JP2005286362A - デジタル受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 受信状況に応じて信頼性情報を用いて効果的な受信性能を確保することが可能なデジタル受信機を提供する。
【解決手段】 第１の信頼性情報生成ユニット５０は、伝送路推定情報の出力電力レベルに基づいて信頼性情報を生成し、信頼性情報選択回路５３に出力する。第２の信頼性情報生成ユニット５１は、抽出されたＳＰ信号より時間方向の分散を求めてその分散値から信頼性情報を生成し、信頼性情報選択回路５３に出力する。ドップラー周波数推定部５２は、移動時の周波数の時間的な変動の度合を推定し、その推定結果に基づく制御信号を信頼性情報選択回路５３に出力する。信頼性情報選択回路５３は、第１の信頼性情報生成ユニットからの伝送路推定データに基づく信頼性情報と、第２の信頼性情報生成ユニット５１からのＳＰ信号の分散に基づく信頼性情報とを受けて、ドップラー周波数推定５２に基づく制御信号に応じていずれか一方の信頼性情報を選択して出力する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、デジタル放送等で用いられるＯＦＤＭ方式の復調を行なうためのデジタル受信機の構成に関する。

近年、映像信号または音声信号を伝送するシステムにおいて高品質な伝送や周波数利用効率の向上に優れた方式としてＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が提案されている。ＯＦＤＭ方式は、移動通信に適したマルチキャリア（多搬送波）変調方式であり、数百以上の搬送波（サブキャリア）に情報を分割して多重する方式である。

一般的に、地上波伝送においてはマルチパスが存在し、このマルチパスにより、受信信号の周波数特性が歪むことになる。このマルチパスの影響を軽減することが伝送システムにおいて大きな課題となる。各搬送波の変調方式にＱＡＭ系の変調を用いるＯＦＤＭ方式においては、マルチパスによる歪みが発生した場合、各搬送波毎に受信側の振幅や位相が送信側の振幅や位相と異なるものとなるので、これらが等しくなるようにマルチパスによる歪みを受けた信号を等化するすなわち補正を行なっている。

具体的には、受信側でＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理を行なって、伝送信号中に散在されたいわゆるパイロット信号を抽出する。そして、このパイロット信号の振幅や位相を受信側において監視することで伝送路の特性を推定し、この推定した伝送路の特性で受信信号を等化するようにしている。

一方、ＯＦＤＭ方式は、数百以上の搬送波に情報を分割するマルチキャリア方式であるため同一および隣接チャンネル妨害が生じる可能性もある。これにより、特定の搬送波のみが大きな影響を受けて、等化が不確かなものとなり、後の誤り訂正処理等において訂正能力を劣化させ、ひいては受信性能を悪化させてしまう問題があった。

この点に関して、非特許文献１においては、同一および隣接チャンネル妨害（搬送波間干渉）が生じる可能性がある場合において、上記のパイロット信号を用いることにより、同一搬送波の時間方向の分散値をもとにした受信信号の信頼度を示す信頼性情報を生成し、その信頼性情報に基づいて誤り訂正を行なうことにより受信性能を向上させる方式を提案している。
「地上伝送路特性を考慮した誤り制御」、１９９８年映像情報メディア学会年次大会３−１

上記非特許文献１に示されるように、固定受信においては伝送路特性に時間的変化が生じないため、同一搬送波の時間方向の分散値を用いてその搬送波の信頼度を推定することが可能である。

しかしながら、固定受信ではなく、移動体における移動受信においては、受信速度が高速になればなるほど受信状態は時々刻々と変化するため、伝送路特性も時間的に変化することになる。

したがって、同一搬送波の時間方向の分散値も変動する可能性がある。それゆえ、同一搬送波の時間方向の分散値を用いて信頼性情報を用いることは、逆に誤差を多く含んだ信頼性情報に基づいて誤り訂正を行なうことになってしまい移動体等での移動受信においては受信性能を逆に悪化させるという問題が発生する。

本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、受信状況に応じた信頼性情報を用いて効率的に受信性能の改善を図ることが可能なデジタル受信機を提供することを目的とする。

本発明に係るデジタル受信機は、デジタル変調波信号を受信するためのデジタル受信機であって、デジタル変調波信号の特性を示すために受信したデジタル変調波信号内に所定パターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する抽出部と、抽出部により抽出されたパイロット信号に基づいて受信したデジタル変調波信号の信頼度を示す情報を生成するための信頼性情報生成回路と、信頼性情報生成回路からの情報に基づいて信号処理を実行する信号処理回路とを備える。信頼性情報生成回路は、各々が、互いに異なる処理方式に従って、信頼性情報を生成する複数の信頼性情報生成ユニットと、デジタル受信機の受信状態に応じて複数の信頼性情報生成ユニットが生成する信頼性情報のうちの一つを選択するための制御回路とを含む。

好ましくは、パイロット信号に基づいてデジタル変調波信号が伝送される伝送路状態を推定する伝送路推定部をさらに備える。信頼性情報生成回路は、抽出部により抽出されたパイロット信号の分散に基づく第１の信頼性情報を生成する第１の信頼性情報生成ユニットと、伝送路推定部における推定結果に基づく第２の信頼性情報を生成する第２の信頼性情報生成ユニットとを含む。制御回路は、パイロット信号に基づいてデジタル受信機の移動に伴うドップラー周波数を推定し、推定結果に基づいて、第１および第２の信頼性情報生成ユニットから出力された第１および第２の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する。

好ましくは、パイロット信号に基づいてデジタル変調波信号が伝送される伝送路状態を推定する伝送路推定部をさらに備える。信頼性情報生成回路は、抽出部により抽出されたパイロット信号の分散に基づく第１の信頼性情報を生成する第１の信頼性情報生成ユニットと、伝送路推定部における推定結果に基づく第２の信頼性情報を生成する第２の信頼性情報生成ユニットとを含む。制御回路は、パイロット信号に基づいてデジタル受信機で受信する信号の遅延時間を推定し、推定結果に基づいて、第１および第２の信頼性情報生成ユニットから出力された第１および第２の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する。

特に、制御回路は、パイロット信号の所定の相関演算を実行し、算出した相関値の和と所定のしきい値との比較に基づいて遅延時間を推定する。

特に、制御回路は、パイロット信号を高速フーリエ変換処理して、遅延波の平均遅延時間を算出し、平均遅延時間と所定期間との比較に基づいて遅延時間を推定する。

特に、第２の信頼性情報生成ユニットは、伝送路推定部における伝送路推定結果の出力信号の電力に相当するレベルに基づいて第２の信頼性情報を生成する。

好ましくは、信号処理回路は、ビタビ復号回路に相当し、ビタビ復号回路は、信頼性情報の重み付けに従って所定の誤り訂正処理を実行する。

好ましくは、信号処理回路は、受信する複数のデジタル変調波信号を合成するためのダイバーシティ回路に相当する。ダイバーシティ回路は、信頼性情報に基づいて所定の方式に従って合成処理を実行する。

好ましくは、デジタル変調波信号は、ＯＦＤＭ方式で変調されたデジタル受信信号である。

本発明に係るデジタル受信機は、信頼度を示す信頼性情報を複数の信頼性情報生成ユニットにより生成し、受信状態に応じてその一つを選択する制御回路を含む。したがって、受信状態に応じて適切な信頼性情報を用いることができるため効率的に受信性能の改善を図ることができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付し、その説明は繰返さない。

図１は、本発明の実施の形態に従うデジタル受信機１００の概略ブロック図である。

図１を参照して、アンテナ（図示せず）から入力される高周波信号入力（ＲＦ入力）は、チューナ１に入力される。チューナ１では、ＲＦ入力信号を中間周波数（ＩＦ周波数）にダウンコンバートし、所定の帯域制限を受けてアナログＯＦＤＭ信号に変換する。アナログＯＦＤＭ信号は、アナログデジタル変換回路（Ａ／Ｄ回路とも称する）に入力され、アナログＯＦＤＭ信号をデジタル信号に変換する。

次に、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号は、ヒルベルト変換部３により同相検波軸信号（実軸成分の信号）であるＩ信号および直交検波軸信号（虚軸成分の信号）であるＱ信号の複素ＯＦＤＭ信号が生成される。ヒルベルト変換部３で生成された複素ＯＦＤＭ信号は、第１キャリア同期部４に送られる。第１キャリア同期部４は、シンボル同期部７から出力される後述する相関信号および第２キャリア同期部９からの信号に基づいて搬送波周波数誤差を補正する。ＦＦＴ５は、複素ＯＦＤＭ信号に対して高速フーリエ変換処理を施し、時間軸領域から周波数軸領域の信号に変換する。等化部６は、パイロット信号から伝送路特性を求め、伝送路を推定し、推定したキャリアでデータを除算することで等化を行なう。

シンボル同期部７は、ＯＦＤＭ信号の特徴である有効シンボル期間の一部をガードインターバル期間として複写することで、１つのシンボルを形成することを利用し、有効シンボル期間遅延した信号と遅延しない信号の相関値に基づいてシンボル同期を算出する。また、シンボル同期部７は、搬送波周波数以内の周波数誤差を補正するために相関値に基づく相関信号を第１キャリア同期部４に出力する。第２キャリア同期部９は、ＦＦＴ５の出力信号の周波数軸上の配置から搬送波周波数間隔の誤差を算出し、第１キャリア同期部４に算出結果に基づく信号を出力する。

クロック同期部８は、シンボル同期部７で得られるシンボル同期のタイミングのずれからクロック同期を算出し、Ａ／Ｄ回路２のサンプリング周波数を制御する。信頼性情報生成部１０は、等化部６で抽出されたパイロット信号から移動受信における高速移動時と低速移動時に対する２種類の受信信号に対する信頼度を示す信頼性情報を生成し、選択してビタビ復号部１５に出力する。

ここで、上述のチューナ１、Ａ／Ｄ回路２、ヒルベルト変換部３、第１キャリア同期部４、ＦＦＴ５、等化部６、シンボル同期部７、クロック同期部８、第２キャリア同期部９および信頼性情報生成部１０は、同期変調部２０を構成する。

周波数デインタリーブ１１は、電波の反射などによる特定周波数の信号の欠落を補うために行なわれた周波数インタリーブを元に戻す処理を行なう。周波数デインタリーブ１１の出力は、時間デインタリーブ１２に与えられ、時間デインタリーブ１２は、耐フェージングなどのために施された時間インタリーブを元に戻す処理を行なう。

時間デインタリーブが行なわれた実軸成分の信号（Ｉ信号）および虚軸成分の信号（Ｑ信号）は、デマッピング１３において２ビット（ＱＰＳＫの場合）、４ビット（１６ＱＡＭの場合）または６ビット（６４ＱＡＭの場合）の信号にそれぞれ変換される。

ビットデインタリーブ２１は、デマッピングが行なわれた信号に対して誤り訂正を増加させる目的で行なわれたビットインタリーブを解除する。ビタビ復号部１５は、送信側で行なわれた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行なう。このビタビ復号部１５において信頼性情報が用いられる。バイトデインタリーブ１６は、ビタビ復号が行なわれた信号に対してビットインタリーブと同様に誤り訂正を増加させる目的で行なわれたバイトインタリーブを解除する。そして、ＴＳ再生部１７において、トランスポートストリーム形式に沿ったデータの再構成が行なわれ、ＲＳ復号部１８において、送信側でリードソロモン符号化されたデータが復号される。ＲＳ復号部１８は、図示しないＴＳデコーダに対してリードソロモン復号された結果を出力する。

そして、誤り訂正された信号は、図示しないＭＰＥＧデコード部において圧縮信号が伸長され、デジタル／アナログ変換によってアナログ映像およびアナログ音声信号に変換された後、出力される。

図２は、等化部６と信頼性情報生成部１０とを説明する概略ブロック図である。

図２を参照して、等化部６は、パイロットＳＰ抽出部４０と、伝送路推定部４１と、除算部４２とを含む。信頼性情報生成部１０は、第１の信頼性情報生成ユニット５０と、第２の信頼性情報生成ユニット５１と、ドップラー周波数推定部５２と、信頼性情報選択回路５３とを含む。

ＦＦＴ５より入力されるＯＦＤＭ信号は、パイロットＳＰ抽出部４０に入力される。

パイロットＳＰ抽出部４０は、ＦＦＴ５により変換された信号から既知のパイロット信号（以下、ＳＰ信号とも称する）を抽出し、抽出したＳＰ信号を伝送路推定部４１と、第２の信頼性情報生成ユニット５１と、ドップラー周波数推定部５２に出力する。

図３は、ＯＦＤＭ方式で提案されているパイロット信号の挿入パターンを説明する概念図である。

図３を参照して、本例においては１つのシンボルに含まれる１２本の搬送波に対して１本の割合でパイロット用のＳＰ信号が挿入され、さらにＯＦＤＭシンボルごとにパイロット用のＳＰ信号の挿入位置が３搬送波ずつシフトされている。

パイロットＳＰ抽出部４０は、受信信号からこの挿入パターンに従うＳＰ信号を抽出する。

再び図２を参照して、伝送路推定部４１は、抽出されたＳＰ信号を補間処理することで、各搬送波の振幅と位相成分をその搬送波の伝送路特性として検出し、伝送路推定情報を除算部４２および第１の信頼性情報生成ユニット５０に出力する。

除算部４２は、ＦＦＴ５より入力されるＯＦＤＭ信号を伝送路推定部４１から供給された伝送路推定情報である振幅と位相で除算し、伝送路特性に起因する歪み成分を除去する。たとえば、ＦＦＴ５より入力される搬送波の振幅が、本来の振幅の１／２である場合、伝送路推定４１より振幅情報として１／２が供給される。そこで除算４２でＦＦＴ５より入力された信号の振幅を伝送路推定４１の振幅情報で除算すれば、元の位置（＝（１／２）／（１／２））の振幅の信号を得ることができる。同様に、位相についても複素演算を行なうことで元の位相の信号を得ることができる。

次に、本発明の実施の形態に従う信頼性情報生成部１０について説明する。

第１の信頼性情報生成ユニット５０は、伝送路推定情報の出力電力レベルに基づいて信頼性情報を生成し、信頼性情報選択回路５３に出力する。

第２の信頼性情報生成ユニット５１は、抽出されたＳＰ信号より時間方向の分散を求めてその分散値から信頼性情報を生成し、信頼性情報選択回路５３に出力する。

ドップラー周波数推定部５２は、移動時の周波数の時間的な変動の度合を推定し、その推定結果に基づく制御信号を信頼性情報選択回路５３に出力する。移動体において受信する受信信号はドップラー効果によりその周波数が変動する。この変動した周波数がいわゆるドップラー周波数と呼ばれるものである。

信頼性情報選択回路５３は、第１の信頼性情報生成ユニットからの伝送路推定データに基づく信頼性情報と、第２の信頼性情報生成ユニット５１からのＳＰ信号の分散に基づく信頼性情報とを受けて、ドップラー周波数推定５２に基づく制御信号に応じていずれか一方の信頼性情報を選択して出力する。

ここで、ドップラー周波数と搬送波間干渉との関係について説明する。

受信信号におけるドップラー周波数の影響は受信信号の周波数全体に少し平行移動することに対応する。たとえば、送信搬送波が１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、…、１０２４ｋＨｚの周波数である１０２４本存在し、１０Ｈｚのドップラー周波数となる速度で移動受信を行なうと、受信時の搬送波周波数は、１．０１ｋＨｚ、２．０１ｋＨｚ、…、１０２４．０１ｋＨｚとなる。受信機のＦＦＴにおいては、受信搬送波の周波数は、送信搬送波の周波数と同一であればＦＦＴの特性上直交性が保持される。すなわち、搬送波間干渉は生じず、所望の周波数軸上の信号に変換することが可能である。

しかしながら、ＦＦＴは、１つの所定の有効シンボル期間毎にＦＦＴ処理するため送信搬送波と受信搬送波との周波数がわずかに変化すると処理する信号の連続性が乱れることになる。

このような信号をＦＦＴ処理すると、高周波成分が発生してしまい他の搬送波への干渉という形で影響を与える。たとえば、一例として搬送波の基本波の１ｋＨｚについて考える。

図４は、ドップラー周波数が０Ｈｚである場合の１ｋＨｚの基本波を説明する概念図である。

図４（ａ）を参照して、受信信号が１ｋＨｚのとき、１有効シンボル期間は１ｍｓｅｃであるので、受信信号は１ｍｓｅｃにおいて、ちょうど１周期となり、有効シンボル期間の境界部分において信号の連続性が保持される。この信号をＦＦＴ処理した場合、図４（ｂ）に示されるように１ｋＨｚの搬送波のみに信号が現れることになる。

一方、図５は、ドップラー周波数が１０Ｈｚである場合の１．０１ｋＨｚの基本波を説明する概念図である。

図５（ａ）に示されるように、受信信号が１．０１ｋＨｚのとき１有効シンボル期間である１ｍｓｅｃでは１周期を超える信号が存在する。したがって、有効シンボル期間の境界部分において信号は不連続となる。この信号をＦＦＴ処理した場合、図５（ｂ）に示されるように１ｋＨｚの搬送波だけでなく、それ以外の周波数領域に搬送波が現れてしまい搬送波間干渉を発生する。つまり、２ｋＨｚ〜５ｋＨｚの信号部分にも１ｋＨｚの信号が紛れてしまうことになる。

したがって、移動体が受信するドップラー周波数を考慮して、受信した信号の信頼度を示す信頼性情報を生成する必要がある。

本発明の実施の形態１においては、たとえば受信状況として移動体における移動受信の際に、一例として２種類の信頼性情報を生成して、移動体の速度に応じて信用性の高い信頼性情報を生成する方式について以下に説明する。

まず、第２の信頼性情報生成ユニットにおける信頼性情報の生成について説明する。

受信信号には、マルチパス、干渉、雑音等の影響で信頼性の低くなった搬送波が存在する。

第２の信頼性情報生成ユニットは、ＳＰ信号の分散より各搬送波の信頼性の高さを検出する。時間方向の伝送路特性の変化が少ない場合すなわち固定受信においてはＳＰ信号の分散の変動はほとんどない。したがって、この方式により固定受信に適した信頼性情報を得ることができる。

具体的にはＳＰ信号の分散から信頼度Ｒを算出する。受信したＳＰ信号の受信レベルをＩ（ｔ，ｆ）、Ｑ（ｔ，ｆ）としたときの信頼度Ｒは次式から算出することができる。ｔは時間、ｆは周波数を示すものとする。

ただし、Ａはしきい値を含む係数、Ｉｒｅｆ（ｆ）、Ｑｒｅｆ（ｆ）は、受信信号Ｉ（ｔ，ｆ）、Ｑ（ｔ，ｆ）の時間方向の平均値である。

上式の分子は、受信レベルの平均値を示し、受信振幅が大きいほど信頼度Ｒは大きくなる。また上式の分母は分散を示し妨害が大きいほど信頼度Ｒは小さくなる。すなわち、第２の信頼性情報生成ユニット５１は、シンボル内に周期的に位置しているＳＰ信号に着目し、ＳＰ信号のレベルの平均値を算出し、各ＳＰ信号のレベルと比較してそのＳＰ信号の信頼度を検出する。

第２の信頼性情報生成ユニットは、検出したこの信頼度Ｒに基づいて受信信号の信頼性情報を生成する。例えば、この信頼度Ｒと所定のしきい値とを比較して分類することにより受信信号の信頼性情報を生成することができる。

図６は、一例として、信頼性情報としてビタビ復号部１５で用いられるビタビ軟判定の重み付けに反映できるような３ビット程度の信号に符号化した場合を説明する図である。ここでは、信頼度Ｒと４つのしきい値とを比較することにより、５つに分類することができる。

図６に示されるように、信頼性情報信号（３ビット）として与えられる信号の最上位ビットが１である場合には信頼できないものとする。下位の２ビットの組合せに基づいて、その信頼性の度合を判断する。たとえば、下位２ビットが「１１」であれば信頼できる場合とし、「１０」であれば補正が必要であり、その補正の程度は小さいものであると判別する。また、「０１」であれば補正が必要であり、その補正の程度は中くらいであるものと判別する。また「００」である場合には補正が必要であり、その補正の程度は大きいものであると判別する。

このように受信信号の信頼度を示す信頼性情報をビタビ復号部１５に出力することによりビタビ軟判定における誤り訂正処理能力を向上させることができる。

次に、第１の信頼性情報生成ユニットの信頼性情報の生成について説明する。

第１の信頼性情報生成ユニットは、入力される伝送路推定情報の出力電力を算出する。そして、算出した電力値と複数のしきい値となる電力値との比較に基づいて信頼性情報を生成する。時間的に伝送路特性が変化する場合、抽出されたＳＰ信号を伝送路推定部４１で補間処理することにより得られる伝送路推定情報の出力電力値はそれに追従して変化する。したがって、この方式により移動受信に適した信頼性情報を得ることができる。

たとえば、一例として、４つのしきい値となる電力値を設けて、それと算出した電力値とを比較して分類することにより、図６で説明したビタビ復号の軟判定に用いる３ビットの重み付けに符号化した信頼性情報を生成することができる。

図７は、ドップラー周波数推定部５２を説明する概略ブロック図である。

図７を参照して、ドップラー周波数推定部５２は、メモリ６０と、相関部６１と、加算部６２と、フィルタ６３と、判定部６４とを含む。ここで本発明の実施の形態に従うドップラー周波数推定の算出方式について図３を用いて説明する。

ｍシンボル目のｋ番目の搬送波の実軸成分と虚軸成分をそれぞれＩｄ（ｍ，ｋ）、Ｑｄ（ｍ，ｋ）と記述する。パイロットＳＰ抽出部４０で抽出されたＳＰ信号をメモリ６０に４シンボル分蓄積する。たとえば図３の４番目のシンボルに対して算出する場合を考えると、搬送波の０番目、１２番目、…というように、１２搬送波ごとに０番目のシンボルにある同一搬送波のＳＰ信号との相関を相関部６１で算出する。相関算出には、差動復調の実数部を用いてｉ番目の搬送波ＳＰの相関計算は、次式のように算出される。

ドップラー周波数が小さい場合には、Ｉｄ（０，ｉ）とＩｄ（４，ｉ）、Ｑｄ（０，ｉ）とＱｄ（４，ｉ）はどちらもほぼ同じ値になるため、相関値はある程度の大きさを有する。

相関部６１で１２サブキャリアごとに算出した相関値は加算部６２で１シンボル分加算される。この加算した結果は、１シンボルごとに値が確定する。

フィルタ６３のフィルタ構成はローパスフィルタであり、シンボルごとに動作して、加算値の高周波ノイズを除去する。

判定部６４は、フィルタ６３の出力を適当な所定のしきい値と比較し、しきい値より大きければ相関が大きいすなわちドップラー周波数は低いと判断し、その逆の場合は相関が小さいすなわちドップラー周波数が高いと判断する。

判定部６４は、この判定結果に基づく制御信号を信頼性情報選択回路５３に出力する。

次に、相関値とドップラー周波数との関係について説明する。

「ＯＦＤＭにおけるドップラーシフトの影響の解析とその軽減法の検討」（映像情報メディア学会技術報告Vol21.No.52.PP.1-5 BCS'97 47（Sep.1997））の文献においては、ＯＦＤＭ方式における受信信号としてドップラー信号がどのような影響を受けるかが示されており、受信信号として文献中に式（９）として示されている。

そして、この受信信号を離散フーリエ変換することによって復元した信号が文献中に式（１０）として示されている。

当該文献にも示されているように上式の第２項がチャネル間干渉成分すなわち搬送波間干渉成分に相当する。搬送波間干渉成分は、シンボルが異なると送信信号ｄ（ｌ，ｎ）が変化するためいわゆるコンスタレーション上の位置も変化する。したがって、同一搬送波間においてもコンスタレーション上の位置にはズレが生じる。したがって、同一搬送波のＳＰ信号を用いて、相関演算を行なうとドップラー周波数が高ければ相関値が小さくなり、ドップラー周波数が低ければ相関値は大きくなる。このことはシミュレーションからも確認することができる。なお、しきい値に対応するドップラー周波数については、信頼性情報選択回路５３において信頼性情報を切り換えることにより受信性能が改善するように設定する。

信頼性情報選択回路５３は、判定部６４により生成される制御信号に基づいて第１および第２の信頼性情報生成ユニットから出力される信頼性情報を選択して出力する。具体的には、ドップラー周波数が低いすなわち移動体の速度が遅い場合には、第２の信頼性情報生成ユニットの信頼性情報を選択して出力する。一方、ドップラー周波数が高いすなわち移動体の速度が速い場合には、第１の信頼性情報生成ユニットの信頼性情報を選択して出力する。

本発明の実施の形態１に従う方式により、たとえば受信状況として移動体における移動受信の際に、移動体の移動時の速度の速いもしくは遅いに応じて適切な信頼性情報を生成し、選択することができる。

したがって、この信頼性情報を用いることにより、ビタビ復号における誤り訂正処理能力を向上させることができる。すなわち、移動体での受信性能の向上を図ることができる。

（実施の形態２）
上記の実施の形態１においては、ドップラー周波数推定により受信状況として移動体における移動受信の際に信頼性情報を切換える方式について説明した。本発明の実施の形態２においては、マルチパスの影響を受けやすい受信状況たとえばビル群に囲まれているような状況等において信頼性情報を切換える方式について説明する。

図８は、本発明の実施の形態２に従う等化６と信頼性情報生成回路１０♯とを説明する概念図である。

図８を参照して、図２で説明した構成と比較して異なる点は、信頼性情報生成部１０を信頼性情報生成部１０♯に変更した点である。その他の点は、図２で説明したのと同様であるのでその詳細な説明は繰返さない。

本発明の実施の形態２に従う信頼性情報生成部１０♯は、第１の信頼性情報生成ユニット５０と、第２の信頼性情報生成ユニット５１と、信頼性情報選択部５３と、遅延時間推定部５４とを含む。第１および第２の信頼性情報生成ユニット５１，５２および信頼性情報選択部５３については上述したのと同様であるのでその詳細な説明は繰返さない。

ここで、遅延時間推定部５４の動作について説明する。

図９は、遅延時間推定部５４を説明する概略ブロック図である。

図９を参照して、遅延時間推定部５４は、メモリ７０と、相関部７１と、加算部７２と、フィルタ７３と、判定部７４とを含む。

次に遅延時間推定の算出方式について図３を用いて説明する。

パイロットＳＰ抽出部４０は、抽出したＳＰ信号をメモリ７０に出力する。メモリ７０は、抽出されたＳＰ信号を１シンボル分蓄積する。

たとえば、４シンボル目に対して算出する場合を考えると、サブキャリアの０番目、１２番目、…というように１２サブキャリアごとに存在するＳＰ信号をメモリ７０に蓄積する。ｉ番目のサブキャリアにあるＳＰ信号と（ｉ＋１２）番目のサブキャリアにあるＳＰ信号の相関を相関部７１で算出する。相関算出には、差動復調の実数部を用いてｉ番目のサブキャリアであるＳＰ信号の相関計算は次式により計算することができる。

遅延時間が小さい場合には、Ｉｄ（４，ｉ）とＩｄ（４，ｉ＋１２）、Ｑｄ（４，ｉ）とＱｄ（４，ｉ＋１２）はどちらもほぼ同じ値であるため、相関値はある程度の大きさを有する。

相関部７１でＳＰ信号ごとに算出した相関値は、加算部７２で１シンボル分加算される。

加算部７２を通過した加算値は１シンボルごとに値が確定する。

フィルタ７３のフィルタ構成はローパスフィルタであり、１シンボルごとに動作し、加算値の高周波ノイズを除去する。

判定７４は、フィルタ７３の出力を適当なしきい値と比較し、しきい値より大きければ相関値が大きいと判断し、しきい値より小さければ相関値が小さいと判断し、この判定結果を信頼性情報選択回路５３に出力する。

次に、相関値と遅延時間との関係について説明する。

上記文献の式（８）を用いて考える。ｆｄ，Δｆは、ドップラー周波数に関係する値であり、遅延時間のみを考慮して考えると、ｆｄ＝Δｆ＝０として扱うことができる。

これにより、次式の如く変形することができる。

この受信信号に対して上述した離散フーリエ変換をする。なお、遅延時間がガードインターバル期間以内の場合、ＦＦＴの出力信号に位相に現れる。カードインターバル期間を超える場合は、システム上ほとんど発生しないためここでは考慮しないものとする。遅延期間がガードインターバル期間以内であれば文献に示される式（１０）の第２項は無視することができるため変形すると次式となる。

ここで、ノイズＮ（ｌ，ｍ）を無視すると、コンスタレーション上では、受信信号がｄ（ｌ，ｍ）の位置を中心とした半径γの円上を回転する点になる。ここで上式の括弧内である

内にはｆｍなる搬送波ｍのみに依存した値があることから、同一シンボルに含まれるＳＰ信号のコンスタレーション上の位置関係を比較することにより、遅延時間の大小の判定が可能となる。

したがって、上式で示した相関算出式により遅延時間の大小は確認可能であり、相関値が大きければ遅延時間が小さく、相関値が小さければ遅延時間が大きいことになる。たとえば、障害物に囲まれている状況においては、障害物を電波が反射することにより複数の電波の経路（マルチパス）が生じ、直接波（送信アンテナから直接受信機に到達する電波）と遅延波（障害物等で反射して遅れて受信機に到達する電波）との差が大きくなる。すなわち遅延時間が大きくなる。

本実施の形態２においては、遅延時間推定部５４を用いて遅延時間を推定する具体的には、遅延時間の大きいもしくは小さいにより、マルチパスの影響の度合を判定して適切な信頼性情報を生成し、選択することができる。

したがって、この信頼性情報を用いることにより、ビタビ復号における誤り訂正処理能力を向上させることができる。すなわち、受信状況に応じて受信性能の向上を図ることができる。

（実施の形態２の変形例）
本発明の実施の形態２の変形例においては、別の遅延時間の推定方式について説明する。

本発明の実施の形態２の変形例においては、抽出したＳＰ信号よりシンボルごとにＦＦＴ処理し、遅延プロファイルを求めて各パスの遅延時間を算出するという方式について説明する。

以下において、その方式について説明する。

図１０は、本発明の実施の形態２の変形例に従う遅延時間推定部５４♯を説明する概念図である。

パイロットＳＰ抽出４０より抽出されたＳＰ信号は、抽出されたＳＰ信号をシンボルごとにＦＦＴ８０に入力する。ＦＦＴ８０では、入力されたＳＰ信号を時間領域信号と見なし、周波数領域信号に変換することで遅延プロファイルを出力する。

図１１は、遅延プロファイルを説明する概念図である。

遅延プロファイルとは、遅延波の遅延時間に対する電力を表わす伝搬特性のことである。

図１１から明らかなように、ＦＦＴ８０の出力信号には、直接波（遅延時間が０）以外に、遅延時間が異なる複数の遅延波が含まれている。この遅延プロファイルをフィルタ８１で複数シンボルにわたって平均化することにより遅延時間を推定することができる。判定８２は、平均化された遅延波の遅延時間に所定のしきい値τよりも大きい方に遅延波の最大レベルのものが含まれていれば、遅延時間が大きいと判定し、判定結果を信頼性情報選択回路５３に出力する。

本発明の実施の形態２の変形例に従う遅延時間推定部５４＃においても、実施の形態２と同様の効果を得ることができる。

なお、上記の実施の形態１および２においては、それぞれドップラー周波数と遅延時間を推定することにより、信頼性情報を切り換える構成についてそれぞれ説明してきた。すなわち、上述したようにドップラー周波数と遅延時間とを独立したものとして説明してきたが、ドップラー周波数および遅延時間の推定を同時に行ない、その得られた推定結果に基づいて信頼性情報選択回路５３における信頼性情報の選択動作を実行することも可能である。

（実施の形態３）
上記の実施の形態１および２においては、信頼性情報をビタビ復号等の誤り処理に用いる方式について説明した。

本発明の実施の形態３においては、上述した信頼性情報をダイバーシティ合成に用いる場合について説明する。

図１２は、本発明の実施の形態３に従うデジタル受信機１１０の構成を説明する概略ブロック図である。

図１２を参照して、本発明の実施の形態３に従うデジタル受信機１１０は、図１で説明したデジタル受信機１００と比較して、同期変調部２０と同様の構成である同期変調部２０♯をさらに設け、ダイバーシティ回路３０を設けた点が異なる。なお、同期変調部２０および２０♯は同一の構成であるのでその詳細な説明は繰返さない。

たとえば、移動体受信では、送信された電波はフェージングの影響を受けるため受信電力が大きく変動し、高品質な伝送を維持することが困難である。フェージングによる品質劣化を軽減する方式としてダイバーシティ受信という技術がある。この技術は、独立な複数の信号を受信し、これらを適切に用いることによりフェージング変動を軽減し、高品質な伝送を実現する。フェージング変動を軽減する手段としていわゆるダイバーシティ回路が用いられる。ダイバーシティ回路は、独立な複数の信号を適切に合成する。一般的に、選択合成、等利得合成、最大比合成の３種類が基本としてダイバーシティ回路において行なわれる。

たとえば、選択合成は複数の受信信号のうち最も劣化の少ない信号を選択して出力し、その他の信号は使用しない合成方式である。

本発明の実施の形態３に従うデジタル受信機において、信頼性情報生成回路から出力される受信信号の信頼度を示す信頼性情報を用いてダイバーシティ回路における合成処理を実行する。

具体的には、図６で説明したようにビタビ復号の際に用いた受信信号の信頼度を示す３ビット信号を用いることができる。この３ビットの信号により、例えば選択合成において、最も劣化の少ない信号を選択して出力することができる。あるいは、この３ビット信号の重み付けに比例して、合成の比率を変更等することにより劣化の少ない信号を合成することも可能である。これにより、最も劣化の少ない信号を選択して受信性能の向上を図ることができる。なお、このダイバーシティ回路３０を介して、最も信頼性の高い信頼性情報をビタビ復号部１５に出力することができる。

したがって、本発明の実施の形態３に従う構成において、受信信号の信頼度を示す信頼性情報を用いることにより、ダイバーシティ回路における合成処理を向上させることができる。すなわち、受信状況に応じて受信性能をさらに向上させることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従うデジタル受信機１００の概略ブロック図である。 等化部６と信頼性情報生成部１０とを説明する概略ブロック図である。 ＯＦＤＭ方式で提案されているパイロット信号の挿入パターンを説明する概念図である。 ドップラー周波数が０Ｈｚである場合の１ｋＨｚの基本波を説明する概念図である。 ドップラー周波数が１０Ｈｚである場合の１．０１ｋＨｚの基本波を説明する概念図である。 信頼性情報としてビタビ復号部１５で用いられるビタビ軟判定の重み付けに反映できるような３ビット程度の信号に符号化した場合を説明する図である。 ドップラー周波数推定部５２を説明する概略ブロック図である。 本発明の実施の形態２に従う等化６と信頼性情報生成回路１０♯とを説明する概念図である。 遅延時間推定部５４を説明する概略ブロック図である。 本発明の実施の形態２の変形例に従う遅延時間推定部５４♯を説明する概念図である。 遅延プロファイルを説明する概念図である。 本発明の実施の形態３に従うデジタル受信機１１０の構成を説明する概略ブロック図である。

符号の説明

１ チューナ、２ Ａ／Ｄ回路、３ ヒルベルト変換部、４ 第１キャリア同期部、５，８０ ＦＦＴ、６ 等化部、７ シンボル同期部、８ クロック同期部、９ 第２キャリア同期部、１０，１０＃ 信頼性情報生成部、１１ 周波数デインタリーブ、１２ 時間デインタリーブ、１３ デマッピング、１４ ビットデインタリーブ、１５ ビタビ復号部、１６ バイトデインタリーブ、１７ ＴＳ再生部、１８ ＲＳ復号部、２０，２０＃ 同期変調部、３０ ダイバーシティ回路、４０ パイロットＳＰ抽出部、４１ 伝送路推定部、４２ 除算部、５０ 第１の信頼性情報生成ユニット、５１ 第２の信頼性情報生成ユニット、５２ ドップラー周波数推定部、５３ 信頼性情報選択回路、５４，５４＃ 遅延時間推定部、６０，７０ メモリ、６１，７１ 相関部、６２，７２ 加算部、６３，７３，８１ フィルタ、６４，７４，８２ 判定部、１００，１１０ デジタル受信機。

Claims (9)

1. デジタル変調波信号を受信するためのデジタル受信機であって、
   前記デジタル変調波信号の特性を示すために受信した前記デジタル変調波信号内に所定パターンに従って挿入されたパイロット信号を抽出する抽出部と、
   前記抽出部により抽出されたパイロット信号に基づいて受信した前記デジタル変調波信号の信頼度を示す情報を生成するための信頼性情報生成回路と、
   前記信頼性情報生成回路からの前記情報に基づいて信号処理を実行する信号処理回路とを備え、
   前記信頼性情報生成回路は、
   各々が、互いに異なる処理方式に従って、信頼性情報を生成する複数の信頼性情報生成ユニットと、
   前記デジタル受信機の受信状態に応じて前記複数の信頼性情報生成ユニットが生成する信頼性情報のうちの一つを選択するための制御回路とを含む、デジタル受信機。
2. 前記パイロット信号に基づいて前記デジタル変調波信号が伝送される伝送路状態を推定する伝送路推定部をさらに備え、
   前記信頼性情報生成回路は、
   前記抽出部により抽出された前記パイロット信号の分散に基づく第１の信頼性情報を生成する第１の信頼性情報生成ユニットと、
   前記伝送路推定部における推定結果に基づく第２の信頼性情報を生成する第２の信頼性情報生成ユニットとを含み、
   前記制御回路は、前記パイロット信号に基づいて前記デジタル受信機の移動に伴うドップラー周波数を推定し、推定結果に基づいて、第１および第２の信頼性情報生成ユニットから出力された第１および第２の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する、請求項１記載のデジタル受信機。
3. 前記パイロット信号に基づいて前記デジタル変調波信号が伝送される伝送路状態を推定する伝送路推定部をさらに備え、
   前記信頼性情報生成回路は、
   前記抽出部により抽出された前記パイロット信号の分散に基づく第１の信頼性情報を生成する第１の信頼性情報生成ユニットと、
   前記伝送路推定部における推定結果に基づく第２の信頼性情報を生成する第２の信頼性情報生成ユニットとを含み、
   前記制御回路は、前記パイロット信号に基づいて前記デジタル受信機で受信する信号の遅延時間を推定し、推定結果に基づいて、第１および第２の信頼性情報生成ユニットから出力された第１および第２の信頼性情報のうちのいずれか一方を選択する、請求項１記載のデジタル受信機。
4. 前記制御回路は、前記パイロット信号の所定の相関演算を実行し、算出した相関値の和と所定のしきい値との比較に基づいて前記遅延時間を推定する、請求項３記載のデジタル受信機。
5. 前記制御回路は、前記パイロット信号を高速フーリエ変換処理して、遅延波の平均遅延時間を算出し、前記平均遅延時間と所定期間との比較に基づいて前記遅延時間を推定する、請求項３記載のデジタル受信機。
6. 前記第２の信頼性情報生成ユニットは、前記伝送路推定部における伝送路推定結果の出力信号の電力に相当するレベルに基づいて前記第２の信頼性情報を生成する、請求項２もしくは３のいずれか一項に記載のデジタル受信機。
7. 前記信号処理回路は、ビタビ復号回路に相当し、
   前記ビタビ復号回路は、前記信頼性情報の重み付けに従って所定の誤り訂正処理を実行する、請求項１記載のデジタル受信機。
8. 前記信号処理回路は、受信する複数のデジタル変調波信号を合成するためのダイバーシティ回路に相当し、
   前記ダイバーシティ回路は、前記信頼性情報に基づいて所定の方式に従って合成処理を実行する、請求項１記載のデジタル受信機。
9. 前記デジタル変調波信号は、ＯＦＤＭ方式で変調されたデジタル受信信号である、請求項１記載のデジタル受信機。

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