JP2003230282A - インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 - Google Patents
インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置Info
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- JP2003230282A JP2003230282A JP2002022947A JP2002022947A JP2003230282A JP 2003230282 A JP2003230282 A JP 2003230282A JP 2002022947 A JP2002022947 A JP 2002022947A JP 2002022947 A JP2002022947 A JP 2002022947A JP 2003230282 A JP2003230282 A JP 2003230282A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 モータ制御用、電力変換装置などに使用され
るインバータ制御方法において、交流電源に対し振幅を
任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能で
あること、また、変圧器との組合せにより昇圧あるいは
降圧することを目的とする。 【解決手段】 インバータ制御装置１はダイオード２と
逆並列に接続したスイッチング素子３を上下に直列接続
したアーム３つを相互に並列接続し、リアクトル４を交
流電源５とインバータ制御装置１間及び負荷６とインバ
ータ制御装置１間にそれぞれ配し、前記アームの両端、
交流電源５及び負荷６と並列に配したコンデンサ７を有
する構成とし、前記アーム３本はフルブリッジコンバー
タ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム
９、フルブリッジインバータ専用アーム１０として各個
別の変調率で動作することにより、交流電源５に対し任
意の振幅で、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
可能とする作用効果が得られる。
るインバータ制御方法において、交流電源に対し振幅を
任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能で
あること、また、変圧器との組合せにより昇圧あるいは
降圧することを目的とする。 【解決手段】 インバータ制御装置１はダイオード２と
逆並列に接続したスイッチング素子３を上下に直列接続
したアーム３つを相互に並列接続し、リアクトル４を交
流電源５とインバータ制御装置１間及び負荷６とインバ
ータ制御装置１間にそれぞれ配し、前記アームの両端、
交流電源５及び負荷６と並列に配したコンデンサ７を有
する構成とし、前記アーム３本はフルブリッジコンバー
タ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム
９、フルブリッジインバータ専用アーム１０として各個
別の変調率で動作することにより、交流電源５に対し任
意の振幅で、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
可能とする作用効果が得られる。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源の過剰な
電圧を下げ安定化させる機能と、消費電力を小さくする
機能を有する、家庭用あるいは業務用インバータ装置の
制御方法に関する。
電圧を下げ安定化させる機能と、消費電力を小さくする
機能を有する、家庭用あるいは業務用インバータ装置の
制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、環境破壊や地球温暖化を防止する
という観点から電力の有効利用及び省エネルギー化が可
能でかつ、供給される電圧の安定化を図るインバータ制
御方法が求められている。
という観点から電力の有効利用及び省エネルギー化が可
能でかつ、供給される電圧の安定化を図るインバータ制
御方法が求められている。
【０００３】従来のこの種のインバータ制御方法につい
て、図１５〜図１７を参照しながら説明する。図１５に
示すものは、特開平１０−４２５５９号公報に記載され
た昇降圧形電力調整装置で、ダイオード２０ａと２０
ｂ、２０ｃと２０ｄ、２０ｅと２０ｆからなる第１から
第３の直列回路を並列接続して構成される回路の２０ａ
から２０ｆにはそれぞれスイッチング素子２１ａから２
１ｆを逆並列に接続し、第１直列回路の接続点からリア
クトル２２ａを介して、交流電源２３の一方の端子を、
第３直列回路の接続点からリアクトル２２ｂを介して、
負荷２４の一方の端子を、第２直列回路の接続点には交
流電源２３、負荷２４の各他方の端子をそれぞれ接続
し、さらに、交流電源２３、負荷２４と並列にそれぞれ
コンデンサ２５ａ、２５ｂを接続し、また、コンデンサ
２５ｃは一方をダイオード２０ａのカソード側と接続
し、他方をダイオード２０ｂのアノード側と接続して構
成される。この様な構成において図１６、図１７のタイ
ミングチャートにあるような制御方法で、交流電源に対
して同位相かつ電圧振幅の任意出力、すなわち昇圧動
作、降圧動作を実現している。
て、図１５〜図１７を参照しながら説明する。図１５に
示すものは、特開平１０−４２５５９号公報に記載され
た昇降圧形電力調整装置で、ダイオード２０ａと２０
ｂ、２０ｃと２０ｄ、２０ｅと２０ｆからなる第１から
第３の直列回路を並列接続して構成される回路の２０ａ
から２０ｆにはそれぞれスイッチング素子２１ａから２
１ｆを逆並列に接続し、第１直列回路の接続点からリア
クトル２２ａを介して、交流電源２３の一方の端子を、
第３直列回路の接続点からリアクトル２２ｂを介して、
負荷２４の一方の端子を、第２直列回路の接続点には交
流電源２３、負荷２４の各他方の端子をそれぞれ接続
し、さらに、交流電源２３、負荷２４と並列にそれぞれ
コンデンサ２５ａ、２５ｂを接続し、また、コンデンサ
２５ｃは一方をダイオード２０ａのカソード側と接続
し、他方をダイオード２０ｂのアノード側と接続して構
成される。この様な構成において図１６、図１７のタイ
ミングチャートにあるような制御方法で、交流電源に対
して同位相かつ電圧振幅の任意出力、すなわち昇圧動
作、降圧動作を実現している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のイン
バータ制御方法では、交流電源の位相に対して同位相の
出力電圧しか得られないという課題がある。
バータ制御方法では、交流電源の位相に対して同位相の
出力電圧しか得られないという課題がある。
【０００５】また、入力電流の歪みが大きいので、フィ
ルタ用のリアクトルが大きく、装置の大型化及び重量が
増加するという課題がある。
ルタ用のリアクトルが大きく、装置の大型化及び重量が
増加するという課題がある。
【０００６】さらに、交流電源のゼロクロス付近でスイ
ッチング素子のデューティ変化を大きく変化させる必要
がある為、制御上ゼロクロス検出は高精度検出を要求さ
れ、コストが高くなるという課題がある。
ッチング素子のデューティ変化を大きく変化させる必要
がある為、制御上ゼロクロス検出は高精度検出を要求さ
れ、コストが高くなるという課題がある。
【０００７】また、変圧器と組み合わせた際、すなわち
インバータ制御方法を節電装置に応用した際には、交流
電源を昇圧のみあるいは降圧のみのいずれか一方の制御
しかできず、負荷側に対して安定した電源供給ができな
いという課題がある。
インバータ制御方法を節電装置に応用した際には、交流
電源を昇圧のみあるいは降圧のみのいずれか一方の制御
しかできず、負荷側に対して安定した電源供給ができな
いという課題がある。
【０００８】本発明は上記課題を解決するもので、第１
の目的は、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能なインバータ制御方法を提供する
ことにある。
の目的は、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能なインバータ制御方法を提供する
ことにある。
【０００９】第２の目的は、スイッチング素子のデュー
ティ変化を滑らかにし、入力電流の歪みを抑え、フィル
タ用のリアクトルの小型、軽量化が可能で高精度のゼロ
クロス検出を必要としないインバータ制御方法を提供す
ることにある。
ティ変化を滑らかにし、入力電流の歪みを抑え、フィル
タ用のリアクトルの小型、軽量化が可能で高精度のゼロ
クロス検出を必要としないインバータ制御方法を提供す
ることにある。
【００１０】第３の目的は、変圧器を用いた節電装置に
おいて、交流電源の電圧低下が発生した際には昇圧し、
電圧上昇した際には降圧して供給することにある。
おいて、交流電源の電圧低下が発生した際には昇圧し、
電圧上昇した際には降圧して供給することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ制御
方法は上記目的を達成するために、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方と
の間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷
の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源
および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成の
インバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する
装置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジ
コンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用ア
ーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作さ
せ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバー
タ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した
変調率で動作させる構成としたものである。
方法は上記目的を達成するために、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方と
の間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷
の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源
および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成の
インバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する
装置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジ
コンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用ア
ーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作さ
せ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバー
タ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した
変調率で動作させる構成としたものである。
【００１２】本発明によれば、出力電圧を連続可変で
き、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバ
ータ制御方法が得られる。
き、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバ
ータ制御方法が得られる。
【００１３】また、交流電源の位相に対し、振幅を任意
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
得る構成としたものである。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
得る構成としたものである。
【００１４】本発明によれば、出力電圧を連続可変で
き、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバ
ータ制御方法が得られる。
き、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバ
ータ制御方法が得られる。
【００１５】次に、交流電源及び負荷の間に１次巻線を
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたものである。
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたものである。
【００１６】本発明によれば、前記節電装置において、
出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるい
は高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるい
は高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
【００１７】また、前記節電装置において、交流電源の
位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆
位相のインバータ出力を得るインバータ制御方法を使用
する構成としたものである。
位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆
位相のインバータ出力を得るインバータ制御方法を使用
する構成としたものである。
【００１８】本発明によれば、前記節電装置において、
出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるい
は高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるい
は高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】本発明は、スイッチング素子と逆
並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜
第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端
にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの
直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームの
ダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２
直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との
間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の
他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源お
よび負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のイ
ンバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装
置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコ
ンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アー
ム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作さ
せ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバー
タ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した
変調率で動作させる構成としたものであり、出力電圧を
連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制
御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能な装置の制
御方法を得ることができるという作用を有する。
並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜
第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端
にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの
直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームの
ダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２
直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との
間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の
他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源お
よび負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のイ
ンバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装
置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコ
ンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アー
ム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作さ
せ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバー
タ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した
変調率で動作させる構成としたものであり、出力電圧を
連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制
御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能な装置の制
御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２０】また、交流電源の位相に対し、振幅を任意
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が
可能な構成としたものであり、出力電圧を連続可変で
き、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同
位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能な装置の制
御方法を得ることができるという作用を有する。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が
可能な構成としたものであり、出力電圧を連続可変で
き、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同
位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能な装置の制
御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２１】次に、交流電源及び負荷の間に１次巻線を
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたものであり、出力電圧を連続可変で
き、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の
電圧を補償することができる節電装置の制御方法を得る
ことができるという作用を有する。
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたものであり、出力電圧を連続可変で
き、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の
電圧を補償することができる節電装置の制御方法を得る
ことができるという作用を有する。
【００２２】また、前記節電装置において、交流電源の
位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆
位相のインバータ出力を可能とする構成としたものであ
り、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あ
るいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる
という作用を有する。
位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆
位相のインバータ出力を可能とする構成としたものであ
り、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あ
るいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる
という作用を有する。
【００２３】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
【００２４】（実施例１）以下、本発明の第１実施例に
ついて図１〜図７を参照しながら説明する。
ついて図１〜図７を参照しながら説明する。
【００２５】図１にインバータ制御装置１の回路図を示
す。図において、ダイオード２ａと逆並列にスイッチン
グ素子３ａ、ダイオード２ｂと逆並列にスイッチング素
子３ｂ、ダイオード２ｃと逆並列にスイッチング素子３
ｃ、ダイオード２ｄと逆並列にスイッチング素子３ｄ、
ダイオード２ｅと逆並列にスイッチング素子３ｅ、ダイ
オード２ｆと逆並列にスイッチング素子３ｆを接続し、
ダイオード２ａ、２ｂの接続点からリアクトル４ａに、
ダイオード２ｃ、２ｄの接続点からそれぞれリアクトル
４ｂ及びリアクトル４ｃに、ダイオード２ｅ、２ｆの接
続点からリアクトル４ｄにそれぞれ接続している。さら
にリアクトル４ａ及びリアクトル４ｂは交流電源５に接
続し、リアクトル４ｃ及びリアクトル４ｄは負荷６に接
続する。また、コンデンサ７ａは交流電源５と並列に接
続し、コンデンサ７ｂは負荷６と並列に接続し、コンデ
ンサ７ｃは一方をダイオード２ａのカソード側と接続
し、他方をダイオード２ｂのアノード側にそれぞれ接続
して構成する。
す。図において、ダイオード２ａと逆並列にスイッチン
グ素子３ａ、ダイオード２ｂと逆並列にスイッチング素
子３ｂ、ダイオード２ｃと逆並列にスイッチング素子３
ｃ、ダイオード２ｄと逆並列にスイッチング素子３ｄ、
ダイオード２ｅと逆並列にスイッチング素子３ｅ、ダイ
オード２ｆと逆並列にスイッチング素子３ｆを接続し、
ダイオード２ａ、２ｂの接続点からリアクトル４ａに、
ダイオード２ｃ、２ｄの接続点からそれぞれリアクトル
４ｂ及びリアクトル４ｃに、ダイオード２ｅ、２ｆの接
続点からリアクトル４ｄにそれぞれ接続している。さら
にリアクトル４ａ及びリアクトル４ｂは交流電源５に接
続し、リアクトル４ｃ及びリアクトル４ｄは負荷６に接
続する。また、コンデンサ７ａは交流電源５と並列に接
続し、コンデンサ７ｂは負荷６と並列に接続し、コンデ
ンサ７ｃは一方をダイオード２ａのカソード側と接続
し、他方をダイオード２ｂのアノード側にそれぞれ接続
して構成する。
【００２６】図１の回路において各スイッチング素子の
デューティはフルブリッジコンバータ専用アーム８、コ
ンバータ／インバータ共通アーム９、フルブリッジイン
バータ専用アーム１０のそれぞれの変調率とキャリア信
号の比較によって決定する。
デューティはフルブリッジコンバータ専用アーム８、コ
ンバータ／インバータ共通アーム９、フルブリッジイン
バータ専用アーム１０のそれぞれの変調率とキャリア信
号の比較によって決定する。
【００２７】フルブリッジコンバータ専用アーム８、コ
ンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率
が同一である場合、すなわち、スイッチング素子３ａと
３ｄ、スイッチング素子３ｂと３ｃの各組合せが同じデ
ューティ、且つ、同じタイミングで動作させた場合を第
１実施例の形態とする。
ンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率
が同一である場合、すなわち、スイッチング素子３ａと
３ｄ、スイッチング素子３ｂと３ｃの各組合せが同じデ
ューティ、且つ、同じタイミングで動作させた場合を第
１実施例の形態とする。
【００２８】ここで、交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して
負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミ
ングチャートを図２に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルの
タイミングチャート拡大図を図３に、Ｖｉｎが負の半サ
イクルのタイミングチャート拡大図を図４に示す。
負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミ
ングチャートを図２に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルの
タイミングチャート拡大図を図３に、Ｖｉｎが負の半サ
イクルのタイミングチャート拡大図を図４に示す。
【００２９】また、Ｖｉｎに対してＶｏｕｔが同位相出
力である場合のタイミングチャートを図５に示し、Ｖｉ
ｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図６
に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大
図を図７に示す。モード遷移は逆位相出力である場合、
同位相出力である場合共に同じであるため、逆位相出力
のみ詳細を説明する。
力である場合のタイミングチャートを図５に示し、Ｖｉ
ｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図６
に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大
図を図７に示す。モード遷移は逆位相出力である場合、
同位相出力である場合共に同じであるため、逆位相出力
のみ詳細を説明する。
【００３０】前記の条件において、キャリア信号の１周
期をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、ス
イッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチ
ング素子３ｃのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素
子３ｄのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｅのデ
ューティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを
１−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コ
ンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及
びリアクトル４ｂに流れる電流をＩｃｎｖ、リアクトル
４ａ及びリアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図
３または図６の期間Ａ〜Ｄのモード遷移に応じてＩ１、
Ｉ２、Ｉ３とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖ
は式１のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式２の
ように計算することができる。但し、デッドタイムは無
視する。
期をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、ス
イッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチ
ング素子３ｃのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素
子３ｄのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｅのデ
ューティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを
１−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コ
ンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及
びリアクトル４ｂに流れる電流をＩｃｎｖ、リアクトル
４ａ及びリアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図
３または図６の期間Ａ〜Ｄのモード遷移に応じてＩ１、
Ｉ２、Ｉ３とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖ
は式１のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式２の
ように計算することができる。但し、デッドタイムは無
視する。
【００３１】
【式１】
【００３２】
【式２】
【００３３】式１、式２より各電圧の振幅は各アームの
デューティに依存する為、任意の振幅に制御可能であ
る。
デューティに依存する為、任意の振幅に制御可能であ
る。
【００３４】交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクル
において、モード遷移は図３及び図６中の期間Ａ〜Ｄで
ある。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれ
ぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯ
ＦＦ、３ｆがＯＮであり、図１中のインバータ出力電圧
Ｖｉｎｖは零である。期間Ｂのときスイッチング素子３
ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出
力電圧はコンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃとする
と、＋Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３
ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ
〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力
電圧は、−Ｖｄｃである。
において、モード遷移は図３及び図６中の期間Ａ〜Ｄで
ある。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれ
ぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯ
ＦＦ、３ｆがＯＮであり、図１中のインバータ出力電圧
Ｖｉｎｖは零である。期間Ｂのときスイッチング素子３
ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出
力電圧はコンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃとする
と、＋Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３
ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ
〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力
電圧は、−Ｖｄｃである。
【００３５】また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サ
イクルにおいて、モード遷移は図４及び図７中の期間Ｅ
〜Ｈである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆ
はそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３
ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は
＋Ｖｄｃである。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜
３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力
電圧は零である。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜
３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力
電圧は、−Ｖｄｃである。期間Ｈのときスイッチング素
子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３
ｃがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバー
タ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しによ
り、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力
電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リア
クトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、イ
ンバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑されるからである。さ
らに、制御周期はキャリア信号の周期となるので電圧、
電流変化幅が小さくできる。また、図２および図５で明
確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負に、ある
いは負から正に切り替わるゼロクロス点において、スイ
ッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は小さいた
め、デューティ変化は滑らかになる。
イクルにおいて、モード遷移は図４及び図７中の期間Ｅ
〜Ｈである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆ
はそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３
ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は
＋Ｖｄｃである。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜
３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力
電圧は零である。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜
３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力
電圧は、−Ｖｄｃである。期間Ｈのときスイッチング素
子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３
ｃがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバー
タ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しによ
り、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力
電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リア
クトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、イ
ンバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑されるからである。さ
らに、制御周期はキャリア信号の周期となるので電圧、
電流変化幅が小さくできる。また、図２および図５で明
確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負に、ある
いは負から正に切り替わるゼロクロス点において、スイ
ッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は小さいた
め、デューティ変化は滑らかになる。
【００３６】以上のように本実施例によれば、この制御
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能になる。
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能になる。
【００３７】また、電流リプルを低減でき、フィルタ用
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００３８】さらに、各スイッチング素子のデューティ
変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼ
ロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼ
ロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００３９】（実施例２）以下、本発明の第２実施例に
ついて図８〜図１３を参照しながら説明する。
ついて図８〜図１３を参照しながら説明する。
【００４０】なお、第１実施例と同一部分については同
一番号を付し、詳細な説明は省略する。
一番号を付し、詳細な説明は省略する。
【００４１】フルブリッジコンバータ専用アーム８、コ
ンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率
が反転関係である場合を第２実施例の形態とする。
ンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率
が反転関係である場合を第２実施例の形態とする。
【００４２】ここで、交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して
負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミ
ングチャートを図８に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルの
タイミングチャート拡大図を図９に、Ｖｉｎが負の半サ
イクルのタイミングチャート拡大図を図１０に示す。
負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミ
ングチャートを図８に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルの
タイミングチャート拡大図を図９に、Ｖｉｎが負の半サ
イクルのタイミングチャート拡大図を図１０に示す。
【００４３】また、Ｖｉｎに対してＶｏｕｔが同位相出
力である場合のタイミングチャートを図１１に示し、Ｖ
ｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図
１２に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート
拡大図を図１３に示す。
力である場合のタイミングチャートを図１１に示し、Ｖ
ｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図
１２に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート
拡大図を図１３に示す。
【００４４】前記の条件において、キャリア信号の周期
をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、スイ
ッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチン
グ素子３ｃのデューティをＤ２、スイッチング素子３ｄ
のデューティを１−Ｄ２、スイッチング素子３ｅのデュ
ーティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを１
−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コン
デンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及び
リアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図９または
図１２の期間Ａ〜Ｆに応じてリアクトル４ａ及びリアク
トル４ｂに流れる電流をそれぞれｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ
４、ｉ５とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖは
式３のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式４のよ
うに計算することができる。但し、デッドタイムは無視
する。
をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、スイ
ッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチン
グ素子３ｃのデューティをＤ２、スイッチング素子３ｄ
のデューティを１−Ｄ２、スイッチング素子３ｅのデュ
ーティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを１
−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コン
デンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及び
リアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図９または
図１２の期間Ａ〜Ｆに応じてリアクトル４ａ及びリアク
トル４ｂに流れる電流をそれぞれｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ
４、ｉ５とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖは
式３のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式４のよ
うに計算することができる。但し、デッドタイムは無視
する。
【００４５】
【式３】
【００４６】
【式４】
【００４７】式３、式４より各電圧の振幅は各アームの
デューティに依存する為、任意の振幅に制御可能であ
る。
デューティに依存する為、任意の振幅に制御可能であ
る。
【００４８】各モードについて、逆位相出力である場合
と同位相出力である場合に分けて説明する。逆位相出力
である場合、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクル
において、モード遷移は図９中の期間Ａ〜Ｆである。期
間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ
がＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３
ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆは
それぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄ
がＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバー
タ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチン
グ素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦ
Ｆ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄの
ときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯ
Ｎ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅが
ＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖ
ｄｃである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆ
はそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、
３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバ
ータ出力電圧は零である。期間Ｆのときスイッチング素
子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３
ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮで
あり、インバータ出力電圧は零である。
と同位相出力である場合に分けて説明する。逆位相出力
である場合、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクル
において、モード遷移は図９中の期間Ａ〜Ｆである。期
間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ
がＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３
ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆは
それぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄ
がＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバー
タ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチン
グ素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦ
Ｆ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄの
ときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯ
Ｎ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅが
ＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖ
ｄｃである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆ
はそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、
３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバ
ータ出力電圧は零である。期間Ｆのときスイッチング素
子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３
ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮで
あり、インバータ出力電圧は零である。
【００４９】また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サ
イクルにおいて、モード遷移は図１０中の期間Ｇ〜Ｌで
ある。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれ
ぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ
〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、
インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチ
ング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期
間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ
がＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３
ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆは
それぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３
ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバー
タ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチン
グ素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このよう
な動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印
加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのは
リアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフ
ィルタとして働き、インバータ出力電圧が平滑されるか
らである。
イクルにおいて、モード遷移は図１０中の期間Ｇ〜Ｌで
ある。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれ
ぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ
〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、
インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチ
ング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期
間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ
がＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３
ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆは
それぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３
ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバー
タ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチン
グ素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このよう
な動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印
加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのは
リアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフ
ィルタとして働き、インバータ出力電圧が平滑されるか
らである。
【００５０】同位相出力である場合、交流電源５の電圧
Ｖｉｎが正の半サイクルにおいてモード遷移は図１２中
の期間Ａ〜Ｆである。期間Ａのときスイッチング素子３
ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃが
ＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであ
り、インバータ出力電圧は零である。期間Ｂのときスイ
ッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂが
ＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆ
がＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃであ
る。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞ
れ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦ
Ｆ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力
電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜
３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦ
Ｆ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、イ
ンバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｅのときスイ
ッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂが
ＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３
ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間
Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａが
ＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅ
がＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零
である。
Ｖｉｎが正の半サイクルにおいてモード遷移は図１２中
の期間Ａ〜Ｆである。期間Ａのときスイッチング素子３
ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃが
ＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであ
り、インバータ出力電圧は零である。期間Ｂのときスイ
ッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂが
ＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆ
がＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃであ
る。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞ
れ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦ
Ｆ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力
電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜
３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦ
Ｆ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、イ
ンバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｅのときスイ
ッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂが
ＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３
ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間
Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａが
ＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅ
がＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零
である。
【００５１】また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サ
イクルにおいて、モード遷移は図１３中の期間Ｇ〜Ｌで
ある。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれ
ぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ
〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、
インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチ
ング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆが
ＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期
間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ
がＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３
ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆは
それぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄ
がＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバー
タ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチン
グ素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このよう
な動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印
加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのは
リアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフ
ィルタとして働き、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑
されるからである。さらに、同位相、逆位相いずれの場
合も、制御周期はキャリア信号の半分の周期となるので
電圧、電流変化幅が小さくできる。また、図８及び図１
１で明確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負
に、あるいは負から正に切り替わるゼロクロス点におい
て、スイッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は
小さい。
イクルにおいて、モード遷移は図１３中の期間Ｇ〜Ｌで
ある。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれ
ぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯ
ＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ
〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯ
Ｎ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、
インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチ
ング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆが
ＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期
間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ
がＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３
ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆは
それぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄ
がＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバー
タ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチン
グ素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯ
Ｎ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯ
ＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このよう
な動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印
加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのは
リアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフ
ィルタとして働き、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑
されるからである。さらに、同位相、逆位相いずれの場
合も、制御周期はキャリア信号の半分の周期となるので
電圧、電流変化幅が小さくできる。また、図８及び図１
１で明確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負
に、あるいは負から正に切り替わるゼロクロス点におい
て、スイッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は
小さい。
【００５２】以上のように本実施例によれば、この制御
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能になる。
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能になる。
【００５３】また、電流リプルを低減でき、フィルタ用
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００５４】さらに、各スイッチング素子のデューティ
変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼ
ロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼ
ロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００５５】（実施例３）以下、本発明の第３実施例に
ついて図１４を参照しながら説明する。
ついて図１４を参照しながら説明する。
【００５６】なお、第１実施例と同一部分については同
一番号を付し、詳細な説明は省略する。
一番号を付し、詳細な説明は省略する。
【００５７】なお、逆位相出力、同位相出力の方法は実
施例１または実施例２と同一とし詳細な説明は省略す
る。
施例１または実施例２と同一とし詳細な説明は省略す
る。
【００５８】図１４に前記実施例１または実施例２のイ
ンバータ制御方法を用いた節電装置の回路図を示す。図
において、交流電源５の一方と負荷６の一方の間に直列
変圧器１１の１次巻線Ａ１２を接続し、交流電源５の他
方と負荷６の他方の間に直列変圧器１１の１次巻線Ｂ１
３を接続し、インバータ制御装置１の入力側（リアクト
ル４ａ、リアクトル４ｂ）を交流電源５に接続し、イン
バータ制御装置１の出力側（リアクトル４ｃ、リアクト
ル４ｄ）を前記直列変圧器２次巻線１４に接続して構成
する。
ンバータ制御方法を用いた節電装置の回路図を示す。図
において、交流電源５の一方と負荷６の一方の間に直列
変圧器１１の１次巻線Ａ１２を接続し、交流電源５の他
方と負荷６の他方の間に直列変圧器１１の１次巻線Ｂ１
３を接続し、インバータ制御装置１の入力側（リアクト
ル４ａ、リアクトル４ｂ）を交流電源５に接続し、イン
バータ制御装置１の出力側（リアクトル４ｃ、リアクト
ル４ｄ）を前記直列変圧器２次巻線１４に接続して構成
する。
【００５９】交流電源５の電圧Ｖｉｎと、直列変圧器１
１の２次側の電圧Ｖｏが、逆位相あるいは同位相の関係
である場合、負荷６の電圧Ｖｏｕｔは、式５のように交
流電源５の電圧Ｖｉｎに対して、直列変圧器１１の１次
巻線、２次巻線の巻数比に応じた昇圧動作あるいは降圧
動作をする。但し、直列変圧器１１の１次巻線の巻数は
１次巻線Ａ１２、１次巻線Ｂ１３の巻数の合計でありＮ
１、直列変圧器１１の２次巻線１４の巻数をＮ２とす
る。
１の２次側の電圧Ｖｏが、逆位相あるいは同位相の関係
である場合、負荷６の電圧Ｖｏｕｔは、式５のように交
流電源５の電圧Ｖｉｎに対して、直列変圧器１１の１次
巻線、２次巻線の巻数比に応じた昇圧動作あるいは降圧
動作をする。但し、直列変圧器１１の１次巻線の巻数は
１次巻線Ａ１２、１次巻線Ｂ１３の巻数の合計でありＮ
１、直列変圧器１１の２次巻線１４の巻数をＮ２とす
る。
【００６０】
【式５】
【００６１】また、図１４の直列変圧器１１の巻線方向
はこの限りではない。例えば、直列変圧器の２次側の巻
き方向を逆向きにした際には昇圧動作、降圧動作が入れ
替わる。
はこの限りではない。例えば、直列変圧器の２次側の巻
き方向を逆向きにした際には昇圧動作、降圧動作が入れ
替わる。
【００６２】さらに、図１４の直列変圧器１１は各相の
１次巻線を互いに逆方向になるように巻き、直列変圧器
を１つにしているが、各相ごとに分けて直列変圧器を２
つにしても作用効果に差異はない。
１次巻線を互いに逆方向になるように巻き、直列変圧器
を１つにしているが、各相ごとに分けて直列変圧器を２
つにしても作用効果に差異はない。
【００６３】また、図１４の直列変圧器１１は１次巻線
Ａ１２、１次巻線Ｂ１３をどちらかの相のみに統一して
も作用効果に差異はない。
Ａ１２、１次巻線Ｂ１３をどちらかの相のみに統一して
も作用効果に差異はない。
【００６４】以上のように本実施例によれば、この制御
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源に対し、
振幅を任意に制御でき、昇圧及び降圧の出力が可能にな
る。
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源に対し、
振幅を任意に制御でき、昇圧及び降圧の出力が可能にな
る。
【００６５】また、電流リプルを低減でき、フィルタ用
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００６６】さらに、各スイッチング素子のデューティ
変化は、全位相角において緩やかであるので、高精度な
ゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能であ
る。
変化は、全位相角において緩やかであるので、高精度な
ゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能であ
る。
【００６７】
【発明の効果】以上の実施例から明らかなように本発明
によれば、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオ
ードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互い
に並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続
し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電
源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接
続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオ
ードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アーム
のダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞ
れリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデン
サをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前
記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１〜
第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アー
ム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／
インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッ
ジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通
アームは同一または互いに反転した変調率で動作させる
構成としたことにより、出力電圧を連続可変でき、ま
た、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同
位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるインバー
タ制御装置の制御方法を提供できる。
によれば、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオ
ードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互い
に並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続
し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電
源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接
続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオ
ードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アーム
のダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞ
れリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデン
サをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前
記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１〜
第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アー
ム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／
インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッ
ジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通
アームは同一または互いに反転した変調率で動作させる
構成としたことにより、出力電圧を連続可変でき、ま
た、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同
位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるインバー
タ制御装置の制御方法を提供できる。
【００６８】また、交流電源の位相に対し、振幅を任意
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が
可能な構成にしたことにより、出力電圧を連続可変で
き、また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御で
き、同位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるイ
ンバータ制御装置の制御方法を提供できる。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が
可能な構成にしたことにより、出力電圧を連続可変で
き、また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御で
き、同位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるイ
ンバータ制御装置の制御方法を提供できる。
【００６９】次に、交流電源及び負荷の間に１次巻線を
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたことにより、出力電圧を連続可変で
き、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の
電圧を補償することができるという効果のある節電装置
の制御方法を提供できる。
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１
〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたことにより、出力電圧を連続可変で
き、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の
電圧を補償することができるという効果のある節電装置
の制御方法を提供できる。
【００７０】また、交流電源の位相に対し、振幅を任意
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
可能とする構成としたことにより、出力電圧を連続可変
でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側
の電圧を補償することができる節電装置の制御方法を提
供できる。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
可能とする構成としたことにより、出力電圧を連続可変
でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側
の電圧を補償することができる節電装置の制御方法を提
供できる。
【図１】本発明の実施例１におけるインバータ制御装置
の回路図
の回路図
【図２】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を
説明するタイミングチャート
説明するタイミングチャート
【図３】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半
サイクル）
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半
サイクル）
【図４】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半
サイクル）
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半
サイクル）
【図５】同インバータ出力が同位相である場合の動作を
説明するタイミングチャート
説明するタイミングチャート
【図６】同インバータ出力が同位相である場合の動作を
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半
サイクル）
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半
サイクル）
【図７】同インバータ出力が同位相である場合の動作を
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半
サイクル）
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半
サイクル）
【図８】実施例２におけるインバータ出力が逆位相であ
る場合の動作を説明するタイミングチャート
る場合の動作を説明するタイミングチャート
【図９】同インバータ出力が逆位相である場合の動作を
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半
サイクル）
説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半
サイクル）
【図１０】同インバータ出力が逆位相である場合の動作
を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の
半サイクル）
を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の
半サイクル）
【図１１】同インバータ出力が同位相である場合の動作
を説明するタイミングチャート
を説明するタイミングチャート
【図１２】同インバータ出力が同位相である場合の動作
を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の
半サイクル）
を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の
半サイクル）
【図１３】同インバータ出力が同位相である場合の動作
を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の
半サイクル）
を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の
半サイクル）
【図１４】本発明の実施例３における節電装置の回路図
【図１５】従来例を示す回路図
【図１６】従来例における降圧動作を説明する各部波形
図
図
【図１７】従来例における昇圧動作を説明する各部波形
図
図
１ インバータ制御装置
２ａ〜２ｆ ダイオード
３ａ〜３ｆ スイッチング素子
４ａ〜４ｄ リアクトル
５ 交流電源
６ 負荷
７ａ〜７ｃ コンデンサ
８ フルブリッジコンバータ専用アーム
９ コンバータ／インバータ共通アーム
１０ フルブリッジインバータ専用アーム
１１ 直列変圧器
１２ １次巻線Ａ
１３ １次巻線Ｂ
１４ ２次巻線
２０ａ〜２０ｆ ダイオード
２１ａ〜２１ｆ スイッチング素子
２２ａ〜２２ｂ リアクトル
２３ 交流電源
２４ 負荷
２５ａ〜２５ｃ コンデンサ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 森本 篤史
大阪府大阪市城東区今福西６丁目２番61号
松下精工株式会社内
(72)発明者 末包 和男
大阪府大阪市東淀川区西淡路３丁目１番56
号 株式会社三社電機製作所内
(72)発明者 西塚 勝
大阪府大阪市東淀川区西淡路３丁目１番56
号 株式会社三社電機製作所内
Ｆターム(参考） 5H007 CA01 CB02 CB05 CC03 CC09
CC12 CC32 DA06 EA13
Claims (4)
- 【請求項１】 スイッチング素子と逆並列に接続したダ
イオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを
互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接
続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流
電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列
接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイ
オードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アー
ムのダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデ
ンサをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、
前記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１
〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アー
ム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／
インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッ
ジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通
アームは同一または互いに反転した変調率で動作させる
ことを特徴とするインバータ制御方法。 - 【請求項２】 請求項１記載のインバータ制御方法にお
いて、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能であるこ
とを特徴とするインバータ制御方法。 - 【請求項３】 交流電源及び負荷の間に１次巻線を配し
た直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器の２
次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記インバ
ータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電装置
において、前記インバータは、スイッチング素子と逆並
列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第
３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端に
コンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直
列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダ
イオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直
列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次
巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列
接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれぞれ
リアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の２次
巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成とし、第
１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用ア
ーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ
／インバータ共通アームとして動作させ、フルブリッジ
コンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通ア
ームは同一または互いに反転した変調率で動作させるこ
とを特徴とするインバータ制御方法を用いた節電装置。 - 【請求項４】 請求項３記載のインバータ制御方法にお
いて、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能とし、負
荷に印加する電圧を交流電源に対して昇圧及び降圧する
ことを特徴とするインバータ制御方法を用いた節電装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002022947A JP4140245B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002022947A JP4140245B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003230282A true JP2003230282A (ja) | 2003-08-15 |
| JP4140245B2 JP4140245B2 (ja) | 2008-08-27 |
Family
ID=27745789
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002022947A Expired - Fee Related JP4140245B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4140245B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006025540A (ja) * | 2004-07-08 | 2006-01-26 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JPWO2018034007A1 (ja) * | 2016-08-19 | 2018-11-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2024106382A1 (ja) * | 2022-11-16 | 2024-05-23 | 株式会社アイシン | 電源装置 |
-
2002
- 2002-01-31 JP JP2002022947A patent/JP4140245B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006025540A (ja) * | 2004-07-08 | 2006-01-26 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP4556516B2 (ja) * | 2004-07-08 | 2010-10-06 | 富士電機システムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| JPWO2018034007A1 (ja) * | 2016-08-19 | 2018-11-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2024106382A1 (ja) * | 2022-11-16 | 2024-05-23 | 株式会社アイシン | 電源装置 |
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|---|---|
| JP4140245B2 (ja) | 2008-08-27 |
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