JP2005057532A

JP2005057532A - 電力制限回路

Info

Publication number: JP2005057532A
Application number: JP2003286832A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tsuchizawa; 茂土澤
Original assignee: NEC Engineering Ltd
Current assignee: NEC Engineering Ltd
Priority date: 2003-08-05
Filing date: 2003-08-05
Publication date: 2005-03-03

Abstract

【課題】周辺回路への影響が少なく、周波数特性の劣化を抑制し、ピーク値を精度よく求めることのできる電力制限回路を提供する。
【解決手段】入力信号の電力値を算出する電力変換部１１と、算出された電力値が閾値を越える区間を検出する判定部１２と、入力信号の電力値が閾値を越える区間のうち、入力信号の電力値が最大となるピーク時刻を検出するピーク時刻検出部１３と、電力変換部で算出された電力値を補間する電力補間部１４と、補間された電力値の包絡線と、ピーク時刻から、電力値のピーク値を選択する補間値選択部１５と、選択された電力のピーク値を用いて、入力信号の電力値を閾値以下に制限するための減衰関数を生成する関数生成部１６と、入力信号を遅延させる遅延部１７と、遅延部の出力信号に、関数生成部で生成された減衰関数を乗算する乗算部１８とを備える電力制限回路。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力制限回路に関し、特に、移動体通信システムの端末及び基地局が備える電力増幅器の入力電力に制限を設ける回路に関する。

近年のデジタル移動体無線通信システムでは、利用者の増加に伴い、周波数帯域の利用率の向上が課題となっている。従来の多重接続方式では、１チャンネルの占有帯域を狭くし、周波数チャンネルを増やすことで帯域利用効率を高めてきた。しかし、高速通信の要望の高まりに伴い、１チャンネルの占有帯域を広く取る代わりに、高速通信の特徴を生かし、帯域利用効率を高める方式が注目されている。その方式の一つであるＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号分割多重接続）は、広い周波数帯域の中で、異なる符号を持つ複数のチャンネル信号を多重化する方式であり、基地局や端末の消費電力が大きくなり易い等の問題もあるが、干渉や傍受に対して優れた耐性を備え、携帯電話等への利用が見込まれている。

ところで、無線通信において、電力増幅器は重要な役割を有する。一般的に、増幅器の入出力特性は、図３のＲ（ｘ）に示すように、入力電力が大きくなるにつれて出力の損失が増大し、増幅の非線形的傾向が顕著となる。この非線形領域を使用すると、相互変調として知られる非希望波成分への電力漏洩が発生し、伝送ビットエラー率の増大を招く。ＣＤＭＡ方式の送信信号は、多重化の結果、送信信号全体の平均電力に対して非常に大きな瞬時電力を発生させる可能性があり、上記非線形増幅の影響を受け易い。

プレディストーション方式といった非線形増幅補償技術は、この問題の有効な解決策を提供するものであり、入出力特性を理想的な線形増幅特性Ｔ（ｘ）に近づけることで、非希望波成分の増長を阻止する。しかしながら、いずれにしても、増幅特性Ｒ（ｘ）の飽和点を超過するような過大入力を補償することはできず、図４の「クリップ無し」に示す送信スペクトルの歪みという形で非線形増幅の影響が現れる。

この問題を解決するためには、充分に大きい余裕を持つ増幅器を使用することが必要となるが、併せて、入力電力に上限値を設定して制限することで、増幅器の余裕の確保が容易となり、結果的に消費電力と設計費用を節約することができる。

図５は、デジタル信号処理部分で電力制限を行う回路（クリッピング回路）の単純な構成例を示す。この回路は、送信信号ＩチャンネルとＱチャンネルの電力を電力変換部５１で求め、設定閾値との大小関係を判定部５２で判定し、閾値より大きい場合には、減衰率算出部５３で該電力と該閾値に基づいて減衰率を導出する。遅延部５５で、電力変換部５１から減衰率算出部５３の処理にかかるのと同じ時間だけ送信信号ＩチャンネルとＱチャンネルの信号を遅延させた後、乗算部５６で双方を該減衰率と乗算する。このようにして求められた電力包絡線は、図６（ｂ）に示すようになり、図６（ａ）に示した電力制限をしない時と比較すると、クリッピング回路の効果が明確に認識される。

しかしながら、実際の通信装置には、送信信号の高調波成分を除去するため、１個乃至複数個の帯域制限フィルタが必要であり、これらが電力制限された信号のピーク電力を持ち上げてしまうという問題がある。これを避けるためには、クリッピング回路を帯域制限フィルタの後段に配置することが望ましいが、図５に示すような回路をそのまま用いると、図４の「単純なクリップ」で示すように、隣接帯域にスペクトルの広がりが現れてしまう。そのため、送信信号の周波数特性を保持したまま電力制限をする特願２００２−２４１８３０号の明細書に記載のような発明も提案されている。

この発明は、図７に示すように、電力増幅器に入力される信号の振幅を制限するための振幅制限回路に関するものであって、入力信号の振幅値を算出する振幅変換器７１と、予め設定された閾値と入力信号の振幅値とを比較し、この振幅値が閾値を越える区間を検出する判定器７２と、入力信号の振幅値が最大となるピーク時刻、及びそのときのピーク値を各々検出するピーク検出器７３と、ピーク値を用いて入力信号の振幅値を閾値以下に制限するための窓関数を生成する窓フィルタ７４と、ピーク時刻と窓関数が最小値となる時刻とが一致するように入力信号を遅延させる遅延回路７５と、遅延回路７５の出力信号に窓関数を乗算する乗算器７６とを備える。

上記特願２００２−２４１８３０号の明細書に記載の発明は、上記した複数の問題点を解決することができるものの、実際には、判定器７２及びピーク検出器７３において、必ずしも正確に電力のピーク値を判別することができないという問題が残る。

図８は、増幅器入力段のアナログ信号に相当する本来の電力曲線（点線）と、それをサンプリングしたデジタル信号（丸印）のグラフである。図中の極大値付近に注目すると、本来の電力の極大値とデジタルでサンプリングした最大値との間に明白な差異が現れている。これは、電力制限回路の実運用時に閾値制限が不充分となる可能性を示唆しており、非線形増幅補償を妨げる大きな要因になると考えられる。

この問題を回避するため、差異の分だけ閾値を低く見積もる方法も考えられるが、過剰な制限による希望波成分の平均電力の低下や、周波数特性劣化の危険性を考慮すると、好ましい解決法とはいえない。また、電力制限回路以前でデジタルのサンプリング周波数を高速化すれば、二種類のピーク値の差異を縮め、閾値制限を限りなく厳密にすることができるが、単純な高速化は、非線形補償回路全体の規模と消費電力を級数的に増加させるため、実現は難しい。

そこで、本発明は、上記従来の技術における問題点に鑑みてなされたものであって、周辺回路に大きな影響を与えず、周波数特性を劣化させることもなく、本来のピーク値を精度良く求めることのできる高効率の電力制限回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、電力増幅器に入力される信号の電力を制限するための電力制限回路であって、入力信号の電力値を算出する電力変換部と、該電力変換部で算出された電力値と、予め設定された閾値とを比較し、前記電力値が該閾値を越える区間を検出する判定部と、該判定部で検出された、前記入力信号の電力値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の電力値が最大となるピーク時刻を検出するピーク時刻検出部と、前記電力変換部で算出された電力値を補間する電力補間部と、該電力補間部で補間された電力値の包絡線と、前記ピーク時刻検出部で検出されたピーク時刻から、電力値のピーク値を選択する補間値選択部と、該補間値選択部で選択された電力のピーク値を用いて、前記入力信号の電力値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成する関数生成部と、前記入力信号を遅延させる遅延部と、該遅延部の出力信号に、前記関数生成部で生成された減衰関数を乗算する乗算部とを備えることを特徴とする。

そして、本発明によれば、電力補間部によって電力包絡線の補間を行い、例えば、アナログ変換後の電力ピークレベルを推測して減衰率を算出することで、アナログ変換後に再び閾値を超過するような過大電力が発生する問題を解決し、厳密な閾値を持つ電力制限機能を提供することができる。これによって、過大入力時に見られる非希望波成分への電力漏洩を抑圧し、増幅器やデジタル回路の消費電力を過大に増加させることなく効率の良い通信システムの設計が可能となる。

また、本発明は、電力増幅器に入力される信号の電力を制限するための電力制限方法であって、入力信号の電力値を算出し、算出された電力値と、予め設定された閾値とを比較し、前記電力値が該閾値を越える区間を検出し、検出された、前記入力信号の電力値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の電力値が最大となるピーク時刻を検出し、前記算出された電力値を補間し、補間された電力値の包絡線と、前記検出されたピーク時刻から、電力値のピーク値を選択し、選択された電力のピーク値を用いて、前記入力信号の電力値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成し、前記入力信号を遅延させ、遅延させた入力信号に、前記生成された減衰関数を乗算することを特徴とする。これによって、上述のように、厳密な閾値を持つ電力制限機能を提供することができ、効率の良い通信システムを設計することができる。

本発明は、電力増幅器に入力される信号の振幅を制限するための振幅制限回路であって、入力信号の振幅値を算出する振幅変換部と、該振幅変換部で算出された振幅値と、予め設定された閾値とを比較し、前記振幅値が該閾値を越える区間を検出する判定部と、該判定部で検出された、前記入力信号の振幅値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の振幅値が最大となるピーク時刻を検出するピーク時刻検出部と、前記振幅変換部で算出された振幅値を補間する振幅補間部と、該振幅補間部で補間された振幅値の包絡線と、前記ピーク時刻検出部で検出されたピーク時刻から、振幅値のピーク値を選択する補間値選択部と、該補間値選択部で選択された振幅のピーク値を用いて、前記入力信号の振幅値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成する関数生成部と、前記入力信号を遅延させる遅延部と、該遅延部の出力信号に、前記関数生成部で生成された減衰関数を乗算する乗算部とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、振幅補間部によって振幅包絡線の補間を行い、例えば、アナログ変換後の振幅ピークレベルを推測して減衰率を算出することで、アナログ変換後に再び閾値を超過するような過大電力が発生する問題を解決し、厳密な閾値を持つ振幅制限機能を提供することができる。これによって、過大入力時に見られる非希望波成分への電力漏洩を抑圧し、増幅器やデジタル回路の消費電力を過大に増加させることなく効率の良い通信システムの設計が可能となる。

さらに、本発明は、電力増幅器に入力される信号の振幅を制限するための振幅制限方法であって、入力信号の振幅値を算出し、算出された振幅値と、予め設定された閾値とを比較し、前記振幅値が該閾値を越える区間を検出し、検出された、前記入力信号の振幅値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の振幅値が最大となるピーク時刻を検出し、前記算出された振幅値を補間し、補間された振幅値の包絡線と、前記検出されたピーク時刻から、振幅値のピーク値を選択し、選択された振幅のピーク値を用いて、前記入力信号の振幅値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成し、前記入力信号を遅延させ、遅延させた入力信号に、前記生成された減衰関数を乗算することを特徴とする。これによって、上述のように、厳密な閾値を持つ電力制限機能を提供することができ、効率の良い通信システムを設計することができる。

以上説明したように、本発明によれば、周辺回路に大きな影響を与えることなく、周波数特性の劣化を回避し、本来のピーク値を精度良く求めることができて高効率の電力制限回路等を提供することができる。

図１は、本発明にかかる電力制限回路の一実施の形態を示し、この電力制限回路は、送信信号の二つの成分であるＩチャンネルとＱチャンネルの電力を計算する電力変換部１１と、電力変換部１１で求めた電力が閾値を超過する時間を判定する判定部１２と、判定部１２で求めた時間帯の中で電力の極大点であるピーク時刻を検出するピーク時刻検出部１３と、電力変換部１１で求めた電力を補間する電力補間部１４と、電力補間部１４で補間された電力値から実際のアナログ電力レベルに最も近い電力値を推測する補間値選択部１５と、補間値選択部１５で求められたピーク値を用いて電力を抑圧する時間関数を生成する関数生成部１６と、ＩチャンネルとＱチャンネルを一定時間遅延させる遅延部１７と、関数生成部１６と遅延部１７の出力を乗算する乗算部１８とで構成される。

次に、上記構成を有する電力制限回路の動作について詳細に説明する。

電力変換部１１は、送信信号のＩチャンネル及びＱチャンネルの電力を算出する。Ｉチャンネルの振幅値をＩ、Ｑチャンネルの振幅値をＱとすると、送信信号の電力Ｐは、式１ａのように表される。あるいは、式１ｂに示すように、電力の平方根の絶対値を求めることにより、振幅の次元で表現することもできる。この場合には、後述の判定部１２の設定閾値と関数生成部１６の減衰係数Ａの次元も合わせることが必要である。

次に、判定部１２は、電力変換部１１で求めた瞬時値Ｐを閾値と比較し、これを超過する時間帯を判定する。該閾値は任意の値とすることができ、電力増幅器の出力が飽和しない程度に大きな電力値を見積もることにより、非希望波成分への電力漏洩を抑圧することができる。

ピーク時刻検出部１３は、判定部１２で判定した閾値超過時間の中で、電力の時間微分の符号が正から負に反転する時点を監視し、電力包絡線の極大点であるピーク時刻τを検出する。

電力補間部１４は、本発明の電力制限機能を特徴付ける部位であり、電力変換部１１で求めた電力の包絡線の補間を行なう。この電力補間部１４は、例えば、図２に示すように、零値挿入部２１とデジタルフィルタ部２２とで構成される典型的なインターポレーションフィルタ（G.Oetken and etc, “A Computer Program for Digital Interpolator Design," IEEE. Programs for Digital Signal Processing. IEEE Press. New York: John Wiley & Sons, Chapter8.1. 1979）の構成を有し、デジタル信号をレート変換した上で補間する。

まず、零値挿入部２１において、入力信号ｘ（ｎ）の各々の点間にＵ−１個の零値を挿入し、アップサンプリングする。その出力ｙ（ｍ）は、式２のように表される。ここで、Ｕは自然数であり、ｘ（ｎ）の標本化周波数をＵ倍に高速化したものがｙ（ｍ）のそれとなる。この過程のスペクトルを見ると、２πｌ／Ｕ（ｌ＝１，２，…）の高周波数を中心に基本帯域の像が現れるため、デジタルフィルタ部２２でこれを除去する。ここで、振動の大きい信号を補間すると、極小点付近において補間値に負の電力が現れることがあるが、閾値を超過する大きな信号にのみ注目すればよいため無視することができる。

次に、補間値選択部１５では、補間曲線ｙ（ｍ）の中からピーク時刻τを中心とした２Ｕ−１個のｙ（Ｕτ±ｋ）（ｋ＝０，１，２，…，Ｕ−１）を抜き出し、その中から最大のものを最も厳密なピークの推測値として選択し、関数生成部１６に渡す。選択された最大点時刻とピーク時刻τの間の微少な時間差は、無視できるものであり、補間率Ｕを大きくすることで、デジタルフィルタ部の規模が若干拡大するものの、ピークの推測値をより厳密に求めることができる。

関数生成部１６は、検出ピーク時刻に相当するＩチャンネルとＱチャンネルの送信信号振幅を抑圧するための減衰関数を生成する。減衰関数のパラメータとして用いる減衰率１／Ａは、判定部１２で設定した閾値をＴＨ、補間値選択部１５で選択したピーク推測値をＬＭと置くと式３ａで表される。あるいは、電力変換部１１において出力の次元に振幅を選択すると、式３ｂのように表される。関数の減衰量が最大になる時刻とピーク時刻とが一致するように、遅延部１７において送信信号ＩチャンネルとＱチャンネルの遅延量を調整し、乗算部１８においてＩチャンネルとＱチャンネル各々に同じ減衰関数を乗算する。

減衰関数ｗ（ｔ）の例として、単位サンプル関数（インパルス）δ（ｔ−τ）を用いた例を式４に示す。δ（ｘ）は、ｘ＝０の以外のあらゆる範囲において０を持ち、ｘ＝０でのみ１となる関数である。すなわち、式４は、ｔ＝τのピーク時刻においてのみ減衰し、それ以外では１となる関数で、図５の単純クリッピング回路中の減衰率算出部５３と等価である。

背景技術の説明において既述の通り、単純クリッピング回路は、被フィルタ信号に適していないため、ｗ（ｔ）の基底に窓関数を用いる方法が好ましい。窓関数は、中心の極点に向かう程減衰量が増す左右対称型の時間関数であり、遅延部１７で送信信号のピーク時刻を該中心点と一致させ、乗算部１８にて双方の乗算をすることで、ピーク値を閾値以下に制限するとともに、その近傍も緩やかに減衰させる。これにより、ピーク点とその周囲の周波数特性を略々劣化させずに減衰させることができる。例えば、特願２００２−２４１８３０号の明細書に記載された式５を用いて、第２項目の係数ａを本発明の減衰率１／
Ａを用いてａ＝（１−Ａ）／２とすれば、さらなる制限能力の向上を期待できる。

尚、上記の電力補間部１４の説明において、インターポレーションフィルタの用例を示したが、より厳密な推測や、さらなる小規模化といった個々の目的に適う補間法に代用することも可能である。例えば、ラグランジュ補間は、信号包絡線の最大周波数に対し充分大きい標本化周波数をもって補間しないと発散を起こす危険性があるが、畳み込みの計算が必要なインターポレーションフィルタに比べ、演算の規模を抑え易いといった利点を持つ。

また、上記説明においては、電力変換部１１は、送信信号のＩチャンネル及びＱチャンネルの電力を算出して、この電力値に基づいて電力制限を行う回路を中心に説明したが、電力変換部の代わりに、式１ｂで示した電力の平方根の絶対値を求める振幅変換部を設け、振幅変換部によって算出された振幅値に基づき、判定部１２以下で振幅の次元でデータを取り扱うことにより、図１に示した電力制限回路と同様の構成を有する振幅制限回路を提供することができる。

本発明にかかる電力制限回路の一実施の形態を示すブロック図である。図１の電力制限回路の電力補間部を示すブロック図である。増幅器の入出力特性を示すグラフである。送信スペクトルに及ぼすクリッピングの効果を示すグラフである。従来のクリッピング回路の一例を示すブロック図である。図５に示したクリッピング回路前後の信号を比較したグラフであって、（ａ）は回路前の電力信号を、（ｂ）は回路後の電力信号を示す。特願２００２−２４１８３０号の明細書に記載の振幅制限回路を示すブロック図である。補間前後で極大値の見積もりに差異が現れることの一例を示すグラフである。

符号の説明

１１電力変換部
１２判定部
１３ピーク時刻検出部
１４電力補間部
１５補間値選択部
１６関数生成部
１７遅延部
１８乗算部
２１零値挿入部
２２デジタルフィルタ部

Claims

電力増幅器に入力される信号の電力を制限するための電力制限回路であって、
入力信号の電力値を算出する電力変換部と、
該電力変換部で算出された電力値と、予め設定された閾値とを比較し、前記電力値が該閾値を越える区間を検出する判定部と、
該判定部で検出された、前記入力信号の電力値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の電力値が最大となるピーク時刻を検出するピーク時刻検出部と、
前記電力変換部で算出された電力値を補間する電力補間部と、
該電力補間部で補間された電力値の包絡線と、前記ピーク時刻検出部で検出されたピーク時刻から、電力値のピーク値を選択する補間値選択部と、
該補間値選択部で選択された電力のピーク値を用いて、前記入力信号の電力値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成する関数生成部と、
前記入力信号を遅延させる遅延部と、
該遅延部の出力信号に、前記関数生成部で生成された減衰関数を乗算する乗算部とを備えることを特徴とする電力制限回路。
電力増幅器に入力される信号の電力を制限するための電力制限方法であって、
入力信号の電力値を算出し、
算出された電力値と、予め設定された閾値とを比較し、前記電力値が該閾値を越える区間を検出し、
検出された、前記入力信号の電力値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の電力値が最大となるピーク時刻を検出し、
前記算出された電力値を補間し、
補間された電力値の包絡線と、前記検出されたピーク時刻から、電力値のピーク値を選択し、
選択された電力のピーク値を用いて、前記入力信号の電力値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成し、
前記入力信号を遅延させ、
遅延させた入力信号に、前記生成された減衰関数を乗算することを特徴とする電力制限方法。
電力増幅器に入力される信号の振幅を制限するための振幅制限回路であって、
入力信号の振幅値を算出する振幅変換部と、
該振幅変換部で算出された振幅値と、予め設定された閾値とを比較し、前記振幅値が該閾値を越える区間を検出する判定部と、
該判定部で検出された、前記入力信号の振幅値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の振幅値が最大となるピーク時刻を検出するピーク時刻検出部と、
前記振幅変換部で算出された振幅値を補間する振幅補間部と、
該振幅補間部で補間された振幅値の包絡線と、前記ピーク時刻検出部で検出されたピーク時刻から、振幅値のピーク値を選択する補間値選択部と、
該補間値選択部で選択された振幅のピーク値を用いて、前記入力信号の振幅値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成する関数生成部と、
前記入力信号を遅延させる遅延部と、
該遅延部の出力信号に、前記関数生成部で生成された減衰関数を乗算する乗算部とを備えることを特徴とする振幅制限回路。
電力増幅器に入力される信号の振幅を制限するための振幅制限方法であって、
入力信号の振幅値を算出し、
算出された振幅値と、予め設定された閾値とを比較し、前記振幅値が該閾値を越える区間を検出し、
検出された、前記入力信号の振幅値が前記閾値を越える区間のうち、前記入力信号の振幅値が最大となるピーク時刻を検出し、
前記算出された振幅値を補間し、
補間された振幅値の包絡線と、前記検出されたピーク時刻から、振幅値のピーク値を選択し、
選択された振幅のピーク値を用いて、前記入力信号の振幅値を前記閾値以下に制限するための減衰関数を生成し、
前記入力信号を遅延させ、
遅延させた入力信号に、前記生成された減衰関数を乗算することを特徴とする振幅制限方法。