JP2978811B2

JP2978811B2 - 高力率コンバータ

Info

Publication number: JP2978811B2
Application number: JP9035203A
Authority: JP
Inventors: 出身森本; 康北村; 泰治友国; 克也平地
Original assignee: Yuasa Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp; Yuasa Corp
Priority date: 1996-02-19
Filing date: 1997-02-19
Publication date: 1999-11-15
Anticipated expiration: 2017-02-19
Also published as: JPH09289770A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は高力率コンバータに
関し、特に交流電源から供給される交流入力電流を正弦
波にすることにより、入力力率の改善及び高調波抑制を
行うとともに、直流出力のリップルを低減することを確
保した高力率コンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＣを入力として所望のＤＣを得る高力
率コンバータ回路は、交流入力電源からの交流電力を整
流する整流回路の直流側に接続され、その交流入力電流
を正弦波状にするとともに、その直流側の電圧を安定化
するコンバータである。この方法としては、従来、例え
ば特開平４−２８９７７４号公報に述べられている昇圧
型、昇降圧型及び図２３に示す降圧型が知られている。

【０００３】以下、図２３の降圧型を例として参照しつ
つ従来の回路例を説明する。

【０００４】交流入力電源１からの交流電力を全波整流
する整流回路２の一方の直流端子ａと他方の直流端子ｂ
との間に、スイッチング素子３とダイオード４とを直列
に接続するとともに、ダイオード４と並列にチョークコ
イル５とコンデンサ６とを直列接続し、制御回路１００
の制御出力によりスイッチング素子３のオン、オフ比を
交流入力電圧の変化に対応させて制御することによって
整流回路２の交流入力電流を正弦波状にし、また整流回
路２の交流側に接続された高周波フィルタ７によって交
流入力電流から高周波成分が除去されて正弦波化するも
のである。

【０００５】次に、この降圧型の高力率コンバータ回路
の制御回路１００による上述した動作について説明す
る。制御回路１００は、交流入力電圧対応電圧を絶対値
に変換する絶対値回路１０１と、絶対値回路１０１の出
力電圧と交流入力電源の周波数に対して十分高い周波数
の三角波電圧１０２１とを比較する比較回路１０２と、
比較回路１０２の出力をスイッチング素子３の駆動信号
１０３１に変換する駆動回路１０３とからなり、絶対値
回路１０１の出力電圧と三角波電圧とを比較回路１０２
で比較し、絶対値回路１０１の出力電圧が三角波電圧よ
り大である区間でスイッチング素子３をオンさせるよう
な駆動信号１０３１を駆動回路１０３によって作成す
る。

【０００６】従って、スイッチング素子３には、図２４
に示すように、交流入力電圧の波高値が高い区間ほど長
い期間電流が流れ、整流回路２の交流側には図２５に示
したような電流が流れ、さらに交流入力電流は高周波フ
ィルタ７によって高周波成分が除去されて交流入力電圧
と同位相の完全な正弦波にすることができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の高力率コンバータ回路は、降圧型、昇圧型及び
昇降圧型いずれの場合でも、交流入力電流を正弦波に制
御するスイッチング周波数には関係なく直流出力側に整
流回路方式により決まる交流入力周波数に応じたリップ
ル電圧を生じ、例えば、単相ブリッジ整流の場合は交流
入力周波数の２倍の周波数のリップルが生じる。また、
図２３の場合においては、チョークコイル５の電流を入
力交流周波数において電流連続性を保つためインダクタ
ンスを非常に大きくする必要がある。

【０００８】上述したリップル電圧を低減するために受
動素子を用いる場合には、直流出力側のフィルタ、すな
わち図２３の場合ではチョークコイル５及びコンデンサ
６の値を非常に大きくしてスイッチング素子３に流れる
電流のピーク値を図２４のように一定にしなければなら
ないため、これらチョークコイル及びコンデンサが非常
に大型化し価格も高くなる。

【０００９】また、リップル電圧を低減するために能動
素子を用いる方法としては、例えば前述した特開平４−
２８９７７４号公報にも述べられている如く、電圧変換
もかねてＤＣ−ＤＣコンバータを後段に接続する方法
や、特開平３−１６４０６８号公報の如く、リップル電
圧を含んだ直流出力にこのリップル電圧を打ち消す極性
を付与した直流電圧を別に作って印加することによりリ
ップル電圧を低減する方法などがあるが、いずれも一旦
直流変換した後の制御であり、効率、価格及び大きさな
どの点で問題が多いという欠点がある。

【００１０】本発明の目的は上述した欠点を除き、交流
入力電流を交流入力電圧と同相且つ同一波形となして交
流入力電流の歪みを根本的に排除し、また直流出力の含
むリップル電圧を著しく抑圧しうる高効率で簡素な構成
の高力率コンバータを提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ため、本発明の請求項１の高力率コンバータは次の手段
構成を有する。

【００１２】即ち、本発明の高力率コンバータは、交流
入力電流を正弦波とすることにより入力力率の改善と高
調波抑制並びに直流出力のリップル低減を確保する降圧
型、昇圧型もしくは昇降圧型の高力率コンバータにおい
て、交流入力電源を全波整流する整流回路と、前記整流
回路の出力する直流出力電圧を前記交流入力電源の周波
数よりも十分に高い周波数で駆動される第１のスイッチ
ング素子でスイッチングして出力するスイッチング回路
と、前記スイッチング回路の出力を平滑化して負荷に供
給すべく第１のチョークコイルと第１のコンデンサとを
接続して出力フィルタを形成する出力回路と、前記第１
のスイッチング素子の出力を充電すべく前記第１のスイ
ッチング素子と前記出力回路との間に配置した第２のチ
ョークコイルと第２のコンデンサとの直列接続を含む充
電回路と、前記充電回路の含む第２のコンデンサの充電
電圧を前記出力回路に第２のスイッチング素子を介して
印加する充電電圧印加回路と、前記スイッチング回路の
出力と前記充電電圧印加回路の出力とを交互に前記出力
回路に送出して前記第１のスイッチング素子と前記第２
のスイッチング素子を介して前記出力回路に供給される
電力の和を常に一定ならしめるように前記第１及び第２
のスイッチング素子を制御する制御回路とを備えた構成
を有する。

【００１３】また、本発明の請求項２の高力率コンバー
タは、前記整流回路に対する交流入力電流の波形が正弦
波になるとともに前記第２のコンデンサの充電電圧が定
電圧となるように前記第１のスイッチング素子を所定の
第１のパルス幅変調信号で制御する制御回路を備えた構
成を有する。

【００１４】また、本発明の請求項３の高力率コンバー
タは、前記第２のスイッチング素子が前記第１のスイッ
チング素子と同時には出力しないように駆動するととも
に、負荷に印加すべき前記出力回路による直流出力電圧
が定電圧になるように前記第２のスイッチング素子を所
定の第２のパルス幅変調信号で制御する制御回路を備え
た構成を有する。

【００１５】また、本発明の請求項４の高力率コンバー
タは、前記第１のスイッチング素子の出力電流を検出し
て得られる第１の検出電圧と、前記交流入力電源と、前
記交流入力電源よりも十分に高い周波数のリセット信号
及び鋸歯状波を出力する発振器のリセット信号とに基づ
いて、前記全波整流回路の交流入力電流を前記交流入力
電源の電圧に同期した波形とするように前記第１のスイ
ッチング素子の動作を制御する前記第１のパルス幅変調
信号を出力するとともに、前記第１のチョークコイルの
導通電流を検出して得られる第２の検出電圧と、前記第
１のコンデンサの充電電圧と、前記発振器の鋸歯状波
と、前記第１のパルス幅変調信号とに基づいて、前記第
１のスイッチング素子を介して負荷側に供給される電力
と前記第２のスイッチング素子を介して負荷側に供給さ
れる電力との和がパルスごとに一定となるように前記第
２のスイッチング素子の動作を制御する前記第２のパル
ス幅変調信号を出力する制御回路を備えた構成を有す
る。

【００１６】また、本発明の請求項５の高力率コンバー
タは、前記第１及び第２のスイッチング素子によって形
成されるスイッチング電圧を変換する高周波トランスも
しくは入力側と出力側とを分離する絶縁トランスを備え
た構成を有する。

【００１７】また、請求項６記載の発明は、交流電源電
流を正弦波とすることにより入力力率の改善と高調波抑
制並びに直流出力のリップル低減を確保する降圧型、昇
圧型または昇降圧型の高力率コンバータにおいて、交流
電源電力を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出
力する直流電圧を交流電源の周波数よりも十分に高い周
波数で駆動される、第１のスイッチング素子を有する第
１のスイッチング回路及び第３のスイッチング素子を有
する第３のスイッチング回路と、前記第１のスイッチン
グ回路の出力を平滑化して負荷に供給すべく第１のチョ
ークコイルと第１のコンデンサとを接続して出力フィル
タを形成する出力回路と、前記第３のスイッチング回路
の出力を充電すべく前記第３のスイッチンッグ回路と前
記出力回路との間に配置した第２のチョークコイルと第
２のコンデンサとの直列接続を含む充電回路と、前記第
２のコンデンサの充電電圧を前記出力回路に第２のスイ
ッチング素子を介して印加する充電電圧印加回路と、前
記第１のスイッチング回路の出力と前記充電電圧印加回
路の出力とを交互に前記出力回路に送出して前記出力回
路に供給される電力の和を常に一定ならしめるように前
記第１、第３のスイッチング素子を制御する制御回路と
を備えることを特徴とする。

【００１８】また、請求項７記載の発明は、請求項６記
載の高力率コンバータにおいて、前記制御回路が整流回
路に対する交流電源電流の波形が正弦波になるとともに
前記第２のコンデンサの充電電圧が定電圧となるように
前記第１及び第３のスイッチング素子を第１及び第３の
パルス幅変調信号で制御する機能を備えることを特徴と
する。

【００１９】また、請求項８記載の発明は、請求項６記
載の高力率コンバータにおいて、前記制御回路が第２の
スイッチング素子と第１のスイッチング素子とが同時に
出力を送出しないように駆動されるとともに、負荷に印
加すべき前記出力回路による直流出力電圧が定電圧とな
るように前記第２のスイッチング素子を第２のパルス幅
変調信号で制御する機能を備えることを特徴とする。

【００２０】また、請求項９記載の発明は、請求項７ま
たは８記載の高力率コンバータにおいて、前記制御回路
が整流回路の直流電流を検出して得られる第１の検出電
圧と、整流回路の直流電圧と、前記交流電源の周波数よ
りも十分に高い周波数の鋸歯状波を出力する発振器の信
号に基づいて、前記整流回路の交流電流を交流電源電圧
に同期した波形とするような前記第１のパルス幅変調信
号を出力し、前記第１の検出電圧と、前記第２のコンデ
ンサの充電電圧と、前記第３のスイッチング素子の導通
電流を検出して得られる第３の検出電圧と、前記鋸歯状
波とに基づいて、前記整流回路の交流電流を交流電源電
圧に同期した波形とするような前記第３のパルス幅変調
信号を出力し、前記出力回路による直流出力電圧と、前
記第１のチョークコイルの導通電流を検出して得られる
第２の検出電圧と、前記鋸歯状波とに基づいて、前記第
１のスイッチング素子を介して負荷に供給される電力と
前記第２のスイッチング素子を介して負荷に供給される
電力との和を各パルスごとに一定にするような前記第２
のパルス幅変調信号を出力する機能を備えることを特徴
とする。

【００２１】また、請求項１０記載の発明は、請求項
６、７、８または９記載の高力率コンバータにおいて、
前記第１のスイッチング回路の出力及び前記充電電圧印
加回路の出力を変換して出力回路に得る高周波トランス
または前記第１のスイッチング回路及び前記充電電圧印
加回路と出力回路との間を絶縁する絶縁トランスを備え
ることを特徴とする。

【００２２】

【発明の実施の形態】スイッチング素子を用い、ＡＣか
ら所望のＤＣを得る従来の高力率コンバータ回路では、
交流入力電流を正弦波に制御するとスイッチング周波数
には関係なく直流出力側に整流回路方式により決まる交
流入力周波数に応じたリップル電圧を生じる。

【００２３】このリップル電圧を低減するために受動素
子を用いる場合には、直流出力側のフィルタを構成する
チョークコイルやコンデンサの値を非常に大きくしてス
イッチング素子電流のピーク値を一定にしなければなら
ないため、チョークコイル及びコンデンサが非常に大型
化し価格も高くなる。

【００２４】また、リップル電圧を低減するために能動
素子を用いる方法を採る場合には、いずれも一度直流に
した後の制御であり、効率、価格、大きさなどの点で問
題が多い。

【００２５】本発明の請求項１、２、３、４及び５にあ
っては、第１のスイッチング素子（図１の３１）は交流
入力電流を交流入力電圧に同期した波形となるように制
御する。また、第２のスイッチング素子（図１の３２）
を、第１のスイッチング素子から出力側に供給される電
力と第２のスイッチング素子から出力側に供給される電
力との和が各パルス毎に一定となるように制御すること
により、交流入力電流を交流入力電圧と同相同一波形と
することができ、しかも直流出力のリップル電圧も著し
く低減することができ、さらに直流出力側のフィルタも
小さくすることができるようにすることを、基本的な発
明の実施の形態としている。

【００２６】本発明の請求項６、７、８、９は、第１の
スイッチング素子及び第３のスイッチング素子によって
交流電源電流を交流電源電圧に同期した波形になるよう
に制御し、第２のスイッチング素子によって、第１のス
イッチング素子から負荷に供給される電力と第２のスイ
ッチング素子から負荷に供給される電力との和を各パル
スごとに一定にするように制御することにより、交流電
源電流を交流電源電圧と同一で、同位相の波形にするこ
とができ、しかも直流出力電圧に重畳されるリップルも
著しく低減することができ、チョークコイル及びコンデ
ンサも小型化することを特徴とする。

【００２７】

【実施例】次に、本発明について図面を参照して詳細に
説明する。

【００２８】図１は、本発明の第１の実施例の構成を示
す回路図である。図１に示す実施例は降圧型の高力率コ
ンバータを例とし、また図２３と同じ機構を有する部分
には同じ符号を付している。本実施例の構成は、整流回
路を構成する整流回路２と、整流回路２の出力に接続さ
れるスイッチング回路を構成する図２３のスイッチング
素子３に対応する第１のスイッチング素子３１と、図２
３のダイオード４に対応するダイオード４１と、出力回
路を構成する図２３のチョークコイル５に対応する第１
のチョークコイル５１及び図２３のコンデンサ６に対応
する第１のコンデンサ６１とから成るコンバータ回路
に、新たに追加する充電回路を構成するダイオード４
３，同４５及び第２のチョークコイル５２、チョークコ
イル５２を通して充電される第２のコンデンサ６２を含
む回路と、充電電圧印加回路を構成すべくコンデンサ６
２に貯えられた電力を制御して第１のチョークコイル５
１に供給するように第２のスイッチング素子３２とダイ
オード４２，同４４を接続した回路とを有する。なお、
ダイオード４２及び同４４は逆流素子ダイオードであ
る。

【００２９】また、図１の高力率コンバータには、第１
のスイッチング素子３１を流れる電流に対応する第１の
検出電圧Ｖ31を出力する第１の電圧検出器９Ａと、第１
のチョークコイル５１を流れる電流に対応する第２の検
出電圧Ｖ51を出力する第２の電圧検出器９Ｂとを設け、
各出力と交流入力電圧とが入力されて第１及び第２のス
イッチング素子３１及び同３２を制御する制御回路１０
を備える。

【００３０】また、制御回路１０は、発振器８と、交流
入力電圧ＶACを絶対値ＶACR に変換する絶対値回路１１
と、第１の電圧検出器９Ａによる第１の検出電圧Ｖ31を
積分してパルス面積変調信号ＶPSとするとともに発振器
８から出力されるリセット信号Ｒによってリセットする
積分回路１２と、第２のコンデンサ６２の電圧Ｖ62と第
１の基準電圧ＶREF1とを差動増幅して第１の誤差電圧Ｖ
ER1 を得る第１の誤差増幅器１３と、第１の誤差電圧Ｖ
ER1 と絶対値ＶACR とを乗算して乗算信号ＶMLを得る乗
算器１４と、乗算信号ＶMLとパルス面積変調信号ＶPSと
を比較して第１のスイッチング素子３１の動作を制御す
る第１のＰＷＭ変調信号ＶPWM1を得る第１の比較回路１
５と、第１のコンデンサ６１の電圧Ｖ61と第２の基準電
圧ＶREF2とを差動増幅して第２の誤差電圧ＶER2 を得る
第２の誤差増幅器１６と、第２の誤差電圧ＶER2 と第２
の電圧検出器９Ｂによって生成される第２の検出電圧Ｖ
51とを差動増幅して第３の誤差電圧ＶER3 を得る第３の
誤差増幅器１７と、第３の誤差電圧ＶER3 をリセット信
号Ｒと同一周波数の鋸歯状波Ｓと比較して比較信号ＶCO
MPを得る第２の比較回路１８と、比較信号ＶCOMPと第１
のスイッチング素子３１に印加する第１のＰＷＭ変調信
号ＶPWM1とに基づいて第２のスイッチング素子３２の動
作を制御する第２のＰＷＭ変調信号ＶPWM2を得る論理回
路１９とを備える。

【００３１】次に、本実施例の動作について、第１のス
イッチング素子３１と第２のスイッチング素子３２の動
作状態の組合せに対応して異なる動作モードに分類して
説明する。

【００３２】（ａ）動作モード１第１のスイッチング素子３１がオンし、第２のスイッチ
ング素子３２がオフしている場合の動作モードである。
この場合は、整流回路２の一方の直流端子ｔ１→第１の
スイッチング素子３１→ダイオード４３→第２のチョー
クコイル５２→第２のコンデンサ６２→第１の電圧検出
器９Ａ→整流回路２の他方の直流端子ｔ２なる経路で電
流が流れて、第２のチョークコイル５２には整流回路２
の直流出力電圧から第２のコンデンサ６２の電圧Ｖ62を
減じた電圧が印加される。

【００３３】第２のチョークコイル５２に流れる電流が
増加するとともに、整流回路２の直流端子ｔ１→第１の
スイッチング素子３１→ダイオード４１→第１のチョー
クコイル５１→第１のコンデンサ６１及び負荷２０→第
２の電圧検出器９Ｂ→第１の電圧検出器９Ａ→整流回路
２の他方の直流端子ｔ２なる経路で電流が流れ、整流回
路２の直流出力電圧が第１のコンデンサ６１の電圧Ｖ61
より大きいときは第１のチョークコイル５１に流れる電
流は増加する。整流回路２の直流出力電圧が、第１のコ
ンデンサ６１の電圧Ｖ61より小さいときは、第１のチョ
ークコイル５１に流れる電流は減少する。

【００３４】（ｂ）動作モード２第１のスイッチング素子３１がオフし、第２のスイッチ
ング素子３２がオンしている場合の動作モードである。
この場合は、第２のチョークコイル５２に第２のコンデ
ンサ６２の電圧Ｖ62が逆極性に印加され、第２のチョー
クコイル５２→第２のコンデンサ６２→ダイオード４５
→第２のチョークコイル５２なる経路で電流が還流し、
第２のチョークコイル５２に流れる電流は減少する。

【００３５】同時に、第２のコンデンサ６２→第２のス
イッチング素子３２→ダイオード４４→第１のチョーク
コイル５１→第１のコンデンサ６１及び負荷２０→第２
の電圧検出器９Ｂ→第２のコンデンサ６２なる経路で電
流が流れ、第１のチョークコイル５１に流れる電流は増
加する。

【００３６】（ｃ）動作モード３第１のスイッチング素子３１がオフし、第２のスイッチ
ング素子３２もオフしている場合の動作モードである。
この場合は、第１のチョークコイル５１には第１のコン
デンサ６１の電圧Ｖ61が逆極性に印加され、第１のチョ
ークコイル５１→第１のコンデンサ６１及び負荷２０→
第２の電圧検出器９Ｂ→ダイオード４１なる経路で電流
が還流し、第１のチョークコイル５１に流れる電流は減
少する。

【００３７】上述した（ａ）ないし（ｃ）の各動作モー
ドにおいて、第１及び第２のスイッチング素子３１，同
３２のオン、オフは交流入力電源１の周波数に対して十
分高い周波数で行い、且つ第２のチョークコイル５２は
インダクタンスを小さくしているので、第２のチョーク
コイル５２には図２に示すように、整流回路２の直流出
力電圧が第２のコンデンサ６２の電圧より大である期
間、即ち交流入力電圧の瞬時値の大きい期間のみ電流が
流れ、整流回路２の直流出力電圧が第２のコンデンサ６
２の電圧より小である期間すなわち交流入力電圧のゼロ
クロス付近では電流が流れない、交流入力電源の周波数
の２倍の周波数の包絡線を有する三角波状の波形とな
る。

【００３８】次に、本発明の高力率コンバータ回路の制
御回路１０の動作について説明する。積分回路１２は、
シャントなどからなる第１の電圧検出器９Ａから提供さ
れる第１の検出電圧Ｖ31を入力してパルス面積変調信号
ＶPSを出力し、第１の比較回路１５に供給する機能を有
し、交流入力電源１の周波数に対して十分高い周波数の
信号を送出する発振器８から提供されるリセット信号Ｒ
によってリセットされることによって、図３に示すよう
に交流入力電源１の周波数の２倍の周波数の包絡線を有
するパルス波形列を得ている。

【００３９】一方、第１の誤差増幅器１３は、第２のコ
ンデンサ６２の電圧Ｖ62と第１の基準電圧ＶREF1とを差
動増幅して第１の誤差電圧ＶER1 を出力するが、この第
１の誤差電圧ＶER1 は、乗算器１４で絶対値回路１１か
ら提供される交流入力電圧ＶACの絶対値ＶACR と乗算さ
れて乗算信号ＶMLとなる。この乗算信号ＶMLは図３のよ
うな、正弦波の絶対値の波形となる。

【００４０】パルス面積変調信号ＶPSと乗算信号ＶMLと
は第１の比較回路１５に入力され、パルス面積変調信号
ＶPSが乗算信号ＶMLより大である区間で第１のスイッチ
ング素子３１をオンさせるような第１のＰＷＭ変調信号
ＶPWM1を得ている。

【００４１】このようにして、第１のスイッチング素子
３１がＰＷＭ制御されるので、交流入力電流は交流入力
電圧と同相の正弦波に整形されるとともに第２のコンデ
ンサ６２の電圧Ｖ62が定電圧制御される。

【００４２】また、第２の誤差増幅器１６は、第１のコ
ンデンサ６１の電圧Ｖ61と第２の基準電圧ＶREF2とを差
動増幅して第２の誤差電圧ＶER2 を得るためのもので、
この第２の誤差電圧ＶER2 と、シャントなどからなる第
２の電圧検出器９Ｂからの第２の検出電圧Ｖ51とは第３
の誤差増幅器１７によって差動増幅されて第３の誤差電
圧ＶER3 を得ている。

【００４３】この第３の誤差電圧ＶER3 は第２の比較回
路１８に入力されてリセット信号Ｒと同一周波数の鋸歯
状波Ｓと比較され、鋸歯状波Ｓが第３の誤差電圧ＶER3
より大である区間でパルスを出力する比較信号ＶCOMPを
得ている。

【００４４】第１のＰＷＭ変調信号ＶPWM1と比較信号Ｖ
COMPとは論理回路１９に入力され、図４に示すように比
較信号ＶCOMPがＨレベルであり、且つ第１のＰＷＭ変調
信号ＶPWM1がＬレベルであるときに第２のスイッチング
素子３２をオンさせる第２のＰＷＭ変調信号ＶPWM2を得
ている。

【００４５】このようにして、第２のスイッチング素子
３２がＰＷＭ制御されるので、第１のコンデンサ６１の
電圧Ｖ61は定電圧制御され、このため第１のチョークコ
イル５１のインダクタンス及び第１のコンデンサ６１の
容量が小さくても電圧Ｖ61にはほとんどリップル電圧が
含まれなくて済む。

【００４６】なお、高周波フィルタ７は、交流入力電源
１と整流回路２の交流入力側の間に挿入したが、整流回
路２の一方の直流端子ｔ１と他方の直流端子ｔ２の間に
挿入してもよいことは明らかである。また、交流入力電
源１と高周波フィルタ７の間に絶縁のためのトランスを
挿入する場合は、そのリーケージインダクタンスを利用
して高周波フィルタのチョークコイルを省略することも
できることも又明らかである。

【００４７】図５に第２の実施例の回路を示す。図１の
実施例と同じ働きをする部品には同一番号を付与してい
る。図１の実施例に対し、スイッチング電圧を変換する
高周波トランス２１、整流用のダイオード４６及びリセ
ット用のダイオード４７を追加し入出力間を絶縁し、入
力側の影響を出力側に与えないようにするもので、図示
しない図１の実施例と同様の制御回路で同様の動作をさ
せることができる。

【００４８】図６に第３の実施例の回路を示す。図１の
実施例と同じ働きをする部品と図５と同じ部品には同一
番号を付与している。スイッチング電源回路の高周波ト
ランス２１Ａの２次側にチョークコイル５２、スイッチ
ング素子３２、ダイオード４３，同４４，同４５、コン
デンサ６２から成る回路を付加することにより、図示し
ない図１の実施例と同様の制御回路で同様の動作をさせ
ることができる。この回路を用いても入出力を高周波ト
ランスで絶縁することができる。

【００４９】図７に第４の実施例の回路を示す。図１の
実施例と同じ働きをする部品と図５、図６と同じ部品に
は同一番号を付与している。スイッチング素子３１Ａを
追加して成るプッシュプル型スイッチング電源回路の高
周波トランス２１Ｂの２次側に、チョークコイル５２、
ダイオード４２，同４４，同４５、コンデンサ６２から
成る回路を付加することにより、図示しない図１と同様
の制御回路で同様の動作をさせることができる。この回
路を用いると入出力を高周波トランスで絶縁することが
できる。

【００５０】図８に第５の実施例の回路を示す。本第５
の実施例は、本発明を昇圧型に適用した例で、図１の実
施例と同じ働きをする部品には同一番号を付与してい
る。この回路において、第１のスイッチング素子３１を
交流入力電流が正弦波となるように、また第２のスイッ
チング素子３２を第１のコンデンサ６１の電圧すなわち
直流出力電圧を定電圧になるように、図示しない図１の
実施例と同様な制御回路で制御することにより同様の効
果を得ることができる。

【００５１】図９及び図１０に、第６及び第７の実施例
の回路を示す。本発明を昇降圧型に適用した例で、図１
の実施例と同じ働きをする部品と、図８と同じ部品には
同一番号を付与している。この回路において、第１のス
イッチング素子３１を交流入力電流が正弦波となるよう
に、また第２のスイッチング素子３２を第１のコンデン
サ６１の電圧すなわち直流出力電圧を定電圧になるよう
に、図示しない図１の実施例と同様な制御回路で制御す
ることにより同様の効果を得ることができる。

【００５２】なお、図８、図９及び図１０において、交
流入力電源１と整流回路２との間に、入出力側を絶縁す
る絶縁トランスを介在させることも容易に実施し得る。

【００５３】図１１は本発明の第８の実施例の構成を示
す回路図である。図１１に示す実施例は降圧型の高力率
コンバータの例であり、図２３と同じ機能を有する部分
には同じ符号を付している。本実施例の構成は、整流回
路２と、整流回路２の直流側に接続される、第１のスイ
ッチング素子３１及び第３のスイッチング素子３３と、
前記第１のスイッチング素子の出力を平滑化して負荷２
０に供給すべく第１のチョークコイル５１と第１のコン
デンサ６１とを接続して出力フィルタを形成する出力回
路と、前記第３のスイッチング素子３３の出力を充電す
べく前記第３のスイッチング素子３３と前記出力回路と
の間に配置した第２のチョークコイル５２と第２のコン
デンサ６２との直列接続を含む充電回路と、前記第２の
コンデンサ６２の充電電圧を前記出力回路に第２のスイ
ッチング素子３２を介して印加する充電電圧印加回路
と、前記第１のスイッチング素子３１の出力と前記充電
電圧印加回路の出力とを交互に前記出力回路に送出して
前記出力回路に供給される電力の和を常に一定ならしめ
るように前記第１及び第２のスイッチング素子３１，３
２を制御する制御回路１０を備えている。さらに、本実
施例では、図２３のダイオード４に対応するダイオード
４１、逆流阻止ダイオード４２，４４、第２のスイッチ
ング回路に設けられたダイオード４３及び充電回路５０
に設けられたダイオード４５を備えている。

【００５４】また、図１１の高力率コンバータでは、整
流回路２の直流電流に対応する第１の検出電圧Ｖ31を出
力する第１の電圧検出器９Ａと、第３のスイッチング素
子３３の導通電流に対応する第３の検出電圧Ｖ33を出力
する第３の電圧検出器９Ｃと、第１のチョークコイル５
１の導通電流に対応する第２の検出電圧Ｖ51を出力する
第２の電圧検出器９Ｂとが設けられ、各検出電圧と交流
入力電圧、第２のコンデンサ６２の充電電圧及び出力回
路による直流出力電圧とが制御回路１０に入力されて第
１、第２及び第３のスイッチング素子３１，３２及び３
３を制御する第１、第２及び第３のパルス幅変調信号が
作成される。

【００５５】前記制御回路１０には、交流電源１の周波
数よりも十分に高い周波数の鋸歯状波を出力する発振器
８と、交流入力電圧ＶACを絶対値ＶACR に変換する絶対
値回路１１の出力Ｖ21に後述するように定めた第３の誤
差電圧ＶER3 を乗じる第１の乗算器１４Ａと、第１の検
出電圧Ｖ31を平均値化する第１の高周波フィルタ１０４
Ａと、第１の高周波フィルタ１０４Ａの出力電圧と第１
の乗算器１４Ａの出力電圧とを差動増幅する第１の差動
増幅器１０１と、第１の差動増幅器１０１の出力電圧を
鋸歯状波と比較する第１の比較回路１５とが備えられ、
第１の比較回路１５の出力電圧が第１のスイッチング素
子３１の動作を制御する第１のＰＷＭ変調信号ＶPWM1と
なる。

【００５６】また、前記制御回路１０には、前記絶対値
回路１１の出力から分圧回路１９で得た該直流電圧Ｖ2
の分圧値を減算する減算器１０６と、第２のコンデンサ
６２の充電電圧Ｖ62と第１の基準電圧ＶREF1とを比較増
幅して第１の誤差電圧ＶER1を得る第１の誤差増幅器１
３と、第１の誤差電圧ＶER1 に減算器１０６の出力電圧
を乗じる第２の乗算器１４Ｂと、第２の検出電圧Ｖ33を
増幅する第２の高周波フィルタ１０４Ｂと、第２の高周
波フィルタ１０４Ｂの出力電圧と第２の乗算器１４Ｂの
出力電圧とを差動増幅する第２の差動増幅器１０２と、
第２の差動増幅器１０２の出力電圧を鋸歯状波と比較す
る第３の比較器１０３とが備えられ、第３の比較器１０
３の出力電圧が第３のスイッチング素子３３の動作を制
御する第３のＰＷＭ変調信号ＶPWM3となる。

【００５７】また、前記制御回路１０には、直流出力電
圧Ｖ61と第２の基準電圧ＶREF2とを比較増幅して第２の
誤差電圧ＶER2 を得る第２の誤差増幅器１６の出力と、
第２の電圧検出器９Ｂによって生成される第２の検出電
圧Ｖ51とを差動増幅して第３の誤差電圧ＶER3 を得る第
３の誤差増幅器１７と、第３の誤差電圧ＶER3 と鋸歯状
波とが比較される第２の比較器１８とが備えられ、第２
の比較器１８の出力電圧が第２のスイッチング素子３２
の動作を制御する第２のＰＷＭ変調信号ＶPWM2となる。

【００５８】また、前記第３の誤差増幅器１７の出力電
圧ＶER3 を第１の乗算器１４に入力することにより、第
１のスイッチング回路の出力電力を第２のスイッチング
回路の出力電力に比例した適切な値に設定することがで
きる。

【００５９】上述した各動作において、第１、第２及び
第３のスイッチング素子３１，３２，３３のオン、オフ
を交流電源１の周波数に対して十分高い周波数で行い、
第２のチョークコイル５２のインダクタンスを小さくす
るとともに、第１のスイッチング素子３１を図１２
（ａ）のような、前記絶対値回路１１の出力電圧ＶACR
に対応させて制御し、第３のスイッチング素子３３を図
１３（ａ）のような、絶対値回路の出力電圧ＶACR から
分圧回路１９で得た該直流電圧ＶACR の分圧値を減算器
１０６で減算して得た出力電圧に対応させて制御する
と、第１のスイッチング素子３１には図１２（ｂ）のよ
うな電流が流れ、第３のスイッチング素子３３には図１
３（ｂ）のような電流が流れるので、第２のチョークコ
イル５２には、図１４（ａ）のような、交流電源電圧の
瞬時値が大である期間に交流電源１の周波数の２倍の周
波数の包絡線を有する正弦波状の波形の電流が流れ、第
１のチョークコイル５１には、図１４（ｂ）のような波
形の電流が流れる。

【００６０】次に、図１１の高力率コンバータの制御回
路１０の動作について説明する。

【００６１】すなわち、第１の乗算器１４Ａによって絶
対値回路１１の出力電圧ＶACR に第３の誤差電圧ＶER3
を乗じ、第１の高周波フィルタ１０４Ａによって整流回
路２の出力電流に対応する第１の検出電圧Ｖ31を得、第
１の差動増幅器１０１によって前記第１の乗算器１４Ａ
の出力電圧と前記第１の高周波フィルタ１０４Ａの出力
電圧とを差動増幅し、第１のＰＷＭ変調信号ＶPWM1は前
記第１の差動増幅器１０１の出力電圧を鋸歯状波と比較
して得ているので、第１のスイッチング素子３１の出力
電力を第２のスイッチング素子３２の出力電力に比例し
た適切な値に設定することができる。

【００６２】また、減算器１０６によって絶対値回路１
１の出力電圧ＶACR から該直流電圧ＶACR の分圧値を減
算し、第１の誤差増幅器１３によって第２のコンデンサ
の充電電圧Ｖ62と第１の基準電圧ＶER1 とを比較増幅し
て第１の誤差電圧ＶER1 を得、第２の乗算器１４Ｂによ
って前記減算器１０６の出力電圧に第１の誤差電圧ＶER
1 を乗じ、第２の高周波フィルタ１０４Ｂによって第２
のスイッチング素子の導通電流に対応する第２の検出電
圧Ｖ98を得、第２の差動増幅器１０２によって前記第２
の乗算器１４Ｂの出力電圧と前記第２の高周波フィルタ
１０４Ｂの出力電圧とを差動増幅し、第３のＰＷＭ変調
信号ＶPWM3は前記第２の差動増幅器１０２の出力電圧を
鋸歯状波と比較して得ているので、第３のスイッチング
素子３３のオン、オフによってコンデンサの充電電圧Ｖ
62は第１の基準電圧ＶER1 に対応する定電圧になる。同
時に第２のリアクトル５２の電流波形を図４（ａ）に示
した波形に制御することができる。

【００６３】また、第２の誤差増幅器１６によって直流
出力電圧Ｖ61と第２の基準電圧ＶER2 とを比較増幅して
第２の誤差電圧ＶER2 を得、第２の電圧検出器９Ｂによ
って第１のチョークコイル５１の導通電流に対応する第
３の検出電圧Ｖ51を生成し、両者を差動増幅器１７によ
って増幅し第３の誤差電圧ＶER3 を得、第２のＰＷＭ変
調信号ＶPWM2は前記第２の誤差電圧ＶER2 を鋸歯状波と
比較して得ているので、第２のスイッチング素子３２の
オン、オフによって直流出力電圧Ｖ61は第２の基準電圧
ＶER2 に対応する定電圧になる。

【００６４】図１５は本発明の第９実施例の構成を示す
回路図で、図１１のものと同じ機能を有する部分には同
じ符号を付している。この第９実施例の構成は第１及び
第３のスイッチング素子３１，３３の出力を高周波トラ
ンス２１によって絶縁し、整流用ダイオード４６及びリ
セット用ダイオード４７を追加したものである。

【００６５】図１６は本発明の第１０実施例の構成を示
す回路図で、図１１及び図１５のものと同じ機能を有す
る部分には同じ符号を付している。この第１０実施例の
構成は第１のスイッチング素子３１を３１Ａ及び３１Ｂ
としたプッシュプル方式とし、第２のスイッチング素子
３２を３２Ａ及び３２Ｂとしたプッシュプル方式とし、
第１及び第３のスイッチング回路の出力を高周波トラン
ス２１によって絶縁し、高周波トランス２２の二次側に
ダイオード４６を追加したものである。

【００６６】図１７は本発明の第１１実施例の構成を示
す回路図で、図１１、図１５及び図１６のものと同じ機
能を有する部分には同じ符号を付している。この第１１
実施例の構成は第１のスイッチング素子３１を３１Ａ，
３１Ｂ，３１Ｃ及び３１Ｄとしたフルブリッジ方式と
し、第２のスイッチング素子３２を３２Ａ，３２Ｂ，３
２Ｃ及び３２Ｄとしたフルブリッジ方式とし、第１及び
第３のスイッチング素子の出力を高周波トランス２１に
よって絶縁し、高周波トランス２１の二次側にダイオー
ド４６を追加したものである。

【００６７】図１８及び図１９は本発明の第１２及び第
１３実施例の構成を示す回路図で、図１１、図１５、図
１６及び図１７のものと同じ機能を有する部分には同じ
符号を付している。この第１２及び第１３実施例の構成
は図１１のダイオード４１をチョークコイル５３とし、
このチョークコイル５３と並列にダイオード４９とコン
デンサ６３とを直列接続して第１０実施例の構成を昇降
圧型に変形したものである。図１８は入出力非絶縁方式
の図であり、図１９はチョークコイル５３に代えてトラ
ンス２１を用いた入出力絶縁方式の図である。

【００６８】図２０及び図２１は本発明の第１４及び第
１５実施例の構成を示す回路図で、図１１、図１５〜図
１９のものと同じ機能を有する部分には同じ符号を付し
ている。この第１４及び第１５実施例の構成は第１のス
イッチング回路をチョークコイル５４と第１のスイッチ
ング素子３１との直列接続及び第１のスイッチング素子
３１と並列のダイオード４２と第１のコンデンサ６１と
の直列接続とし、第２のスイッチング回路３０２をチョ
ークコイル５５と第２のスイッチング素子３２との直列
接続及び第２のスイッチング素子３２と並列のダイオー
ド４３と第２のコンデンサ６２との直列接続とし、充電
電圧印加回路をチョークコイル５６と第３のスイッチン
グ素子３３との直列接続及び第３のスイッチング素子３
３と並列のダイオード４４と第１のコンデンサ６１との
直列接続とし、第９実施例の構成を昇圧型に変形したも
のである。図２０は入出力非絶縁方式の図であり、図２
１はトランス２１を用いた入出力絶縁方式の図である。

【００６９】図２２は図１１の回路からプラス側の直流
ラインに挿入されていた部品をすべてマイナス側に移動
させたものである。このような回路構成とすることによ
り、プラス側を接地するシステムに対応することができ
る。

【００７０】

【発明の効果】上記した如く、本発明によれば、交流電
源電流に含まれる高調波の低減と直流出力のリップルの
低減とを同時に達成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の高力率コンバータの回路
図である。

【図２】図１の第２のチョークコイル５２に流れる電流
と関連電圧波形図である。

【図３】図１の制御回路１０のパルス面積変調信号ＶPS
と乗算信号ＶMLの波形図である。

【図４】図１の制御回路の第１のＰＷＭ変調信号ＶPWM
1、第２のＰＷＭ変調信号ＶPWM2及び比較信号ＶCOMPの
波形図である。

【図５】本発明の第２の実施例の回路図である。

【図６】本発明の第３の実施例の回路図である。

【図７】本発明の第４の実施例の回路図である。

【図８】本発明の第５の実施例の回路図である。

【図９】本発明の第６の実施例の回路図である。

【図１０】本発明の第７の実施例の回路図である。

【図１１】本発明の第８の実施例の回路図である。

【図１２】図１１の高力率コンバータの第１のスイッチ
ング素子の制御波形図である。

【図１３】図１１の高力率コンバータの第３のスイッチ
ング素子の制御波形図である。

【図１４】図１１の高力率コンバータの第１及び第２の
チョークコイルの電流波形図である。

【図１５】本発明の第９の実施例の回路図である。

【図１６】本発明の第１０の実施例の回路図である。

【図１７】本発明の第１１の実施例の回路図である。

【図１８】本発明の第１２の実施例の回路図である。

【図１９】本発明の第１３の実施例の回路図である。

【図２０】本発明の第１４の実施例の回路図である。

【図２１】本発明の第１５の実施例の回路図である。

【図２２】本発明の第１６の実施例の回路図である。

【図２３】従来の降圧型高力率コンバータ回路の回路図
である。

【図２４】図２３のスイッチング素子３に流れる電流の
波形図である。

【図２５】図２３の整流回路２の交流側に流れる電流と
交流入力電圧の波形図である。

【符号の説明】

１交流入力電源２整流回路３，３１Ａスイッチング素子４ダイオード５，５３，５４，５５チョークコイル６コンデンサ７高周波フィルタ８発振器９Ａ第１の電圧検出器９Ｂ第２の電圧検出器９Ｃ第３の電圧検出器１０，１００制御回路１１絶対値回路１２積分回路１３第１の誤差増幅器１４乗算器１５第１の比較回路１６第２の誤差増幅器１７第３の誤差増幅器１８第２の比較回路１９論理回路２０負荷２１，２１Ａ，２１Ｂ高周波トランス３１第１のスイッチング素子３２第２のスイッチング素子３３第３のスイッチング素子４１〜４９ダイオード５１第１のチョークコイル５２第２のチョークコイル６１第１のコンデンサ６２第２のコンデンサ１０１第１の差動増幅器１０２第２の差動増幅器１０３第３の比較回路１０４Ａ，１０４Ｂ高周波フィルタ１０６減算器１０７分圧回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者友国泰治大阪府高槻市城西町６番６号株式会社ユアサコーポレーション内 (72)発明者平地克也大阪府高槻市城西町６番６号株式会社ユアサコーポレーション内 (56)参考文献特開平７−95766（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−186555（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 3/155 H02M 1/08 H02M 1/12 H02M 7/217

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力電流を正弦波とすることにより
入力力率の改善と高調波抑制並びに直流出力のリップル
低減を確保する降圧型、昇圧型もしくは昇降圧型の高力
率コンバータにおいて、交流入力電源を全波整流する整
流回路と、前記整流回路の出力する直流出力電圧を前記
交流入力電源の周波数よりも十分に高い周波数で駆動さ
れる第１のスイッチング素子でスイッチングして出力す
るスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力を
平滑化して負荷に供給すべく第１のチョークコイルと第
１のコンデンサとを接続して出力フィルタを形成する出
力回路と、前記第１のスイッチング素子の出力を充電す
べく前記第１のスイッチング素子と前記出力回路との間
に配置した第２のチョークコイルと第２のコンデンサと
の直列接続を含む充電回路と、前記充電回路の含む第２
のコンデンサの充電電圧を前記出力回路に第２のスイッ
チング素子を介して印加する充電電圧印加回路と、前記
スイッチング回路の出力と前記充電電圧印加回路の出力
とを交互に前記出力回路に送出して前記第１のスイッチ
ング素子と前記第２のスイッチング素子を介して前記出
力回路に供給される電力の和を常に一定ならしめるよう
に前記第１及び第２のスイッチング素子を制御する制御
回路とを備えることを特徴とする高力率コンバータ。
【請求項２】前記整流回路に対する交流入力電流の波
形が正弦波になるとともに前記第２のコンデンサの充電
電圧が定電圧となるように前記第１のスイッチング素子
を所定の第１のパルス幅変調信号で制御する制御回路を
備えることを特徴とする請求項１記載の高力率コンバー
タ。
【請求項３】前記第２のスイッチング素子が前記第１
のスイッチング素子と同時には出力しないように駆動す
るとともに、負荷に印加すべき前記出力回路による直流
出力電圧が定電圧になるように前記第２のスイッチング
素子を所定の第２のパルス幅変調信号で制御する制御回
路を備えることを特徴とする請求項１記載の高力率コン
バータ。
【請求項４】前記第１のスイッチング素子の出力電流
を検出して得られる第１の検出電圧と、前記交流入力電
源と、前記交流入力電源よりも十分に高い周波数のリセ
ット信号及び鋸歯状波を出力する発振器のリセット信号
とに基づいて、前記全波整流回路の交流入力電流を前記
交流入力電源の電圧に同期した波形とするように前記第
１のスイッチング素子の動作を制御する前記第１のパル
ス幅変調信号を出力するとともに、前記第１のチョーク
コイルの導通電流を検出して得られる第２の検出電圧
と、前記第１のコンデンサの充電電圧と、前記発振器の
鋸歯状波と、前記第１のパルス幅変調信号とに基づい
て、前記第１のスイッチング素子を介して負荷側に供給
される電力と前記第２のスイッチング素子を介して負荷
側に供給される電力との和がパルスごとに一定となるよ
うに前記第２のスイッチング素子の動作を制御する前記
第２のパルス幅変調信号を出力する制御回路を備えるこ
とを特徴とする請求項１記載の高力率コンバータ。
【請求項５】前記第１及び第２のスイッチング素子に
よって形成されるスイッチング電圧を変換する高周波ト
ランスもしくは入力側と出力側とを分離する絶縁トラン
スを備えることを特徴とする請求項１、２、３または４
記載の高力率コンバータ。
【請求項６】交流電源電流を正弦波とすることにより
入力力率の改善と高調波抑制並びに直流出力のリップル
低減を確保する降圧型、昇圧型もしくは昇降圧型の高力
率コンバータにおいて、交流電源を全波整流する整流回
路と前記整流回路の出力する直流出力電圧を交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で駆動される第１のスイ
ッチング素子でスイッチングして出力する第１のスイッ
チング回路及び第３のスイッチング回路と第１のスイッ
チング回路の出力を平滑して負荷に供給すべく第１のチ
ョークコイルと第１のコンデンサとを接続して出力フィ
ルタを形成する出力回路と前記第３のスイッチング素子
の出力を充電すべく前記第３のスイッチング回路と前記
出力回路との間に配置した第２のチョークコイルと第２
のコンデンサとの直列接続を含む充電回路と前記充電回
路の含む第２のコンデンサの充電電圧を前記出力回路に
第２のスイッチング素子を介して印加する充電電圧印加
回路と前記第１のスイッチング回路の出力と前記充電電
圧印加回路の出力とを交互に前記出力回路に送出して前
記出力回路に供給される電力の和を常に一定ならしめる
よう前記第１及び第２のスイッチング素子を制御する制
御回路とを備えることを特徴とする高力率コンバータ。
【請求項７】前記制御回路は整流回路に対する交流電
源電流の波形が正弦波になるとともに前記第２のコンデ
ンサの充電電圧が定電圧となるように前記第１及び第３
のスイッチング素子を第１及び第３のパルス幅変調信号
で制御する機能を備えることを特徴とする請求項６記載
の高力率コンバータ。
【請求項８】前記制御回路は第２のスイッチング素子
と第１のスイッチング素子とが同時に出力を送出しない
ように駆動されるとともに、負荷に印加すべき前記出力
回路による直流出力電圧が定電圧となるように前記第２
のスイッチング素子を第２のパルス幅変調信号で制御す
る機能を備えることを特徴とする請求項１記載の高力率
コンバータ。
【請求項９】前記制御回路は整流回路の直流電流を検
出して得られる第１の検出電圧と、整流回路の直流電圧
と、前記交流電源の周波数よりも十分に高い周波数の鋸
歯状波を出力する発振器の信号に基づいて、前記整流回
路の交流電流を交流電源電圧に同期した波形とするよう
な前記第１のパルス幅変調信号を出力し、前記第１の検
出電圧と、前記第２のコンデンサの充電電圧と、前記第
３のスイッチング素子の導通電流を検出して得られる第
３の検出電圧と、前記鋸歯状波とに基づいて、前記整流
回路の交流電流を交流電源電圧に同期した波形とするよ
うな前記第３のパルス幅変調信号を出力し、前記出力回
路による直流出力電圧と、前記第１のチョークコイルの
導通電流を検出して得られる第２の検出電圧と、前記鋸
歯状波とに基づいて、前記第１のスイッチング素子を介
して負荷に供給される電力と前記第２のスイッチング素
子を介して負荷に供給される電力との和を各パルスごと
に一定にするような前記第２のパルス幅変調信号を出力
する機能を備えることを特徴とする請求項７または８記
載の高力率コンバータ。
【請求項１０】前記第１のスイッチング回路の出力及
び前記充電電圧印加回路の出力を変換して出力回路に得
る高周波トランスまたは前記第１のスイッチング回路及
び前記充電電圧印加回路と出力回路との間を絶縁する絶
縁トランスを備えることを特徴とする請求項６、７、８
または９記載の高力率コンバータ。