JP2006529078A - 多重安定化出力及び単一帰還ループを有するスイッチモード電源装置 - Google Patents

Abstract

入力電源電圧（Ｖ１）を入力電源（２０）から受信するとともに、対応する第１の安定化された出力電源電圧（Ｖ２）及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧（Ｖ４）を発生するスイッチモード電源装置（２００）を提供する。装置（２００）は、（ａ）第２の出力を発生する端子（ＮＳ_１）を有する誘導性構造（ＴＲ_１）と、（ｂ）入力電源（２０）と誘導性構造（ＴＲ_１）との間で結合され、スイッチングによって電流を誘導性構造（ＴＲ_１）に供給するスイッチング構造（ＳＷ_１）と、（ｃ）第２の出力を受信するとともに、第１の安定化した出力電源電圧（Ｖ２）を発生する主要な整流構造（Ｄ_１，Ｃ_１）と、（ｄ）スイッチング構造（ＳＷ_１）の動作を調整するために、第１の安定化された出力電源電圧（Ｖ２）と少なくとも一つの基準（３０）とを比較して、第１の出力電源電圧（Ｖ２）を安定して維持する帰還構造（ＡＭＰ１）と、（ｅ）帰還構造（ＡＭＰ１）によって安定化を行う信号を受信するために、誘導性構造（ＴＲ_１）の端子に結合したキャパシタ（Ｃ_３）を具える電圧乗算器を具え、少なくとも一つの第２の出力電圧（Ｖ４）を発生する第２の整流構造（２１０）とを有する。

Description

本発明は、スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）に関し、特に、本発明は、複数の安定化した出力を発生しながらそのような安定化を行う際に単一の帰還ループのみを用いるＳＭＰＳに関するが、これに限定されるものではない。

スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）は、広く知られており、少し言及するとコンピュータや、家電や、バッテリ充電器のような様々な装置で用いられている。交流（ａ．ｃ．）幹線給電を受信するとともに、安定された直流（ｄ．ｃ．）出力を発生するように形成するとき、ＳＭＰＳは、通常、１次巻線がスイッチング配置を通じて整流交流幹線給電に結合する変成器を有し、２次巻線が、整流配置を通じて、安定化された直流出力を発生する蓄電配置に結合され、帰還配置が、直流出力を所望の電位に安定化するようスイッチング配置の動作を制御するために蓄電配置及びスイッチング配置に結合される。

これらの広範囲に及ぶ使用を考慮すると、ＳＭＰＳの他の多数の回路配置が知られている。例えば、ＳＭＰＳ回路配置は、米国特許第４，５１７，６３３号、米国特許第５，８３５，３６０号及び米国特許出願第２００１／００２８５７０号に記載されている。

上記米国特許第５，８３５，３６０号において、二つの出力回路を有するＳＭＰＳが記載されており、出力回路の一方は、ＳＭＰＳの入力スイッチング装置の制御によって直接安定化され、他方は間接的に安定化される。そのような間接的な安定化は、第１及び第２出力回路の巻線を具えるエネルギー蓄積磁気コアの周りを同様に巻かれた他の巻線によって行われる。他の巻線は、出力回路の比較的低い電圧のものと比較的高い電圧の出力回路との間に接続される。さらに、低電圧回路に軽い負荷をかけたときに結合回路が高電圧出力から低電圧出力まで電流を流すことができるように、他の巻線が接続され、結合電流は、低電圧出力の負荷が増大するに従って減少することができる。磁気コアの周りの三つの巻線を利用することによって、更に大きい共通の磁気結合を達成することができ、その結果、作動中の出力の安定化が向上する。

関連で本発明と比較するために、ＳＭＰＳの現在知られている形態を、図１及び２を参照して説明する。図１において、簡単なフライバックＳＭＰＳは、一般に１０によって示され、スイッチング装置ＳＷ_１と、帰還制御増幅器ＡＭＰ_１と、整流ダイオードＤ_１と、電解キャパシタＣ_１と、基準電圧Ｖ_３を発生する電圧基準３０とを具える。増幅器ＡＭＰ_１は、アナログ制御増幅器、のこぎり波発振器及びアナログコンパレータ（図示せず）を有し、アナログ増幅器は、反転入力信号（−）及び非反転入力信号（＋）を受信するとともに、これら反転入力信号と非反転入力信号との間の増幅された差に対応する増幅されたアナログ出力信号を発生するように構成され、のこぎり波発生器は、アナログのこぎり波波形信号を発生するように配置され、コンパレータは、増幅された出力信号及びのこぎり波信号を受信するとともにこれらを比較して矩形波出力信号を発生するように配置され、矩形波出力信号のマーク対スペース比は、アナログ出力信号の電位に対するのこぎり波波形の電位に応じて可変であり、矩形出力波形は、スイッチング装置ＳＷ_１を駆動するのに適切である。変成器ＴＲ_１は、共通のコアでそれぞれ磁気的に結合した１次巻線ＮＰ_１及び２次巻線ＮＳ_１を有する。２次巻線ＮＳ_１は、ダイオードＤ_１を通じて、作動中に出力電圧Ｖ_２が現れる電気的な負荷ＬＤ_１に並列に接続したキャパシタＣ_１に接続される。１次巻線ＮＰ_１は、スイッチング装置ＳＷ_１の電力端子を通じて、作動中に電位Ｖ_１が現れる入力電源２０に結合される。したがって、ＳＭＰＳ１０は、図１に示したように互いに接続される。電源２０は、分離のために変成器ＴＲ_１が利用されないときに接地電位ＧＮＤに任意に接続される。

作動中、装置ＳＷ_１は、導通期間ｔ_１の間に電流Ｉ_ｓを繰り返し流し（時間ｔの関数として波形を示す挿入グラフ参照）、これらの期間の間では、装置ＳＷ_１は、非導通期間ｔ_２の間ほぼ非導通状態となる。装置ＳＷ_１が導通期間ｔ_１の間に導通すると、電流Ｉ_ｓが、式１（Ｅｑ．１）に従って導通期間ｔ_１の終端で値ｉ_ｐと仮定するようにほぼ線形的に増大する。

この場合、Ｌ_ｐを、作動中に１次巻線ＮＰ_１の接続端子に現れるインダクタンスとする。

電流Ｉ_ｓは、変成器ＴＲ_１のコア内に磁界を反復的に導入するように操作可能である。各導通期間ｔ_１の終端において、コアに導入された磁界は、１次巻線ＮＰ_１に流れる電流Ｉ_ｓを維持するよう試みる逆起電力（ｅ．ｍ．ｆ）を発生するために消失するが、装置ＳＷ_１が非導通期間ｔ_２中に非導通状態であるので、結果的には、２次巻線ＮＳ_１に流れる電流によって、ダイオードＤ_１を通じて電荷がキャパシタＣ_１に供給される。増幅器ＡＭＰ_１は、負荷ＬＤ_１の両端間に現れた出力電圧Ｖ_２をモニタするとともに出力電圧Ｖ_２を基準電圧Ｖ_３と比較するように操作可能であり、増幅器ＡＭＰ_１は、負帰還によって電圧Ｖ_２とＶ_３との間の差を零の大きさに強いるように試みるために、例えば、ＰＭＷ制御によって導通期間ｔ_１及び非導通期間ｔ_２の持続時間の一つ以上を変更する。

コスト的に有利なアプリケーションにおいて、二つの制御増幅器及び関連の安定化電子装置のコストを被ることなくＳＭＰＳ１０が有益に第２の出力を有する状況に出くわすことは、従来知られている。そのような機能とコストとの両立を達成するために、図１のＳＭＰＳ１０を図２に１００で示した対応するＳＭＰＳに変更するのが一般的である。

ＳＭＰＳ１００において、変成器ＴＲ_２は、第１の２次巻線ＮＳ_１に加えて第２の２次巻線ＮＳ_２が変成器ＴＲ_２に含まれる点を除いて、変成器ＴＲ_１と同様である。２次巻線は、ダイオードＤ_３と第２の負荷ＬＤ_２に結合した電解キャパシタＣ_２とを有する他の２次回路に結合され、他の２次回路は、負荷ＬＤ_２の両端間に出力電圧Ｖ_４が現れるように操作可能である。２次巻線ＮＳ_２は、図２に示すように１次巻線ＮＳ_１に直列に接続される。

理論的には、出力電圧Ｖ_４は、式２（Ｅｑ．２）により電圧Ｖ_２と関連する。

この場合、ｎ_ＮＳ１及びｎ_ＮＳ２をそれぞれ、第１及び第２の２次巻線ＮＳ_１，ＮＳ_２の巻数とする。

理想的な状況において、増幅器ＡＭＰ_１は、巻線ＮＰ_１，ＮＳ_１及びＮＳ_２が磁気的に閉じて結合されたときに電圧Ｖ_２及びＶ_４を完全に安全化するように操作可能である。しかしながら、実際には変成器ＴＲ_２の磁束漏れを考慮した不完全な結合が生じ、電圧出力Ｖ_２の内部抵抗より高い内部抵抗に起因して現れる電圧出力Ｖ_４が生じることが、発明者によって認識されている。したがって、変成器ＴＲ_２に完全な結合がない場合、電圧出力Ｖ_４が不完全に安定化される。

発明者は、変成器ＴＲ２がアルミニウムホイル巻線を組み込む図２のＳＭＰＳ１００を実験的に特徴付けた。ＳＭＰＳ１００の実現は、図３に示すような測定されたパフォーマンスを表し、これは、第２の負荷ＬＤ_２を流れる電流Ｉ_ＬＤ２の関数としての出力電圧Ｖ_４を示す。ＳＭＰＳ１００は、１次巻線ＮＳ_１及び２次巻線ＮＳ_２とそれぞれ同様な巻数ｎ_ＮＳ１及びｎ_ＮＳ２で実現され、０Ａ（曲線Ｋ１）、２Ａ（曲線Ｋ２）、４Ａ（曲線Ｋ３）及び８Ａ（曲線Ｋ４）を引き出す負荷ＬＤ_１に対して出力Ｖ_２＝５．２Ｖとなるように安定化される。２〜８Ａの範囲を引き出す負荷ＬＤ_１及び０．１Ａを上回って引き出す負荷ＬＤ_２の動作は、所定の重大でないアプリケーションで許容しうるが、回路のコスト及び複雑さをできるだけ減少する必要があるとともに更に高い品質の安定化が要求される多くのアプリケーションに対して、ＳＭＰＳ１００のパフォーマンスが多くのアプリケーションに対して満足いくものでないことを、発明者は認識した。

変成器ＴＲ_１にホイル巻線、例えば、アルミニウム及び／又は銅ホイル巻線を用いることによってＳＭＰＳ１００の安定化パフォーマンスを向上することを、発明者は認識した。しかしながら、そのようなホイル巻線の変成器は、製造するのに高価であり、エナメル銅ワイヤで用いられる通常の巻線技術に比べて特殊な製造技術を要求する。そのようなホイル巻線の磁気的な構成要素は、しばしば、高価な単一ソースアイテムとなる。

変成器ＴＲ_２で用いられる通常の巻線、例えば、エナメル銅ワイヤ巻線の結果、ＳＭＰＳパフォーマンスは、図３に表されるものに比べて劣化する。そのようなエナメル銅ワイヤ巻線で実現したＳＭＰＳ１００のパフォーマンスを向上するために、巻線を交互に重ね合わせ及び／又はバイフィラー(bifilar)形態で配置し及び／又は他のらせん巻線形態で巻いて第２出力Ｖ_２の安定化を向上できることを、発明者が認識した。しかしながら、実際には、このようならせんの変成器の実現は、適度の負荷電流変化に対してＳＭＰＳ１００の交差安定化誤差(cross-regulation error)を５〜１０％の範囲で減少することしかできない。多数の技術的なアプリケーションにおけるそのようなパフォーマンスは、満足のいくものではない。

既に説明したように、第２の電圧出力Ｖ_２の更に正確な調整は、能動的な電子装置を用いて、例えば、キャパシタＣ_２と負荷ＬＤ_２との間に線形及び／又はスイッチモード安定化装置によって実現可能であるが、ＳＭＰＳが要求されるタスの実用的なアプリケーションに対して、法外に高価であり、及び／又は、解決を非常に複雑にし、及び／又は、不十分な電力効率となる。

したがって、発明者は、特別な巻線の変成器及び／又は他の出力調整装置を用いる必要なく一つ以上の他のＳＭＰＳの第２の出力に関する調整の上記問題を少なくとも部分的に指摘するＳＭＰＳ形態を開発した。

本発明の第１の目的は、回路の複雑さ及びコストをほとんど増大することなく高い精度で安定化される、第１の安定化出力少なくとも一つの第２の出力を有するスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を提供することである。本発明は、独立項によって規定される。従属項は、好適例を規定する。

第１の出力に対して更に正確に安定化される少なくとも一つの第２の出力を発生できる点で、装置は有利である。誘導性手段を、変成器又はインダクタとすることができる。

好適には、装置において、誘導性手段及び第１の整流手段は、フライバック型コンバータスイッチモード電源として形成される。フライバック型コンバータスイッチモード電源は、誘導性手段に変成器型の素子を有するものであり、誘導性手段の作動中の磁界は、周期的に減少して、装置からの出力を発生するのに用いられるフライバック電位を発生させる。フライバック型コンバータＳＭＰＳは、効率が高いものとして知られており、例えば幹線電源を分離するように入力電源と出力電源との間の分離を行うことができる。

誘導性手段及び第１の整流手段をバック型コンバータスイッチモード電源として形成するように、装置を配置することもできる。バック型コンバータスイッチモード電源は、負荷から発生した電流が誘導性素子を通過するものであり、電流は、負荷に対する電力の制御のために周期的に遮断される。比較的簡単で相当の電力を処理できるという点でバック型コンバータＳＭＰＳは有利である。

装置において、好適には、前記第１及び第２の整流手段のそれぞれの電圧降下を少なくとも部分的に相殺して前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧の前記電圧降下への依存が少なくなるように、前記第１及び第２の整流手段を互いに接続する。電圧降下の少なくとも部分的な補償によって、少なくとも一つの第２の出力電源電圧の安定化を向上する。

更に好適には、電流整流用の第１及び第２の整流手段は、シリコンダイオードと、ゲルマニウムダイオードと、ショットキーダイオードのうちの少なくとも一つを具える。ゲルマニウムダイオード及びショットキーダイオードは、シリコンダイオードに比べて低い順方向電圧降下を示すという点で有利であるが、シリコンダイオードは、比較的廉価であり、作動中に高い逆電位となるときに特に強固である。電流整流用の第１及び第２整流手段に含まれるダイオードは、同期整流器として機能するスイッチング装置を具える。そのような同期整流は、シリコンダイオードを用いる場合に比べて高いエネルギー効率となることができる。

好適には、装置は、前記第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の電源電圧を、ほぼ対称な正電圧及び負電圧とするように構成される。

好適には、第２の整流手段は、能動安定化素子を有しない。そのような配置は、製造コスト及び装置の複雑さを減少することができる。

好適には、第２の整流手段は、インダクタ及びダイオードを具える。そのような素子は、複数のソースから入手するのが比較的容易であり、強固であり、かつ、廉価である。インダクタは、好適には誘導性手段に磁気的に結合されない。

好適には、装置において、第１の整流手段と第２の整流手段のうちの少なくとも一方は、電流用の戻り経路に整流ダイオードを有する。所定のタイプの素子を設計するに際し、装置の周辺に形成される他の電子素子の電気的な特徴を考慮すると、戻り経路に整流ダイオードを有するのがしばしば便利である。

好適には、装置において、前記第２の整流手段が、前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧に先行するとともに前記少なくとも一つの第２の出力電圧のスイッチングリップルを減衰するローパスフィルタを有する。そのようなフィルタは、少なくとも一つの第２の出力電源電圧のリップルを減少することができ、これによって、例えば、比較的低い切替周波数を用いることができる。

好適には、装置において最適な安定化を行うために、第１の整流手段及び第２の整流手段は、互いに整数倍の第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧を発生する。

また、一部のユーザの要求に適用するために、第１の整流手段及び第２の整流手段は、互いに非整数倍の第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧を発生する。

本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら例示として説明する。図に参照番号を付さない場合、これらは、先の図面で同一機能を実行する同一の信号又は同一素子を言及する。

既に説明したように、発明者は、図２に示す既に説明した現存するフライバックモード電源装置（ＳＭＰＳ）１００がＶ_４で示す他の出力の安定化の品質を不十分にしたことを認識し、そのような不十分な調整を図３においてグラフで示す。発明者は、ＳＭＰＳ１００が図１の上記ＳＭＰＳ１０からの通常の論理的な展開であることを認識するが、発明者は、本発明による別の第１のフライバックモードコンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を開発し、このＳＭＰＳを、図４において一般的に２００で示す。

ＳＭＰＳ２００は、従来のＳＭＰＳ１０で用いられるような上記変成器ＴＲ_１を、関連のスイッチング装置ＳＷ_１と、帰還制御増幅器ＡＭＰ_１と、電圧基準３０と共に有する。変成器ＴＲ_１の上記１次巻線ＮＰ_１は、その第１端子において、接地電位ＧＮＤに対してＶ_１の大きさの出力電圧を維持する電源２０の第１端子に接続され、さらに、１次巻線ＮＰ_１の第２端子は、スイッチング装置ＳＷ_１の電力端子を通じて接地電位ＧＮＤに接続される。さらに、ＳＭＰＳ２００は、変成器ＴＲ_１の上記２次巻線ＮＳ_１の第１端子に対してアノード端子から接続した上記ダイオードＤ_１も有し、ダイオードＤ_１は、そのカソード端子において、図示したように上記電解キャパシタＣ_１の正電極に接続される。２次巻線ＮＳ_１の第２端子及びキャパシタＣ_１の負電極は、図示したように接地電位ＧＮＤにも接続される。帰還接続は、図示したようにキャパシタＣ_１の正電極から増幅器ＡＭＰ_１の反転入力部（−）に結合される。さらに、上記電圧基準Ｖ_３は、基準３０から増幅器ＡＭＰ_１の非反転入力部（＋）に結合される。増幅器ＡＭＰ_１は、作動中にスイッチング出力信号Ｘ_１を発生し、そのパルス幅及び／又はパルス繰返し数は、増幅器ＡＭＰ_１の反転入力部（−）に供給される信号とその非反転入力部（＋）に供給される信号との間に生じる電圧差の関数となる。既に説明したように、増幅器ＡＭＰ_１は、パルス幅変調（ＰＭＷ）出力を発生する構成要素を有する。

ＳＭＰＳ２００は、破線２１０内に含まれるように示す倍電圧回路も有する。倍電圧回路は、黒点で示すような２次巻線ＮＳ_１の第１端子に負電極で接続する電解キャパシタＣ_３を有し、さらに、キャパシタＣ_３は、その負電極で上記ダイオードＤ_２のアノード電極及びインダクタＴＲ_１の第１端子に接続される。インダクタＴＲ_１は、例えば巻線によって変成器ＴＲ_１の磁気コアに対して磁気的に結合されておらず、すなわち、インダクタＴＲ_１は、変成器ＴＲ_１の磁気コアから十分磁気的に切り離されている。しかしながら、後に説明するように、インダクタＴＲ_１を、必要な場合には変成器ＴＲ_１に対して少なくとも部分的に磁気的に結合するように配置することができる。インダクタＴＲ_１の第２端子は、図示したようにダイオードＤ_１のカソード電極に接続される。ダイオードＤ_２のカソード電極は、上記電解キャパシタＣ_２の正電極に接続され、その負電極は、接地電位ＧＮＤに接続される。上記第２の負荷ＬＤ_２は、キャパシタＣ_２の電極間に接続される。

ＳＭＰＳ２００の動作を説明するために、ＳＭＰＳ２００の準一定（ｄ．ｃ．）状態(quasi-constant condition)を最初に考察する。作動中、２次巻線ＮＳ_１の両端間に現れる平均電圧はほぼ零になる。その理由は、この巻線ＮＳ_１が１次巻線ＮＰ_１に誘導的に結合されるからである。すなわち、信号Ｘ_２は、図６に示すようにほぼ接地電位ＧＮＤに平均化される。図６において、横軸２５０は時間を表し、縦軸２６０は信号の大きさを表す。同様に、インダクタＴＲ_１が無視しうる抵抗を有すると仮定すると、その間に現れる平均電位はほぼ零に平均化される。すなわち、信号Ｘ_３は、負荷ＬＤ_１の両端間に現れる電位Ｖ_２は零に平均化される。その結果、キャパシタＣ_３の両端間に現れる平均電位は、負荷ＬＤ_１の両端間に現れる電位Ｖ_２と等価になる。

瞬時的（ａ．ｃ．）状態(momentary condition)において、信号Ｘ_２は、図６に示すように変動する。すなわち、信号Ｘ_２は、式３（Ｅｑ．３）に従って大きさＰＵで瞬時的にピークとなる。

この場合、電位Ｖ_Ｄ１を、ダイオードＤ_１の両端間に生じる順方向電圧降下とする。例えば、Ｖ_Ｄ１は、ダイオードＤ_１がシリコン装置であるときにはほぼ０．７Ｖであるが、例えば０．２Ｖのオーダの更に小さい大きさの電圧降下Ｖ_Ｄ１を、ショットキーダイオード又はゲルマニウムダイオードを用いて達成可能である。スイッチング装置ＳＷ_１が、作動中にキャパシタＣ_３の両端間に現れる電位が準一定になるように十分高い電圧、例えば、インダクタＴＲ_１を通じたキャパシタＣ_３の瞬時的な放電を防止する十分高い周波数で作動するとき、信号Ｘ_３は、それに従って（２×Ｖ_２）＋Ｖ_Ｄ１の電位で瞬時的にピークとなる。キャパシタＣ_２に接合したダイオードＤ_２が、ダイオードＤ_２の両端間の順方向電圧降下Ｖ_Ｄ２より低い信号Ｘ_３のピーク値に対応する電位までキャパシタＣ_２を充電するよう操作可能であるので、電位Ｖ_４は、式４（Ｅｑ．４）に従って負荷ＬＤ_２の両端間に現れる。

ダイオードＤ_１，Ｄ_２が相互に同様なタイプ、例えば、好適には同温で(isothermally)結合した整合された装置(matched device)であるとき、式４は、Ｖ_４＝２×Ｖ_２と簡単化される。この例を図６に示し、この場合、電位Ｖ_４は、キャパシタＣ_１、Ｃ_２及びＣ_３の充電及び放電によって生じた比較的小さいリップルは別にしてほぼ２×Ｖ_２に等しい。電位Ｖ_２が、基準電位Ｖ_３に関連して増幅器ＡＭＰ_１の動作によって安定化されるので、電位Ｖ_４もそれに応じて十分調整される。

図６を参照すると、信号Ｘ_１は、電力電極間のスイッチング装置ＳＷ_１の非導通及び導通にそれぞれ対応する論理状態‘０’及び‘１’の間の切替を示す。それに応じて、スイッチング装置ＳＷ_１を流れる電流Ｉ_ｐは、図示したようなピーク値としてＰを有する立ち上がり傾斜形態と仮定し、その間、信号Ｘ_２は、負の大きさ−ＰＬとなる。スイッチング装置ＳＷ_１が非導通状態となって、Ｉ_ｐがほぼ零になると、それに関連した磁界の低下が変成器ＴＲ_１のコア内に生じる。−ＰＬの大きさは、入力電圧Ｖ_１の大きさによって決定される。

発明者は、図４のＳＭＰＳ２００を構成するとともに実験的に特徴付けて、図５に示すような結果を生じた。この場合、曲線Ｋ４，Ｋ３，Ｋ２，Ｋ１はそれぞれ、負荷ＬＤ_１を流れる８Ａ，４Ａ，２Ａ及び０Ａの電流にそれぞれ対応する。図５の横軸２７０は、負荷ＬＤ_２を流れる電流すなわち電流Ｉ_ＬＤ２に対応する。さらに、電位Ｖ_４を、対応する縦軸２８０に沿って表す。

図５に示す負荷ＬＤ_２に関連したＳＭＰＳ２００の安定化特性を、図３に示すＳＭＰＳ１００の安定化特性と比較する。ＳＭＰＳ２００の安定化特性がＳＭＰＳ１００の安定化特性より著しく優れていることが観察される。さらに、ＳＭＰＳ１００が、ホイル導体の技術を用いて実現した変成器ＴＲ_１を用いるのに対して、ＳＭＰＳ２００は、通常のエナメル導ワイヤコイル巻線構造プロシージャを用いて変成器を実現するときに図５に示すのと同様なパフォーマンスの結果を生じることができる。ＳＭＰＳ２００は、負荷ＬＤ_１によってほぼ零の電流が引き出されたときでも優れた安定化を行うことができる。

ＳＭＰＳ２００は、次の点でＳＭＰＳ１００と区別される。両方とも、増幅器ＡＭＰ_１によって制御された電圧Ｖ_２を発生する１次安定回路を有するが、ＳＭＰＳ２００は、１次回路から直接取得した電圧多重化(voltage multiplication)及び増幅器ＡＭＰ_１に制御を課すことによって他の出力Ｖ_４を取得し、それに対して、ＳＭＰＳ１００は、間接的で不完全な磁気結合によって他の出力Ｖ_４を取得し、増幅器ＡＭＰ_１が正確な安定化を行うことができない。

図４のＳＭＰＳ２００を、単一の他の出力以外の出力を発生するように変更することができる。例えば、図７において、ＳＭＰＳ２００の変形を示し、変形したＳＭＰＳに３００を付す。二つの他の出力電圧Ｖ_４，Ｖ_５を発生するために、図４の破線２１０内に含まれるように示した構成要素を複数配置する。電圧Ｖ_４，Ｖ_５をそれぞれＶ_２の２倍又は３倍にする。好適には、ＳＭＰＳ３００のダイオードＤ_１，Ｄ_２及び他のダイオードＤ_５は、互いに同様であり、更に好適には、これらダイオードは、動作中に互いに等温である。例えば、電位Ｖ_２の４倍の出力を発生するために、２を超える更なる他の出力を、同様にしてＳＭＰＳ３００に追加することができる。

ＳＭＰＳ２００を、複数の互いに相違する回路配置で実現することができる。例えば、図８において、一般的に４００を付したＳＭＰＳを示し、この場合、ダイオードＤ_１は、負荷ＬＤ_１からの戻り経路に接続され、インダクタＴＲ_１は、キャパシタＣ_３と負荷ＬＤ_２との間で関連の電解キャパシタＣ_２に接続されている。さらに、ダイオードＤ_２は、アノード電極でキャパシタＣ_１に接続され、カソード電極で、図示したようにキャパシタＣ_３及びインダクタＴＲ_１が接続されている接合部に接続される。作動中にキャパシタＣ_３の両端間に生じる切替周波数リップルをフィルタ処理する有効なローパスフィルタをインダクタＴＲ_１及びキャパシタＣ_２の配置によって形成できる点で、ＳＭＰＳ４００は有利である。ＳＭＰＳ４００は、Ｖ_２及び２倍のＶ_２（Ｖ_４）の二つの正の出力を発生するように操作可能である。

多数の電子システムにおいて、例えば、作動増幅器や、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）や、音声増幅器のようなアナログ回路に給電するために接地電位に対する利用可能な対称の正供給電位及び負供給電位を有することがしばしば望まれる。したがって、図９において、ＳＭＰＳ２００の変形を示し、変形したＳＭＰＳには一般に５００を付す。ＳＭＰＳ５００において、キャパシタＣ_２が反転され、キャパシタＣ_３が負電極でダイオードＤ_２のアノード電極及びインダクタＴＲ_１の第１端子に接続されている点を除いて、ＳＭＰＳ５００はＳＭＰＳ２００と同様である。インダクタＴＲ_１の第２端子は、負荷ＬＤ_２に接続される。さらに、ダイオードＤ_２のカソード電極は、接地電位（ＧＮＤ）に接続される。負荷ＬＤ_１，ＬＤ_２に接続した正の出力及び負の出力がそれぞれ基準電圧Ｖ_３に対して互いに追従する点で、ＳＭＰＳ５００は有利である。さらに、インダクタＴＲ_１及びキャパシタＣ_２の幾何学的な配置は、キャパシタＣ_３の両端間に存在する切替周波数リップルを有効に減衰するローパスフィルタとして機能することができる。

図１０において、一般的に６００を付した他のスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を示す。ほぼ対称な正出力及び負出力を負荷ＬＤ_１，ＬＤ_２にそれぞれ供給できるという点で、ＳＭＰＳ６００はＳＭＰＳ５００と同様である。しかしながら、ダイオードＤ_１は、図示したように戻り経路に含まれる。同様に、図示したように負の出力を負荷ＬＤ_２に供給するために、ダイオードＤ_２は順方向経路に接続される。

本発明は、フライバックコンバータＳＭＰＳの種々の形態に限定されるものではない。主要な安定化出力を発生するバックタイプ(buck-type)コンバータスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に他の出力を供給するために、主要な安定化出力に直接リンクした一つ以上の電圧乗算器を用いることができる。この点に関して本発明を更によく説明するために、現存するバックタイプコンバータＳＭＰＳを、図１１を参照して説明し、現存するバックタイプＳＭＰＳには、一般に７００を付す。

ＳＭＰＳ７００は、第１電力電極で入力電源２０に結合したスイッチング装置ＳＷ_１を具え、入力電源２０は、接地電位ＧＮＤに接続される。装置ＳＷ_１は、第２電力電極でダイオードＤ_１のカソード電極及びインダクタＴＲ_１の第１端子に接続される。ダイオードＤ_１のアノード電極は、接地電位ＧＮＤに接続される。インダクタＴＲ_１の第２端子は、キャパシタＣ_１に並列接続された負荷ＬＤ_１の並列結合に接続される。さらに、インダクタＴＲ_１の第２端子は、制御増幅器ＡＭＰ_１の反転入力部（−）にも接続される。増幅器ＡＭＰ_１の非反転入力部（＋）は、基準電圧Ｖ_３に結合される。さらに、ＰＷＭ及び／又はパルス繰返し数制御出力部は、増幅器ＡＭＰ_１の出力部からスイッチング装置ＳＷ_１のスイッチング入力部に結合される。

作動中、電流Ｉ_Ｂは、ソース２０からスイッチング装置ＳＷ_１、インダクタＴＲ_１、負荷ＬＤ_１及び接地電位ＧＮＤを通じてソース２０に戻る。スイッチング装置ＳＷ_１は、周期的に電流Ｉ_Ｂを遮断するために制御増幅器ＡＭＰ_１によって駆動される。装置ＳＷ_１が導通すると、電流Ｉ_Ｂは、傾斜状に増大し、その間にインダクタＴＲ_１に磁界を導入する。スイッチング装置ＳＷ_１の導通瞬時の各々の直後に、インダクタＴＲ_１の磁界が減少して、インダクタＴＲ_１の端子Ｊを、−Ｖ_Ｄ１に対応する電位に仮定し、この場合、Ｖ_Ｄ１を、ダイオードＤの両端間の順方向電圧降下とする。さらに、インダクタＴＲ_１の磁界中に蓄積されるエネルギーは、これによってキャパシタＣ_１に移され、その後、負荷ＬＤ_１に移される。

ソース２０から供給される電位Ｖ_１とは異なる電位を負荷ＬＤ_１間に出現させることができるという点で、ＳＭＰＳ７００は有利である。ＳＭＰＳ７００のスイッチモードの性質を考慮すると、簡単な従来のアナログ抵抗安定器を用いる場合に比べて少ないエネルギー損失で電圧Ｖ_２の安定化を行う。

発明者の認識によれば、ＳＭＰＳ７００には、本発明による電圧多重化によって取得した他の出力を供給することができ、インダクタＴＲ_１及び制御増幅器ＡＭＰ_１のような関連の素子によって、他の出力を、制御増幅器ＡＭＰ_１によって正確に調整することができる。したがって、図１２を参照すると、８００を付した本発明によるバック型スイッチモード電力装置（ＳＭＰＳ）を示す。ＳＭＰＳ８００は、図１１に示すＳＭＰＳ７００の素子を、図１２において一点鎖線８１０内に含まれる他の電圧乗算器素子とともに有する。他の素子は、キャパシタＣ_３、ダイオードＤ_２、インダクタＬ_１及びキャパシタＣ_２を有する。電解キャパシタＣ_３の負電極は、図示したようにダイオードＤ_１のカソード電極及びインダクタＴＲ_１の第１端子に接続される。さらに、キャパシタＣ_３の正電極は、ダイオードＤ_２のカソード電極及びインダクタＬ_１の第１端子に接続される。さらに、ダイオードＤ_２のアノード電極は、図示したように負荷ＬＤ_１及びキャパシタＣ_１に結合される。最後に、インダクタＬ_１の第２端子は、キャパシタＣ_２の正電極及び負荷ＬＤ_２に結合され、キャパシタＣ_２の負電極及び負荷ＬＤ_２は、接地電位ＧＮＤにも接続される。

作動中、ＳＭＰＳ８００のスイッチング装置ＳＷ_１は、増幅器ＡＭＰ_１の制御下で、電流Ｉ_Ｅを周期的に遮断し、電流Ｉ_Ｅが装置ＳＷ_１を流れることによって、ダイオードＤ_１のカソード電極の端子Ｈは、電流Ｉ_ＥによってインダクタＴＲ_１に導入される磁界が減少するために接地電位ＧＮＤに対する−Ｖ_Ｄ１の電位に瞬時的に切り替わる。ＳＭＰＳ８００によって確立されたキャパシタＣ_１の両端間の電位Ｖ_２が瞬時的に変化することができないので、電位Ｖ_２＋Ｖ_Ｄ１がインダクタＴＲ_１の両端間に周期的に現れ、その結果、Ｖ_２の大きさの電圧差がキャパシタＣ_３の両端間に現れる。インダクタＬ_１は、装置ＳＷ_１の切替周波数で顕著なインピーダンスが存在するように配置され、これによって、キャパシタＣ_２と組み合わせて、キャパシタＣ_２の正電極に生じるリップルを減衰するとともに負荷ＬＤ_２の両端間にこのリップルが出現するのを防止するローパスフィルタを形成する。準静状態に関連して、ほとんど無視できる平均電圧降下が、インダクタＴＲ_１の両端間に生じ、したがって、キャパシタＣ_３の負電極は、平均して、接地電位ＧＮＤに対してＶ_２の電位となる。その結果、負荷ＬＤ_２の両端間に現れる出力電位Ｖ_４は、ほぼ２×Ｖ_２となる。基準電位Ｖ_３に対する、負荷ＬＤ_１の両端間に出現した電位Ｖ_２を安定化する制御増幅器ＡＭＰ_１を考慮すると、それに応じて、負荷ＬＤ_２の両端間に現れる電位Ｖ_４も、基準電位Ｖ_３に関して十分に安定化される。

ＳＭＰＳ８００の電圧乗算器を形成する素子を、整合した正電位及び負電位を出力できるバック型スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）を設けるよう再配置することができる。そのように再配置されたＳＭＰＳを図１３に示し、一般に９００を付す。図示したように、ＳＭＰＳ９００において、電圧乗算器をキャパシタＣ_３の正電極によって実現し、キャパシタＣ_３が、ダイオードＤ_１のカソード電極、インダクタＴＲ_１の電極及び装置ＳＷ_１の電力電極に接続される点を除いて、ＳＭＰＳ９００はＳＭＰＳ７００と同様である。キャパシタＣ_３の負電極は、ダイオードＤ_２のカソード電極及びインダクタＬの第１端子に結合される。インダクタＬ_１の第２端子及びキャパシタＣ_２の正電極は、接地電位ＧＮＤに結合される。さらに、ダイオードＤ_２のアノード電極は、キャパシタＣ_２の負電極に結合される。負荷ＬＤ_２は、図示したようにキャパシタＣ_２の電極の両端間に接続される。したがって、ＳＭＰＳ９００は、図１３に示すように幾何学的に形成される。

ＳＭＰＳ９００は、電圧Ｖ_２と同様な大きさで十分に追従する負電圧Ｖ_４を発生するように操作可能である。したがって、ＳＭＰＳ９００は、バランスのとれた対称な正及び負電力を発生することができ、これら電力は、例えば、接地電位ＧＮＤの周りで作動するように配置された作動増幅器や音声増幅器のような素子を有するアナログ電子回路にエネルギーを付与するのに便利である。

直接結合された電圧乗算回路を用いることによって一つ以上の他の出力をＳＭＰＳに供給する発明者の上記アプローチは、フォワード型(forward-type)コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）にも適用できる。図１４を参照すると、一般的に１０００を付した現存するフォワード型ＳＭＰＳを示す。ＳＭＰＳ１０００は、電源電位Ｖ_１を発生するソース２０と、変成器ＴＲ_３と、スイッチング装置ＳＷ_１と、ダイオードＤ_１，Ｄ_２と、インダクタＴＲ_１と、キャパシタＣ_１と、制御増幅器ＡＭＰ_１と、基準電圧Ｖ_３を発生する基準電源３０とを有する。

ＳＭＰＳ１０００内の素子の幾何学的な相互接続は、図１４に示す通りであり、完全を期すためにここで説明する。電位Ｖ_１を発生するソース２０の第１及び第２端子は、変成器ＴＲ_３の１次巻線ＮＰ_１の第１端子及び接地電位ＧＮＤにそれぞれ接続される。スイッチング装置ＳＷ_１の第１及び第２電力端子は、１次巻線ＮＰ_１の第２端子及び接地電位ＧＮＤにそれぞれ結合される。２次巻線ＮＳ_１の第１端子は、ダイオードＤ_１のアノード電極及び電解キャパシタＣ_１の負電極と共に接地電位ＧＮＤに結合される。２次巻線ＮＳ_２の第２端子は、ダイオードＤ_４のアノード電極に接続される。ダイオードＤ_１，Ｄ_４のカソード電極は、互いに接続されるとともにインダクタＴＲ_１の第１端子に接続される。インダクタＴＲ_１の第２端子は、キャパシタＣ_１の正電極に接続される。さらに、負荷ＬＤ_１は、キャパシタＣ_１の両端間に結合される。キャパシタＣ_１の正電極は、増幅器ＡＭＰ_１の反転入力部（−）に結合される。さらに、基準電源３０は、基準電圧Ｖ_３を発生するために接地電位ＧＮＤと増幅器ＡＭＰ_１の非反転入力部（＋）との間に接続される。さらに、増幅器ＡＭＰ_１からのＰＷＭ及び／又はパルス繰返し数の調整可能な出力部が、スイッチング装置ＳＷ_１のスイッチング入力部に接続される。インダクタＴＲ_１は、変成器ＴＲ_３のコアに磁気的に結合されない。

作動中、装置ＳＷ_１は、１次巻線ＮＰ_１に流れる電流を周期的に遮断する。遮断ごとに、遮断前に変成器ＴＲ_３のコア内に導入された磁界が消失し、これによって、２次巻線ＮＳ_１の両端間に電圧が誘導される。２次巻線に誘導された電圧によって、第２の電流が、インダクタＴＲ_１に流れ、その後、キャパシタＣ_１及びそれに関連した負荷ＬＤ_１に流れる。ダイオードＤ_１は、ダイオードＤ_４のカソード電極に接続したインダクタＴＲ_１の端子が接地電位ＧＮＤからＶ_Ｄ１を超えて降下するのを防止するよう操作可能であり、既に説明したように、Ｖ_Ｄ１を、ダイオードＤ_１の両端間に生じる順方向電圧降下とする。インダクタＴＲ_１は、キャパシタＣ_１及びダイオードＤ_１と組み合わせて装置ＳＷ_１の切替周波数で電圧Ｖ_２のリップルを有効にフィルタ処理することができ、すなわち、減衰することができる。制御増幅器ＡＭＰ_１は、反転入力部で電位Ｖ_２を受信するとともに、電位Ｖ_２を電位Ｖ_３に整合することを試みるように切替出力を装置ＳＷ_１の切替入力に調整して、電位Ｖ_２を安定化するように操作可能である。

発明者の認識によれば、図１４のフォワード型コンバータＳＭＰＳ１０００を、作動中に負荷ＬＤ_１の両端間に現れる電位のほぼ２倍の電位が生じる他の出力を発生するために本発明によって変更することができる。図１５を参照すると、一般的に１１００を付したフォワード型のコンバータＳＭＰＳを示す。ＳＭＰＳ１１００が一点鎖線１１１０内に示す電圧乗算器を更に有する点を除いて、ＳＭＰＳ１１００はＳＭＰＳ１０００と同様である。

電圧乗算器は、図示したように幾何学的に接続した電解キャパシタＣ_２、Ｃ_３、インダクタＬ_１及びダイオードＤ_２を有する。キャパシタＣ_３は、負電極でダイオードＤ_１、Ｄ_４のカソード電極に接続される。ダイオードＤ_２のアノード電極は、キャパシタＣ_１の正電極に結合される。さらに、ダイオードＤ_２のカソード電極は、キャパシタＣ_３の正電極及びインダクタＬ_１の第１端子に接続される。さらに、インダクタＬ_１の第２端子は、キャパシタＣ_２の正電極に結合される。また、キャパシタＣ_２の負電極は、接地電位ＧＮＤに接続され、負荷ＬＤ_２は、キャパシタＣ_２の電極の両端間に接続される。

作動中、スイッチング装置ＳＷ_１は、変成器ＴＲ_３の１次巻線ＮＰ_１を流れる電流を瞬時的に遮断し、これによって、ダイオードＤ_１のカソード電極は、接地電位ＧＮＤに対する−Ｖ_Ｄ１の電位を瞬時的に仮定する。キャパシタＣ_１の両端間に現れるＶ_２の電位が瞬時に変わることができないので、Ｖ_２＋Ｖ_Ｄ１のピーク電位が、インダクタＴＲ_１の両端間に周期的に生じる。ダイオードＤ_２とキャパシタＣ_３との組合せは、ダイオードＤ_２の両端間の順方向電圧降下より小さいこのピーク電位までキャパシタＣ_３を充電することができ、これによって、キャパシタＣ_３をＶ_２の電位まで充電する。これによってキャパシタＣ_３の両端間に現れた電位は、電位Ｖ_２と等価である。準静状態(quasi-static condition)において、インダクタＴＲ_１の両端間に生じる平均電圧降下は、ほとんど無視することができ、その結果、キャパシタＣ_３の正電極は、接地電位ＧＮＤより上の２×Ｖ_２の平均電位を仮定する。インダクタＬ_１及びそれに関連するキャパシタＣ_２は、装置ＳＷ_１の切替周波数でキャパシタＣ_３の正電極の高周波リップルを減衰するローパスフィルタを形成するよう操作可能である。

したがって、ＳＭＰＳ１１００は、負荷ＬＤ_１，ＬＤ_２のそれぞれの両端間の接地電位ＧＮＤに対するＶ_２，Ｖ_４の正の出力電位を発生するように操作可能であり、この場合、Ｖ_４＝２×Ｖ_２である。電位Ｖ_２，Ｖ_４の両方とも基準電位Ｖ_３を相互に追従する。

ＳＭＰＳ１１００を、バランスのとれた追従する負電位及び正電位を発生するように幾何学的に再構成することができる。そのように変更したＳＭＰＳを図１６に示し、この場合、バランスのとれた正の出力及び負の出力を発生するフォワード型コンバータスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に、一般的に１２００を付す。ＳＭＰＳ１２００が一点鎖線１２１０内に示した電圧乗算器を有する点を除いて、ＳＭＰＳ１２００はＳＭＰＳ１０００と同様である。乗算器は、図示したように互いに接続したキャパシタＣ_２，Ｃ_３、インダクタＬ_１及びダイオードＤ_２を有する。すなわち、キャパシタＣ_３の正電極は、ダイオードＤ_４のカソード電極に接続される。さらに、インダクタＬ_１の第１端子及びキャパシタＣ_２の正電極は、接地電位ＧＮＤに結合される。さらに、キャパシタＣ_３の負電極は、インダクタＬ_１の第２端子及びダイオードＤ_３のカソード電極に接続され、ダイオードＤ_２のアノード電極は、キャパシタＣ_２の負電極に接続され、負荷ＬＤ_２は、キャパシタＣ_２の電極間に接続される。

ＳＭＰＳ２００，３００，４００，５００，６００,８００，９００，１１００，１２００において、素子の値の選択は、これらＳＭＰＳが機能する切替周波数に依存する。切替装置ＳＷ_１は、好適には１ｋＨｚから５００ｋＨｚまでの周波数範囲で切り替わるが、１０ｋＨｚから１５０ｋＨｚまでの範囲の切替周波数は更に好適である。さらに、素子の選択は、ＳＭＰＳ２００，３００，４００，５００，６００,８００，９００，１１００，１２００が供給するのに要求される電力の量にも依存する。多数のアプリケーションにおいて、これらＳＭＰＳの電解キャパシタはそれぞれ、１μＦから１０，０００μＦまでの範囲のキャパシタンスを有する。さらに、インダクタはそれぞれ、５００ｎＨから１Ｈまでの範囲のインダクタンスを有し、更に好適には１０μＨから１００ｍＨまでの範囲のインダクタンスを有する。ダイオードＤ_１，Ｄ_２，Ｄ_３，Ｄ_４，Ｄ_５を、好適にはファーストリカバリーシリコンダイオードとするが、更に低い順方向電圧降下を考慮してショットキーダイオード及び／又はゲルマニウムダイオードを用いることができる。さらに、ダイオードＤ_１〜Ｄ_５は、好適には追従精度を増大するためにほぼ等温環境で整合され及び装着される。スイッチング装置ＳＷ_１は、好適には、バイポーラトランジスタ（ＢＰＴ）、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、金属−酸化膜−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、シリコン制御整流器（ＳＣＲ）、トライアック、熱電子管、又は流れる電流を急速に変更することができる他の任意のタイプの半導体若しくは熱電子装置のうちの少なくとも一つを有する。必要な場合には、制御増幅器ＡＭＰ_１及び切替え装置ＳＷ_１を、集積回路として組み合わせて実現することができる。

ＳＭＰＳ２００，３００，４００，５００，６００,８００，９００，１１００，１２００を、既に説明したように電圧乗算器を用いて発生した複数の他の出力、例えば、２を超える他の出力を有するように変更することができる。

本発明の範囲を逸脱することなく既に説明したように本発明によるＳＭＰＳを変更することができる。例えば、本発明を、現存する共振型コンバータスイッチモード電源、例えば、現存するＬＬＣコンバータに適用することもできる。さらに、本発明を、チャック型コンバータスイッチモード電源、半ブリッジ型スイッチモード電源、全ブリッジ型スイッチモード電源及びＳＥＰＩＣ型コンバータスイッチモード電源の一つ以上に適用することができる。

既に説明した本発明によるＳＭＰＳが、主要な安定化電圧の整数倍で他の出力電圧すなわち電位Ｖ_２を発生できるが、他の出力を発生するために用いられる電圧をオフセットすることによって非整数倍を発生することができる。例えば、図４のＳＭＰＳ２００を、１５００を付した図１７に示すようなフライバック型ＳＭＰＳを設けるように変更することができる。二つの２次巻線ＮＳ_１及びＮＳ_３を有する変成器ＴＲ_１を除いて、ＳＭＰＳ１５００はＳＭＰＳ２００と同様であり、この場合、巻線ＮＳ_３は、巻線ＮＳ_１に関連して非整数倍の巻数を有する。さらに、キャパシタＣ_３の負の電極は、既に説明したような１次巻線ＮＳ_１の代わりに巻線ＮＳ_３の第１端子に接続される。図示したように、巻線ＮＳ_３の第２端子は、巻線ＮＳ_１の第１端子に接続され、ダイオードＤ_１のアノード電極に結合される。巻線ＮＳ_１，ＮＳ_３は、図示したように同相で接続され、巻線ＮＳ_１，ＮＳ_３に隣接して黒点を付す。

ＳＭＰＳ１５００は、式５（Ｅｑ．５）によって規定したように他の出力電圧Ｖ_４を発生することができる。

この場合、
ｎｓ_１＝２次巻線ＮＳ_１の巻数、及び
ｎｓ_３＝２次巻線ＮＳ_３の巻線。

ダイオードＤ_１，Ｄ_３が互いにほぼ整合されていると仮定すると、式５は簡単化されて式６（Ｅｑ．６）が生じる。

この場合、Ｖ_ＤＭを、ダイオードＤ_１，Ｄ_３の両端間の互いに類似した電圧降下とする。変成器ＴＲ_１で他の巻線を用いることを考慮すると、ＳＭＰＳ１５００は、ＳＭＰＳ２００と同様に他の出力を安定化することができないが、それにもかかわらず、現存する配置からの向上を表す。必要な場合には、非整数倍を達成するために巻線ＮＳ_３を用いるとき、電位Ｖ_４の精度を向上するために、ダイオードＤ_１，Ｄ_２，Ｄ_３を、シリコンダイオードとショットキーダイオードの混合から選択することができる。ＳＭＰＳ１５００に対して採用した非整数の電圧多重化のアプローチを、既に説明した本発明による他のＳＭＰＳに適用することもできる。

既に説明した本発明によるＳＭＰＳを、可能性としては広い範囲のアプリケーション、例えば、
（ａ）移動電話機、例えば、液晶ディスプレイのバックライト、
（ｂ）ラップトップコンピュータ、コンピュータ周辺及び装置に関連した他のコンピュータ、
（ｃ）テレビジョンのような電子的なビジュアルオーディオ家電、音声電力増幅器のような装置を作動するために通常１２Ｖの自動車の電源電位から電圧乗算が要求される自動車環境で用いられるような高性能オーディオシステム、
（ｄ）バッテリ充電器、
（ｅ）低電圧固体状態電子回路に結び付く主要なスイッチモード電源で用いることができる。

図４〜１０，１２〜１５〜１７を参照して既に説明した実施の形態において、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いた同期整流を、整流ダイオードを用いる代わりとして実現できる。そのような同期整流の使用は、作動中に実施の形態において生じる電力損失を減少することができる。

上記実施の形態は、本発明を制限するものではなく、当業者は、添付した請求の範囲を逸脱することなく幾多の変形例を設計することができる。用語「具える」及びその結合の使用は、特許請求の範囲で言及した構成要素及びステップ以外の構成要素及びステップを除外するものではない。構成要素は、そのような構成要素の複数の存在を除外するものではない。複数の手段を列挙する装置の請求項において、これら手段の幾つかをハードウェアの同一のアイテムによって実施することができる。所定の手段を互いに相違する従属項で列挙したことは、これら手段の組合せを好適に用いることができないことを表しているのではない。

単一の安定化した出力を発生する現存のスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形回路図である。 単一の安定化した出力及び他の安定化していない出力を発生する現存のＳＭＰＳの線形回路図である。 導電ホイル巻線を有する変成器を用いて実現するときの図２のＳＭＰＳの測定されたパフォーマンスを示すグラフである。 主要な安定化された出力及び他の正の出力を有する本発明による第１のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 導電ホイル巻線を有する変成器を用いて実現するときの図４のＳＭＰＳの測定されたパフォーマンスを示すグラフである。 図４の第１のＳＭＰＳのスイッチング動作を示す信号対時間のグラフである。 複数の他の正の出力を有する本発明による第２のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 他の正の出力を発生するように操作可能であるとともに戻り経路に形成したダイオードを有する本発明による第３のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 他の負の出力を発生するように配置された、図４の第１のＳＭＰＳの変形である本発明による第４のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 図８の第３のＳＭＰＳの変形であり、他の負の出力を発生するように配置され、戻り経路に形成されたダイオードを有する本発明による第５のフライバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 現存するバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 他の正の出力を発生するように配置された本発明による第６のバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 第６のＳＭＰＳの変形であり、他の負の出力を発生するように配置された第７のバック型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 現存するフォワード型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 他の正の出力を発生するように配置された本発明による第８のフォワード型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 他の負の出力を発生するように配置された本発明による第９のフォワード型コンバータスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。 第１のＳＭＰＳの変形であり、主要な出力の非整数倍である他の出力電位を発生するように配置された本発明による第１０のフライバック型スイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）の線形図である。

Claims (8)

1. 入力電源電圧を入力電源から受信するとともに、対応する第１の安定化された出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の出力電源電圧を発生し、
   （ａ）第２の出力を発生する端子を有する誘導性手段と、
   （ｂ）前記入力電源と前記誘導性手段との間で結合され、スイッチングによって電流を前記誘導性手段に供給するスイッチング手段と、
   （ｃ）前記第２の出力を受信するとともに、前記第１の安定化された出力電源電圧を発生する第１の整流手段と、
   （ｄ）前記スイッチング手段の動作を調整するために、前記第１の安定化された出力電源電圧と少なくとも一つの基準とを比較して、前記第１の出力電源電圧を安定して維持する帰還手段と、
   （ｅ）前記帰還手段によって安定化を行う信号を受信するために、前記誘導性手段の端子に結合したキャパシタを具える電圧乗算器を具え、前記少なくとも一つの第２の出力電圧を発生する第２の整流手段とを有することを特徴とするスイッチモード電源装置。
2. 前記第１及び第２の整流手段のそれぞれの電圧降下を少なくとも部分的に相殺して前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧の前記電圧降下への依存が少なくなるように、前記第１及び第２の整流手段を互いに接続することを特徴とする請求項１記載の装置。
3. 前記第１及び第２の整流手段に含まれるダイオードが、同期整流器として機能するスイッチング装置を具えることを特徴とする請求項１記載の装置。
4. 前記第１の出力電源電圧及び少なくとも一つの第２の電源電圧を、ほぼ対称な正電圧及び負電圧としたことを特徴とする請求項１記載の装置。
5. 前記第２の整流手段が、インダクタ及び整流ダイオードを更に具えることを特徴とする請求項１記載の装置。
6. 前記インダクタが、前記誘導性手段と磁気的に結合されないことを特徴とする請求項５記載の装置。
7. 前記第２の整流手段が、前記少なくとも一つの第２の出力電源電圧に先行するとともに前記少なくとも一つの第２の出力電圧のスイッチングリップルを減衰するローパスフィルタを有することを特徴とする請求項１記載の装置。
8. 前記キャパシタが、前記誘導性手段の巻線を通じて端子に結合されることを特徴とする請求項１記載の装置。

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