JP2003230282A - インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 - Google Patents
インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置Info
- Publication number
- JP2003230282A JP2003230282A JP2002022947A JP2002022947A JP2003230282A JP 2003230282 A JP2003230282 A JP 2003230282A JP 2002022947 A JP2002022947 A JP 2002022947A JP 2002022947 A JP2002022947 A JP 2002022947A JP 2003230282 A JP2003230282 A JP 2003230282A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- series
- arm
- power supply
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
るインバータ制御方法において、交流電源に対し振幅を
任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能で
あること、また、変圧器との組合せにより昇圧あるいは
降圧することを目的とする。 【解決手段】 インバータ制御装置1はダイオード2と
逆並列に接続したスイッチング素子3を上下に直列接続
したアーム3つを相互に並列接続し、リアクトル4を交
流電源5とインバータ制御装置1間及び負荷6とインバ
ータ制御装置1間にそれぞれ配し、前記アームの両端、
交流電源5及び負荷6と並列に配したコンデンサ7を有
する構成とし、前記アーム3本はフルブリッジコンバー
タ専用アーム8、コンバータ/インバータ共通アーム
9、フルブリッジインバータ専用アーム10として各個
別の変調率で動作することにより、交流電源5に対し任
意の振幅で、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
可能とする作用効果が得られる。
Description
電圧を下げ安定化させる機能と、消費電力を小さくする
機能を有する、家庭用あるいは業務用インバータ装置の
制御方法に関する。
という観点から電力の有効利用及び省エネルギー化が可
能でかつ、供給される電圧の安定化を図るインバータ制
御方法が求められている。
て、図15〜図17を参照しながら説明する。図15に
示すものは、特開平10−42559号公報に記載され
た昇降圧形電力調整装置で、ダイオード20aと20
b、20cと20d、20eと20fからなる第1から
第3の直列回路を並列接続して構成される回路の20a
から20fにはそれぞれスイッチング素子21aから2
1fを逆並列に接続し、第1直列回路の接続点からリア
クトル22aを介して、交流電源23の一方の端子を、
第3直列回路の接続点からリアクトル22bを介して、
負荷24の一方の端子を、第2直列回路の接続点には交
流電源23、負荷24の各他方の端子をそれぞれ接続
し、さらに、交流電源23、負荷24と並列にそれぞれ
コンデンサ25a、25bを接続し、また、コンデンサ
25cは一方をダイオード20aのカソード側と接続
し、他方をダイオード20bのアノード側と接続して構
成される。この様な構成において図16、図17のタイ
ミングチャートにあるような制御方法で、交流電源に対
して同位相かつ電圧振幅の任意出力、すなわち昇圧動
作、降圧動作を実現している。
バータ制御方法では、交流電源の位相に対して同位相の
出力電圧しか得られないという課題がある。
ルタ用のリアクトルが大きく、装置の大型化及び重量が
増加するという課題がある。
ッチング素子のデューティ変化を大きく変化させる必要
がある為、制御上ゼロクロス検出は高精度検出を要求さ
れ、コストが高くなるという課題がある。
インバータ制御方法を節電装置に応用した際には、交流
電源を昇圧のみあるいは降圧のみのいずれか一方の制御
しかできず、負荷側に対して安定した電源供給ができな
いという課題がある。
の目的は、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能なインバータ制御方法を提供する
ことにある。
ティ変化を滑らかにし、入力電流の歪みを抑え、フィル
タ用のリアクトルの小型、軽量化が可能で高精度のゼロ
クロス検出を必要としないインバータ制御方法を提供す
ることにある。
おいて、交流電源の電圧低下が発生した際には昇圧し、
電圧上昇した際には降圧して供給することにある。
方法は上記目的を達成するために、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第1
〜第3直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第1直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第2直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
2直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方と
の間、第3直列アームのダイオードの直列接続点と負荷
の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源
および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成の
インバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する
装置において、第1〜第3直列アームは各フルブリッジ
コンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用ア
ーム、コンバータ/インバータ共通アームとして動作さ
せ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバー
タ/インバータ共通アームは同一または互いに反転した
変調率で動作させる構成としたものである。
き、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバ
ータ制御方法が得られる。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
得る構成としたものである。
き、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバ
ータ制御方法が得られる。
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の2次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第1
〜第3直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第1直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第2直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
2直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
2次巻線の一方との間、第3直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の2次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
2次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第1〜第3直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ/インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ/インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたものである。
出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるい
は高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆
位相のインバータ出力を得るインバータ制御方法を使用
する構成としたものである。
出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるい
は高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第1〜
第3直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端
にコンデンサを接続し、第1直列アームのダイオードの
直列接続点と交流電源の一方との間、第2直列アームの
ダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第2
直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との
間、第3直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の
他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源お
よび負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のイ
ンバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装
置において、第1〜第3直列アームは各フルブリッジコ
ンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アー
ム、コンバータ/インバータ共通アームとして動作さ
せ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバー
タ/インバータ共通アームは同一または互いに反転した
変調率で動作させる構成としたものであり、出力電圧を
連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制
御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能な装置の制
御方法を得ることができるという作用を有する。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が
可能な構成としたものであり、出力電圧を連続可変で
き、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同
位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能な装置の制
御方法を得ることができるという作用を有する。
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の2次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第1
〜第3直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第1直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第2直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
2直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
2次巻線の一方との間、第3直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の2次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
2次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第1〜第3直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ/インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ/インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたものであり、出力電圧を連続可変で
き、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の
電圧を補償することができる節電装置の制御方法を得る
ことができるという作用を有する。
位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆
位相のインバータ出力を可能とする構成としたものであ
り、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あ
るいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる
という作用を有する。
ながら説明する。
ついて図1〜図7を参照しながら説明する。
す。図において、ダイオード2aと逆並列にスイッチン
グ素子3a、ダイオード2bと逆並列にスイッチング素
子3b、ダイオード2cと逆並列にスイッチング素子3
c、ダイオード2dと逆並列にスイッチング素子3d、
ダイオード2eと逆並列にスイッチング素子3e、ダイ
オード2fと逆並列にスイッチング素子3fを接続し、
ダイオード2a、2bの接続点からリアクトル4aに、
ダイオード2c、2dの接続点からそれぞれリアクトル
4b及びリアクトル4cに、ダイオード2e、2fの接
続点からリアクトル4dにそれぞれ接続している。さら
にリアクトル4a及びリアクトル4bは交流電源5に接
続し、リアクトル4c及びリアクトル4dは負荷6に接
続する。また、コンデンサ7aは交流電源5と並列に接
続し、コンデンサ7bは負荷6と並列に接続し、コンデ
ンサ7cは一方をダイオード2aのカソード側と接続
し、他方をダイオード2bのアノード側にそれぞれ接続
して構成する。
デューティはフルブリッジコンバータ専用アーム8、コ
ンバータ/インバータ共通アーム9、フルブリッジイン
バータ専用アーム10のそれぞれの変調率とキャリア信
号の比較によって決定する。
ンバータ/インバータ共通アーム9のそれぞれの変調率
が同一である場合、すなわち、スイッチング素子3aと
3d、スイッチング素子3bと3cの各組合せが同じデ
ューティ、且つ、同じタイミングで動作させた場合を第
1実施例の形態とする。
負荷6の電圧Voutが逆位相出力である場合のタイミ
ングチャートを図2に示し、Vinが正の半サイクルの
タイミングチャート拡大図を図3に、Vinが負の半サ
イクルのタイミングチャート拡大図を図4に示す。
力である場合のタイミングチャートを図5に示し、Vi
nが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図6
に、Vinが負の半サイクルのタイミングチャート拡大
図を図7に示す。モード遷移は逆位相出力である場合、
同位相出力である場合共に同じであるため、逆位相出力
のみ詳細を説明する。
期をT、スイッチング素子3aのデューティをD1、ス
イッチング素子3bのデューティを1−D1、スイッチ
ング素子3cのデューティを1−D1、スイッチング素
子3dのデューティをD1、スイッチング素子3eのデ
ューティをD3、スイッチング素子3fのデューティを
1−D3とし、図1に示すように各部電圧を定義し、コ
ンデンサ7cの両端の電圧をVdc、リアクトル4a及
びリアクトル4bに流れる電流をIcnv、リアクトル
4a及びリアクトル4bの合成インダクタンスをL、図
3または図6の期間A〜Dのモード遷移に応じてI1、
I2、I3とおくと、交流電源5側の平均電圧Vcnv
は式1のように、負荷6側の平均電圧Vinvは式2の
ように計算することができる。但し、デッドタイムは無
視する。
デューティに依存する為、任意の振幅に制御可能であ
る。
において、モード遷移は図3及び図6中の期間A〜Dで
ある。期間Aのときスイッチング素子3a〜3fはそれ
ぞれ3a、3dがON、3b、3cがOFF、3eがO
FF、3fがONであり、図1中のインバータ出力電圧
Vinvは零である。期間Bのときスイッチング素子3
a〜3fはそれぞれ3a、3dがON、3b、3cがO
FF、3eがON、3fがOFFであり、インバータ出
力電圧はコンデンサ7cの両端の電圧をVdcとする
と、+Vdcである。期間Cのときスイッチング素子3
a〜3fはそれぞれ3a、3dがON、3b、3cがO
FF、3eがOFF、3fがONであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Dのときスイッチング素子3a
〜3fはそれぞれ3a、3dがOFF、3b、3cがO
N、3eがOFF、3fがONであり、インバータ出力
電圧は、−Vdcである。
イクルにおいて、モード遷移は図4及び図7中の期間E
〜Hである。期間Eのときスイッチング素子3a〜3f
はそれぞれ3a、3dがON、3b、3cがOFF、3
eがON、3fがOFFであり、インバータ出力電圧は
+Vdcである。期間Fのときスイッチング素子3a〜
3fはそれぞれ3a、3dがOFF、3b、3cがO
N、3eがON、3fがOFFであり、インバータ出力
電圧は零である。期間Gのときスイッチング素子3a〜
3fはそれぞれ3a、3dがOFF、3b、3cがO
N、3eがOFF、3fがONであり、インバータ出力
電圧は、−Vdcである。期間Hのときスイッチング素
子3a〜3fはそれぞれ3a、3dがOFF、3b、3
cがON、3eがON、3fがOFFであり、インバー
タ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しによ
り、出力電圧Voutが負荷に印加される。また、出力
電圧Voutが正弦波になるのはリアクトル4c、リア
クトル4dとコンデンサ7bがフィルタとして働き、イ
ンバータ出力電圧Vinvが平滑されるからである。さ
らに、制御周期はキャリア信号の周期となるので電圧、
電流変化幅が小さくできる。また、図2および図5で明
確な様に、交流電源5の電圧Vinが正から負に、ある
いは負から正に切り替わるゼロクロス点において、スイ
ッチング素子3a〜3fのデューティ変化率は小さいた
め、デューティ変化は滑らかになる。
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能になる。
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼ
ロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
ついて図8〜図13を参照しながら説明する。
一番号を付し、詳細な説明は省略する。
ンバータ/インバータ共通アーム9のそれぞれの変調率
が反転関係である場合を第2実施例の形態とする。
負荷6の電圧Voutが逆位相出力である場合のタイミ
ングチャートを図8に示し、Vinが正の半サイクルの
タイミングチャート拡大図を図9に、Vinが負の半サ
イクルのタイミングチャート拡大図を図10に示す。
力である場合のタイミングチャートを図11に示し、V
inが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図
12に、Vinが負の半サイクルのタイミングチャート
拡大図を図13に示す。
をT、スイッチング素子3aのデューティをD1、スイ
ッチング素子3bのデューティを1−D1、スイッチン
グ素子3cのデューティをD2、スイッチング素子3d
のデューティを1−D2、スイッチング素子3eのデュ
ーティをD3、スイッチング素子3fのデューティを1
−D3とし、図1に示すように各部電圧を定義し、コン
デンサ7cの両端の電圧をVdc、リアクトル4a及び
リアクトル4bの合成インダクタンスをL、図9または
図12の期間A〜Fに応じてリアクトル4a及びリアク
トル4bに流れる電流をそれぞれi1、i2、i3、i
4、i5とおくと、交流電源5側の平均電圧Vcnvは
式3のように、負荷6側の平均電圧Vinvは式4のよ
うに計算することができる。但し、デッドタイムは無視
する。
デューティに依存する為、任意の振幅に制御可能であ
る。
と同位相出力である場合に分けて説明する。逆位相出力
である場合、交流電源5の電圧Vinが正の半サイクル
において、モード遷移は図9中の期間A〜Fである。期
間Aのときスイッチング素子3a〜3fはそれぞれ3a
がON、3bがOFF、3cがOFF、3dがON、3
eがOFF、3fがONであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Bのときスイッチング素子3a〜3fは
それぞれ3aがON、3bがOFF、3cがON、3d
がOFF、3eがOFF、3fがONであり、インバー
タ出力電圧は−Vdcである。期間Cのときスイッチン
グ素子3a〜3fはそれぞれ3aがON、3bがOF
F、3cがON、3dがOFF、3eがON、3fがO
FFであり、インバータ出力電圧は零である。期間Dの
ときスイッチング素子3a〜3fはそれぞれ3aがO
N、3bがOFF、3cがON、3dがOFF、3eが
OFF、3fがONであり、インバータ出力電圧は−V
dcである。期間Eのときスイッチング素子3a〜3f
はそれぞれ3aがON、3bがOFF、3cがOFF、
3dがON、3eがOFF、3fがONであり、インバ
ータ出力電圧は零である。期間Fのときスイッチング素
子3a〜3fはそれぞれ3aがOFF、3bがON、3
cがOFF、3dがON、3eがOFF、3fがONで
あり、インバータ出力電圧は零である。
イクルにおいて、モード遷移は図10中の期間G〜Lで
ある。期間Gのときスイッチング素子3a〜3fはそれ
ぞれ3aがON、3bがOFF、3cがON、3dがO
FF、3eがON、3fがOFFであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Hのときスイッチング素子3a
〜3fはそれぞれ3aがOFF、3bがON、3cがO
N、3dがOFF、3eがON、3fがOFFであり、
インバータ出力電圧は零である。期間Iのときスイッチ
ング素子3a〜3fはそれぞれ3aがOFF、3bがO
N、3cがOFF、3dがON、3eがON、3fがO
FFであり、インバータ出力電圧は+Vdcである。期
間Jのときスイッチング素子3a〜3fはそれぞれ3a
がOFF、3bがON、3cがOFF、3dがON、3
eがOFF、3fがONであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Kのときスイッチング素子3a〜3fは
それぞれ3aがOFF、3bがON、3cがOFF、3
dがON、3eがON、3fがOFFであり、インバー
タ出力電圧は+Vdcである。期間Lのときスイッチン
グ素子3a〜3fはそれぞれ3aがOFF、3bがO
N、3cがON、3dがOFF、3eがON、3fがO
FFであり、インバータ出力電圧は零である。このよう
な動作の繰り返しにより、出力電圧Voutが負荷に印
加される。また、出力電圧Voutが正弦波になるのは
リアクトル4c、リアクトル4dとコンデンサ7bがフ
ィルタとして働き、インバータ出力電圧が平滑されるか
らである。
Vinが正の半サイクルにおいてモード遷移は図12中
の期間A〜Fである。期間Aのときスイッチング素子3
a〜3fはそれぞれ3aがON、3bがOFF、3cが
OFF、3dがON、3eがOFF、3fがONであ
り、インバータ出力電圧は零である。期間Bのときスイ
ッチング素子3a〜3fはそれぞれ3aがON、3bが
OFF、3cがOFF、3dがON、3eがON、3f
がOFFであり、インバータ出力電圧は+Vdcであ
る。期間Cのときスイッチング素子3a〜3fはそれぞ
れ3aがON、3bがOFF、3cがON、3dがOF
F、3eがON、3fがOFFであり、インバータ出力
電圧は零である。期間Dのときスイッチング素子3a〜
3fはそれぞれ3aがON、3bがOFF、3cがOF
F、3dがON、3eがON、3fがOFFであり、イ
ンバータ出力電圧は+Vdcである。期間Eのときスイ
ッチング素子3a〜3fはそれぞれ3aがON、3bが
OFF、3cがOFF、3dがON、3eがOFF、3
fがONであり、インバータ出力電圧は零である。期間
Fのときスイッチング素子3a〜3fはそれぞれ3aが
OFF、3bがON、3cがOFF、3dがON、3e
がOFF、3fがONであり、インバータ出力電圧は零
である。
イクルにおいて、モード遷移は図13中の期間G〜Lで
ある。期間Gのときスイッチング素子3a〜3fはそれ
ぞれ3aがON、3bがOFF、3cがON、3dがO
FF、3eがON、3fがOFFであり、インバータ出
力電圧は零である。期間Hのときスイッチング素子3a
〜3fはそれぞれ3aがOFF、3bがON、3cがO
N、3dがOFF、3eがON、3fがOFFであり、
インバータ出力電圧は零である。期間Iのときスイッチ
ング素子3a〜3fはそれぞれ3aがOFF、3bがO
N、3cがON、3dがOFF、3eがOFF、3fが
ONであり、インバータ出力電圧は−Vdcである。期
間Jのときスイッチング素子3a〜3fはそれぞれ3a
がOFF、3bがON、3cがOFF、3dがON、3
eがOFF、3fがONであり、インバータ出力電圧は
零である。期間Kのときスイッチング素子3a〜3fは
それぞれ3aがOFF、3bがON、3cがON、3d
がOFF、3eがOFF、3fがONであり、インバー
タ出力電圧は−Vdcである。期間Lのときスイッチン
グ素子3a〜3fはそれぞれ3aがOFF、3bがO
N、3cがON、3dがOFF、3eがON、3fがO
FFであり、インバータ出力電圧は零である。このよう
な動作の繰り返しにより、出力電圧Voutが負荷に印
加される。また、出力電圧Voutが正弦波になるのは
リアクトル4c、リアクトル4dとコンデンサ7bがフ
ィルタとして働き、インバータ出力電圧Vinvが平滑
されるからである。さらに、同位相、逆位相いずれの場
合も、制御周期はキャリア信号の半分の周期となるので
電圧、電流変化幅が小さくできる。また、図8及び図1
1で明確な様に、交流電源5の電圧Vinが正から負
に、あるいは負から正に切り替わるゼロクロス点におい
て、スイッチング素子3a〜3fのデューティ変化率は
小さい。
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に
対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の
インバータ出力が可能になる。
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼ
ロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
ついて図14を参照しながら説明する。
一番号を付し、詳細な説明は省略する。
施例1または実施例2と同一とし詳細な説明は省略す
る。
ンバータ制御方法を用いた節電装置の回路図を示す。図
において、交流電源5の一方と負荷6の一方の間に直列
変圧器11の1次巻線A12を接続し、交流電源5の他
方と負荷6の他方の間に直列変圧器11の1次巻線B1
3を接続し、インバータ制御装置1の入力側(リアクト
ル4a、リアクトル4b)を交流電源5に接続し、イン
バータ制御装置1の出力側(リアクトル4c、リアクト
ル4d)を前記直列変圧器2次巻線14に接続して構成
する。
1の2次側の電圧Voが、逆位相あるいは同位相の関係
である場合、負荷6の電圧Voutは、式5のように交
流電源5の電圧Vinに対して、直列変圧器11の1次
巻線、2次巻線の巻数比に応じた昇圧動作あるいは降圧
動作をする。但し、直列変圧器11の1次巻線の巻数は
1次巻線A12、1次巻線B13の巻数の合計でありN
1、直列変圧器11の2次巻線14の巻数をN2とす
る。
はこの限りではない。例えば、直列変圧器の2次側の巻
き方向を逆向きにした際には昇圧動作、降圧動作が入れ
替わる。
1次巻線を互いに逆方向になるように巻き、直列変圧器
を1つにしているが、各相ごとに分けて直列変圧器を2
つにしても作用効果に差異はない。
A12、1次巻線B13をどちらかの相のみに統一して
も作用効果に差異はない。
方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源に対し、
振幅を任意に制御でき、昇圧及び降圧の出力が可能にな
る。
のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
変化は、全位相角において緩やかであるので、高精度な
ゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能であ
る。
によれば、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオ
ードを上下に直列接続した第1〜第3直列アームを互い
に並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続
し、第1直列アームのダイオードの直列接続点と交流電
源の一方との間、第2直列アームのダイオードの直列接
続点と交流電源の他方との間、第2直列アームのダイオ
ードの直列接続点と負荷の一方との間、第3直列アーム
のダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞ
れリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデン
サをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前
記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第1〜
第3直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アー
ム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ/
インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッ
ジコンバータ専用アームとコンバータ/インバータ共通
アームは同一または互いに反転した変調率で動作させる
構成としたことにより、出力電圧を連続可変でき、ま
た、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同
位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるインバー
タ制御装置の制御方法を提供できる。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が
可能な構成にしたことにより、出力電圧を連続可変で
き、また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御で
き、同位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるイ
ンバータ制御装置の制御方法を提供できる。
配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器
の2次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記イ
ンバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電
装置において、前記インバータは、スイッチング素子と
逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第1
〜第3直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両
端にコンデンサを接続し、第1直列アームのダイオード
の直列接続点と交流電源の一方との間、第2直列アーム
のダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第
2直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の
2次巻線の一方との間、第3直列アームのダイオードの
直列接続点と直列変圧器の2次巻線の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の
2次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成と
し、第1〜第3直列アームは各フルブリッジコンバータ
専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コン
バータ/インバータ共通アームとして動作させ、前記フ
ルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ/インバ
ータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で動
作させる構成としたことにより、出力電圧を連続可変で
き、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の
電圧を補償することができるという効果のある節電装置
の制御方法を提供できる。
に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を
可能とする構成としたことにより、出力電圧を連続可変
でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側
の電圧を補償することができる節電装置の制御方法を提
供できる。
の回路図
説明するタイミングチャート
説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が正の半
サイクル)
説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が負の半
サイクル)
説明するタイミングチャート
説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が正の半
サイクル)
説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が負の半
サイクル)
る場合の動作を説明するタイミングチャート
説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が正の半
サイクル)
を説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が負の
半サイクル)
を説明するタイミングチャート
を説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が正の
半サイクル)
を説明するタイミングチャート拡大図(交流電源が負の
半サイクル)
図
図
Claims (4)
- 【請求項1】 スイッチング素子と逆並列に接続したダ
イオードを上下に直列接続した第1〜第3直列アームを
互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接
続し、第1直列アームのダイオードの直列接続点と交流
電源の一方との間、第2直列アームのダイオードの直列
接続点と交流電源の他方との間、第2直列アームのダイ
オードの直列接続点と負荷の一方との間、第3直列アー
ムのダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれ
ぞれリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデ
ンサをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、
前記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第1
〜第3直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アー
ム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ/
インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッ
ジコンバータ専用アームとコンバータ/インバータ共通
アームは同一または互いに反転した変調率で動作させる
ことを特徴とするインバータ制御方法。 - 【請求項2】 請求項1記載のインバータ制御方法にお
いて、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能であるこ
とを特徴とするインバータ制御方法。 - 【請求項3】 交流電源及び負荷の間に1次巻線を配し
た直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器の2
次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記インバ
ータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電装置
において、前記インバータは、スイッチング素子と逆並
列に接続したダイオードを上下に直列接続した第1〜第
3直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端に
コンデンサを接続し、第1直列アームのダイオードの直
列接続点と交流電源の一方との間、第2直列アームのダ
イオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第2直
列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の2次
巻線の一方との間、第3直列アームのダイオードの直列
接続点と直列変圧器の2次巻線の他方との間にそれぞれ
リアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の2次
巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成とし、第
1〜第3直列アームは各フルブリッジコンバータ専用ア
ーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ
/インバータ共通アームとして動作させ、フルブリッジ
コンバータ専用アームとコンバータ/インバータ共通ア
ームは同一または互いに反転した変調率で動作させるこ
とを特徴とするインバータ制御方法を用いた節電装置。 - 【請求項4】 請求項3記載のインバータ制御方法にお
いて、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、
同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能とし、負
荷に印加する電圧を交流電源に対して昇圧及び降圧する
ことを特徴とするインバータ制御方法を用いた節電装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002022947A JP4140245B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002022947A JP4140245B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003230282A true JP2003230282A (ja) | 2003-08-15 |
JP4140245B2 JP4140245B2 (ja) | 2008-08-27 |
Family
ID=27745789
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002022947A Expired - Fee Related JP4140245B2 (ja) | 2002-01-31 | 2002-01-31 | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4140245B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006025540A (ja) * | 2004-07-08 | 2006-01-26 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
JPWO2018034007A1 (ja) * | 2016-08-19 | 2018-11-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
WO2024106382A1 (ja) * | 2022-11-16 | 2024-05-23 | 株式会社アイシン | 電源装置 |
-
2002
- 2002-01-31 JP JP2002022947A patent/JP4140245B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006025540A (ja) * | 2004-07-08 | 2006-01-26 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
JP4556516B2 (ja) * | 2004-07-08 | 2010-10-06 | 富士電機システムズ株式会社 | 電力変換装置 |
JPWO2018034007A1 (ja) * | 2016-08-19 | 2018-11-22 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
WO2024106382A1 (ja) * | 2022-11-16 | 2024-05-23 | 株式会社アイシン | 電源装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4140245B2 (ja) | 2008-08-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8134351B2 (en) | Four-switch step-down storageless converter | |
JP5454819B2 (ja) | 昇圧チョッパ回路の制御方法 | |
JP4672363B2 (ja) | コンバータ電源回路 | |
JPWO2009075366A1 (ja) | ソフトスイッチング電力変換装置 | |
JP2013021861A (ja) | 電源装置及びその制御方法 | |
JP2008199808A (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
JP2011019323A (ja) | 力率改善回路 | |
JP2013048508A (ja) | 電源装置 | |
CN111697852A (zh) | 用于操作功率转换器的方法 | |
JP2010124567A (ja) | スイッチング電源装置 | |
KR20190115364A (ko) | 단상 및 3상 겸용 충전기 | |
JP2019092242A (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP3574849B2 (ja) | Dc−dcコンバータ装置 | |
JP2012029362A (ja) | 電源回路 | |
US11381160B2 (en) | Variable switching frequency switched tank converters and associated methods | |
JP2000188867A (ja) | コンバータ回路および直流電圧制御用装置 | |
JP4473041B2 (ja) | 直流電源装置 | |
JP4365171B2 (ja) | 電力変換装置及びそれを用いたパワーコンディショナ | |
Pandey et al. | Bridgeless PFC converter based EV charger | |
KR20200071616A (ko) | 전력 변환 효율이 개선된 전력 변환 장치 | |
JP4140245B2 (ja) | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 | |
JP4140244B2 (ja) | インバータ制御方法とその制御方法を用いた節電装置 | |
JP2010273501A (ja) | 昇降圧スイッチング電源回路 | |
CN114123758A (zh) | Ac-dc变换器及ac-dc变换器的控制方法 | |
JP2019097273A (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20050126 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050126 |
|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20050126 |
|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050620 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20070723 |
|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20070723 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20071004 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071106 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071218 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080520 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080602 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110620 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110620 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120620 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130620 Year of fee payment: 5 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |