JP2006529078A - 多重安定化出力及び単一帰還ループを有するスイッチモード電源装置 - Google Patents
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Abstract
入力電源電圧(V1)を入力電源(20)から受信するとともに、対応する第1の安定化された出力電源電圧(V2)及び少なくとも一つの第2の出力電源電圧(V4)を発生するスイッチモード電源装置(200)を提供する。装置(200)は、(a)第2の出力を発生する端子(NS1)を有する誘導性構造(TR1)と、(b)入力電源(20)と誘導性構造(TR1)との間で結合され、スイッチングによって電流を誘導性構造(TR1)に供給するスイッチング構造(SW1)と、(c)第2の出力を受信するとともに、第1の安定化した出力電源電圧(V2)を発生する主要な整流構造(D1,C1)と、(d)スイッチング構造(SW1)の動作を調整するために、第1の安定化された出力電源電圧(V2)と少なくとも一つの基準(30)とを比較して、第1の出力電源電圧(V2)を安定して維持する帰還構造(AMP1)と、(e)帰還構造(AMP1)によって安定化を行う信号を受信するために、誘導性構造(TR1)の端子に結合したキャパシタ(C3)を具える電圧乗算器を具え、少なくとも一つの第2の出力電圧(V4)を発生する第2の整流構造(210)とを有する。
Description
本発明は、スイッチモード電源装置(SMPS)に関し、特に、本発明は、複数の安定化した出力を発生しながらそのような安定化を行う際に単一の帰還ループのみを用いるSMPSに関するが、これに限定されるものではない。
スイッチモード電源装置(SMPS)は、広く知られており、少し言及するとコンピュータや、家電や、バッテリ充電器のような様々な装置で用いられている。交流(a.c.)幹線給電を受信するとともに、安定された直流(d.c.)出力を発生するように形成するとき、SMPSは、通常、1次巻線がスイッチング配置を通じて整流交流幹線給電に結合する変成器を有し、2次巻線が、整流配置を通じて、安定化された直流出力を発生する蓄電配置に結合され、帰還配置が、直流出力を所望の電位に安定化するようスイッチング配置の動作を制御するために蓄電配置及びスイッチング配置に結合される。
これらの広範囲に及ぶ使用を考慮すると、SMPSの他の多数の回路配置が知られている。例えば、SMPS回路配置は、米国特許第4,517,633号、米国特許第5,835,360号及び米国特許出願第2001/0028570号に記載されている。
上記米国特許第5,835,360号において、二つの出力回路を有するSMPSが記載されており、出力回路の一方は、SMPSの入力スイッチング装置の制御によって直接安定化され、他方は間接的に安定化される。そのような間接的な安定化は、第1及び第2出力回路の巻線を具えるエネルギー蓄積磁気コアの周りを同様に巻かれた他の巻線によって行われる。他の巻線は、出力回路の比較的低い電圧のものと比較的高い電圧の出力回路との間に接続される。さらに、低電圧回路に軽い負荷をかけたときに結合回路が高電圧出力から低電圧出力まで電流を流すことができるように、他の巻線が接続され、結合電流は、低電圧出力の負荷が増大するに従って減少することができる。磁気コアの周りの三つの巻線を利用することによって、更に大きい共通の磁気結合を達成することができ、その結果、作動中の出力の安定化が向上する。
関連で本発明と比較するために、SMPSの現在知られている形態を、図1及び2を参照して説明する。図1において、簡単なフライバックSMPSは、一般に10によって示され、スイッチング装置SW1と、帰還制御増幅器AMP1と、整流ダイオードD1と、電解キャパシタC1と、基準電圧V3を発生する電圧基準30とを具える。増幅器AMP1は、アナログ制御増幅器、のこぎり波発振器及びアナログコンパレータ(図示せず)を有し、アナログ増幅器は、反転入力信号(−)及び非反転入力信号(+)を受信するとともに、これら反転入力信号と非反転入力信号との間の増幅された差に対応する増幅されたアナログ出力信号を発生するように構成され、のこぎり波発生器は、アナログのこぎり波波形信号を発生するように配置され、コンパレータは、増幅された出力信号及びのこぎり波信号を受信するとともにこれらを比較して矩形波出力信号を発生するように配置され、矩形波出力信号のマーク対スペース比は、アナログ出力信号の電位に対するのこぎり波波形の電位に応じて可変であり、矩形出力波形は、スイッチング装置SW1を駆動するのに適切である。変成器TR1は、共通のコアでそれぞれ磁気的に結合した1次巻線NP1及び2次巻線NS1を有する。2次巻線NS1は、ダイオードD1を通じて、作動中に出力電圧V2が現れる電気的な負荷LD1に並列に接続したキャパシタC1に接続される。1次巻線NP1は、スイッチング装置SW1の電力端子を通じて、作動中に電位V1が現れる入力電源20に結合される。したがって、SMPS10は、図1に示したように互いに接続される。電源20は、分離のために変成器TR1が利用されないときに接地電位GNDに任意に接続される。
作動中、装置SW1は、導通期間t1の間に電流Isを繰り返し流し(時間tの関数として波形を示す挿入グラフ参照)、これらの期間の間では、装置SW1は、非導通期間t2の間ほぼ非導通状態となる。装置SW1が導通期間t1の間に導通すると、電流Isが、式1(Eq.1)に従って導通期間t1の終端で値ipと仮定するようにほぼ線形的に増大する。
電流Isは、変成器TR1のコア内に磁界を反復的に導入するように操作可能である。各導通期間t1の終端において、コアに導入された磁界は、1次巻線NP1に流れる電流Isを維持するよう試みる逆起電力(e.m.f)を発生するために消失するが、装置SW1が非導通期間t2中に非導通状態であるので、結果的には、2次巻線NS1に流れる電流によって、ダイオードD1を通じて電荷がキャパシタC1に供給される。増幅器AMP1は、負荷LD1の両端間に現れた出力電圧V2をモニタするとともに出力電圧V2を基準電圧V3と比較するように操作可能であり、増幅器AMP1は、負帰還によって電圧V2とV3との間の差を零の大きさに強いるように試みるために、例えば、PMW制御によって導通期間t1及び非導通期間t2の持続時間の一つ以上を変更する。
コスト的に有利なアプリケーションにおいて、二つの制御増幅器及び関連の安定化電子装置のコストを被ることなくSMPS10が有益に第2の出力を有する状況に出くわすことは、従来知られている。そのような機能とコストとの両立を達成するために、図1のSMPS10を図2に100で示した対応するSMPSに変更するのが一般的である。
SMPS100において、変成器TR2は、第1の2次巻線NS1に加えて第2の2次巻線NS2が変成器TR2に含まれる点を除いて、変成器TR1と同様である。2次巻線は、ダイオードD3と第2の負荷LD2に結合した電解キャパシタC2とを有する他の2次回路に結合され、他の2次回路は、負荷LD2の両端間に出力電圧V4が現れるように操作可能である。2次巻線NS2は、図2に示すように1次巻線NS1に直列に接続される。
理論的には、出力電圧V4は、式2(Eq.2)により電圧V2と関連する。
理想的な状況において、増幅器AMP1は、巻線NP1,NS1及びNS2が磁気的に閉じて結合されたときに電圧V2及びV4を完全に安全化するように操作可能である。しかしながら、実際には変成器TR2の磁束漏れを考慮した不完全な結合が生じ、電圧出力V2の内部抵抗より高い内部抵抗に起因して現れる電圧出力V4が生じることが、発明者によって認識されている。したがって、変成器TR2に完全な結合がない場合、電圧出力V4が不完全に安定化される。
発明者は、変成器TR2がアルミニウムホイル巻線を組み込む図2のSMPS100を実験的に特徴付けた。SMPS100の実現は、図3に示すような測定されたパフォーマンスを表し、これは、第2の負荷LD2を流れる電流ILD2の関数としての出力電圧V4を示す。SMPS100は、1次巻線NS1及び2次巻線NS2とそれぞれ同様な巻数nNS1及びnNS2で実現され、0A(曲線K1)、2A(曲線K2)、4A(曲線K3)及び8A(曲線K4)を引き出す負荷LD1に対して出力V2=5.2Vとなるように安定化される。2〜8Aの範囲を引き出す負荷LD1及び0.1Aを上回って引き出す負荷LD2の動作は、所定の重大でないアプリケーションで許容しうるが、回路のコスト及び複雑さをできるだけ減少する必要があるとともに更に高い品質の安定化が要求される多くのアプリケーションに対して、SMPS100のパフォーマンスが多くのアプリケーションに対して満足いくものでないことを、発明者は認識した。
変成器TR1にホイル巻線、例えば、アルミニウム及び/又は銅ホイル巻線を用いることによってSMPS100の安定化パフォーマンスを向上することを、発明者は認識した。しかしながら、そのようなホイル巻線の変成器は、製造するのに高価であり、エナメル銅ワイヤで用いられる通常の巻線技術に比べて特殊な製造技術を要求する。そのようなホイル巻線の磁気的な構成要素は、しばしば、高価な単一ソースアイテムとなる。
変成器TR2で用いられる通常の巻線、例えば、エナメル銅ワイヤ巻線の結果、SMPSパフォーマンスは、図3に表されるものに比べて劣化する。そのようなエナメル銅ワイヤ巻線で実現したSMPS100のパフォーマンスを向上するために、巻線を交互に重ね合わせ及び/又はバイフィラー(bifilar)形態で配置し及び/又は他のらせん巻線形態で巻いて第2出力V2の安定化を向上できることを、発明者が認識した。しかしながら、実際には、このようならせんの変成器の実現は、適度の負荷電流変化に対してSMPS100の交差安定化誤差(cross-regulation error)を5〜10%の範囲で減少することしかできない。多数の技術的なアプリケーションにおけるそのようなパフォーマンスは、満足のいくものではない。
既に説明したように、第2の電圧出力V2の更に正確な調整は、能動的な電子装置を用いて、例えば、キャパシタC2と負荷LD2との間に線形及び/又はスイッチモード安定化装置によって実現可能であるが、SMPSが要求されるタスの実用的なアプリケーションに対して、法外に高価であり、及び/又は、解決を非常に複雑にし、及び/又は、不十分な電力効率となる。
したがって、発明者は、特別な巻線の変成器及び/又は他の出力調整装置を用いる必要なく一つ以上の他のSMPSの第2の出力に関する調整の上記問題を少なくとも部分的に指摘するSMPS形態を開発した。
本発明の第1の目的は、回路の複雑さ及びコストをほとんど増大することなく高い精度で安定化される、第1の安定化出力少なくとも一つの第2の出力を有するスイッチモード電源装置(SMPS)を提供することである。本発明は、独立項によって規定される。従属項は、好適例を規定する。
第1の出力に対して更に正確に安定化される少なくとも一つの第2の出力を発生できる点で、装置は有利である。誘導性手段を、変成器又はインダクタとすることができる。
好適には、装置において、誘導性手段及び第1の整流手段は、フライバック型コンバータスイッチモード電源として形成される。フライバック型コンバータスイッチモード電源は、誘導性手段に変成器型の素子を有するものであり、誘導性手段の作動中の磁界は、周期的に減少して、装置からの出力を発生するのに用いられるフライバック電位を発生させる。フライバック型コンバータSMPSは、効率が高いものとして知られており、例えば幹線電源を分離するように入力電源と出力電源との間の分離を行うことができる。
誘導性手段及び第1の整流手段をバック型コンバータスイッチモード電源として形成するように、装置を配置することもできる。バック型コンバータスイッチモード電源は、負荷から発生した電流が誘導性素子を通過するものであり、電流は、負荷に対する電力の制御のために周期的に遮断される。比較的簡単で相当の電力を処理できるという点でバック型コンバータSMPSは有利である。
装置において、好適には、前記第1及び第2の整流手段のそれぞれの電圧降下を少なくとも部分的に相殺して前記少なくとも一つの第2の出力電源電圧の前記電圧降下への依存が少なくなるように、前記第1及び第2の整流手段を互いに接続する。電圧降下の少なくとも部分的な補償によって、少なくとも一つの第2の出力電源電圧の安定化を向上する。
更に好適には、電流整流用の第1及び第2の整流手段は、シリコンダイオードと、ゲルマニウムダイオードと、ショットキーダイオードのうちの少なくとも一つを具える。ゲルマニウムダイオード及びショットキーダイオードは、シリコンダイオードに比べて低い順方向電圧降下を示すという点で有利であるが、シリコンダイオードは、比較的廉価であり、作動中に高い逆電位となるときに特に強固である。電流整流用の第1及び第2整流手段に含まれるダイオードは、同期整流器として機能するスイッチング装置を具える。そのような同期整流は、シリコンダイオードを用いる場合に比べて高いエネルギー効率となることができる。
好適には、装置は、前記第1の出力電源電圧及び少なくとも一つの第2の電源電圧を、ほぼ対称な正電圧及び負電圧とするように構成される。
好適には、第2の整流手段は、能動安定化素子を有しない。そのような配置は、製造コスト及び装置の複雑さを減少することができる。
好適には、第2の整流手段は、インダクタ及びダイオードを具える。そのような素子は、複数のソースから入手するのが比較的容易であり、強固であり、かつ、廉価である。インダクタは、好適には誘導性手段に磁気的に結合されない。
好適には、装置において、第1の整流手段と第2の整流手段のうちの少なくとも一方は、電流用の戻り経路に整流ダイオードを有する。所定のタイプの素子を設計するに際し、装置の周辺に形成される他の電子素子の電気的な特徴を考慮すると、戻り経路に整流ダイオードを有するのがしばしば便利である。
好適には、装置において、前記第2の整流手段が、前記少なくとも一つの第2の出力電源電圧に先行するとともに前記少なくとも一つの第2の出力電圧のスイッチングリップルを減衰するローパスフィルタを有する。そのようなフィルタは、少なくとも一つの第2の出力電源電圧のリップルを減少することができ、これによって、例えば、比較的低い切替周波数を用いることができる。
好適には、装置において最適な安定化を行うために、第1の整流手段及び第2の整流手段は、互いに整数倍の第1の出力電源電圧及び少なくとも一つの第2の出力電源電圧を発生する。
また、一部のユーザの要求に適用するために、第1の整流手段及び第2の整流手段は、互いに非整数倍の第1の出力電源電圧及び少なくとも一つの第2の出力電源電圧を発生する。
本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら例示として説明する。図に参照番号を付さない場合、これらは、先の図面で同一機能を実行する同一の信号又は同一素子を言及する。
既に説明したように、発明者は、図2に示す既に説明した現存するフライバックモード電源装置(SMPS)100がV4で示す他の出力の安定化の品質を不十分にしたことを認識し、そのような不十分な調整を図3においてグラフで示す。発明者は、SMPS100が図1の上記SMPS10からの通常の論理的な展開であることを認識するが、発明者は、本発明による別の第1のフライバックモードコンバータスイッチモード電源装置(SMPS)を開発し、このSMPSを、図4において一般的に200で示す。
SMPS200は、従来のSMPS10で用いられるような上記変成器TR1を、関連のスイッチング装置SW1と、帰還制御増幅器AMP1と、電圧基準30と共に有する。変成器TR1の上記1次巻線NP1は、その第1端子において、接地電位GNDに対してV1の大きさの出力電圧を維持する電源20の第1端子に接続され、さらに、1次巻線NP1の第2端子は、スイッチング装置SW1の電力端子を通じて接地電位GNDに接続される。さらに、SMPS200は、変成器TR1の上記2次巻線NS1の第1端子に対してアノード端子から接続した上記ダイオードD1も有し、ダイオードD1は、そのカソード端子において、図示したように上記電解キャパシタC1の正電極に接続される。2次巻線NS1の第2端子及びキャパシタC1の負電極は、図示したように接地電位GNDにも接続される。帰還接続は、図示したようにキャパシタC1の正電極から増幅器AMP1の反転入力部(−)に結合される。さらに、上記電圧基準V3は、基準30から増幅器AMP1の非反転入力部(+)に結合される。増幅器AMP1は、作動中にスイッチング出力信号X1を発生し、そのパルス幅及び/又はパルス繰返し数は、増幅器AMP1の反転入力部(−)に供給される信号とその非反転入力部(+)に供給される信号との間に生じる電圧差の関数となる。既に説明したように、増幅器AMP1は、パルス幅変調(PMW)出力を発生する構成要素を有する。
SMPS200は、破線210内に含まれるように示す倍電圧回路も有する。倍電圧回路は、黒点で示すような2次巻線NS1の第1端子に負電極で接続する電解キャパシタC3を有し、さらに、キャパシタC3は、その負電極で上記ダイオードD2のアノード電極及びインダクタTR1の第1端子に接続される。インダクタTR1は、例えば巻線によって変成器TR1の磁気コアに対して磁気的に結合されておらず、すなわち、インダクタTR1は、変成器TR1の磁気コアから十分磁気的に切り離されている。しかしながら、後に説明するように、インダクタTR1を、必要な場合には変成器TR1に対して少なくとも部分的に磁気的に結合するように配置することができる。インダクタTR1の第2端子は、図示したようにダイオードD1のカソード電極に接続される。ダイオードD2のカソード電極は、上記電解キャパシタC2の正電極に接続され、その負電極は、接地電位GNDに接続される。上記第2の負荷LD2は、キャパシタC2の電極間に接続される。
SMPS200の動作を説明するために、SMPS200の準一定(d.c.)状態(quasi-constant condition)を最初に考察する。作動中、2次巻線NS1の両端間に現れる平均電圧はほぼ零になる。その理由は、この巻線NS1が1次巻線NP1に誘導的に結合されるからである。すなわち、信号X2は、図6に示すようにほぼ接地電位GNDに平均化される。図6において、横軸250は時間を表し、縦軸260は信号の大きさを表す。同様に、インダクタTR1が無視しうる抵抗を有すると仮定すると、その間に現れる平均電位はほぼ零に平均化される。すなわち、信号X3は、負荷LD1の両端間に現れる電位V2は零に平均化される。その結果、キャパシタC3の両端間に現れる平均電位は、負荷LD1の両端間に現れる電位V2と等価になる。
瞬時的(a.c.)状態(momentary condition)において、信号X2は、図6に示すように変動する。すなわち、信号X2は、式3(Eq.3)に従って大きさPUで瞬時的にピークとなる。
この場合、電位VD1を、ダイオードD1の両端間に生じる順方向電圧降下とする。例えば、VD1は、ダイオードD1がシリコン装置であるときにはほぼ0.7Vであるが、例えば0.2Vのオーダの更に小さい大きさの電圧降下VD1を、ショットキーダイオード又はゲルマニウムダイオードを用いて達成可能である。スイッチング装置SW1が、作動中にキャパシタC3の両端間に現れる電位が準一定になるように十分高い電圧、例えば、インダクタTR1を通じたキャパシタC3の瞬時的な放電を防止する十分高い周波数で作動するとき、信号X3は、それに従って(2×V2)+VD1の電位で瞬時的にピークとなる。キャパシタC2に接合したダイオードD2が、ダイオードD2の両端間の順方向電圧降下VD2より低い信号X3のピーク値に対応する電位までキャパシタC2を充電するよう操作可能であるので、電位V4は、式4(Eq.4)に従って負荷LD2の両端間に現れる。
ダイオードD1,D2が相互に同様なタイプ、例えば、好適には同温で(isothermally)結合した整合された装置(matched device)であるとき、式4は、V4=2×V2と簡単化される。この例を図6に示し、この場合、電位V4は、キャパシタC1、C2及びC3の充電及び放電によって生じた比較的小さいリップルは別にしてほぼ2×V2に等しい。電位V2が、基準電位V3に関連して増幅器AMP1の動作によって安定化されるので、電位V4もそれに応じて十分調整される。
図6を参照すると、信号X1は、電力電極間のスイッチング装置SW1の非導通及び導通にそれぞれ対応する論理状態‘0’及び‘1’の間の切替を示す。それに応じて、スイッチング装置SW1を流れる電流Ipは、図示したようなピーク値としてPを有する立ち上がり傾斜形態と仮定し、その間、信号X2は、負の大きさ−PLとなる。スイッチング装置SW1が非導通状態となって、Ipがほぼ零になると、それに関連した磁界の低下が変成器TR1のコア内に生じる。−PLの大きさは、入力電圧V1の大きさによって決定される。
発明者は、図4のSMPS200を構成するとともに実験的に特徴付けて、図5に示すような結果を生じた。この場合、曲線K4,K3,K2,K1はそれぞれ、負荷LD1を流れる8A,4A,2A及び0Aの電流にそれぞれ対応する。図5の横軸270は、負荷LD2を流れる電流すなわち電流ILD2に対応する。さらに、電位V4を、対応する縦軸280に沿って表す。
図5に示す負荷LD2に関連したSMPS200の安定化特性を、図3に示すSMPS100の安定化特性と比較する。SMPS200の安定化特性がSMPS100の安定化特性より著しく優れていることが観察される。さらに、SMPS100が、ホイル導体の技術を用いて実現した変成器TR1を用いるのに対して、SMPS200は、通常のエナメル導ワイヤコイル巻線構造プロシージャを用いて変成器を実現するときに図5に示すのと同様なパフォーマンスの結果を生じることができる。SMPS200は、負荷LD1によってほぼ零の電流が引き出されたときでも優れた安定化を行うことができる。
SMPS200は、次の点でSMPS100と区別される。両方とも、増幅器AMP1によって制御された電圧V2を発生する1次安定回路を有するが、SMPS200は、1次回路から直接取得した電圧多重化(voltage multiplication)及び増幅器AMP1に制御を課すことによって他の出力V4を取得し、それに対して、SMPS100は、間接的で不完全な磁気結合によって他の出力V4を取得し、増幅器AMP1が正確な安定化を行うことができない。
図4のSMPS200を、単一の他の出力以外の出力を発生するように変更することができる。例えば、図7において、SMPS200の変形を示し、変形したSMPSに300を付す。二つの他の出力電圧V4,V5を発生するために、図4の破線210内に含まれるように示した構成要素を複数配置する。電圧V4,V5をそれぞれV2の2倍又は3倍にする。好適には、SMPS300のダイオードD1,D2及び他のダイオードD5は、互いに同様であり、更に好適には、これらダイオードは、動作中に互いに等温である。例えば、電位V2の4倍の出力を発生するために、2を超える更なる他の出力を、同様にしてSMPS300に追加することができる。
SMPS200を、複数の互いに相違する回路配置で実現することができる。例えば、図8において、一般的に400を付したSMPSを示し、この場合、ダイオードD1は、負荷LD1からの戻り経路に接続され、インダクタTR1は、キャパシタC3と負荷LD2との間で関連の電解キャパシタC2に接続されている。さらに、ダイオードD2は、アノード電極でキャパシタC1に接続され、カソード電極で、図示したようにキャパシタC3及びインダクタTR1が接続されている接合部に接続される。作動中にキャパシタC3の両端間に生じる切替周波数リップルをフィルタ処理する有効なローパスフィルタをインダクタTR1及びキャパシタC2の配置によって形成できる点で、SMPS400は有利である。SMPS400は、V2及び2倍のV2(V4)の二つの正の出力を発生するように操作可能である。
多数の電子システムにおいて、例えば、作動増幅器や、デジタル−アナログコンバータ(DAC)や、音声増幅器のようなアナログ回路に給電するために接地電位に対する利用可能な対称の正供給電位及び負供給電位を有することがしばしば望まれる。したがって、図9において、SMPS200の変形を示し、変形したSMPSには一般に500を付す。SMPS500において、キャパシタC2が反転され、キャパシタC3が負電極でダイオードD2のアノード電極及びインダクタTR1の第1端子に接続されている点を除いて、SMPS500はSMPS200と同様である。インダクタTR1の第2端子は、負荷LD2に接続される。さらに、ダイオードD2のカソード電極は、接地電位(GND)に接続される。負荷LD1,LD2に接続した正の出力及び負の出力がそれぞれ基準電圧V3に対して互いに追従する点で、SMPS500は有利である。さらに、インダクタTR1及びキャパシタC2の幾何学的な配置は、キャパシタC3の両端間に存在する切替周波数リップルを有効に減衰するローパスフィルタとして機能することができる。
図10において、一般的に600を付した他のスイッチモード電源装置(SMPS)を示す。ほぼ対称な正出力及び負出力を負荷LD1,LD2にそれぞれ供給できるという点で、SMPS600はSMPS500と同様である。しかしながら、ダイオードD1は、図示したように戻り経路に含まれる。同様に、図示したように負の出力を負荷LD2に供給するために、ダイオードD2は順方向経路に接続される。
本発明は、フライバックコンバータSMPSの種々の形態に限定されるものではない。主要な安定化出力を発生するバックタイプ(buck-type)コンバータスイッチモード電源(SMPS)に他の出力を供給するために、主要な安定化出力に直接リンクした一つ以上の電圧乗算器を用いることができる。この点に関して本発明を更によく説明するために、現存するバックタイプコンバータSMPSを、図11を参照して説明し、現存するバックタイプSMPSには、一般に700を付す。
SMPS700は、第1電力電極で入力電源20に結合したスイッチング装置SW1を具え、入力電源20は、接地電位GNDに接続される。装置SW1は、第2電力電極でダイオードD1のカソード電極及びインダクタTR1の第1端子に接続される。ダイオードD1のアノード電極は、接地電位GNDに接続される。インダクタTR1の第2端子は、キャパシタC1に並列接続された負荷LD1の並列結合に接続される。さらに、インダクタTR1の第2端子は、制御増幅器AMP1の反転入力部(−)にも接続される。増幅器AMP1の非反転入力部(+)は、基準電圧V3に結合される。さらに、PWM及び/又はパルス繰返し数制御出力部は、増幅器AMP1の出力部からスイッチング装置SW1のスイッチング入力部に結合される。
作動中、電流IBは、ソース20からスイッチング装置SW1、インダクタTR1、負荷LD1及び接地電位GNDを通じてソース20に戻る。スイッチング装置SW1は、周期的に電流IBを遮断するために制御増幅器AMP1によって駆動される。装置SW1が導通すると、電流IBは、傾斜状に増大し、その間にインダクタTR1に磁界を導入する。スイッチング装置SW1の導通瞬時の各々の直後に、インダクタTR1の磁界が減少して、インダクタTR1の端子Jを、−VD1に対応する電位に仮定し、この場合、VD1を、ダイオードDの両端間の順方向電圧降下とする。さらに、インダクタTR1の磁界中に蓄積されるエネルギーは、これによってキャパシタC1に移され、その後、負荷LD1に移される。
ソース20から供給される電位V1とは異なる電位を負荷LD1間に出現させることができるという点で、SMPS700は有利である。SMPS700のスイッチモードの性質を考慮すると、簡単な従来のアナログ抵抗安定器を用いる場合に比べて少ないエネルギー損失で電圧V2の安定化を行う。
発明者の認識によれば、SMPS700には、本発明による電圧多重化によって取得した他の出力を供給することができ、インダクタTR1及び制御増幅器AMP1のような関連の素子によって、他の出力を、制御増幅器AMP1によって正確に調整することができる。したがって、図12を参照すると、800を付した本発明によるバック型スイッチモード電力装置(SMPS)を示す。SMPS800は、図11に示すSMPS700の素子を、図12において一点鎖線810内に含まれる他の電圧乗算器素子とともに有する。他の素子は、キャパシタC3、ダイオードD2、インダクタL1及びキャパシタC2を有する。電解キャパシタC3の負電極は、図示したようにダイオードD1のカソード電極及びインダクタTR1の第1端子に接続される。さらに、キャパシタC3の正電極は、ダイオードD2のカソード電極及びインダクタL1の第1端子に接続される。さらに、ダイオードD2のアノード電極は、図示したように負荷LD1及びキャパシタC1に結合される。最後に、インダクタL1の第2端子は、キャパシタC2の正電極及び負荷LD2に結合され、キャパシタC2の負電極及び負荷LD2は、接地電位GNDにも接続される。
作動中、SMPS800のスイッチング装置SW1は、増幅器AMP1の制御下で、電流IEを周期的に遮断し、電流IEが装置SW1を流れることによって、ダイオードD1のカソード電極の端子Hは、電流IEによってインダクタTR1に導入される磁界が減少するために接地電位GNDに対する−VD1の電位に瞬時的に切り替わる。SMPS800によって確立されたキャパシタC1の両端間の電位V2が瞬時的に変化することができないので、電位V2+VD1がインダクタTR1の両端間に周期的に現れ、その結果、V2の大きさの電圧差がキャパシタC3の両端間に現れる。インダクタL1は、装置SW1の切替周波数で顕著なインピーダンスが存在するように配置され、これによって、キャパシタC2と組み合わせて、キャパシタC2の正電極に生じるリップルを減衰するとともに負荷LD2の両端間にこのリップルが出現するのを防止するローパスフィルタを形成する。準静状態に関連して、ほとんど無視できる平均電圧降下が、インダクタTR1の両端間に生じ、したがって、キャパシタC3の負電極は、平均して、接地電位GNDに対してV2の電位となる。その結果、負荷LD2の両端間に現れる出力電位V4は、ほぼ2×V2となる。基準電位V3に対する、負荷LD1の両端間に出現した電位V2を安定化する制御増幅器AMP1を考慮すると、それに応じて、負荷LD2の両端間に現れる電位V4も、基準電位V3に関して十分に安定化される。
SMPS800の電圧乗算器を形成する素子を、整合した正電位及び負電位を出力できるバック型スイッチモード電源装置(SMPS)を設けるよう再配置することができる。そのように再配置されたSMPSを図13に示し、一般に900を付す。図示したように、SMPS900において、電圧乗算器をキャパシタC3の正電極によって実現し、キャパシタC3が、ダイオードD1のカソード電極、インダクタTR1の電極及び装置SW1の電力電極に接続される点を除いて、SMPS900はSMPS700と同様である。キャパシタC3の負電極は、ダイオードD2のカソード電極及びインダクタLの第1端子に結合される。インダクタL1の第2端子及びキャパシタC2の正電極は、接地電位GNDに結合される。さらに、ダイオードD2のアノード電極は、キャパシタC2の負電極に結合される。負荷LD2は、図示したようにキャパシタC2の電極の両端間に接続される。したがって、SMPS900は、図13に示すように幾何学的に形成される。
SMPS900は、電圧V2と同様な大きさで十分に追従する負電圧V4を発生するように操作可能である。したがって、SMPS900は、バランスのとれた対称な正及び負電力を発生することができ、これら電力は、例えば、接地電位GNDの周りで作動するように配置された作動増幅器や音声増幅器のような素子を有するアナログ電子回路にエネルギーを付与するのに便利である。
直接結合された電圧乗算回路を用いることによって一つ以上の他の出力をSMPSに供給する発明者の上記アプローチは、フォワード型(forward-type)コンバータスイッチモード電源装置(SMPS)にも適用できる。図14を参照すると、一般的に1000を付した現存するフォワード型SMPSを示す。SMPS1000は、電源電位V1を発生するソース20と、変成器TR3と、スイッチング装置SW1と、ダイオードD1,D2と、インダクタTR1と、キャパシタC1と、制御増幅器AMP1と、基準電圧V3を発生する基準電源30とを有する。
SMPS1000内の素子の幾何学的な相互接続は、図14に示す通りであり、完全を期すためにここで説明する。電位V1を発生するソース20の第1及び第2端子は、変成器TR3の1次巻線NP1の第1端子及び接地電位GNDにそれぞれ接続される。スイッチング装置SW1の第1及び第2電力端子は、1次巻線NP1の第2端子及び接地電位GNDにそれぞれ結合される。2次巻線NS1の第1端子は、ダイオードD1のアノード電極及び電解キャパシタC1の負電極と共に接地電位GNDに結合される。2次巻線NS2の第2端子は、ダイオードD4のアノード電極に接続される。ダイオードD1,D4のカソード電極は、互いに接続されるとともにインダクタTR1の第1端子に接続される。インダクタTR1の第2端子は、キャパシタC1の正電極に接続される。さらに、負荷LD1は、キャパシタC1の両端間に結合される。キャパシタC1の正電極は、増幅器AMP1の反転入力部(−)に結合される。さらに、基準電源30は、基準電圧V3を発生するために接地電位GNDと増幅器AMP1の非反転入力部(+)との間に接続される。さらに、増幅器AMP1からのPWM及び/又はパルス繰返し数の調整可能な出力部が、スイッチング装置SW1のスイッチング入力部に接続される。インダクタTR1は、変成器TR3のコアに磁気的に結合されない。
作動中、装置SW1は、1次巻線NP1に流れる電流を周期的に遮断する。遮断ごとに、遮断前に変成器TR3のコア内に導入された磁界が消失し、これによって、2次巻線NS1の両端間に電圧が誘導される。2次巻線に誘導された電圧によって、第2の電流が、インダクタTR1に流れ、その後、キャパシタC1及びそれに関連した負荷LD1に流れる。ダイオードD1は、ダイオードD4のカソード電極に接続したインダクタTR1の端子が接地電位GNDからVD1を超えて降下するのを防止するよう操作可能であり、既に説明したように、VD1を、ダイオードD1の両端間に生じる順方向電圧降下とする。インダクタTR1は、キャパシタC1及びダイオードD1と組み合わせて装置SW1の切替周波数で電圧V2のリップルを有効にフィルタ処理することができ、すなわち、減衰することができる。制御増幅器AMP1は、反転入力部で電位V2を受信するとともに、電位V2を電位V3に整合することを試みるように切替出力を装置SW1の切替入力に調整して、電位V2を安定化するように操作可能である。
発明者の認識によれば、図14のフォワード型コンバータSMPS1000を、作動中に負荷LD1の両端間に現れる電位のほぼ2倍の電位が生じる他の出力を発生するために本発明によって変更することができる。図15を参照すると、一般的に1100を付したフォワード型のコンバータSMPSを示す。SMPS1100が一点鎖線1110内に示す電圧乗算器を更に有する点を除いて、SMPS1100はSMPS1000と同様である。
電圧乗算器は、図示したように幾何学的に接続した電解キャパシタC2、C3、インダクタL1及びダイオードD2を有する。キャパシタC3は、負電極でダイオードD1、D4のカソード電極に接続される。ダイオードD2のアノード電極は、キャパシタC1の正電極に結合される。さらに、ダイオードD2のカソード電極は、キャパシタC3の正電極及びインダクタL1の第1端子に接続される。さらに、インダクタL1の第2端子は、キャパシタC2の正電極に結合される。また、キャパシタC2の負電極は、接地電位GNDに接続され、負荷LD2は、キャパシタC2の電極の両端間に接続される。
作動中、スイッチング装置SW1は、変成器TR3の1次巻線NP1を流れる電流を瞬時的に遮断し、これによって、ダイオードD1のカソード電極は、接地電位GNDに対する−VD1の電位を瞬時的に仮定する。キャパシタC1の両端間に現れるV2の電位が瞬時に変わることができないので、V2+VD1のピーク電位が、インダクタTR1の両端間に周期的に生じる。ダイオードD2とキャパシタC3との組合せは、ダイオードD2の両端間の順方向電圧降下より小さいこのピーク電位までキャパシタC3を充電することができ、これによって、キャパシタC3をV2の電位まで充電する。これによってキャパシタC3の両端間に現れた電位は、電位V2と等価である。準静状態(quasi-static condition)において、インダクタTR1の両端間に生じる平均電圧降下は、ほとんど無視することができ、その結果、キャパシタC3の正電極は、接地電位GNDより上の2×V2の平均電位を仮定する。インダクタL1及びそれに関連するキャパシタC2は、装置SW1の切替周波数でキャパシタC3の正電極の高周波リップルを減衰するローパスフィルタを形成するよう操作可能である。
したがって、SMPS1100は、負荷LD1,LD2のそれぞれの両端間の接地電位GNDに対するV2,V4の正の出力電位を発生するように操作可能であり、この場合、V4=2×V2である。電位V2,V4の両方とも基準電位V3を相互に追従する。
SMPS1100を、バランスのとれた追従する負電位及び正電位を発生するように幾何学的に再構成することができる。そのように変更したSMPSを図16に示し、この場合、バランスのとれた正の出力及び負の出力を発生するフォワード型コンバータスイッチモード電源(SMPS)に、一般的に1200を付す。SMPS1200が一点鎖線1210内に示した電圧乗算器を有する点を除いて、SMPS1200はSMPS1000と同様である。乗算器は、図示したように互いに接続したキャパシタC2,C3、インダクタL1及びダイオードD2を有する。すなわち、キャパシタC3の正電極は、ダイオードD4のカソード電極に接続される。さらに、インダクタL1の第1端子及びキャパシタC2の正電極は、接地電位GNDに結合される。さらに、キャパシタC3の負電極は、インダクタL1の第2端子及びダイオードD3のカソード電極に接続され、ダイオードD2のアノード電極は、キャパシタC2の負電極に接続され、負荷LD2は、キャパシタC2の電極間に接続される。
SMPS200,300,400,500,600,800,900,1100,1200において、素子の値の選択は、これらSMPSが機能する切替周波数に依存する。切替装置SW1は、好適には1kHzから500kHzまでの周波数範囲で切り替わるが、10kHzから150kHzまでの範囲の切替周波数は更に好適である。さらに、素子の選択は、SMPS200,300,400,500,600,800,900,1100,1200が供給するのに要求される電力の量にも依存する。多数のアプリケーションにおいて、これらSMPSの電解キャパシタはそれぞれ、1μFから10,000μFまでの範囲のキャパシタンスを有する。さらに、インダクタはそれぞれ、500nHから1Hまでの範囲のインダクタンスを有し、更に好適には10μHから100mHまでの範囲のインダクタンスを有する。ダイオードD1,D2,D3,D4,D5を、好適にはファーストリカバリーシリコンダイオードとするが、更に低い順方向電圧降下を考慮してショットキーダイオード及び/又はゲルマニウムダイオードを用いることができる。さらに、ダイオードD1〜D5は、好適には追従精度を増大するためにほぼ等温環境で整合され及び装着される。スイッチング装置SW1は、好適には、バイポーラトランジスタ(BPT)、電界効果トランジスタ(FET)、金属−酸化膜−半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)、シリコン制御整流器(SCR)、トライアック、熱電子管、又は流れる電流を急速に変更することができる他の任意のタイプの半導体若しくは熱電子装置のうちの少なくとも一つを有する。必要な場合には、制御増幅器AMP1及び切替え装置SW1を、集積回路として組み合わせて実現することができる。
SMPS200,300,400,500,600,800,900,1100,1200を、既に説明したように電圧乗算器を用いて発生した複数の他の出力、例えば、2を超える他の出力を有するように変更することができる。
本発明の範囲を逸脱することなく既に説明したように本発明によるSMPSを変更することができる。例えば、本発明を、現存する共振型コンバータスイッチモード電源、例えば、現存するLLCコンバータに適用することもできる。さらに、本発明を、チャック型コンバータスイッチモード電源、半ブリッジ型スイッチモード電源、全ブリッジ型スイッチモード電源及びSEPIC型コンバータスイッチモード電源の一つ以上に適用することができる。
既に説明した本発明によるSMPSが、主要な安定化電圧の整数倍で他の出力電圧すなわち電位V2を発生できるが、他の出力を発生するために用いられる電圧をオフセットすることによって非整数倍を発生することができる。例えば、図4のSMPS200を、1500を付した図17に示すようなフライバック型SMPSを設けるように変更することができる。二つの2次巻線NS1及びNS3を有する変成器TR1を除いて、SMPS1500はSMPS200と同様であり、この場合、巻線NS3は、巻線NS1に関連して非整数倍の巻数を有する。さらに、キャパシタC3の負の電極は、既に説明したような1次巻線NS1の代わりに巻線NS3の第1端子に接続される。図示したように、巻線NS3の第2端子は、巻線NS1の第1端子に接続され、ダイオードD1のアノード電極に結合される。巻線NS1,NS3は、図示したように同相で接続され、巻線NS1,NS3に隣接して黒点を付す。
SMPS1500は、式5(Eq.5)によって規定したように他の出力電圧V4を発生することができる。
ダイオードD1,D3が互いにほぼ整合されていると仮定すると、式5は簡単化されて式6(Eq.6)が生じる。
この場合、VDMを、ダイオードD1,D3の両端間の互いに類似した電圧降下とする。変成器TR1で他の巻線を用いることを考慮すると、SMPS1500は、SMPS200と同様に他の出力を安定化することができないが、それにもかかわらず、現存する配置からの向上を表す。必要な場合には、非整数倍を達成するために巻線NS3を用いるとき、電位V4の精度を向上するために、ダイオードD1,D2,D3を、シリコンダイオードとショットキーダイオードの混合から選択することができる。SMPS1500に対して採用した非整数の電圧多重化のアプローチを、既に説明した本発明による他のSMPSに適用することもできる。
既に説明した本発明によるSMPSを、可能性としては広い範囲のアプリケーション、例えば、
(a)移動電話機、例えば、液晶ディスプレイのバックライト、
(b)ラップトップコンピュータ、コンピュータ周辺及び装置に関連した他のコンピュータ、
(c)テレビジョンのような電子的なビジュアルオーディオ家電、音声電力増幅器のような装置を作動するために通常12Vの自動車の電源電位から電圧乗算が要求される自動車環境で用いられるような高性能オーディオシステム、
(d)バッテリ充電器、
(e)低電圧固体状態電子回路に結び付く主要なスイッチモード電源で用いることができる。
(a)移動電話機、例えば、液晶ディスプレイのバックライト、
(b)ラップトップコンピュータ、コンピュータ周辺及び装置に関連した他のコンピュータ、
(c)テレビジョンのような電子的なビジュアルオーディオ家電、音声電力増幅器のような装置を作動するために通常12Vの自動車の電源電位から電圧乗算が要求される自動車環境で用いられるような高性能オーディオシステム、
(d)バッテリ充電器、
(e)低電圧固体状態電子回路に結び付く主要なスイッチモード電源で用いることができる。
図4〜10,12〜15〜17を参照して既に説明した実施の形態において、例えば電界効果トランジスタ(FET)を用いた同期整流を、整流ダイオードを用いる代わりとして実現できる。そのような同期整流の使用は、作動中に実施の形態において生じる電力損失を減少することができる。
上記実施の形態は、本発明を制限するものではなく、当業者は、添付した請求の範囲を逸脱することなく幾多の変形例を設計することができる。用語「具える」及びその結合の使用は、特許請求の範囲で言及した構成要素及びステップ以外の構成要素及びステップを除外するものではない。構成要素は、そのような構成要素の複数の存在を除外するものではない。複数の手段を列挙する装置の請求項において、これら手段の幾つかをハードウェアの同一のアイテムによって実施することができる。所定の手段を互いに相違する従属項で列挙したことは、これら手段の組合せを好適に用いることができないことを表しているのではない。
Claims (8)
- 入力電源電圧を入力電源から受信するとともに、対応する第1の安定化された出力電源電圧及び少なくとも一つの第2の出力電源電圧を発生し、
(a)第2の出力を発生する端子を有する誘導性手段と、
(b)前記入力電源と前記誘導性手段との間で結合され、スイッチングによって電流を前記誘導性手段に供給するスイッチング手段と、
(c)前記第2の出力を受信するとともに、前記第1の安定化された出力電源電圧を発生する第1の整流手段と、
(d)前記スイッチング手段の動作を調整するために、前記第1の安定化された出力電源電圧と少なくとも一つの基準とを比較して、前記第1の出力電源電圧を安定して維持する帰還手段と、
(e)前記帰還手段によって安定化を行う信号を受信するために、前記誘導性手段の端子に結合したキャパシタを具える電圧乗算器を具え、前記少なくとも一つの第2の出力電圧を発生する第2の整流手段とを有することを特徴とするスイッチモード電源装置。 - 前記第1及び第2の整流手段のそれぞれの電圧降下を少なくとも部分的に相殺して前記少なくとも一つの第2の出力電源電圧の前記電圧降下への依存が少なくなるように、前記第1及び第2の整流手段を互いに接続することを特徴とする請求項1記載の装置。
- 前記第1及び第2の整流手段に含まれるダイオードが、同期整流器として機能するスイッチング装置を具えることを特徴とする請求項1記載の装置。
- 前記第1の出力電源電圧及び少なくとも一つの第2の電源電圧を、ほぼ対称な正電圧及び負電圧としたことを特徴とする請求項1記載の装置。
- 前記第2の整流手段が、インダクタ及び整流ダイオードを更に具えることを特徴とする請求項1記載の装置。
- 前記インダクタが、前記誘導性手段と磁気的に結合されないことを特徴とする請求項5記載の装置。
- 前記第2の整流手段が、前記少なくとも一つの第2の出力電源電圧に先行するとともに前記少なくとも一つの第2の出力電圧のスイッチングリップルを減衰するローパスフィルタを有することを特徴とする請求項1記載の装置。
- 前記キャパシタが、前記誘導性手段の巻線を通じて端子に結合されることを特徴とする請求項1記載の装置。
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