JP3110423B1 - 周波数選択性妨害に対応する誤り訂正装置 - Google Patents
周波数選択性妨害に対応する誤り訂正装置Info
- Publication number
- JP3110423B1 JP3110423B1 JP11229852A JP22985299A JP3110423B1 JP 3110423 B1 JP3110423 B1 JP 3110423B1 JP 11229852 A JP11229852 A JP 11229852A JP 22985299 A JP22985299 A JP 22985299A JP 3110423 B1 JP3110423 B1 JP 3110423B1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- error correction
- interference
- signal
- weight coefficient
- unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
【要約】
【課題】 周波数選択性の妨害があっても誤り訂正の能
力を向上させる。 【解決手段】 妨害検出部１７からデジタル伝送信号が
受けている妨害の大きさに応じた信号が出力される。重
み検出部１８からデジタル伝送信号の伝送方式に対応し
た重み係数が算出される。妨害検出部１７の出力と重み
検出部１８の出力とが乗算器１９により乗算され、乗算
された係数によりデジタル伝送信号が軟判定部１１によ
り軟判定される。この軟判定部１１の出力は誤り訂正部
１２により誤り訂正される。
力を向上させる。 【解決手段】 妨害検出部１７からデジタル伝送信号が
受けている妨害の大きさに応じた信号が出力される。重
み検出部１８からデジタル伝送信号の伝送方式に対応し
た重み係数が算出される。妨害検出部１７の出力と重み
検出部１８の出力とが乗算器１９により乗算され、乗算
された係数によりデジタル伝送信号が軟判定部１１によ
り軟判定される。この軟判定部１１の出力は誤り訂正部
１２により誤り訂正される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばＯＦＤＭ
（直交周波数分割多重）方式のように、複数のキャリア
により周波数分割多重した信号を受信する受信装置に用
いられ、受信信号に周波数選択性の妨害（スプリアス、
マルチパス、同一または近接チャンネル妨害）を受けた
成分が存在し、復調性能が悪化する場合の訂正能力を最
大限に発揮する誤り訂正装置に関する。
（直交周波数分割多重）方式のように、複数のキャリア
により周波数分割多重した信号を受信する受信装置に用
いられ、受信信号に周波数選択性の妨害（スプリアス、
マルチパス、同一または近接チャンネル妨害）を受けた
成分が存在し、復調性能が悪化する場合の訂正能力を最
大限に発揮する誤り訂正装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、地上波デジタルテレビジ
ョン放送にあっては、ＯＦＤＭ方式が最適なデジタル伝
送方式の一つとして注目されている。このＯＦＤＭ方式
は、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当て
て変調及び復調を行うもので、送信側では周波数領域の
信号を時間領域の信号に変換するためのＩＦＦＴ（逆高
速フーリエ変換）処理を行い、受信側では時間領域の信
号を周波数領域の信号に戻すためのＦＦＴ（高速フーリ
エ変換）処理を行うことを特徴とする。
ョン放送にあっては、ＯＦＤＭ方式が最適なデジタル伝
送方式の一つとして注目されている。このＯＦＤＭ方式
は、互いに直交する複数のキャリアにデータを割り当て
て変調及び復調を行うもので、送信側では周波数領域の
信号を時間領域の信号に変換するためのＩＦＦＴ（逆高
速フーリエ変換）処理を行い、受信側では時間領域の信
号を周波数領域の信号に戻すためのＦＦＴ（高速フーリ
エ変換）処理を行うことを特徴とする。
【０００３】上記ＯＦＤＭ方式において、各キャリアは
任意の変調方式を用いることが可能であり、例えば同期
検波による伝送や遅延検波による伝送が可能である。同
期検波においては、送信側で周波数軸上及び時間軸上の
所定位置に振幅及び位相が既知のパイロットを挿入して
おき、受信側でパイロットを抽出してその振幅及び位相
の既知の値に対する誤差を求め、この誤差検出結果に応
じて受信信号の振幅及び位相の等化を行う。遅延検波に
おいては、受信シンボル間で差動符号化を行うことで、
キャリア再生を行わずに受信信号を復調する。
任意の変調方式を用いることが可能であり、例えば同期
検波による伝送や遅延検波による伝送が可能である。同
期検波においては、送信側で周波数軸上及び時間軸上の
所定位置に振幅及び位相が既知のパイロットを挿入して
おき、受信側でパイロットを抽出してその振幅及び位相
の既知の値に対する誤差を求め、この誤差検出結果に応
じて受信信号の振幅及び位相の等化を行う。遅延検波に
おいては、受信シンボル間で差動符号化を行うことで、
キャリア再生を行わずに受信信号を復調する。
【０００４】ところで、伝送路にはマルチパスといわれ
る反射波が存在する。この反射波のレベルが大きいと、
直接波と反射波の打ち消しあいが生じて特定のキャリア
の受信レベルが落ち込んでしまう。また、伝送帯域にス
プリアスが生じたり、アナログテレビジョン放送のよう
な同一チャンネル妨害があると、特定キャリアの受信レ
ベルが大きく変動してしまう。
る反射波が存在する。この反射波のレベルが大きいと、
直接波と反射波の打ち消しあいが生じて特定のキャリア
の受信レベルが落ち込んでしまう。また、伝送帯域にス
プリアスが生じたり、アナログテレビジョン放送のよう
な同一チャンネル妨害があると、特定キャリアの受信レ
ベルが大きく変動してしまう。
【０００５】一方、デジタル伝送では、伝送路上での信
号劣化や伝送特性の向上といった観点から、誤り訂正が
必須となっている。従来のＯＦＤＭ受信装置に用いられ
る誤り訂正装置では、全てのキャリアによって伝送され
る信号を用いて誤り訂正を行っている。このため、上記
のようなマルチパス、スプリアス、アナログＴＶ放送等
の同一チャンネル妨害により特定のキャリアのみが大き
な被害を受けた場合でも、そのキャリアの信号を用いて
誤り訂正を行うことになり、特性が悪い方に引っ張られ
て全体的に特性が劣化しまうことになる。この問題は、
ＯＦＤＭに限らず、スペクトル拡散等の他のデジタル伝
送方式の多重信号を受信する受信装置全てについて生じ
ている。
号劣化や伝送特性の向上といった観点から、誤り訂正が
必須となっている。従来のＯＦＤＭ受信装置に用いられ
る誤り訂正装置では、全てのキャリアによって伝送され
る信号を用いて誤り訂正を行っている。このため、上記
のようなマルチパス、スプリアス、アナログＴＶ放送等
の同一チャンネル妨害により特定のキャリアのみが大き
な被害を受けた場合でも、そのキャリアの信号を用いて
誤り訂正を行うことになり、特性が悪い方に引っ張られ
て全体的に特性が劣化しまうことになる。この問題は、
ＯＦＤＭに限らず、スペクトル拡散等の他のデジタル伝
送方式の多重信号を受信する受信装置全てについて生じ
ている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
デジタル伝送方式の多重信号を受信する受信装置に用い
られる誤り訂正装置では、マルチパス、スプリアス、同
一チャンネル妨害（以下、周波数選択性の妨害と総称す
る）を受けて特定のキャリアのみが大きな被害を受けた
場合でも、その信号を用いて誤り訂正を行っているた
め、全体的に特性が劣化しまう。
デジタル伝送方式の多重信号を受信する受信装置に用い
られる誤り訂正装置では、マルチパス、スプリアス、同
一チャンネル妨害（以下、周波数選択性の妨害と総称す
る）を受けて特定のキャリアのみが大きな被害を受けた
場合でも、その信号を用いて誤り訂正を行っているた
め、全体的に特性が劣化しまう。
【０００７】本発明は、上記の問題を解決し、周波数分
割多重信号を受信する受信装置において、周波数選択性
の妨害を受けた場合でも効果的に誤り訂正を施して特性
を向上させることのできる誤り訂正装置を提供すること
を目的とする。
割多重信号を受信する受信装置において、周波数選択性
の妨害を受けた場合でも効果的に誤り訂正を施して特性
を向上させることのできる誤り訂正装置を提供すること
を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明は、デジタル伝送信号の復調信号に誤り訂正
を施す誤り訂正装置において、前記デジタル伝送信号の
伝送方式別に重み係数を用意しておき、受信時に伝送方
式に対応する重み係数を選択し、デジタル伝送信号が受
けている妨害の大きさに応じて重み係数を補正し、この
補正された重み係数に基づいて前記デジタル伝送信号の
復調信号を重み付けし軟判定した後、誤り訂正する。
めに本発明は、デジタル伝送信号の復調信号に誤り訂正
を施す誤り訂正装置において、前記デジタル伝送信号の
伝送方式別に重み係数を用意しておき、受信時に伝送方
式に対応する重み係数を選択し、デジタル伝送信号が受
けている妨害の大きさに応じて重み係数を補正し、この
補正された重み係数に基づいて前記デジタル伝送信号の
復調信号を重み付けし軟判定した後、誤り訂正する。
【０００９】上記構成による誤り訂正装置によれば、受
信信号の伝送方式に対応した最適な重み係数を選択する
ことができるので、いずれの伝送方式による信号を受信
した場合でも、周波数選択性の妨害に対して効果的に誤
り訂正を施して特性を向上させることができるようにな
る。
信信号の伝送方式に対応した最適な重み係数を選択する
ことができるので、いずれの伝送方式による信号を受信
した場合でも、周波数選択性の妨害に対して効果的に誤
り訂正を施して特性を向上させることができるようにな
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について詳細に説明する。
施の形態について詳細に説明する。
【００１１】（第１の実施の形態）図１は第１の実施形
態に係る誤り訂正装置を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成
を示すブロック図である。図１において、図示しない空
中線系で受けた受信信号はチューナ１１により選局さ
れ、Ａ／Ｄコンバータ１２によりデジタル信号に変換さ
れた後、直交検波部１３に供給される。この直交検波部
１３は受信信号を準同期直交検波することによりベース
バンドのＯＦＤＭ信号に変換するもので、ここで得られ
たＯＦＤＭ信号はＦＦＴ処理部１４に供給される。この
ＦＦＴ処理部１４は入力された時間領域のＯＦＤＭ信号
を周波数領域の信号に変換して、各キャリアの位相と振
幅を示すシンボルデータ列を求めるもので、ここで得ら
れた信号は復調部１５に供給される。
態に係る誤り訂正装置を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成
を示すブロック図である。図１において、図示しない空
中線系で受けた受信信号はチューナ１１により選局さ
れ、Ａ／Ｄコンバータ１２によりデジタル信号に変換さ
れた後、直交検波部１３に供給される。この直交検波部
１３は受信信号を準同期直交検波することによりベース
バンドのＯＦＤＭ信号に変換するもので、ここで得られ
たＯＦＤＭ信号はＦＦＴ処理部１４に供給される。この
ＦＦＴ処理部１４は入力された時間領域のＯＦＤＭ信号
を周波数領域の信号に変換して、各キャリアの位相と振
幅を示すシンボルデータ列を求めるもので、ここで得ら
れた信号は復調部１５に供給される。
【００１２】この復調部１５は、入力される信号中から
伝送モード信号を抽出してそのモード情報を判別し、そ
の判別結果に応じて同期検波または遅延検波を行うもの
である。すなわち、伝送モードが同期検波の場合、ＯＦ
ＤＭ信号の周波数方向及び時間方向に基準となるパイロ
ット信号が周期的に挿入されていることを利用し、各パ
イロット信号を抽出してその振幅及び位相から各キャリ
アの伝達関数を推定し、その推定結果から各受信シンボ
ルの振幅及び位相等化を行う。このとき、パイロット信
号は飛び飛びに挿入されているため、周波数軸、時間軸
とも補間処理を行って各シンボルに対応する基準信号を
求め、その基準信号と受信シンボルとを比較することで
等化を行う。伝送モードが遅延検波の場合、前後のシン
ボルで複素演算を行うことで搬送波再生を行わずとも検
波が可能であり、同期検波のようにパイロット信号を必
要としない。
伝送モード信号を抽出してそのモード情報を判別し、そ
の判別結果に応じて同期検波または遅延検波を行うもの
である。すなわち、伝送モードが同期検波の場合、ＯＦ
ＤＭ信号の周波数方向及び時間方向に基準となるパイロ
ット信号が周期的に挿入されていることを利用し、各パ
イロット信号を抽出してその振幅及び位相から各キャリ
アの伝達関数を推定し、その推定結果から各受信シンボ
ルの振幅及び位相等化を行う。このとき、パイロット信
号は飛び飛びに挿入されているため、周波数軸、時間軸
とも補間処理を行って各シンボルに対応する基準信号を
求め、その基準信号と受信シンボルとを比較することで
等化を行う。伝送モードが遅延検波の場合、前後のシン
ボルで複素演算を行うことで搬送波再生を行わずとも検
波が可能であり、同期検波のようにパイロット信号を必
要としない。
【００１３】上記復調部１５で同期検波あるいは遅延検
波された復調信号は軟判定部１６に供給される。また、
検波前の受信信号は妨害検出部１７に供給され、伝送モ
ード信号は重み検出部１８に供給される。上記妨害検出
部１７は受信信号から妨害量を検出するもので、ここで
得られた妨害検出信号は乗算器１９に供給される。ま
た、上記重み検出部１８は予め複数の符号化率及び変調
方式に対応する重み係数テーブルを備え、伝送モード信
号中から伝送信号の符号化率及び変調方式の情報を取得
して該当する重み係数を求めるもので、ここで得られた
重み係数は上記乗算器１９に供給される。この乗算器１
９は妨害検出部１７からの妨害検出信号に重み検出部１
８からの重み係数を乗算することで重み係数を補正する
もので、この重み係数は上記軟判定部１６に供給され
る。
波された復調信号は軟判定部１６に供給される。また、
検波前の受信信号は妨害検出部１７に供給され、伝送モ
ード信号は重み検出部１８に供給される。上記妨害検出
部１７は受信信号から妨害量を検出するもので、ここで
得られた妨害検出信号は乗算器１９に供給される。ま
た、上記重み検出部１８は予め複数の符号化率及び変調
方式に対応する重み係数テーブルを備え、伝送モード信
号中から伝送信号の符号化率及び変調方式の情報を取得
して該当する重み係数を求めるもので、ここで得られた
重み係数は上記乗算器１９に供給される。この乗算器１
９は妨害検出部１７からの妨害検出信号に重み検出部１
８からの重み係数を乗算することで重み係数を補正する
もので、この重み係数は上記軟判定部１６に供給され
る。
【００１４】この軟判定部１６は乗算器１９からの重み
係数に基づいて復調信号を軟判定するもので、その軟判
定結果は誤り訂正部２０に供給される。この誤り訂正部
２０は軟判定出力にビタビ復号、消失訂正等の誤り訂正
処理を施して出力する。
係数に基づいて復調信号を軟判定するもので、その軟判
定結果は誤り訂正部２０に供給される。この誤り訂正部
２０は軟判定出力にビタビ復号、消失訂正等の誤り訂正
処理を施して出力する。
【００１５】ここで、上記軟判定部１６、妨害検出部１
７、重み検出部１８、誤り訂正部２０は、本発明に係る
誤り訂正装置を構成するものである。
７、重み検出部１８、誤り訂正部２０は、本発明に係る
誤り訂正装置を構成するものである。
【００１６】上記構成の受信装置において、以下、図２
乃至図６を参照して、誤り訂正装置部分の動作を説明す
る。
乃至図６を参照して、誤り訂正装置部分の動作を説明す
る。
【００１７】まず、本受信装置にて受信されるＯＦＤＭ
送信波の周波数スペクトラムは、図２中Ｃt のようにフ
ラットな特性となっている。尚、図２中Ｎは受信帯域に
発生する雑音成分を示している。この雑音成分Ｎはガウ
ス雑音と称される熱雑音であり、受信帯域全体に渡って
一様に分布している。このＯＦＤＭ送信波の受信時にマ
ルチパスが入ると、受信したＯＦＤＭ波の周波数スペク
トラムは、図３中Ｃrのように、マルチパスにより干渉
を生じた部分にディップが生じる。
送信波の周波数スペクトラムは、図２中Ｃt のようにフ
ラットな特性となっている。尚、図２中Ｎは受信帯域に
発生する雑音成分を示している。この雑音成分Ｎはガウ
ス雑音と称される熱雑音であり、受信帯域全体に渡って
一様に分布している。このＯＦＤＭ送信波の受信時にマ
ルチパスが入ると、受信したＯＦＤＭ波の周波数スペク
トラムは、図３中Ｃrのように、マルチパスにより干渉
を生じた部分にディップが生じる。
【００１８】この場合、本受信装置では、受信したＯＦ
ＤＭ波Ｃr をその内部のパイロット信号により等化する
ため、復調信号は図４中Ｃd のように元のフラットな信
号になる。しかし、この等化の際、ディップを生じた部
分の増大に伴って雑音成分Ｎの対応部分も同様に増大す
ることになるため、図４に示すように復調信号Ｃd には
大きな雑音と小さな雑音が入り交じって重畳されてしま
う。このことは遅延検波の場合も同様である。
ＤＭ波Ｃr をその内部のパイロット信号により等化する
ため、復調信号は図４中Ｃd のように元のフラットな信
号になる。しかし、この等化の際、ディップを生じた部
分の増大に伴って雑音成分Ｎの対応部分も同様に増大す
ることになるため、図４に示すように復調信号Ｃd には
大きな雑音と小さな雑音が入り交じって重畳されてしま
う。このことは遅延検波の場合も同様である。
【００１９】また、上記ＯＦＤＭ送信波に対し、図５に
示すように同一チャンネルのアナログＴＶ信号が同時に
受信されると、アナログＴＶ信号の色副搬送波あるいは
音声信号の周波数に相当する部分で妨害の影響を受け、
その部分のＣＮ比が著しく劣化する。
示すように同一チャンネルのアナログＴＶ信号が同時に
受信されると、アナログＴＶ信号の色副搬送波あるいは
音声信号の周波数に相当する部分で妨害の影響を受け、
その部分のＣＮ比が著しく劣化する。
【００２０】このような復調信号をそのまま訂正するの
ではなく、雑音レベルに応じた重み付けを行うことによ
り、より高い訂正能力が得られることは、１９９８年映
像情報メディア学会年次大会３−１「地上伝送路特性を
考慮した誤り制御」（原田、相沢、佐藤、杉本）等によ
り既に報告されている。
ではなく、雑音レベルに応じた重み付けを行うことによ
り、より高い訂正能力が得られることは、１９９８年映
像情報メディア学会年次大会３−１「地上伝送路特性を
考慮した誤り制御」（原田、相沢、佐藤、杉本）等によ
り既に報告されている。
【００２１】ここで、地上波デジタル放送における妨害
としては、マルチパス（ゴースト）、フェージング（移
動による受信電力、位相の変動）、アナログＴＶ放送に
よる妨害、スプリアスといった多岐にわたる様々な種類
がある。しかも、地上波デジタル放送の伝送方式として
は、ＱＰＳＫや６４ＱＡＭなど、複数の変調方式が併用
できるように標準化されている。各変調方式では、それ
ぞれ複数の符号化率をとれるために、妨害性能を考慮し
た場合、妨害内容、変調方式のどれかの性能を重視する
と、別の条件での性能が最適化できなくなるという問題
点を持っている。
としては、マルチパス（ゴースト）、フェージング（移
動による受信電力、位相の変動）、アナログＴＶ放送に
よる妨害、スプリアスといった多岐にわたる様々な種類
がある。しかも、地上波デジタル放送の伝送方式として
は、ＱＰＳＫや６４ＱＡＭなど、複数の変調方式が併用
できるように標準化されている。各変調方式では、それ
ぞれ複数の符号化率をとれるために、妨害性能を考慮し
た場合、妨害内容、変調方式のどれかの性能を重視する
と、別の条件での性能が最適化できなくなるという問題
点を持っている。
【００２２】図６に、重み係数を横軸に、所要ＣＮを縦
軸にとった場合の、符号化率ｒ＝１／２とｒ＝７／８の
各重み係数の特性を示す。この図６からわかるように、
符号化率ｒ＝１／２における最適な重み係数Ａとｒ＝７
／８における最適な重み係数Ｂは異なる。このことか
ら、重み係数をＡまたはＢの値、あるいはその中間の値
に固定すると、片方、あるいは両方の性能の劣化を避け
られない。しかしながら、伝送信号の符号化率に応じて
重み係数を切り替えるようにすれば、それぞれの最適値
であるＡ、Ｂがとれる。このことは変調方式についても
同様なことがいえる。
軸にとった場合の、符号化率ｒ＝１／２とｒ＝７／８の
各重み係数の特性を示す。この図６からわかるように、
符号化率ｒ＝１／２における最適な重み係数Ａとｒ＝７
／８における最適な重み係数Ｂは異なる。このことか
ら、重み係数をＡまたはＢの値、あるいはその中間の値
に固定すると、片方、あるいは両方の性能の劣化を避け
られない。しかしながら、伝送信号の符号化率に応じて
重み係数を切り替えるようにすれば、それぞれの最適値
であるＡ、Ｂがとれる。このことは変調方式についても
同様なことがいえる。
【００２３】そこで、本実施形態の誤り訂正装置では、
上記重み検出部１８に、予め符号化率及び変調方式それ
ぞれに対応する重み係数テーブルを格納しておき、復調
部１５で得られた伝送モード信号中から伝送信号の符号
化率及び変調方式の情報を取得して該当する重み係数テ
ーブルを選択し、そのテーブル内の重み係数を出力す
る。そして、妨害検出部１７にて、検波前の受信信号か
ら妨害量を検出し、乗算器１９で重み係数に乗算するこ
とで最適な重み係数を求める。この重み係数に基づいて
復調信号を軟判定し、誤り訂正処理を施して出力する。
上記重み検出部１８に、予め符号化率及び変調方式それ
ぞれに対応する重み係数テーブルを格納しておき、復調
部１５で得られた伝送モード信号中から伝送信号の符号
化率及び変調方式の情報を取得して該当する重み係数テ
ーブルを選択し、そのテーブル内の重み係数を出力す
る。そして、妨害検出部１７にて、検波前の受信信号か
ら妨害量を検出し、乗算器１９で重み係数に乗算するこ
とで最適な重み係数を求める。この重み係数に基づいて
復調信号を軟判定し、誤り訂正処理を施して出力する。
【００２４】したがって、上記構成による受信装置は、
受信信号の符号化率及び変調方式それぞれに対応した最
適な重み係数を選択することができるので、いずれの符
号化率及び変調方式による信号を受信した場合でも、周
波数選択性の妨害に対して効果的に誤り訂正を施して特
性を向上させることができる。
受信信号の符号化率及び変調方式それぞれに対応した最
適な重み係数を選択することができるので、いずれの符
号化率及び変調方式による信号を受信した場合でも、周
波数選択性の妨害に対して効果的に誤り訂正を施して特
性を向上させることができる。
【００２５】（第２の実施の形態）ところで、誤り訂正
とは、情報ビットを符号化の際に冗長性を増した符号化
ビットとし、その冗長性が持つ特性により、伝送路で付
加された誤りを推定し除去することである。このよう
に、情報ビットは符号化により冗長性を増した符号化ビ
ットとなるが、無線伝送においては、伝送条件を考慮
し、妨害に対する耐性を犠牲にしてでも、より多くの情
報を送れるように符号化率、即ち冗長性を制御する。こ
の符号化率の制御は、一般に、パンクチャと称する符号
化ビットの一部を破棄することにより行われる。
とは、情報ビットを符号化の際に冗長性を増した符号化
ビットとし、その冗長性が持つ特性により、伝送路で付
加された誤りを推定し除去することである。このよう
に、情報ビットは符号化により冗長性を増した符号化ビ
ットとなるが、無線伝送においては、伝送条件を考慮
し、妨害に対する耐性を犠牲にしてでも、より多くの情
報を送れるように符号化率、即ち冗長性を制御する。こ
の符号化率の制御は、一般に、パンクチャと称する符号
化ビットの一部を破棄することにより行われる。
【００２６】一方、符号化率が高い場合には、重み訂正
が多く行われたりすると、符号化により行われた冗長性
が失われ、訂正そのものが困難となる。また、符号化率
が低い場合には、十分な冗長性が確保されるが、信頼性
のない大きく誤った信号が混入することによる、復号誤
りが問題となり、消失量が少ないと妨害による誤動作の
方が支配的になることがある。例えば符号化率がｒ＝１
／２の場合は１．０倍、ｒ＝７／８の場合は２．０倍と
いう具合である。
が多く行われたりすると、符号化により行われた冗長性
が失われ、訂正そのものが困難となる。また、符号化率
が低い場合には、十分な冗長性が確保されるが、信頼性
のない大きく誤った信号が混入することによる、復号誤
りが問題となり、消失量が少ないと妨害による誤動作の
方が支配的になることがある。例えば符号化率がｒ＝１
／２の場合は１．０倍、ｒ＝７／８の場合は２．０倍と
いう具合である。
【００２７】図７は、第２の実施形態に係る誤り訂正装
置を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図で
ある。この実施形態では、上記の問題を考慮し、さらに
複数種の妨害検出により重み係数を制御することを特徴
とする。以下、図７の説明において、図１と異なる部分
についてのみ述べる。
置を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図で
ある。この実施形態では、上記の問題を考慮し、さらに
複数種の妨害検出により重み係数を制御することを特徴
とする。以下、図７の説明において、図１と異なる部分
についてのみ述べる。
【００２８】図７において、軟判定部１６、妨害検出部
２１、重み検出部２２、乗算器１９、誤り訂正部２０は
本実施形態の誤り訂正装置を構成するものである。妨害
検出部２１は、図１の妨害検出部１７のように妨害量を
検出するだけではなく、受信信号に加わった妨害の種類
（例えばアナログＴＶ放送妨害、マルチパス妨害、スプ
リアス妨害）を判別し、その判別内容と共に妨害量の情
報を重み検出部２２に与える。この重み検出部２２は、
図１の重み検出部１８のように符号化率及び変調方式そ
れぞれのみに対応した重み係数テーブルを備えるのでは
なく、符号化率及び変調方式並びに妨害内容別に、妨害
量に対応する重み係数を表す複数の重み係数テーブルを
備える。そして、復調部１５からの伝送モード信号中か
ら符号化率及び変調方式の情報を取得すると共に、妨害
検出部２１からの妨害内容及び妨害量の情報を取得し、
これらの情報から該当するテーブルを判別し、妨害量に
対応する重み係数を求めて、乗算器１９へ出力する。
２１、重み検出部２２、乗算器１９、誤り訂正部２０は
本実施形態の誤り訂正装置を構成するものである。妨害
検出部２１は、図１の妨害検出部１７のように妨害量を
検出するだけではなく、受信信号に加わった妨害の種類
（例えばアナログＴＶ放送妨害、マルチパス妨害、スプ
リアス妨害）を判別し、その判別内容と共に妨害量の情
報を重み検出部２２に与える。この重み検出部２２は、
図１の重み検出部１８のように符号化率及び変調方式そ
れぞれのみに対応した重み係数テーブルを備えるのでは
なく、符号化率及び変調方式並びに妨害内容別に、妨害
量に対応する重み係数を表す複数の重み係数テーブルを
備える。そして、復調部１５からの伝送モード信号中か
ら符号化率及び変調方式の情報を取得すると共に、妨害
検出部２１からの妨害内容及び妨害量の情報を取得し、
これらの情報から該当するテーブルを判別し、妨害量に
対応する重み係数を求めて、乗算器１９へ出力する。
【００２９】上記妨害検出部２１において、妨害内容の
判別方法としては、アナログＴＶ放送妨害の場合、予め
既知の周波数にピークが生じることを利用する。この場
合、重み検出部２２では、既知のピーク周波数毎に重み
係数テーブルを用意しておき、検出されたピーク周波数
に応じてテーブルを選択し、妨害量に対応した重み係数
を求める。マルチパス妨害の場合、主波と反射波の受信
強度の比率を検出する。この場合、重み検出部２２で
は、その比率について段階的に重み係数テーブルを用意
しておき、検出された比率に応じてテーブルを選択し、
妨害量に対応した重み係数を求める。スプリアス妨害の
場合、主波と輻射波との遅延量を検出する。この場合、
重み検出部２２では、その遅延量について段階的に重み
係数テーブルを用意しておき、検出された遅延量に応じ
てテーブルを選択し、妨害量に対応した重み係数を求め
る。
判別方法としては、アナログＴＶ放送妨害の場合、予め
既知の周波数にピークが生じることを利用する。この場
合、重み検出部２２では、既知のピーク周波数毎に重み
係数テーブルを用意しておき、検出されたピーク周波数
に応じてテーブルを選択し、妨害量に対応した重み係数
を求める。マルチパス妨害の場合、主波と反射波の受信
強度の比率を検出する。この場合、重み検出部２２で
は、その比率について段階的に重み係数テーブルを用意
しておき、検出された比率に応じてテーブルを選択し、
妨害量に対応した重み係数を求める。スプリアス妨害の
場合、主波と輻射波との遅延量を検出する。この場合、
重み検出部２２では、その遅延量について段階的に重み
係数テーブルを用意しておき、検出された遅延量に応じ
てテーブルを選択し、妨害量に対応した重み係数を求め
る。
【００３０】このように、本実施形態の誤り訂正装置で
は、符号化率及び変調方式のみならず、妨害の種類に応
じてテーブルを選択し、妨害量に対応する重み係数を求
め、妨害量により補正することで、より最適な重み係数
を求めることができるようになり、これによってより精
度の高い訂正を行うことが可能となる。
は、符号化率及び変調方式のみならず、妨害の種類に応
じてテーブルを選択し、妨害量に対応する重み係数を求
め、妨害量により補正することで、より最適な重み係数
を求めることができるようになり、これによってより精
度の高い訂正を行うことが可能となる。
【００３１】尚、第１及び第２の実施形態では伝送信号
の符号化率及び変調方式の両方が複数種ある場合につい
て説明したが、本発明は符号化率のみ、あるいは変調方
式のみ複数種ある場合にも対応可能である。また、受信
装置側で特定の符号化率または変調方式だけに対応する
ようにしてもよい。
の符号化率及び変調方式の両方が複数種ある場合につい
て説明したが、本発明は符号化率のみ、あるいは変調方
式のみ複数種ある場合にも対応可能である。また、受信
装置側で特定の符号化率または変調方式だけに対応する
ようにしてもよい。
【００３２】また、上記重み検出部１８または２２にお
いて、重み係数テーブルをＲＯＭ等のメモリに格納して
おくようにしてもよいが、その都度、演算によって求め
るようにしてもよい。また、メモリ容量等の制約がある
場合には、必要に応じて重み係数テーブルを演算し、メ
モリに格納しておくようにしてもよい。
いて、重み係数テーブルをＲＯＭ等のメモリに格納して
おくようにしてもよいが、その都度、演算によって求め
るようにしてもよい。また、メモリ容量等の制約がある
場合には、必要に応じて重み係数テーブルを演算し、メ
モリに格納しておくようにしてもよい。
【００３３】もちろん、本発明に係る誤り訂正装置は、
ＯＦＤＭに特定されるものではなく、スペクトル拡散等
の他のデジタル伝送方式の多重信号の場合においても適
用可能であり、同様な効果を得ることができる。
ＯＦＤＭに特定されるものではなく、スペクトル拡散等
の他のデジタル伝送方式の多重信号の場合においても適
用可能であり、同様な効果を得ることができる。
【００３４】（第３の実施の形態）ところで、従来の受
信装置にあっては、パイロットの補間による受信シンボ
ルの信頼性判定だけ、あるいは受信シンボルの分散値検
出だけにより妨害検出処理を行う手法が案出されてい
る。どちらの方式も一長一短があり、特定の妨害の場合
にしかそれらの応用が適当ではないという問題があっ
た。例えば、パイロットの補間によるものではスプリア
ス、同一チャンネル妨害で適切に働かない。分散方式で
はフェージング伝送路などの時間変動の激しい伝送路上
でそれに追従することが困難であり、また、バーストさ
れたパイロットに比べ、検出の信頼性が低く、一部でし
か十分な能力を発揮できない。また、分散検出をする際
の問題として、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式は階層伝送が行
われるため、インターリーブで変調方式が不明であり、
復調部での硬判定を行うのは困難であった。
信装置にあっては、パイロットの補間による受信シンボ
ルの信頼性判定だけ、あるいは受信シンボルの分散値検
出だけにより妨害検出処理を行う手法が案出されてい
る。どちらの方式も一長一短があり、特定の妨害の場合
にしかそれらの応用が適当ではないという問題があっ
た。例えば、パイロットの補間によるものではスプリア
ス、同一チャンネル妨害で適切に働かない。分散方式で
はフェージング伝送路などの時間変動の激しい伝送路上
でそれに追従することが困難であり、また、バーストさ
れたパイロットに比べ、検出の信頼性が低く、一部でし
か十分な能力を発揮できない。また、分散検出をする際
の問題として、日本のＩＳＤＢ−Ｔ方式は階層伝送が行
われるため、インターリーブで変調方式が不明であり、
復調部での硬判定を行うのは困難であった。
【００３５】以下に説明する第３の実施形態は、上記の
問題を解消することを目的としている。
問題を解消することを目的としている。
【００３６】図８は第３の実施形態に係る誤り訂正装置
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すものである。
尚、本実施形態では、復調部まで第１の実施形態と同じ
であるので、図１と同一部分に同一符号を付して示し、
ここでは誤り訂正装置部分について説明する。また、こ
こでは、ＯＦＤＭの伝送フォーマットが同期検波モード
であり、周波数方向及び時間方向にパイロット信号が所
定の配列で挿入されているものとする。
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すものである。
尚、本実施形態では、復調部まで第１の実施形態と同じ
であるので、図１と同一部分に同一符号を付して示し、
ここでは誤り訂正装置部分について説明する。また、こ
こでは、ＯＦＤＭの伝送フォーマットが同期検波モード
であり、周波数方向及び時間方向にパイロット信号が所
定の配列で挿入されているものとする。
【００３７】まず、復調部１５で等化処理のために受信
信号から抽出されたパイロット信号及びその補間信号は
重み検出部２３に供給される。この重み検出部２３はパ
イロット信号及びその補間信号の各振幅から各キャリア
の信頼性を判定し、その信頼性の度合に応じた重み係数
を求めるもので、ここで求められた重み係数は妨害検出
部２４に供給される。
信号から抽出されたパイロット信号及びその補間信号は
重み検出部２３に供給される。この重み検出部２３はパ
イロット信号及びその補間信号の各振幅から各キャリア
の信頼性を判定し、その信頼性の度合に応じた重み係数
を求めるもので、ここで求められた重み係数は妨害検出
部２４に供給される。
【００３８】一方、復調部１５で同期検波された信号は
軟判定部２５に供給されると共に分散検出部２６に供給
される。この分散検出部２６は、硬判定部２６１にて復
調信号の各受信シンボルについて硬判定を行い、差分・
自乗和演算部２６２にてその硬判定結果と復調信号との
差分・自乗和の値をキャリア毎に求める。その結果は積
分部２６３に送られる。この積分部２６３は入力信号を
各キャリア毎にあるいはそのうちの一部のキャリア毎
に、かつ一定時間毎に積分することで復調信号の分散値
を求めるもので、ここで得られた分散値は妨害検出部２
４に供給される。
軟判定部２５に供給されると共に分散検出部２６に供給
される。この分散検出部２６は、硬判定部２６１にて復
調信号の各受信シンボルについて硬判定を行い、差分・
自乗和演算部２６２にてその硬判定結果と復調信号との
差分・自乗和の値をキャリア毎に求める。その結果は積
分部２６３に送られる。この積分部２６３は入力信号を
各キャリア毎にあるいはそのうちの一部のキャリア毎
に、かつ一定時間毎に積分することで復調信号の分散値
を求めるもので、ここで得られた分散値は妨害検出部２
４に供給される。
【００３９】この妨害検出部２４は、レベル判定部２４
１にて、分散検出部２６からの分散値を所定のスレッシ
ョルド値と比較してマルチパス、スプリアス、同一チャ
ンネルのアナログＴＶ信号による妨害量を検出すると共
に、その妨害が生じている周波数軸上の位置を判別し、
重み係数補正部２４２にて、その妨害量及び周波数軸上
の位置に基づいて重み検出部２３からの重み係数を補正
するもので、ここで補正された重み係数は軟判定部２５
に供給される。
１にて、分散検出部２６からの分散値を所定のスレッシ
ョルド値と比較してマルチパス、スプリアス、同一チャ
ンネルのアナログＴＶ信号による妨害量を検出すると共
に、その妨害が生じている周波数軸上の位置を判別し、
重み係数補正部２４２にて、その妨害量及び周波数軸上
の位置に基づいて重み検出部２３からの重み係数を補正
するもので、ここで補正された重み係数は軟判定部２５
に供給される。
【００４０】この軟判定部２５は復調部１５からの復調
信号の各シンボルに対して妨害検出部２４からの重み係
数に基づいて重み付けを行うことで軟判定値を求めるも
ので、ここで得られた各受信シンボルの軟判定値は誤り
訂正部２７に供給され、消失訂正等の誤り訂正が施され
て出力される。
信号の各シンボルに対して妨害検出部２４からの重み係
数に基づいて重み付けを行うことで軟判定値を求めるも
ので、ここで得られた各受信シンボルの軟判定値は誤り
訂正部２７に供給され、消失訂正等の誤り訂正が施され
て出力される。
【００４１】上記構成において、以下にその動作を説明
する。
する。
【００４２】まず、妨害の内容については、第１の実施
形態で述べた通りである。すなわち、アナログＴＶ放送
による同一チャンネル妨害の場合、チューナ１１で選択
された同一チャンネル上にアナログＴＶ信号が重なり、
特定周波数のキャリアに対して熱雑音（ガウス雑音）の
他に大きな雑音が付加され、キャリア誤差が増大する。
また、マルチパス伝送路を伝送されてきた信号を受信し
た場合には、パイロット信号による等化あるいは遅延検
波により受信信号のスペクトルが周波数軸上でフラット
に戻されるが、落ち込んだゲインを等化するため、その
分、雑音が大きくなって見かけ上Ｃ／Ｎが悪くなり、キ
ャリアごとに異なるＣ／Ｎ値をもつ。このとき、個々の
受信シンボルの分散値が大きくなる。すなわち、この分
散値の大きさは妨害量の情報とみなすことができる。
形態で述べた通りである。すなわち、アナログＴＶ放送
による同一チャンネル妨害の場合、チューナ１１で選択
された同一チャンネル上にアナログＴＶ信号が重なり、
特定周波数のキャリアに対して熱雑音（ガウス雑音）の
他に大きな雑音が付加され、キャリア誤差が増大する。
また、マルチパス伝送路を伝送されてきた信号を受信し
た場合には、パイロット信号による等化あるいは遅延検
波により受信信号のスペクトルが周波数軸上でフラット
に戻されるが、落ち込んだゲインを等化するため、その
分、雑音が大きくなって見かけ上Ｃ／Ｎが悪くなり、キ
ャリアごとに異なるＣ／Ｎ値をもつ。このとき、個々の
受信シンボルの分散値が大きくなる。すなわち、この分
散値の大きさは妨害量の情報とみなすことができる。
【００４３】そこで、上記分散検出部２６では、硬判定
部２６１にて等化後のシンボルと最も近接した代表シン
ボル点を求め（硬判定）、差分・自乗和演算部２６２に
て検出された代表シンボルと等化後のシンボルとの差分
・自乗和（すなわちユークリッド距離）を求める。そし
て、積分部２６３にて差分・自乗和演算結果を各キャリ
アで時間方向に積分することで該当するキャリアの分散
値を求める。
部２６１にて等化後のシンボルと最も近接した代表シン
ボル点を求め（硬判定）、差分・自乗和演算部２６２に
て検出された代表シンボルと等化後のシンボルとの差分
・自乗和（すなわちユークリッド距離）を求める。そし
て、積分部２６３にて差分・自乗和演算結果を各キャリ
アで時間方向に積分することで該当するキャリアの分散
値を求める。
【００４４】雑音がガウス雑音の場合、本来の送信シン
ボル点（既知の代表シンボル点）を中心に受信シンボル
が存在し、分散はその半径を示している。キャリアｋの
送信シンボルのベクトルをＳkとし、雑音Ｎ、受信シン
ボルをＰkとすれば Ｐk ＝ Ｓｋ ＋ Ｎ と表現できる。図９に受信シンボルの分散の様子を示
す。
ボル点（既知の代表シンボル点）を中心に受信シンボル
が存在し、分散はその半径を示している。キャリアｋの
送信シンボルのベクトルをＳkとし、雑音Ｎ、受信シン
ボルをＰkとすれば Ｐk ＝ Ｓｋ ＋ Ｎ と表現できる。図９に受信シンボルの分散の様子を示
す。
【００４５】図９において、受信シンボルの代表シンボ
ルとの最小シンボル間距離(1,1)−(1,-1)は２であり、
雑音がシンボル間距離を上まわらない場合、硬判定の結
果Ｐk’は送信シンボルと一致する。つまり、雑音成分
は Ｎ ＝ Ｐk − Ｓk なので、硬判定Ｐk’＝Ｓkとした場合、雑音成分は Ｎ ＝ Ｐk’ − Ｓk のように硬判定と復調信号との差分として表現できる。
また、雑音Ｎは時々刻々と変化しており、その方向性は
一様乱数となるため、自乗和を求めて積分を行うことで
雑音のパワーを推定することができる。同様に、同一チ
ャンネル妨害が入った場合も受信シンボルの円が大きく
なり、大きな分散値が算出される。
ルとの最小シンボル間距離(1,1)−(1,-1)は２であり、
雑音がシンボル間距離を上まわらない場合、硬判定の結
果Ｐk’は送信シンボルと一致する。つまり、雑音成分
は Ｎ ＝ Ｐk − Ｓk なので、硬判定Ｐk’＝Ｓkとした場合、雑音成分は Ｎ ＝ Ｐk’ − Ｓk のように硬判定と復調信号との差分として表現できる。
また、雑音Ｎは時々刻々と変化しており、その方向性は
一様乱数となるため、自乗和を求めて積分を行うことで
雑音のパワーを推定することができる。同様に、同一チ
ャンネル妨害が入った場合も受信シンボルの円が大きく
なり、大きな分散値が算出される。
【００４６】次に、誤り訂正の手法について説明する。
誤り訂正の前処理として、各受信シンボルを予め既知の
代表シンボルと比較して最も近接した代表シンボルとみ
なして復号する硬判定復号と、代表シンボルとのユーク
リッド距離等を用いて、段階的に受信点を測定する軟判
定復号がある。図１０に軟判定の一例を示す。また、該
当する受信情報の信頼性が低い場合、訂正にあまり寄与
させずに訂正を行う消失訂正と呼ばれる手法がある。こ
の消失訂正は、情報の信頼性が低い情報をそのまま用い
て訂正するのではなく、その情報の信頼性を下げて訂正
するもので、全体の訂正能力をより高めることができ
る。
誤り訂正の前処理として、各受信シンボルを予め既知の
代表シンボルと比較して最も近接した代表シンボルとみ
なして復号する硬判定復号と、代表シンボルとのユーク
リッド距離等を用いて、段階的に受信点を測定する軟判
定復号がある。図１０に軟判定の一例を示す。また、該
当する受信情報の信頼性が低い場合、訂正にあまり寄与
させずに訂正を行う消失訂正と呼ばれる手法がある。こ
の消失訂正は、情報の信頼性が低い情報をそのまま用い
て訂正するのではなく、その情報の信頼性を下げて訂正
するもので、全体の訂正能力をより高めることができ
る。
【００４７】そこで、本実施形態においては、復調部１
５にて等化用の伝達関数推定のためのパイロット信号と
その補間信号を重み検出部２３に入力し、それぞれの信
号の振幅、すなわち信号の強さから各キャリアの信頼性
を判定し、その信頼性の度合に応じた重み係数を選択す
る。この場合、信頼性の度合を段階的に分割し、それぞ
れの段階に対応する重み係数テーブルを予め用意してお
き、判定された信頼性の度合から適切なテーブルを選択
するようにすれば、リアルタイム処理を容易に実現可能
となる。
５にて等化用の伝達関数推定のためのパイロット信号と
その補間信号を重み検出部２３に入力し、それぞれの信
号の振幅、すなわち信号の強さから各キャリアの信頼性
を判定し、その信頼性の度合に応じた重み係数を選択す
る。この場合、信頼性の度合を段階的に分割し、それぞ
れの段階に対応する重み係数テーブルを予め用意してお
き、判定された信頼性の度合から適切なテーブルを選択
するようにすれば、リアルタイム処理を容易に実現可能
となる。
【００４８】妨害検出部２４では、分散検出部２６で得
られた分散値をレベル判定することで、周波数選択性の
妨害の有無を判定する。その判定結果に基づいて重み検
出部２３からの重み係数を補正する。この補正された重
み係数を用いて軟判定部２５にて復調信号をキャリア毎
に軟判定する。これにより、各キャリアごとにその信頼
性に対応した重み付けが行われるため、誤り訂正部２７
での消失訂正の精度を高めることができる。
られた分散値をレベル判定することで、周波数選択性の
妨害の有無を判定する。その判定結果に基づいて重み検
出部２３からの重み係数を補正する。この補正された重
み係数を用いて軟判定部２５にて復調信号をキャリア毎
に軟判定する。これにより、各キャリアごとにその信頼
性に対応した重み付けが行われるため、誤り訂正部２７
での消失訂正の精度を高めることができる。
【００４９】さらに、具体的な例をあげて本実施形態の
処理動作について説明する。
処理動作について説明する。
【００５０】まず、同一チャンネル妨害は、ＯＦＤＭ伝
送波の周波数間隔には特に相関性があるわけではないた
め、妨害波がパイロット信号との相関関係がないことに
より、たまたま妨害ピークがパイロットと同一の周波数
となるかずれるかで妨害の影響の出方が異なってくる。
すなわち、復調部１５にて、妨害を受けたキャリアにつ
いてはそのキャリアの信号自身で等化を行うため、妨害
の見落としなどが発生する。また、その妨害を受けたキ
ャリアの近傍のキャリアも、妨害を受けたパイロットに
よる等化により大きく影響を受けることになる。そこ
で、同一チャンネル妨害を検出した場合には、妨害検出
がうまくいかないことがあることを考慮し、妨害検出部
２４において、妨害が検出されたキャリアだけでなく、
その前後の複数のキャリアに対しても重み係数の補正処
理を行う。
送波の周波数間隔には特に相関性があるわけではないた
め、妨害波がパイロット信号との相関関係がないことに
より、たまたま妨害ピークがパイロットと同一の周波数
となるかずれるかで妨害の影響の出方が異なってくる。
すなわち、復調部１５にて、妨害を受けたキャリアにつ
いてはそのキャリアの信号自身で等化を行うため、妨害
の見落としなどが発生する。また、その妨害を受けたキ
ャリアの近傍のキャリアも、妨害を受けたパイロットに
よる等化により大きく影響を受けることになる。そこ
で、同一チャンネル妨害を検出した場合には、妨害検出
がうまくいかないことがあることを考慮し、妨害検出部
２４において、妨害が検出されたキャリアだけでなく、
その前後の複数のキャリアに対しても重み係数の補正処
理を行う。
【００５１】また、マルチパスによる妨害では、振幅−
信頼性の処理が段階的に適応可能なため、重み付けが適
当であるが、同一チャンネル妨害といった雑音について
は、例えば誤り訂正部２７に用いられる、ガウス雑音に
適応的に設計されたビタビ復号器の入力に重み付けを行
うのは不適切である。そこで、消失訂正といわれる、信
頼性の有無という２段階の評価しか行わないこととす
る。
信頼性の処理が段階的に適応可能なため、重み付けが適
当であるが、同一チャンネル妨害といった雑音について
は、例えば誤り訂正部２７に用いられる、ガウス雑音に
適応的に設計されたビタビ復号器の入力に重み付けを行
うのは不適切である。そこで、消失訂正といわれる、信
頼性の有無という２段階の評価しか行わないこととす
る。
【００５２】妨害検出部２４では、消失訂正を行うか行
わないかを判定するにあたり、あるスレッショルド値を
超えるかどうかで妨害の大きさを判定するのであるが、
その際、異なる符号化率、あるいは異なる符号化方式そ
のものや変調方式といった、同じ雑音でも符号化特性の
強弱によって適切な消失量が異なるため、数段階の消失
レベルを設定しておき、誤り訂正を適応する際に、符号
化率等の値を考慮して消失をするかの判断をくだすこと
とする。例えば、図１１に示すように、符号化率ｒ＝１
／２のＱＰＳＫは妨害に非常に強い符号なのでスレッシ
ョルド値を２．０として消失量を減らし、符号化率ｒ＝
７／２の６４ＱＡＭは妨害に非常に弱い符号なので、ス
レッショルド値を０．５といった低い値にして、消失検
出能力をあげてやると効果的である。
わないかを判定するにあたり、あるスレッショルド値を
超えるかどうかで妨害の大きさを判定するのであるが、
その際、異なる符号化率、あるいは異なる符号化方式そ
のものや変調方式といった、同じ雑音でも符号化特性の
強弱によって適切な消失量が異なるため、数段階の消失
レベルを設定しておき、誤り訂正を適応する際に、符号
化率等の値を考慮して消失をするかの判断をくだすこと
とする。例えば、図１１に示すように、符号化率ｒ＝１
／２のＱＰＳＫは妨害に非常に強い符号なのでスレッシ
ョルド値を２．０として消失量を減らし、符号化率ｒ＝
７／２の６４ＱＡＭは妨害に非常に弱い符号なので、ス
レッショルド値を０．５といった低い値にして、消失検
出能力をあげてやると効果的である。
【００５３】また、妨害量が大きいほどその妨害が影響
を及ぼす範囲は広域となるので、図１２（ａ）、（ｂ）
に示すように、その妨害による分散の振幅レベルに応じ
て、消失対象の前後キャリア幅（消失範囲）を広くと
る。
を及ぼす範囲は広域となるので、図１２（ａ）、（ｂ）
に示すように、その妨害による分散の振幅レベルに応じ
て、消失対象の前後キャリア幅（消失範囲）を広くと
る。
【００５４】以上は消失訂正の判定を行う上で分散によ
るものだけに着目してきたが、さらにその場合のパイロ
ット信号に着目すると、パイロット信号の振幅が小さい
時には分散による処理を施さなくても、重みづけ処理を
することで信頼性が下がるために、消失訂正と同様な効
果が発揮できる。そこで、パイロット信号の振幅が小さ
いときは、分散での処理を行わないこととする。この方
法の利点は、信号レベルが低い信号を等化によって無理
に復元した信号は信頼性が低く、その分散検出結果につ
いても信頼性が低いことを考慮し、処理を施さないでお
いた方がいいためである。
るものだけに着目してきたが、さらにその場合のパイロ
ット信号に着目すると、パイロット信号の振幅が小さい
時には分散による処理を施さなくても、重みづけ処理を
することで信頼性が下がるために、消失訂正と同様な効
果が発揮できる。そこで、パイロット信号の振幅が小さ
いときは、分散での処理を行わないこととする。この方
法の利点は、信号レベルが低い信号を等化によって無理
に復元した信号は信頼性が低く、その分散検出結果につ
いても信頼性が低いことを考慮し、処理を施さないでお
いた方がいいためである。
【００５５】以上の説明では、妨害を受けた部分の近傍
を消失訂正すると記述したが、もちろん、段階的に軟判
定が可能なように、重み係数を割り振るようにしてもよ
い。
を消失訂正すると記述したが、もちろん、段階的に軟判
定が可能なように、重み係数を割り振るようにしてもよ
い。
【００５６】分散を求める際には、代表シンボルが予め
既知である必要があるが、日本の地上デジタル放送方式
であるＩＳＤＢ−Ｔ方式では、階層伝送を行うため、イ
ンターリーブの処理を経た後でないと、変調方式を判明
することができない。このため、硬判定を行うのが非常
に困難となっている。そこで、本実施形態では、図１３
に示すように、複数の変調方式（図１３では６４ＱＡＭ
と１６ＱＡＭ）の代表シンボルの集合の総和をとり、そ
れを新たな代表シンボル点として定義する。そして受信
シンボル点から近傍の代表シンボル点の距離を求める。
既知である必要があるが、日本の地上デジタル放送方式
であるＩＳＤＢ−Ｔ方式では、階層伝送を行うため、イ
ンターリーブの処理を経た後でないと、変調方式を判明
することができない。このため、硬判定を行うのが非常
に困難となっている。そこで、本実施形態では、図１３
に示すように、複数の変調方式（図１３では６４ＱＡＭ
と１６ＱＡＭ）の代表シンボルの集合の総和をとり、そ
れを新たな代表シンボル点として定義する。そして受信
シンボル点から近傍の代表シンボル点の距離を求める。
【００５７】具体的には、変調方式ごとに硬判定を行っ
た後、受信シンボルとの距離を算出し、最小のものを求
めればよい。訂正可能な程度の伝送状況では、大半の誤
りは本来伝送した代表シンボル点の近傍の誤りが支配的
であり、異なる変調方式の代表シンボル点と間違えるよ
うな場合の一部の誤りを見逃すに過ぎず、本来の目的に
対して障害とはならない。
た後、受信シンボルとの距離を算出し、最小のものを求
めればよい。訂正可能な程度の伝送状況では、大半の誤
りは本来伝送した代表シンボル点の近傍の誤りが支配的
であり、異なる変調方式の代表シンボル点と間違えるよ
うな場合の一部の誤りを見逃すに過ぎず、本来の目的に
対して障害とはならない。
【００５８】以上のように、周波数選択性の妨害のある
場合でも効果的に誤り訂正を施すことにより特性を向上
できる。例えば符号化率がｒ＝７／８の６４ＱＡＭでの
ＯＦＤＭ特性は、同一チャンネル妨害に対し、何の処理
も施さない場合では、ビタビ復号後の誤り率で2E-4程度
を実現するのに妨害比24〜25dBが必要となるが、本実施
形態の構成によれば、10数dBの妨害にまで耐えうること
が可能である。
場合でも効果的に誤り訂正を施すことにより特性を向上
できる。例えば符号化率がｒ＝７／８の６４ＱＡＭでの
ＯＦＤＭ特性は、同一チャンネル妨害に対し、何の処理
も施さない場合では、ビタビ復号後の誤り率で2E-4程度
を実現するのに妨害比24〜25dBが必要となるが、本実施
形態の構成によれば、10数dBの妨害にまで耐えうること
が可能である。
【００５９】したがって、上記構成による誤り訂正装置
では、キャリア方向（周波数方向）に分散値を見た場
合、その分散値の大きな部分がマルチパス、同一チャン
ネル妨害、スプリアスといった周波数選択性の妨害であ
ると判定し、その部分の受信シンボルに対して、パイロ
ット補間処理によって得られた信頼性の度合に基づいて
重み付けを行うようにしているので、パイロット補間に
よる信頼性に基づく方式と分散方式とを効果的に融合す
ることができる。これによって、より高精度な消失訂正
を実行することができるようになり、誤り訂正の能力を
向上させることができる。
では、キャリア方向（周波数方向）に分散値を見た場
合、その分散値の大きな部分がマルチパス、同一チャン
ネル妨害、スプリアスといった周波数選択性の妨害であ
ると判定し、その部分の受信シンボルに対して、パイロ
ット補間処理によって得られた信頼性の度合に基づいて
重み付けを行うようにしているので、パイロット補間に
よる信頼性に基づく方式と分散方式とを効果的に融合す
ることができる。これによって、より高精度な消失訂正
を実行することができるようになり、誤り訂正の能力を
向上させることができる。
【００６０】尚、第３の実施形態の構成は、単独で実現
してもよいが、第１または第２の実施形態と組み合わせ
て構成すれば、より効果的な誤り訂正が可能となること
は勿論である。
してもよいが、第１または第２の実施形態と組み合わせ
て構成すれば、より効果的な誤り訂正が可能となること
は勿論である。
【００６１】また、第３の実施形態ではＯＦＤＭ方式を
例に説明したが、他のデジタル伝送方式の多重信号の場
合においても適用可能であり、同様な効果を得ることが
できる。
例に説明したが、他のデジタル伝送方式の多重信号の場
合においても適用可能であり、同様な効果を得ることが
できる。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
周波数分割多重信号を受信する受信装置において、周波
数選択性の妨害を受けた場合でも効果的に誤り訂正を施
して特性を向上させることのできる誤り訂正装置を提供
することができる。
周波数分割多重信号を受信する受信装置において、周波
数選択性の妨害を受けた場合でも効果的に誤り訂正を施
して特性を向上させることのできる誤り訂正装置を提供
することができる。
【図１】 本発明の第１の実施形態に係る誤り訂正装置
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】 ＯＦＤＭ送信波のスペクトルを示す図。
【図３】 マルチパスが入った場合のＯＦＤＭ受信信号
のスペクトルを示す図。
のスペクトルを示す図。
【図４】 マルチパスの影響を受けたＯＦＤＭ受信信号
を等化した信号のスペクトルを示す図。
を等化した信号のスペクトルを示す図。
【図５】 同一チャンネル妨害を受けた場合のＯＦＤＭ
受信信号のスペクトルを示す図。
受信信号のスペクトルを示す図。
【図６】 重み係数と所要ＣＮ特性の関係を示す図。
【図７】 本発明の第２の実施形態に係る誤り訂正装置
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
【図８】 本発明の第３の実施形態に係る誤り訂正装置
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
を備えたＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図。
【図９】 第３の実施形態の分散検出を説明するため
に、受信シンボルの分散の様子を示す図。
に、受信シンボルの分散の様子を示す図。
【図１０】 第３の実施形態で用いる軟判定の一例を示
す図。
す図。
【図１１】 第３の実施形態において、変調方式に応じ
て分散値の判定レベルを切り替える例を示す図。
て分散値の判定レベルを切り替える例を示す図。
【図１２】 第３の実施形態において、妨害による分散
の振幅レベルに応じて消失範囲を変化させる例を示す
図。
の振幅レベルに応じて消失範囲を変化させる例を示す
図。
【図１３】 第３の実施形態において、複数の変調方式
の代表シンボルの集合の総和をとり、それを新たな代表
シンボル点として定義した一例を示す図。
の代表シンボルの集合の総和をとり、それを新たな代表
シンボル点として定義した一例を示す図。
１１…チューナ、１２…Ａ／Ｄコンバータ、１３…直交
検波部、１４…ＦＦＴ処理部、１５…復調部、１６…軟
判定部、１７…妨害検出部、１８…重み検出部、１９…
乗算器、２０…誤り訂正部。
検波部、１４…ＦＦＴ処理部、１５…復調部、１６…軟
判定部、１７…妨害検出部、１８…重み検出部、１９…
乗算器、２０…誤り訂正部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−8753（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−68696（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−252040（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−346205（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−196141（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−46655（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−143185（ＪＰ，Ａ) 1998年映像情報メディア学会年次大会 講演予稿集，1998年７月29日，ｐ．31− 32 電子情報通信学会論文誌，Ｖｏｌ．Ｊ 81−Ｂ−Ｉ，Ｎｏ．11，ｐ．700−708 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00 H04L 1/00
Claims (13)
- 【請求項１】 デジタル伝送信号の復調信号に誤り訂正
を施す誤り訂正装置において、 前記デジタル伝送信号が受けている妨害の大きさに応じ
た信号を出力する妨害検出部と、 前記デジタル伝送信号の伝送方式に対応する重み係数を
生成する重み係数生成手段と、 前記妨害検出部の出力に基づいて前記重み係数生成手段
から出力される重み係数を補正する重み係数補正手段
と、 この重み係数補正手段から出力される重み係数に基づい
て前記デジタル伝送信号の復調信号を重み付けし軟判定
する軟判定部と、 この軟判定部の出力を誤り訂正する誤り訂正部とを具備
することを特徴とする誤り訂正装置。 - 【請求項２】 前記重み係数生成手段は、前記伝送方式
の符号化率に対応する重み係数を生成することを特徴と
する請求項１に記載の誤り訂正装置。 - 【請求項３】 前記重み係数生成手段は、前記伝送方式
の変調方法に対応する重み係数を生成することを特徴と
する請求項１に記載の誤り訂正装置。 - 【請求項４】 前記重み係数生成手段は、さらに、前記
妨害検出部の出力から妨害の種類を判別し、前記伝送方
式及び妨害の種類に対応する重み係数を生成することを
特徴とする請求項１に記載の誤り訂正装置。 - 【請求項５】 前記妨害検出部は、アナログ妨害比を出
力することを特徴とする請求項１に記載の誤り訂正装
置。 - 【請求項６】 前記妨害検出部は、マルチパス比を出力
することを特徴とする請求項１に記載の誤り訂正装置。 - 【請求項７】 それぞれパイロット信号が一定の規則で
挿入された複数のキャリアの周波数分割多重伝送信号を
受信し、この受信信号を直交検波し、この直交検波出力
を時間領域から周波数領域へ変換して前記複数のキャリ
アの信号を取得し、各キャリアから前記パイロット信号
を抽出して各受信シンボルの補間信号を生成し、前記パ
イロット信号と補間信号に基づいて前記複数のキャリア
の信号を等化して復調する受信装置に用いられる誤り訂
正装置において、 前記パイロット信号と補間信号に基づいて前記複数のキ
ャリアそれぞれの信頼性を判定し、その信頼性の度合に
対応する重み係数を生成する重み係数生成手段と、 前記復調された信号を硬判定し、前記復調された信号と
硬判定後の信号との差分を求め、この差分値を各キャリ
アの周波数ごとに時間方向に積分して前記複数のキャリ
アそれぞれの分散の大きさを求める分散検出手段と、 この分散検出手段で得られた複数のキャリアそれぞれの
分散の大きさを規定値と比較して各キャリアの妨害の有
無を検出する妨害検出手段と、 この妨害検出手段の検出結果に基づいて前記重み検出手
段で得られた重み係数を補正する重み係数補正手段と、 この重み係数補正手段から出力される重み係数に基づい
て前記復調された信号を重み付けし軟判定する軟判定部
と、 この軟判定部の出力を誤り訂正する誤り訂正部とを具備
することを特徴とする誤り訂正装置。 - 【請求項８】 前記重み係数補正手段は、前記妨害検出
手段で妨害が検出されたキャリアと共にその前後の複数
のキャリアを含めて重み係数の補正処理を行うことを特
徴とする請求項７に記載の誤り訂正装置。 - 【請求項９】 前記重み係数補正手段は、前記妨害検出
手段で妨害が検出されたキャリアについて、前記誤り訂
正部で消失訂正が行われるように前記重み係数を補正す
ることを特徴とする請求項７に記載の誤り訂正装置。 - 【請求項１０】 前記妨害検出手段は、前記伝送信号の
変調方式、符号化率の少なくとも一方に応じて、前記規
定値を切り換えることを特徴とする請求項９に記載の誤
り訂正装置。 - 【請求項１１】 前記重み係数補正手段は、前記妨害検
出手段の既定値の切り換えに応じて前記消失訂正の対象
となる範囲を切り換えることを特徴とする請求項１０に
記載の誤り訂正装置。 - 【請求項１２】 前記重み係数補正手段は、前記重み係
数生成手段で得られる信頼性の度合が規定値よりも小さ
いキャリアについては、前記消失訂正が行わ れないよう
に前記重み係数を補正することを特徴とする請求項９に
記載の誤り訂正装置。 - 【請求項１３】 前記分散検出手段は、前記硬判定の代
表シンボルとして複数の変調方式の代表シンボルをまと
めておき、受信シンボルと最小距離にある代表シンボル
のものを硬判定値とみなすことを特徴とする請求項７に
記載の誤り訂正装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11229852A JP3110423B1 (ja) | 1999-05-21 | 1999-08-16 | 周波数選択性妨害に対応する誤り訂正装置 |
| EP99117253A EP1054541B1 (en) | 1999-05-21 | 1999-09-02 | Multicarrier receiver with soft decisions based on estimates of interference |
| DE69929647T DE69929647T2 (de) | 1999-05-21 | 1999-09-02 | Mehrträgerempfänger mit auf Interferenzschätzungen basierten, weichen Entscheidungen |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14128799 | 1999-05-21 | ||
| JP11-141287 | 1999-05-21 | ||
| JP11229852A JP3110423B1 (ja) | 1999-05-21 | 1999-08-16 | 周波数選択性妨害に対応する誤り訂正装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP3110423B1 true JP3110423B1 (ja) | 2000-11-20 |
| JP2001044965A JP2001044965A (ja) | 2001-02-16 |
Family
ID=26473553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11229852A Expired - Fee Related JP3110423B1 (ja) | 1999-05-21 | 1999-08-16 | 周波数選択性妨害に対応する誤り訂正装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1054541B1 (ja) |
| JP (1) | JP3110423B1 (ja) |
| DE (1) | DE69929647T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007136036A1 (ja) * | 2006-05-24 | 2007-11-29 | Panasonic Corporation | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| US9628303B2 (en) | 2012-12-26 | 2017-04-18 | Panasonic Corporation | Receiver apparatus and frequency selectivity interference correction method |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2341297B (en) * | 1998-09-02 | 2003-05-21 | Roke Manor Research | Improvements in or relating to radio communication systems |
| JP4961033B2 (ja) * | 2000-07-13 | 2012-06-27 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| JP3872950B2 (ja) * | 2000-10-05 | 2007-01-24 | 株式会社東芝 | 周波数分割多重伝送信号受信装置 |
| JP3545726B2 (ja) * | 2001-02-27 | 2004-07-21 | 松下電器産業株式会社 | 受信側装置 |
| JP3676986B2 (ja) | 2001-03-29 | 2005-07-27 | 松下電器産業株式会社 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
| KR100510434B1 (ko) | 2001-04-09 | 2005-08-26 | 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 | Ｏｆｄｍ신호전달 시스템, ｏｆｄｍ신호 송신장치 및ｏｆｄｍ신호 수신장치 |
| US7424072B2 (en) | 2002-04-15 | 2008-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Receiving apparatus and receiving method |
| US7512185B2 (en) * | 2004-03-08 | 2009-03-31 | Infineon Technologies Ag | Dual carrier modulator for a multiband OFDM UWB transceiver |
| JP4396423B2 (ja) | 2004-07-05 | 2010-01-13 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| EP2012487A3 (en) * | 2005-02-03 | 2009-04-08 | Panasonic Corporation | Broadcast interference elimination in OFDM receiving systems |
| JP4539539B2 (ja) | 2005-11-18 | 2010-09-08 | 株式会社デンソー | 軟判定値補正方法，受信装置，プログラム |
| US7564912B2 (en) | 2006-02-15 | 2009-07-21 | Mediatek Inc. | Method and apparatus for channel state information generation in a DVB-T receiver |
| JP4697126B2 (ja) | 2006-11-21 | 2011-06-08 | 株式会社デンソー | 軟判定補正方法、受信装置、プログラム |
| JP4816424B2 (ja) | 2006-11-21 | 2011-11-16 | 株式会社デンソー | 受信方式，受信装置，プログラム |
| FR2915840B1 (fr) * | 2007-05-04 | 2009-07-24 | Eads Secure Networks Soc Par A | Decodage de symboles d'un signal repartis suivant des dimensions frequentielle et temporelle |
| JP5128434B2 (ja) * | 2008-10-14 | 2013-01-23 | シャープ株式会社 | 復調装置、復調方法、復調制御プログラム、および記録媒体 |
| WO2010070884A1 (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | パナソニック株式会社 | 受信装置および受信方法 |
| GB2467803B (en) | 2009-04-03 | 2011-01-19 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Treating carrier-specific interference |
| JP5865084B2 (ja) * | 2012-01-13 | 2016-02-17 | 日本放送協会 | 受信装置及びプログラム |
| JP5777564B2 (ja) | 2012-05-14 | 2015-09-09 | 株式会社東芝 | デジタル放送受信装置 |
| JP6160461B2 (ja) * | 2013-11-29 | 2017-07-12 | 富士通株式会社 | 尤度重み付け回路 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2864988B2 (ja) * | 1994-06-21 | 1999-03-08 | 日本電気株式会社 | 軟判定信号出力形受信機 |
| GB9521739D0 (en) * | 1995-10-24 | 1996-01-03 | Nat Transcommunications Ltd | Decoding carriers encoded using orthogonal frequency division multiplexing |
| FR2742613B1 (fr) * | 1995-12-14 | 1998-01-30 | France Telecom | Procede d'evaluation d'un facteur de qualite representatif d'un canal de transmission d'un signal numerique, et recepteur correspondant |
| GB2326070B (en) * | 1997-05-02 | 2002-04-24 | Lsi Logic Corp | Demoulding digital video broadcast siginals |
| JP2954570B1 (ja) * | 1998-06-02 | 1999-09-27 | 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 | 周波数選択性妨害訂正装置 |
-
1999
- 1999-08-16 JP JP11229852A patent/JP3110423B1/ja not_active Expired - Fee Related
- 1999-09-02 EP EP99117253A patent/EP1054541B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-09-02 DE DE69929647T patent/DE69929647T2/de not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| １９９８年映像情報メディア学会年次大会講演予稿集，１９９８年７月２９日，ｐ．３１−３２ |
| 電子情報通信学会論文誌，Ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−Ｉ，Ｎｏ．１１，ｐ．７００−７０８ |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007136036A1 (ja) * | 2006-05-24 | 2007-11-29 | Panasonic Corporation | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| JP5032997B2 (ja) * | 2006-05-24 | 2012-09-26 | パナソニック株式会社 | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| US9628303B2 (en) | 2012-12-26 | 2017-04-18 | Panasonic Corporation | Receiver apparatus and frequency selectivity interference correction method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1054541A3 (en) | 2003-12-03 |
| DE69929647D1 (de) | 2006-04-13 |
| EP1054541A2 (en) | 2000-11-22 |
| DE69929647T2 (de) | 2007-03-01 |
| EP1054541B1 (en) | 2006-02-01 |
| JP2001044965A (ja) | 2001-02-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3110423B1 (ja) | 周波数選択性妨害に対応する誤り訂正装置 | |
| JP3776716B2 (ja) | 直交周波数分割多重伝送信号受信装置 | |
| JP3642784B2 (ja) | ダイバーシチ受信装置およびダイバーシチ受信方法 | |
| JP4749501B2 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| US7420957B2 (en) | Mobile termile capable of efficiently measuring CNIR and CNIR measuring method thereof | |
| US7519122B2 (en) | OFDM reception apparatus and OFDM reception method | |
| US6940932B2 (en) | Diversity receiver | |
| EP1349337B1 (en) | Multicarrier reception with interference detection | |
| JP3389178B2 (ja) | Ｏｆｄｍダイバーシチ受信装置 | |
| US20040229581A1 (en) | Diversity receiver and diversity receiving method | |
| JP3740468B2 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置及びデータ復調方法 | |
| JP2954570B1 (ja) | 周波数選択性妨害訂正装置 | |
| WO2003088538A1 (fr) | Recepteur et procede de reception associe | |
| WO1999043114A1 (fr) | Procede et appareil de reception de signaux et support associe | |
| JPWO2006068186A1 (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置 | |
| JP4367276B2 (ja) | ダイバーシティ型受信装置、ダイバーシティ型受信装置を用いた受信方法および受信プログラム、ダイバーシティ型受信装置を用いた受信プログラムを格納した記録媒体 | |
| JP2002118533A (ja) | 周波数分割多重伝送信号受信装置 | |
| US7106810B2 (en) | Method and apparatus for a demodulator circuit | |
| US20090060072A1 (en) | Decoding method for receiving ofdm signals, and decoding apparatus and receiving apparatus using the same | |
| US20110243280A1 (en) | Receiver and receiving method | |
| JP2005286362A (ja) | デジタル受信機 | |
| US20090060071A1 (en) | Demodulation method for receiving ofdm signals, and demodulation apparatus and receiving apparatus using the same | |
| JP2005229207A (ja) | Ｏｆｄｍ受信装置、および、ｏｆｄｍ受信信号のオフセット補正方法 | |
| JP2008283588A (ja) | 受信装置及び受信信号増幅率設定方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070914 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080914 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080914 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090914 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090914 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100914 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110914 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110914 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120914 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120914 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130914 Year of fee payment: 13 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |