ実現されない状況にある。

力率改善コンバータとして、従来から多くの提案がなされており、例えば特許文献１には、力率改善コンバータと、直流−直流スイッチング電源を組み合わせて高調波電流を抑制した提案が開示されているが、広範囲な消費電力に対応するものではない。
特開２００２−１０１６６０号公報

以上のように、従来、力率改善コンバータでは、大電力を出力可能な電流連続モードで動作させると、多くのノイズが発生するため、ノイズの影響を受け易い機器に適用したり、そばにノイズの影響を受ける機器が存在する環境で使用することは避ける必要があった。

この発明は、以上の点に対処してなされたものであり、電流不連続モードで動作して、かつ大電力に対応可能なコンバータ電源回路を提供することを目的とする。

この発明に係るコンバータ電源回路は、交流電源と、この交流電源を直流化する整流平滑手段と、この整流平滑手段の出力端に並列に接続された昇圧チョッパと、この昇圧チョッパの出力を平滑して負荷に供給する平滑コンデンサとで構成されるコンバータ電源回路において、前記昇圧チョッパが、チョークコイルと順方向ダイオードの直列接続及び前記チョークコイルとダイオードの接続点と基準電位点間に接続されたスイッチング素子とでなる単位回路を前記整流平滑手段と平滑コンデンサの間に複数回路並列接続されたものとして構成され、さらに前記複数のスイッチング素子を、前記平滑コンデンサの端子電圧が所定の値となるように、一定の周波数でかつ相互に異なる位相の駆動信号によってスイッチングさせる制御手段を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、大消費電力に対応したノイズ発生の少ない、コンバータ電源回路を実現できるものである。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明のコンバータ電源回路の回路ブロック図である。

図１において、コンバータ電源回路１００は、交流電源１０１を整流する全波整流器１０２と、全波整流器１０２の出力を平滑化するローパスフィルタ１０３を備える。ローパスフィルタ１０３は、全波整流器１０２の出力端に直列に接続されたチョークコイル１０４とこのチョークコイル１０４の両端と基準電位点（接地点）との間にそれぞれ接続されたコンデンサ１０５，１０６とで構成される。

ローパスフィルタ１０３の出力は、チョッパ回路群１０７に接続される。チョッパ回路群１０７は、例えば並列に接続された４個のチョッパ回路１０８，１０９，１１０，１１１で構成され、各チョッパ回路１０８〜１１１は全く同一の回路として構成されている。

すなわち、チョッパ回路は、ローパスフィルタ１０３の出力端に直列に接続されたチョークコイルＬ（１〜４）とこのチョークコイルＬにアノードが接続された順方向ダイオードＤ（１〜４）の直列接続と、チョークコイルＬとダイオードＤの接続点と基準電位点との間にそのドレイン−ソース間が接続されたスイッチングトランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）Ｑ（１〜４）でなる。

各チョッパ回路１０８〜１１１のダイオードＤ１〜Ｄ４のカソードは、平滑コンデンサ１１２と負荷１１３の並列接続を介して基準電位点に接続されている。

さらにまた、平滑コンデンサ１１２の端子電圧を検出する電圧検出部１１４が設けられ、平滑コンデンサ１１２の端子電圧と基準電圧Ｖｒとの差を検出する。

電圧検出部１１４の検出結果は、制御回路１１５に供給され、制御回路１１５は、検出された差電圧値に基づいて駆動回路１１６を制御する。駆動回路１１６は、チョッパ回路１０８〜１１１のスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４をオンオフさせる駆動信号を出力するもので、各スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４は、電圧検出部１１４の検出結果に応じた所定のタイミングでオンオフが切換えられる。

駆動回路１１６から出力される駆動信号は、それぞれ同一周波数で位相のみが異なる信号であり、それによって各スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４をオン期間が重ならないように駆動する。

さらに、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が低ければ、全てのチョッパ回路１０８〜１１１が動作するように全てのスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４を駆動し、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が高くなれば、全てのチョッパ回路を動作させず、例えば３個のチョッパ回路のみを動作させたり、２個のチョッパ回路で対応するように駆動する。

各チョッパ回路１０８〜１１１の個々の回路自体は、周知の回路であり詳細な説明は省略するが、簡単に動作を説明すると、スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４がオンの期間に、チョークコイルＬ１〜Ｌ４に蓄えられたエネルギーが、スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４がオフになったときに、入力電圧に重畳されて平滑コンデンサ１１２に供給されるように動作するものである。

図２は、電圧検出部１１４の検出結果に応じて、駆動回路１１６から出力される駆動信号を説明するために示すタイミングチャートである。

図２（ａ）は、平滑コンデンサ１１２の端子電圧が、基準電圧Ｖｒよりかなり低い場合の駆動信号を示すものである。すなわち、この状態では、駆動回路１１６は、全てのチョッパ回路１０８〜１１１を動作させるべく、各スイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４を駆動する駆動信号を出力する。

すなわち、いわゆる４相駆動状態で動作させるものである。各駆動信号は、同じ周期ｔｓを有するが、位相の異なるパルス列であり、互いに重なることのないタイミングで立ち上がってスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ４をオンさせる。各駆動信号が立ち上がるタイミングは、１サイクルを３６０度とした場合、それぞれ９０度位相の異なるタイミングとなる。

図２（ｂ）は、チョッパ回路１０８〜１１０のみを動作させるようにした、いわゆる３相駆動状態の際の駆動信号を示すものであり、４番目の駆動信号は全く出力されていない。３相駆動の場合には、１２０度位相の異なるタイミングでスイッチングトランジスタＱ１〜Ｑ３がオンとなるように駆動される。

図２（ｃ）は、チョッパ回路１０８と１１０のみを動作させるようにしたいわゆる２相駆動状態の際の駆動信号を示すものであり、２番目と４番目の駆動信号は全く出力されていない。２相駆動の場合には、１８０度位相の異なるタイミングでスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ３がオンとなるように駆動される。

図３は、図１に示すコンバータ電源回路１００の動作を説明するために示す特性図であり、横軸は時間（ｔ）を示し、縦軸は電圧（Ｖ）及び電流（Ｉ）を示す。

図３において、ｉｉｎは、ローパスフィルタ１０３によって、平均化され正弦波に近づいた（力率改善された）交流電流を示す。また、ｉＬは、各チョッパ回路１０８〜１１１のチョークコイルＬ１〜Ｌ４の電流が合成された電流波形を示す。さらにＶｉｎは、交流電源１０１から出力される電圧の波形で例えば５０Ｈｚの１／２周期を示すものである。さらに、Ｖｏｕｔは、出力電圧であり平滑コンデンサ１１２の端子電圧を示す。

図４は、チョッパ回路によるリップル電流の低減比率を示すものであり、この場合、図１と同様のチョッパ回路が、図１に対してさらに２個並列に追加接続されたものを想定している。図４は横軸にデューティサイクルを示し、縦軸は入力電流値を示している。

チョッパ回路が１個の場合（ＮＰＨ＝１）に比して、チョッパ回路を２個駆動させた場合（ＮＰＨ＝２）には、リップル電流は１／２になり、チョッパ回路を３個駆動させ場合（ＮＰＨ＝３）には、リップル電流は１／３になることが示されている。また、チョッパ回路を４個駆動させた場合（ＮＰＨ＝４）、チョッパ回路を５個駆動させた場合（ＮＰＨ＝５）及びチョッパ回路を６個駆動させた場合（ＮＰＨ＝６）に、リップル電流はそれぞれ１／４，１／５，１／６になることが示されている。

次に、以上説明した本発明に係わるコンバータ電源回路１００の効果を説明する。まず、平滑コンデンサ１１２のリップル電流が低減することが挙げられる。これは、例えばチョッパ回路を２個駆動した場合には、チョッパ回路を１個で構成して駆動周波数を２倍にしたものと同等であり、チョッパ回路を４個駆動した場合には、駆動周波数を４倍にしたものと同等である。

次に、負荷変動応答特性が早くなるという効果を有する。これも、例えばチョッパ回路を２個駆動した場合には、チョッパ回路を１個で構成して駆動周波数を２倍にしたものと同等であり、チョッパ回路を４個駆動した場合には、駆動周波数を４倍にしたものと同等である。

さらに、出力の電圧リップルが低減するという効果がある。これも、例えばチョッパ回路を２個駆動した場合には、チョッパ回路を１個で構成して駆動周波数を２倍にしたものと同等であり、チョッパ回路を４個駆動した場合には、駆動周波数を４倍にしたものと同等である。

さらに、チョッパ回路を複数用いることによって、電流が各回路に分散して流れることになるため、部品１個あたりの電流が少なくなる。また、各回路部品の発熱量が少なくなり、耐熱定格の低い部品を使うことが可能になる。また放熱板を適用する場合にも、高い放熱効果を発揮するものでなくてもかまわないので低コストで回路を構成することができるという効果がある。

以上説明したこの発明に係わるコンバータ電源回路おける最も大きな効果は、同一回路構成のチョッパ回路の数を増やすことだけで、電流不連続モードでの大電力対応が可能になるということである。

すなわち、チョッパ回路個々においては、電流不連続モードで動作するが、複数のチョッパ回路が並列に接続されて、それらが異なる位相で動作するため、各チョッパ回路の出力を合成すれば、大きな電力が出力されることになる。すなわち、ノイズの発生の少ない大電力に対応したコンバータ電源回路が得られるものである。

次に、この発明のコンバータ電源回路の他の実施の形態を図５のタイミングチャートを参照して説明する。この実施の形態では、駆動回路１１６から出力される駆動信号の発生タイミングを微変動させるようにしたものである。

すなわち、図５（ａ）は、２相駆動状態の際に、１番目の駆動信号の立上がりタイミングを３周期で元に戻るように微変動させるようにしたものである。最初の駆動信号間の間隔が標準のｔｓよりｔ０だけ短く設定され、次の駆動信号間の間隔が標準のｔｓであり、次の駆動信号間の間隔が標準のｔｓよりｔ０だけ長くなるように設定されている。以降それが繰り返される。

このように、駆動信号の発生タイミングを微変動させることにより、その周波数スペクトラムが、標準周波数で極端なピークとならず、幅を持ったものとなるため、ノイズの発生を抑制することができるものである。

図５（ｂ）は、２相駆動の駆動信号の２番目の信号の立上がりタイミングを、１周期毎に交互に微変動させるようにしたものである。すなわち、最初の駆動信号間の間隔が標準のｔｓよりｔ０だけ短く設定され、次の駆動信号間の間隔が標準のｔｓよりｔ０だけ長くなるように設定されている。以降それが繰り返される。

図５（ｂ）に示すように、駆動信号の発生タイミングを修正することで図５（ａ）と同様に、駆動信号の周波数スペクトラムが極端なピークとならず幅を持ったものとなるため、ノイズの発生を抑制することができるものである。

以上説明したように本発明のコンバータ電源回路によれば、力率改善コンバータのチョッパ回路部分を複数個並列に接続して、各チョッパ回路を所定周波数で、かつオン期間が重なることのない位相の異なる駆動信号で駆動して、各チョッパ回路の出力を合成して出力電源として供給するようにしたため、電流不連続モードで動作させながら、大電力に対応した回路を実現させることができるようになる。

また、回路構成も、チョークコイルとダイオードとスイッチングトランジスタで構成される単位チョッパ回路を、並列に複数個接続するだけであるため、製造も簡単でコストも低く抑えることが可能である。

さらに、駆動回路も、単一周波数の駆動信号を、位相を変えて出力するだけであるので、複雑な構成を必要としないという効果を奏するものである。

なお、本発明はその趣旨を逸脱しない範囲で、種々変形可能であり、並列接続するチョッパ回路はの数は、実施の形態で説明したような４個あるいは６個に限定されるものではない。

この発明に係わるコンバータ電源回路の一実施の形態を説明するために示す回路構成図。図１に示すコンバータ電源回路の動作を説明するために示すタイミング図。図１に示すコンバータ電源回路の動作を説明するために示す特性図。図１に示すコンバータ電源回路の動作を説明するために示す特性図。この発明に係わるコンバータ電源回路の他の実施の形態の動作を説明するために示すタイミング図。

符号の説明

１００…コンバータ電源回路
１０１…交流電源
１０２…全波整流器
１０３…ローパスフィルタ
１０７…チョッパ回路群
１０８，１０９，１１０，１１１…チョッパ回路
１１２…平滑コンデンサ
１１３…負荷
１１４…電圧検出部
１１５…制御回路
１１６…駆動回路

Claims

交流電源と、この交流電源を直流化する整流平滑手段と、この整流平滑手段の出力端に並列に接続された昇圧チョッパと、この昇圧チョッパの出力を平滑して負荷に供給する平滑コンデンサとで構成されるコンバータ電源回路において、
前記昇圧チョッパが、チョークコイルと順方向ダイオードの直列接続及び前記チョークコイルとダイオードの接続点と基準電位点間に接続されたスイッチング素子とでなる単位回路を前記整流平滑手段と平滑コンデンサの間に複数回路並列接続されたものとして構成され、
さらに前記複数のスイッチング素子を、前記平滑コンデンサの端子電圧が所定の値となるように、一定の周波数でかつ相互に異なる位相の駆動信号によってスイッチングさせる制御手段を備えたことを特徴とするコンバータ電源回路。
前記制御手段は、特定のスイッチング素子に供給す駆動信号の位相を所定周期で変動させるものであることを特徴とする請求項１に記載のコンバータ電源回路。