CN101150357A - 削除峰值功率的方法 - Google Patents

Abstract

一种削除峰值功率的方法，包括：(1)经调制扩频后的每一路信号进行内插滤波，变频成不同频点信号；(2)所有频点信号在时域上进行线性叠加；(3)依据幅度变化调节的削峰序列对叠加后需要削峰的信号进行对削。在削除峰值时，可以分别自适应调节I路削峰序列和Q路削峰序列的幅度，以达到自适应削除峰值功率，同时还使得原始信号的相位信息损失最小的目的。

Description

削除峰值功率的方法

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种TDD(时分双工)多频点通信***中削除峰值功率的方法及实现削除峰值功率的通信端。

背景技术

在TDD通信***(如TD-SCDMA时分同步码分多址通信***及OFDM_TDD正交频分复用时分双工通信***)的小区中，由于需要发射的多频点信号在数字中频将进行合并，以便在后续的射频通道中共用一套发射机进行发射，因此在天线发射端就会出现由于峰峰迭加产生较强的信号峰均比PAPR(peak to average power raio，峰值功率与均值功率之比值)。峰值功率太大，很容易使射频发射到非线性区，从而产生较强的ACLR(AdjacentChannel Leakage power Ratio，ACLR，发射机的邻信道泄露功率比)，进而降低***性能。如果不想造成非线性失真，发射信号的功率必须小于1dB压缩点，这就要求信号的平均功率降得很低，但是这种情况下，功放的效率就会降低，同时射频发送的信号功率不能达到物理层要求的dB数，从而使得基站的覆盖范围缩小，用户的信号功率受损。并且，高的峰均比会导致D/A转换器的动态范围变小，如果使用高阶数的D/A转换器，成本将会大大提高，如果使用阶数低的D/A变换器，量化噪声会加大。

现有技术中提出三种降低峰均比的方法：削波法、序列选择法和相位幅度变换法。在TDD多频点***中，序列选择法实现起来复杂，通常不予采用。削波法是对功率过高的峰值进行削除，容易产生非线性失真。其中有一种时域削峰频域滤波法，此种方法首先使用硬判法，将超过门限功率的数据进行硬切，然后使用滤波器削除硬切造成的非线性失真。但是，这种方法非线性失真并不能完全削除，仍然会导致很大的频谱泄漏。

相位幅度变换法虽然不产生非线性失真，但是如果要使得每一次旋转后峰均比最优，必须进行大量的计算并且需要传递边带信息，延时较大且处理复杂，传送边带信息还容易产生误码扩散。

为此，结合两种降低峰均比的方法，本申请人在2006年2月8日在申请号为200610007411.9中公开了一种峰值功率的方法。在本方法中，申请人通过对峰值功率点前后各N/2个数据符号与相同长度的削峰序列进行削峰处理。由于削峰操作仅仅是简单的加减运算，而没有使用乘法运算，因而削峰的处理速度快且容易实现。通过本发明的削峰处理，降低了峰均比。

TDD***由于采用了智能天线，基站发送DL(下行链路)数据每一次需要发送多套数据，每一套数据使用一根天线发送，每一套数据都有不同的波束加权因子用于波束赋形，波束加权因子是对UL(上行链路)数据进行信道估计得到。削峰处理是独立每一路数据进行削峰，并且，现有技术普遍采用的是数字内插法，即在时域检测到的峰值数据与预设的削峰脉冲系数相加减，好比输入的数字信号***一个削峰序列，由于现有的削峰序列是固定的，不能根据幅度的变化自适应的调节削峰序列，容易造成数据相位的失真。如果削峰处理破坏了数据的相位，那么智能天线的波束赋形作用将遭受破坏。另外，就算使用单天线***(例如TD-SCDMA的微基站)，如果信号的相位关系遭到破坏，也会使得接收端解调造成比较大的误差。

另外，尽管某些时刻峰均比比较大，但是信号的平均功率比较小，此时的峰值功率仍然低于功放的1dB压缩点，而现有方案通常还会进行削峰处理，这种削峰处理方式增加了整个信号发送处理过程的处理时间及处理难度，最重要的是对载波数据进行削峰处理，存在着信号失真的问题。也就是说，现有技术仅仅考虑载波数据的峰均比来决定削峰，不仅增加处理的难度而且也存在信息失真的问题。

还有，现有技术在削峰处理时通常是将峰值功率调整到预先设定的门限功率。在设定门限功率时，没有考虑到峰值出现的概率，使得峰值功率点设置过大或过小，进而引起数据更大的失真。比如，对于功放来说，如果某一种峰值功率出现的概率非常小，例如超过信号峰均比PAR(peak to average powerraio：PAR＝15dB的概率只有万分之一，可以不考虑削峰。如果超过PAR＝15dB的概率达到百分之一，需要考虑削除。

发明内容

本发明的一目的在于提供一种TDD多频点通信***中削除峰值功率的方法及实现削除峰值功率的通信端，以解决现有技术削峰序列固定，由此造成破坏数据相位的问题。

为了达到本发明，本发明提供了一种削除峰值功率的方法，包括：(1)经调制扩频后的每一路信号进行内插滤波，变频成不同频点信号；(2)所有频点信号在时域上进行线性叠加；(3)依据幅度变化调节的削峰序列对叠加后需要削峰的信号进行对削。

步骤(3)中依据幅度变化调节削峰序列包括通过以下步骤计算本次I路削峰序列h_i：a1：利用公式 $h_{i\max }=I_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\cos \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}$ 计算I路幅度调节的最大数值h_imax，其中，pow_max₀为目标功率，I_{max_m}是pow_max₀对应的I路数值， $\mathrm{\θ}=\arg \tan \left(\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}\right),$ Q_{max_m}为pow_max₀对应的Q路数值；a2：利用 $\mathrm{scaling}\_i=\frac{h_{i\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}$ 计算本次削峰的I路幅度调节因子scaling_i；a3：利用h _i ＝scaling_i·h计算本次I路削峰序列h_i，其中h为预先设定的I路削峰序列。

步骤(3)中依据幅度变化调节削峰序列包括通过以下步骤计算本次Q路削峰序列：b1：利用公式 $h_{q\max }=Q_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\sin \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}$ 计算Q路幅度调节的最大数值h_qmax，其中，pow_max₀为目标功率，Q_{max_m}是pow_max₀对应的Q路数值， $\mathrm{\θ}=\arg \tan \left(\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}\right),$ I_{max_m}为pow_max₀对应的Q路数值；b2：利用 $\mathrm{scaling}\_q=\frac{h_{q\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}$ 计算本次削峰的Q路幅度调节因子scaling_q；b3：利用h _q ＝scaling_q·h计算本次Q路削峰序列，其中h为预先设定的Q路削峰序列。

步骤(3)中对削处理为：若峰值功率对应的I路数据大于零，则预先保存的本频点数据符号的I路数据与本次I路削峰序列h_i对应位相减，否则预先保存的本频点数据符号的I路数据与本次I路削峰序列h_i对应位相加；若峰值功率对应到的Q路数据大于零，则预先保存的本频点数据符号的Q路数据与本次Q路削峰序列h_q对应位相减，否则预先保存的本频点数据符号的Q路数据与本次Q路削峰序列h_q对应位相加。

预先保存的本频点数据符号为功率超过门限功率的数据符号。

步骤(3)中需要削峰的信号为：所述信号的峰均比dB数和均值功率dB数之和大于或大于等于预设的检测功率dB数，所述检测功率小于等于1dB压缩点输入功率值。

所述检测功率P_in，max为：P_in，max＝P_in，1dB-X  0≤X≤3dB，其中，P_in，1dB为1dB压缩点输入功率值，X为1dB回退值。1dB回退值X是根据***要求的邻信道泄露功率比ACLR进行设置，***要求的ACLR越高，X设置越大。

步骤(3)之前还包括：根据对误码率要求设置本次业务对应的逆累计概率分布函数CCDF值，获得CCDF值对应的参数峰均比；步骤(3)中的所述需要削峰的信号还包括为峰均比大于等于所述参数峰均比的信号。

一种实现削除峰值功率的通信端，包括：若干内插滤波器：用于将经过调制扩频后的一路数据进行L倍内插滤波；若干变频器：用于对内插后的数据变频至一对应频点数据；一叠加器：连接所有变频单元，用于将变频后所有频点数据在时域上进行线性叠加；内插削峰器包括：幅度调节最大值计算子单元：用于计算I路幅度调节的最大数值和Q路幅度调节的最大数值；幅度调节因子计算子单元：用于计算本次I路幅度调节因子和Q路幅度调节因子；本次削峰序列计算子单元：用于计算本次I路削峰序列和Q路削峰序列；加法器：用于将预先保存的本频点数据符号与本次削峰序列进行加减运算。

还包括削峰信号选择单元：用于将峰均比与均值功率之和大于或大于等于预设的检测功率的信号才进行削峰处理，所述检测功率小于等于1dB压缩点输入功率值。

与现有技术相比，本发明在削峰过程中每次能够自适应调节削峰序列，减少相位失真和幅度失真。量化削峰对幅度和相位造成的损失主要看EVM。EVM(矢量幅度误差，Error Vector Magnitude)在TS 25.101V3.2.2中定义为：所测量的波形和调制波形的理论值之间的差别。EVM是平均错误矢量的能量与平均参考信号能量的比率的平方根植，并以a％的形式给出。EVM是数字通信***中一个重要的衡量调制质量指标。第三代移动通信***(WCDMA，CDMA2000，TD-SCDMA)协议规定调制精度采用EVM来衡量。是设备入网测试的强制指标。本发明通过自适应调节削峰序列，能够使得EVM的恶化得到改善。

本发明只对峰均比dB数和均值功率dB数之和大于或大于等于预设的检测功率dB数的信号，才进行削峰处理，对不满足条件的信号，不进行削峰处理。通过本发明，减少信号发射端的处理量，降低处理难度，同时降低了信息的失真。并且，根据***对ACPR的要求来设置门限功率，设置更可理。

本发明针对不同业务对误码率的要求设置对应的CCDF，根据CCDF值获得对应的参数峰均比，当信号的峰均比大于等于所述参数峰均比时，才将其进行内插法削峰，减少信号失真。

附图说明

图1为本发明削除峰值功率的方法的流程图；

图2为均值功率低且峰均比变换范围大的情况示意图；

图3为均值功率高且峰均比变换范围小的情况示意图；

图4为高性能ACPR下检测功率小于1dB压缩点示意图；

图5为TDD的数据信号的CCDF分布图；

图6为利用上述自适应调节的削峰序列进行削峰处理前后的功率对照图；

图7为I路数据幅度削峰前后的比较示意图；

图8为Q路数据幅度削峰前后的比较示意图；

图9为本发明削除峰值功率的一实例图；

图10为测试自适应削峰序列方法的示意图；

图11为不同削峰目标数值对EVM的影响示意图；

图12为固定总功率测试ACPR的改善情况的示意图；

图13为固定输出信号的功率查看总消耗功率的改善情况的示意图。

具体实施方式

以下结合附图，具体说明本发明。

请参阅图1，其为本发明削除峰值功率的方法的流程图。它包括：

S110：经调制扩频后的每一路信号进行内插滤波，变频成不同频点信号。

在信号进行内插滤波之前，可以在经调制扩频后的每一路数据的每一时隙上插上训练序列码，不同频点的训练序列码进行相关的相位偏转。

根据现有TDD多频点方案，对于同一小区支持的多个频点有如下约定：主频点和辅频点使用相同的扰码和基本midamble(训练序列)码，因此各个频点的基本midamble码位置是完全对齐的，同时每个频点的基本midamble码都为相同的二进制序列向量。在发射端基本midamble码部分就会出现由于峰峰迭加而产生更大的峰值功率，远远大于时隙内的数据功率。

如果不同频点的Midamble码进行相关的相位旋转则中间Midamble码的功率接近于时隙内数据的功率，这个时候在随后削峰时一个时隙的峰均比将降得更低，并且Midamble码受损少。

为此，只需在不同频点的Midamble码进行不同的相位偏转：Midamble码数据乘上exp(j*(n-1)*π)，j为虚数符号，n为载波编号，n：1～N_总，N_总为TDD多载波通信***中每个小区的载波总数。对应地，在接收端的每一频点只需将Midamble码数据乘上exp(-j*(n-1)*π)即可。

比如，支持三频点的TDD通信***，可以在第二个频点的Midamble码进行180度的偏转，而第一个频点和第三个频点的Midamble码进行0度和360度旋转，如同没有偏转，所以此种相位旋转方法最简单易行，并且效果明显。

再比如，支持六频点的TDD通信***，是第二个频点、第四个频点、第六个频点的Midamble码进行180度的偏转。

以此类推，对于多频点的TDD通信***，编号为偶数频点的Midamble码数据进行180度的偏转，编号为奇数频点的Midamble码数据不进行旋转。当然在接收端也要进行对应的处理。

不同频点的Midamble码进行不同的相位偏转的方法还有很多，在此就不再举例，由于继承了物理层使用相位偏转的方法使得后面的削峰处理可以更多的针对业务数据部分的功率，并且使得Midamble码的峰值起伏接近，在进行信道估计时能够更加准确，并且Midamble码受损小，使得信道估计更准确。

S120：所有频点信号在时域上进行线性叠加。

TDD通信***的物理层数据先经过调制，扩频加扰组成一帧数据，传输速率是1.28Mps。在数字中频进行L倍内插(L内插倍数)，使其成高速数据。比如L为60，内插后的速率达到76.8Mps。同时对内插后多路物理层数据在频域进行频点搬移，在时域进行线性叠加。所以多频点通信***信号在进入削峰之前的数学表达式为：

$\underset{\‾}{x}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\λ}}^{(m,k)}\·{\underset{\‾}{d}}_{n,}^{(m,k)}{s}_{(n-1)Q+q}^{(m,k)}\·{\mathrm{Cr}}_0\left(t\right)\·\exp (j{\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{m\ω}}_1).---(4-1)$

n＝1…N，q＝1…Q

式中s_p ^(m，k)是频点m特有的扩频码：扩频码c^(k)和小区扰码v的组合可以看作是一个用户和小区特有的扩频码，不同的频点使用不同的扰码：

$s_p^{(m,k)}=c_{1+\left[(p-1)\mathrm{mod}Q\right]}^{\left(k\right)}\·v_{1+\left[(p-1)\mathrm{mod}Q\right]}^m,k=1\·\·\·K,p=1\·\·\·\mathrm{NQ}---(4-2)$

Q为归一化以后的扩频码长度，对于TD-SCDMA来说长度是16，N为信道编码调制以后的一个码道占用的符号量，归一化后的长度为22，λ^k是幅度调节因子，是根据功率换算得到。Cr₀(t)是在t时刻余弦滤波器系数。ω₀是中频的中心频点，ω₁为每一个频点所占用的频带带宽。

此时定义了峰均比是在一段时间内峰值功率与其平均功率的比值，依照定义：

$\mathrm{PAPR}=\frac{\underset{0\≤m\≤\mathrm{NQ}}{\max }\left\{{\left|x\right[m\left]\right|}^2\right\}}{\mathrm{mean}\left\{{\left|x\right[m\left]\right|}^2\right\}},0\≤m\≤(2\mathrm{NQ}+L_m)\·N_{\mathrm{TS}}\·N_{\mathrm{interpolate}}---(4-3)$

L_m是midamble数据的长度为144chip，N_TS是参与PAPR计算个时隙数，N_interpolate是在中频进行内插的因子，本实施例中TDD通信***在中频进行L(L＝60)倍内插，所以N_interpolate＝L。

从公式4-1可知，数据符号的峰值功率与调制方式、逻辑用户数、频点的个数都有关系，随着频点数和用户数的不断增多，峰均比将越大。

S130：依据幅度变化调节的削峰序列对叠加后需要削峰的信号进行对削。

需要削峰的信号可以是指峰均比dB数和均值功率dB数之和大于或大于等于预设检测功率dB数的信号，所述检测功率小于等于1dB压缩点输入功率值。

有时候尽管峰均比比较大，但是信号的平均功率比较小，若此时的峰值功率仍然低于预设的检测功率，比如，峰值功率低于功放的1dB压缩点，信号的峰值功率最好不要削除。

请参阅图2，其为均值功率低且峰均比变换范围大的情况示意图。请参阅图3，其为均值功率高且峰均比变换范围小的情况示意图。在某一时刻，对于功放来说，重要的是这一时刻的最大功率点(均值+峰均比＝峰值)，即不是均值功率也不是峰均比，只要峰值功率不大于预设的检测功率，信号失真就很小。如果信号输入信号的功率已经超出功放的1dB压缩点，并且输入信号的功率继续增加，那么信号的ACPR会急剧恶化，例如输入信号超过1dB压缩点，如果信号继续增加，每增加1dB，那么***中的ACPR的指标可能会恶化3dB。由于输入信号到达1dB压缩点的时候信号就已经有1dB的失真。这个时候ACPR已经开始恶化了，所以***要求的ACPR指标很高的话，那么输入的信号还只能小于1dB压缩点，只有这样***的ACPR才能达到很好的效果。

为此，本发明提出信号的峰均比PARP(dB)和均值功率之和大于或大于等于预设的检测功率P_in，max，才进行削峰处理。即，

PARP(dB)+10log₁₀pow_mean＞P_in，max(4-4)

或

PARP(dB)+10log₁₀pow_mean≥P_in，max  (4-5)

检测功率P_in，max为

P_in，max＝P_m，1dB-X    0≤X≤3dB    (4-6)

其中，P_in，1dB为1dB压缩点输入功率值，X为1dB回退值。1dB回退值X是根据***要求的邻信道泄露功率比ACLR进行设置，***要求的ACLR越高，X设置越大。

由于输入信号进入1dB压缩点时，已经不是线性增益，所以对于ACPR要求高的***，工作在功放的线性区，将不会或者产生很小的失真，这时ACPR的性能就会好，因此检测功率应该小于等于1dB压缩点的输入功率。请参阅图4，其为高性能ACPR下检测功率小于1dB压缩点示意图。检测功率应该小于P_in，max，即：

PARP(dB)+10log₁₀pow_mean＞P_in,max        (4-7)

其中pow_mean＝mean{|x[m]|²}，0≤m≤(2NQ+L_m)·N_TS·N_interpolate(4-8)

此时设置输入功放的信号最大功率为pow_max₀，根据公式4-7得到：

pow_max₀(dB)＝P_in，max＝P_in，1dB-X        (4-9)

如果X＝0dB，那么最大输入功率就等于1dB压缩点的输入功率，并且X越大就表明***要求的ACPR越高。

输入功放的信号最大功率为pow_max₀，通常输入功放的信号最大功率也称之为目标功率。在削峰处理过程中，需要将信号的功率削峰到目标功率以下。本发明再给出一个门限功率detect_threshold，输入到削峰处理器中的都是一串联的数据符号，一个定时周期输入一个数据，如果采样时钟周期为76.8MSPS，则输入数据符号的周期为1/76.8微秒，为此只要判断输入的信号功率只要大于门限功率detect_threshold，就需要将此信号的功率削除到pow_max₀以下，在许多情况下detect_threshold与pow_max₀数值接近或者相等，本发明设定目标功率与门限功率相等。

本发明可以只对峰均比dB数和均值功率dB数之和大于或大于等于预设的检测功率dB数的信号，才进行削峰处理，对不满足条件的信号，不进行削峰处理。通过本发明，减少信号发射端的处理量，降低处理难度，同时降低了信息的失真。并且，根据***对ACPR的要求来设置门限功率，设置更合理。

由于观测时间的长短不同，所得到的峰值可能不同这个时候，因而单纯的考虑PAR已经没有太大的意义，更关心的是峰均比的统计信息，即需要从概率的角度来描述PAPR，通常用CCDF(Complementary cumulativedistribution function)曲线可直观的表达TDD***PAPR的分布。本发明中如果峰值出现的小于一定的概率(例如：万分之一)，则不再考虑此峰值点。

CCDF是一种概率分布，对于功放来说如果某一种峰值功率出现的概率非常小，例如超过PAR＝40dB的概率只有万分之一，小概率的峰值功率点对于***造成的失真、恶化很小，此时的峰值功率点就可以忽略或者不考虑，所以本专利设置一定概率下的峰值都需要考虑，而小于一定概率下的峰值可以忽略，这样就使得的门限功率的设置更合理。

设置门限峰均比PAPR₀为

${\mathrm{PAPR}}_0=10\·\log \left(\frac{{\mathrm{pow}}_0}{\mathrm{pow}\_\mathrm{mean}}\right)---(4-10)$

任意一是时刻的PAPR为：

$\mathrm{PAPR}=10\·\log \left(\frac{{\mathrm{pow}}_m}{\mathrm{pow}\_\mathrm{mean}}\right)---(4-11)$

那么逆累计概率分布函数CCDF：

CCDF＝Prob[PAPR＞PAPR₀](4-12)

依e 据CCDF分布函数，本发明提出根据实际需要选择一个合适的PARP₀作为发射功率的变化范围来代替理论上的最大PAPR，比如对于误码率要求较低的语音信号，可以选取CCDF＝10^-3对应的那个PAPR₀的值作为对射频功放的要求，而对于误码率要求高的数据传输，可以选择更高的CCDF对应的PAPR₀来作为期望的放大器线性范围。请参阅图5，其为TDD的数据信号的CCDF分布图。未削峰前最大的峰均比值PAR达到8.59dB，到达此峰均比的信号的概率不足千分之一，在功放时可以忽略其影响的。在CCDF＝10^-3这个点对应的PAR(PAR＝PAPR₀)是7.98dB，此时的峰均比就必须予以考虑，所以削峰的目的很明确了，就是要把输入信号CCDF＝10^-3对应的峰值功率削除。

即，削峰前还包括：根据对误码率要求设置本次业务对应的逆累计概率分布函数CCDF值，获得CCDF值对应的参数峰均比；

削峰处理时包括：找到峰均比大于等于所述参数峰均比的信号，若所述峰值功率大于预设的门限功率，内插法削除峰值。

还是请参阅图5，削峰前CCDF＝10^-3对应的PAR＝7.98，削峰以后CCDF＝10^-3对应的PAR＝5.8，则说明在千分之一概率点，峰均比改善了大概7.98-5.8＝2.18dB左右。

为了削峰前后相位损失最小，在设置削峰序列中最需要考虑到相位对应，本发明根据以下步骤做到自适应地调整削峰序列。

输入信号中某一段时间内一个最大功率点的功率大于门限功率(峰值检测电路检测出峰值功率点)：

pow_max_m＞detect_threshold(4-13)

其中pow_max_m：pow_max_m＝max(pow_m)＝I_max ²+Q_max ²(4-14)

则使用数字内插法进行数字削峰，削峰处理是I路数据和Q路数据分别减去内插滤波器系数，同时可以根据输入信号的Q路和I路得到峰值功率点的相位，注意此时输入削峰序列的信号都是复数，实部是I路，虚部是Q路，所以每输入一个复数符号就可以得到此复数符号的相位：

$\tan \mathrm{\θ}=\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}---(4-15)$

输入信号峰值点的相位也是I路和Q路削峰序列的相位，削峰序列最大功率点的相位与峰值功率点的信号相等。同时每一路数据与各自的削峰序列对削后其峰值功率点必须等于目标功率点，所以可以推导出

$\left\{\begin{array}{c}{(I_{\max \_m}-h_{i\max })}^2+{(Q_{\max \_m}-h_{q\max })}^2=\mathrm{pow}\_{\max }_0\\ \tan \mathrm{\θ}=\frac{h_{q\max }}{h_{i\max }}\end{array}\right.---(4-16)$

可以得到每一路(I路、Q路)幅度调节的最大数值

$h_{i\max }=I_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\cos \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}---(4-17)$

$h_{q\max }=Q_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\sin \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}---(4-18)$

使用本发明可以使得相位损失最小，从下面的仿真结果可以得到证明。由于削峰序列本质是一个线性相位的FIR滤波器系数，数值是固定的。但是输入信号的峰值功率点每一次都可能不同，因此每一次要削除掉的功率值不同，也就是每一次每一路削除掉的幅度不同，求得每一路需要削除的幅值后，就可以求得每一次的幅度调节因子：

$\mathrm{scaling}\_i=\frac{h_{i\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}---(4-19)$

$\mathrm{scaling}\_q=\frac{h_{q\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}---(4-20)$

根据每一次得到的幅度调节因子就可以自适应的调节每一次削峰序列的幅度，在这其中包含着相位的对应关系。

h _i ＝scaling_i·h(4-21)

h _q ＝scaling_q·h(4-22)

即，

(1)依据幅度变化调节削峰序列包括通过以下步骤计算本次I路削峰序列h_i：

a1：利用公式 $h_{i\max }=I_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\cos \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}$ 计算I路幅度调节的最大数值h_imax，其中，pow_max₀为目标功率，I_{max_m}是pow_max₀对应的I路数值， $\mathrm{\θ}=\arg \tan \left(\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}\right),$ Q_{max_m}为pow_max₀对应的Q路数值；

a2：利用 $\mathrm{scaling}\_i=\frac{h_{i\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}$ 计算本次削峰的I路幅度调节因子scaling_i；

a3：利用h _i ＝scaling_i·h计算本次I路削峰序列h_i，其中h为预先设定的I路削峰序列。

(2)依据幅度变化调节削峰序列包括通过以下步骤计算本次Q路削峰序列：

b1：利用公式 $h_{q\max }=Q_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\sin \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}$ 计算Q路幅度调节的最大数值h_qmax，其中，pow_max₀为目标功率，Q_{max_m}是pow_max₀对应的Q路数值， $\mathrm{\θ}=\arg \tan \left(\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}\right),$ I_{max_m}为pow_max₀对应的Q路数值；

b2：利用 $\mathrm{scaling}\_q=\frac{h_{q\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}$ 计算本次削峰的Q路幅度调节因子scaling_q；

b3：利用h _q ＝scaling_q·h计算本次Q路削峰序列，其中h为预先设定的Q路削峰序列。

(3)步骤S130中对削处理为：

若峰值功率对应的I路数据大于零，则预先保存的本频点数据符号的I路数据与本次I路削峰序列h_i对应位相减，否则预先保存的本频点数据符号的I路数据与本次I路削峰序列h_i对应位相加；

若峰值功率对应到的Q路数据大于零，则预先保存的本频点数据符号的Q路数据与本次Q路削峰序列h_q对应位相减，否则预先保存的本频点数据符号的Q路数据与本次Q路削峰序列h_q对应位相加。

预先保存的本频点数据符号为功率超过门限功率的数据符号。

根据上面一系列处理实现了削峰序列(内插滤波器系数)的幅度自适应调节的功能。下面是对上述方法的仿真，当检测到一个峰值功率点，就把其功率削除到目标功率，同时周围波形起伏的趋势维持不变。

请参阅图6，其为利用上述自适应调节的削峰序列进行削峰处理前后的功率对照图。从图上可知，从削峰处理前后功率对照来看满足了削峰前后的一致性。请参阅图7，其为I路数据幅度削峰前后的比较示意图。请参照图8，其为Q路数据幅度削峰前后的比较示意图。从图7和图8可知，每一种幅度也能够按照各自的比例进行自适应的调整。

自适用调节削峰器不仅体现幅度的自适应调整，同时对输入信号的相位破坏最小。假设此时I路数据的幅度比Q路数据的幅度大很多，若将I路数据和Q路数据削除相同的幅值，就算可以把峰值功率点正好削除到功率门限，那么输入信号的相位将会遭受很大的破坏，但如果采用上述自适应调节削峰序列的方法，I路和Q路数据的幅度按照削峰前的比例关系削除不同的幅度，削峰后相位破坏就相对少得多，由此进一步改善峰均比。

通过改善峰均比，能够达到下述的技术效果：

1)提高多载波信号的发射功率，在总消耗功率基本不变的情况下也就提高了功放的效率；2)提高了功放的效率，当需要进行大功率输出时，就可以大大减少电源的供给功率，这样一方面节省了硬件成本，同时在一定程度上缓解了基站的散热问题，同时也节省运行维护的成本。

请参阅图9，其为本发明削除峰值方法的一实施示意图。线性叠加后的信号分I路数据与Q路数据分别进行缓存，获得峰值功率(S21)，判断所述峰值功率是否大于等于检测门限(S22)，若是，则自适应调整削峰序列，并对信号进行削峰处理得到削峰后的I路数据和Q路数据，否则，直接输出I路数据和Q路数据。本发明可以通过ACPR的要求来设置门限功率。本发明还可以所述信号的峰均比dB数和均值功率dB数之和大于或大于等于预设的检测功率dB数判断是否进行削峰处理，或者本发明还可以进一步考虑信号的峰均比是否大于等于根据CCDF值来设置的参数峰均比，若是，才进行削峰处理。

削峰处理包括两过程：第一过程是获得本次I路削峰序列和本次Q路削峰序列，第二过程是利用本次I路削峰序列和本次Q路削峰序列对保存的本次数据符号进行对削处理。

第一过程包括：先获得峰值功率点I路幅度和Q路幅度，即获得峰值功率pow_max₀对应的I路数值I_{max_m}和获得峰值功率pow_max₀对应的Q路数值Q_{max_m}，、后利用 $\tan \mathrm{\θ}=\left(\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}\right)$ 计算其相位；(S23)；

然后，分别生成I路滤波器系数调节因子(公式4-19)和Q路滤波器系数调节因子(公式4-20)(S24)；

随后，分别计算本次I路削峰序列(公式4-21)和本次Q路削峰序列(公式4-22)(S25)；

第二过程包括：利用得到本次I路削峰序列和本次Q路削峰序列完成削峰序列对峰值功率信号的对削处理(S26)：

对于I路

if I_{max_m}＞0

    I-h _i

else

    I+h _i

end

对于Q路也是同样判断

if Q_{max_m}＞0

    Q-h _q

else

    Q+h _q

end

为了验证这种自适应调节削峰序列方法的有效性，申请人对此方法进行了验证。请参照图10，其为测试自适应削峰序列方法的示意图。它对所有频点信号在时域上进行线性叠加后，按照以下几种情况进行测试。第一种是信号没有削峰就送到D/A转换器进行D/A变换(就是图中标识的9dB)，第二种是削峰的目标功率值为6dB，第三种是削峰的目标功率值为7dB，第四种是削峰的目标功率值为8dB。

为了对比测试指标的有效性，对比测试各项指标，没有削峰的数据和不同目标数值的削峰数据进行对比测试。请参阅图11，其为不同削峰目标数值对EVM的影响。从图上可知，削峰以后EVM有所恶化，但是还是满足3GPP对EVM的要求，小于12％。

根据前文介绍削峰的目标是提高总的发射功率，提高功放的工作效率和改善ACPR，为此针对这几项也进行了测试：固定总功率测试ACPR的改善情况(请参阅图12)，固定输出信号的功率查看总消耗功率的改善情况(请参阅图13)。

根据用户需求可以自适用的调整内插滤波器系数，每一次都可以精确的削除峰值功率点，同时削除到峰值点之后，信号的相位损伤最小，减少了解调后相幅损伤，也就使得EVM指标恶化得到改善。削峰序列自动调节装置简单易行，易于实现。同时测试说明了削峰前后对功放和射频器件的改善情况。

一种实现削除峰值功率的通信端，包括：若干内插滤波器：用于将经过调制扩频后的一路数据进行L倍内插滤波；

若干变频器：用于对内插后的数据变频至一对应频点数据；

一叠加器：连接所有变频单元，用于将变频后所有频点数据在时域上进行线性叠加；

内插削峰器包括：

幅度调节最大值计算子单元：用于计算I路幅度调节的最大数值和Q路幅度调节的最大数值；

幅度调节因子计算子单元：用于计算本次I路幅度调节因子和Q路幅度调节因子；

本次削峰序列计算子单元：用于计算本次I路削峰序列和Q路削峰序列；

加法器：用于将预先保存的本频点数据符号与本次削峰序列进行加减运算。

本发明还包括削峰判断单元：用于将峰均比与均值功率之和大于或大于等于预设的检测功率的信号才保存以进行削峰处理，所述检测功率小于等于1dB压缩点输入功率值。

上述所描述的内插削峰器可以通过可编程逻辑器件FGPA来实现。

以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化，都应落在本发明的保护范围内。

Claims (13)

1.一种削除峰值功率的方法，其特征在于，包括：

(1)经调制扩频后的每一路信号进行内插滤波，变频成不同频点信号；

(2)所有频点信号在时域上进行线性叠加；

(3)依据幅度变化调节的削峰序列对叠加后需要削峰的信号进行对削。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(3)中依据幅度变化调节削峰序列包括通过以下步骤计算本次I路削峰序列h_i：

a1：利用公式 $h_{i\max }=I_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\cos \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}$ 计算I路幅度调节的最大数值h_imax，其中，pow_max₀为目标功率，I_{max_m}是pow_max₀对应的I路数值， $\mathrm{\θ}=\arg \tan \left(\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}\right)$ ，Q_{max_m}为pow_max₀对应的Q路数值；

a2：利用 $\mathrm{scaling}\_i=\frac{h_{i\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}$ 计算本次削峰的I路幅度调节因子scaling_i；

a3：利用h_i＝scaling_i·h计算本次I路削峰序列h_i，其中h为预先设定的I路削峰序列。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，步骤(3)中依据幅度变化调节削峰序列包括通过以下步骤计算本次Q路削峰序列：

b1：利用公式 $h_{q\max }=Q_{\max \_m}-\mathrm{abs}\left(\sin \mathrm{\θ}\right)\·\sqrt{\mathrm{pow}\_{\max }_0}$ 计算Q路幅度调节的最大数值h_qmax其中，pow_max₀为目标功率，Q_{max_m}是pow_max₀对应的Q路数值， $\mathrm{\θ}=\arg \tan \left(\frac{Q_{\max \_m}}{I_{\max \_m}}\right)$ ，I_{max_m}为pow_max₀对应的Q路数值；

b2：利用 $\mathrm{scaling}\_q=\frac{h_{q\max }}{\max \left(\underset{\‾}{h}\right)}$ 计算本次削峰的Q路幅度调节因子scaling_q；

b3：利用h_q＝scaling_q·h计算本次Q路削峰序列，其中h为预先设定的Q路削峰序列。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤(3)中对削处理为：

若峰值功率对应的I路数据大于零，则预先保存的本频点数据符号的I路数据与本次I路削峰序列h_i对应位相减，否则预先保存的本频点数据符号的I路数据与本次I路削峰序列h_i对应位相加；

若峰值功率对应到的Q路数据大于零，则预先保存的本频点数据符号的Q路数据与本次Q路削峰序列h_q对应位相减，否则预先保存的本频点数据符号的Q路数据与本次Q路削峰序列h_q对应位相加。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，预先保存的本频点数据符号为功率超过门限功率的数据符号。

6.如权利要求1或4所述的方法，其特征在于，步骤(3)中需要削峰的信号为：所述信号的峰均比dB数和均值功率dB数之和大于或大于等于预设的检测功率dB数，所述检测功率小于等于1dB压缩点输入功率值。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述检测功率P_in，max为：P_in，max＝P_in，1dB-X 0≤X≤3dB，其中，P_in，1dB为1dB压缩点输入功率值，X为1dB回退值。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，1dB回退值X是根据***要求的邻信道泄露功率比ACLR进行设置，***要求的ACLR越高，X设置越大。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，

步骤(3)之前还包括：根据对误码率要求设置本次业务对应的逆累计概率分布函数CCDF值，获得CCDF值对应的参数峰均比；

步骤(3)中的所述需要削峰的信号还包括为峰均比大于等于所述参数峰均比的信号。

10.如权利要求6所述的方法，其特征在于，

步骤(3)之前还包括：根据对误码率要求设置本次业务对应的逆累计概率分布函数CCDF值，获得CCDF值对应的参数峰均比；

步骤(3)中的所述需要削峰的信号还包括为峰均比大于等于所述参数峰均比的信号。

11.一种实现削除峰值功率的通信端，其特征在于，包括：若干内插滤波器：用于将经过调制扩频后的一路数据进行L倍内插滤波；

若干变频器：用于对内插后的数据变频至一对应频点数据；

一叠加器：连接所有变频单元，用于将变频后所有频点数据在时域上进行线性叠加；

内插削峰器包括：

幅度调节最大值计算子单元：用于计算I路幅度调节的最大数值和Q路幅度调节的最大数值；

幅度调节因子计算子单元：用于计算本次I路幅度调节因子和Q路幅度调节因子；

本次削峰序列计算子单元：用于计算本次I路削峰序列和Q路削峰序列；

加法器：用于将预先保存的本频点数据符号与本次削峰序列进行加减运算。

12.如权利要求11所述的通信端，其特征在于，还包括削峰信号选择单元：用于将峰均比与均值功率之和大于或大于等于预设的检测功率的信号才保存以进行削峰处理，所述检测功率小于等于1dB压缩点输入功率值。

13.如权利要求11或12所述的通信端，其特征在于，内插削峰器为可编程逻辑器件FGPA。

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