JP2003244953A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP2003244953A JP2003244953A JP2002042036A JP2002042036A JP2003244953A JP 2003244953 A JP2003244953 A JP 2003244953A JP 2002042036 A JP2002042036 A JP 2002042036A JP 2002042036 A JP2002042036 A JP 2002042036A JP 2003244953 A JP2003244953 A JP 2003244953A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て、入力電圧補正を行うことなく、出力電圧の負荷電流
補正を行うことができる新規なＤＣ−ＤＣコンバータを
提供する。 【解決手段】 一次−二次間が絶縁されたトランス１を
備え、一次回路３に主スイッチ２を設けたフォワード型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランス１に補助
巻線Ｎ３を設け、この補助巻線Ｎ３に電圧検出回路６を
接続し、この電圧検出回路６に誤差アンプ１６を設けて
あり、前記一次回路３のピーク電流を検出してスイッチ
ングのオン期間を決めるピーク電流モード制御を行い、
前記誤差アンプ１６の出力を出力電圧に正帰還かけ、出
力電圧の負荷電流補正を行うことを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。
て、入力電圧補正を行うことなく、出力電圧の負荷電流
補正を行うことができる新規なＤＣ−ＤＣコンバータを
提供する。 【解決手段】 一次−二次間が絶縁されたトランス１を
備え、一次回路３に主スイッチ２を設けたフォワード型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランス１に補助
巻線Ｎ３を設け、この補助巻線Ｎ３に電圧検出回路６を
接続し、この電圧検出回路６に誤差アンプ１６を設けて
あり、前記一次回路３のピーク電流を検出してスイッチ
ングのオン期間を決めるピーク電流モード制御を行い、
前記誤差アンプ１６の出力を出力電圧に正帰還かけ、出
力電圧の負荷電流補正を行うことを特徴とするＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一次−二次間が絶
縁されたトランスを備え、一次回路に主スイッチを設
け、スイッチング電源装置等に組み込まれるフォワード
型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
縁されたトランスを備え、一次回路に主スイッチを設
け、スイッチング電源装置等に組み込まれるフォワード
型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の電圧補正を行う一次−二次間が絶
縁されたトランスを備え、一次側に主スイッチを設けた
フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータとして、特開２００
０−１５６９７５に開示してあるＤＣ−ＤＣコンバータ
がある。これを図３に示す。
縁されたトランスを備え、一次側に主スイッチを設けた
フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータとして、特開２００
０−１５６９７５に開示してあるＤＣ−ＤＣコンバータ
がある。これを図３に示す。
【０００３】図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、一次
−二次間が絶縁されたトランス１を備え、一次側に主ス
イッチ２を設けてあり、この主スイッチ２のオン・オフ
動作によりトランス１の一次巻線のエネルギーを二次巻
線に出力する一次回路３と、前記トランス１の二次巻線
から出力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力す
る二次回路４と、トランス１に設けた補助巻線５から出
力される電圧を整流平滑し前記二次回路４から出力され
る電圧の検出電圧として出力する電圧検出回路６と、こ
の電圧検出回路６から出力される電圧に基づいて主スイ
ッチ２のオン・オフ動作を制御するためのパルス制御信
号を主スイッチ２に加える制御回路７とを設けてある。
−二次間が絶縁されたトランス１を備え、一次側に主ス
イッチ２を設けてあり、この主スイッチ２のオン・オフ
動作によりトランス１の一次巻線のエネルギーを二次巻
線に出力する一次回路３と、前記トランス１の二次巻線
から出力される電圧を整流平滑して直流の電圧を出力す
る二次回路４と、トランス１に設けた補助巻線５から出
力される電圧を整流平滑し前記二次回路４から出力され
る電圧の検出電圧として出力する電圧検出回路６と、こ
の電圧検出回路６から出力される電圧に基づいて主スイ
ッチ２のオン・オフ動作を制御するためのパルス制御信
号を主スイッチ２に加える制御回路７とを設けてある。
【０００４】このＤＣ−ＤＣコンバータは、二次回路２
を流れる電流に応じた一次回路１の通電電流を電圧に変
換して検出し、この検出電圧を電圧検出回路６から出力
される電圧に二次回路２の通電電流の変動に起因した二
次回路２の出力電圧の変動分を補正する方向に重畳さ
せ、この重畳電圧に基づいた電圧を制御回路７に加える
一次側電流検出回路９を、この主電源１１に並列に接続
してあるコンデンサ１２との負側の接続部と、主電源１
１との間に設けてある。
を流れる電流に応じた一次回路１の通電電流を電圧に変
換して検出し、この検出電圧を電圧検出回路６から出力
される電圧に二次回路２の通電電流の変動に起因した二
次回路２の出力電圧の変動分を補正する方向に重畳さ
せ、この重畳電圧に基づいた電圧を制御回路７に加える
一次側電流検出回路９を、この主電源１１に並列に接続
してあるコンデンサ１２との負側の接続部と、主電源１
１との間に設けてある。
【０００５】電圧検出回路６は電圧検出部８を設けてあ
り、この電圧検出部８は２つの抵抗を直接に接続し、こ
れら抵抗の接続部を設けて構成し、この接続部に制御回
路７を接続し、抵抗開放端を前記一次回路３に設けた主
電源１１の負側に接続してある。
り、この電圧検出部８は２つの抵抗を直接に接続し、こ
れら抵抗の接続部を設けて構成し、この接続部に制御回
路７を接続し、抵抗開放端を前記一次回路３に設けた主
電源１１の負側に接続してある。
【０００６】制御回路７は基準電源部１３、誤差アンプ
１６、並びに、コンパレータ１７を備えてある。前記電
圧検出部８の接続部を誤差アンプ１６の負側の入力部に
接続し、この誤差アンプ１６の正側の入力部に基準電源
部１３が接続してある。この誤差アンプ１６の出力はコ
ンパレータ１７の正側の入力部に接続し、このコンパレ
ータ１７の負側を、前記コンデンサ２の負側の接続部と
主スイッチ２のソースとの接続部に接続し、この接続部
とコンパレータ１７との間に三角波発生回路を介してあ
る。このコンパレータ１７の出力は主スイッチ２のゲー
トに接続してある。また、基準電源部１３と主電源１１
の正側との間に入力電圧を補正する電圧補正抵抗１５を
設けてある。
１６、並びに、コンパレータ１７を備えてある。前記電
圧検出部８の接続部を誤差アンプ１６の負側の入力部に
接続し、この誤差アンプ１６の正側の入力部に基準電源
部１３が接続してある。この誤差アンプ１６の出力はコ
ンパレータ１７の正側の入力部に接続し、このコンパレ
ータ１７の負側を、前記コンデンサ２の負側の接続部と
主スイッチ２のソースとの接続部に接続し、この接続部
とコンパレータ１７との間に三角波発生回路を介してあ
る。このコンパレータ１７の出力は主スイッチ２のゲー
トに接続してある。また、基準電源部１３と主電源１１
の正側との間に入力電圧を補正する電圧補正抵抗１５を
設けてある。
【０００７】しかし、このＤＣ−ＤＣコンバータは出力
電圧を直接検出できないため、負荷電流のレベルに合わ
せて出力電圧を補正する回路が必要となる。現行の負荷
補正方法としては一次側のパルス電流若しくは平均電流
を一次側電流検出回路９に設けた検出抵抗にて電圧変換
し、検出の負側に帰還する方法、若しくは出力電圧の基
準電圧に帰還する方法があるが、電圧変換された一次側
の電流は入力電圧によって変化するため、さらに入力電
圧からの補正を行う必要がある。また、入力電圧が高い
と補正量が少なくなり負荷電流の増減に対し比例した補
正を行う事ができない為、入力電圧により電圧精度が異
なってくる課題がある。
電圧を直接検出できないため、負荷電流のレベルに合わ
せて出力電圧を補正する回路が必要となる。現行の負荷
補正方法としては一次側のパルス電流若しくは平均電流
を一次側電流検出回路９に設けた検出抵抗にて電圧変換
し、検出の負側に帰還する方法、若しくは出力電圧の基
準電圧に帰還する方法があるが、電圧変換された一次側
の電流は入力電圧によって変化するため、さらに入力電
圧からの補正を行う必要がある。また、入力電圧が高い
と補正量が少なくなり負荷電流の増減に対し比例した補
正を行う事ができない為、入力電圧により電圧精度が異
なってくる課題がある。
【０００８】また、一次側の電流Ｉｉｎで補正する場
合、下記数１に示すとおり出力電流が一定の場合入力電
圧に反比例して補正量が変化する。
合、下記数１に示すとおり出力電流が一定の場合入力電
圧に反比例して補正量が変化する。
【０００９】
【数１】
【００１０】従って、この補正量の変化を補う為に、制
御回路９に設けた誤差アンプ７の基準電圧等に入力電圧
から補正をかける必要がある。即ち、主電源１１の正側
と基準電源部１３との間に入力電圧補正抵抗１５を設け
る必要がある。しかし、この方法では負荷電流によらず
入力電圧から一定の補正がかかってしまうため無負荷時
と全負荷時の負荷補正量に対する入力電圧補正が異なっ
てしまう課題がある。
御回路９に設けた誤差アンプ７の基準電圧等に入力電圧
から補正をかける必要がある。即ち、主電源１１の正側
と基準電源部１３との間に入力電圧補正抵抗１５を設け
る必要がある。しかし、この方法では負荷電流によらず
入力電圧から一定の補正がかかってしまうため無負荷時
と全負荷時の負荷補正量に対する入力電圧補正が異なっ
てしまう課題がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記問題に
鑑みてなされたものであり、入力電圧補正を行うことな
く、出力電圧の負荷電流補正を行うことができる新規な
ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
鑑みてなされたものであり、入力電圧補正を行うことな
く、出力電圧の負荷電流補正を行うことができる新規な
ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【００１２】
【課題を解決しようとする手段】上記目的を達成するた
めになされた発明は、ピーク電流を検出することでスイ
ッチングのオン幅を制御するＰＣＣ制御(Peak Current
Control)を使用したコンバータであって、誤差アンプレ
ベルは電流波形のピークレベルに比例して動作するた
め、このレベルを利用し出力電圧の基準電圧に正帰還す
る事で出力電圧の負荷電流補正を行うことができる効果
がある。また、一次側のピーク電流レベルの入力電圧依
存度は、従来の補正方法よりも依存度が少なく、入力電
圧補正を行う必要性がないことを可能にした。
めになされた発明は、ピーク電流を検出することでスイ
ッチングのオン幅を制御するＰＣＣ制御(Peak Current
Control)を使用したコンバータであって、誤差アンプレ
ベルは電流波形のピークレベルに比例して動作するた
め、このレベルを利用し出力電圧の基準電圧に正帰還す
る事で出力電圧の負荷電流補正を行うことができる効果
がある。また、一次側のピーク電流レベルの入力電圧依
存度は、従来の補正方法よりも依存度が少なく、入力電
圧補正を行う必要性がないことを可能にした。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を用いて本発明に
係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を説明する。図１は
本発明の実施例の回路図であって、１はトランス、Ｎ
１，Ｎ２，Ｎ３はトランス１の巻線、２は主スイッチ、
３は一次回路、４は二次回路、５は補助回路、６は電圧
検出回路、７は制御回路、８は電圧検出部、９は一次側
電流検出回路、１１は主電源、１２はコンデンサであ
る。
係るＤＣ−ＤＣコンバータの実施例を説明する。図１は
本発明の実施例の回路図であって、１はトランス、Ｎ
１，Ｎ２，Ｎ３はトランス１の巻線、２は主スイッチ、
３は一次回路、４は二次回路、５は補助回路、６は電圧
検出回路、７は制御回路、８は電圧検出部、９は一次側
電流検出回路、１１は主電源、１２はコンデンサであ
る。
【００１４】図１に示す実施例に係るスイッチング電源
は、一次−二次間が絶縁されたトランス１を備え、一次
側に主スイッチ２を設けてあり、この主スイッチ２のオ
ン・オフ動作によりトランス１の一次巻線Ｎ１のエネル
ギーを二次巻線Ｎ２に出力する一次回路３と、前記トラ
ンス１の二次巻線Ｎ２から出力される電圧を整流平滑し
て直流の電圧を出力する二次回路４と、トランス１に設
けた補助巻線Ｎ３から出力される電圧を整流平滑し前記
二次回路４から出力される電圧の検出電圧として出力す
る電圧検出回路６と、この電圧検出回路６から出力され
る電圧に基づいて主スイッチ２のオン・オフ動作を制御
する制御回路７とを設けてある。
は、一次−二次間が絶縁されたトランス１を備え、一次
側に主スイッチ２を設けてあり、この主スイッチ２のオ
ン・オフ動作によりトランス１の一次巻線Ｎ１のエネル
ギーを二次巻線Ｎ２に出力する一次回路３と、前記トラ
ンス１の二次巻線Ｎ２から出力される電圧を整流平滑し
て直流の電圧を出力する二次回路４と、トランス１に設
けた補助巻線Ｎ３から出力される電圧を整流平滑し前記
二次回路４から出力される電圧の検出電圧として出力す
る電圧検出回路６と、この電圧検出回路６から出力され
る電圧に基づいて主スイッチ２のオン・オフ動作を制御
する制御回路７とを設けてある。
【００１５】このＤＣ−ＤＣコンバータは、二次回路２
を流れる電流に応じた一次回路１の通電電流を電圧に変
換して検出する一次側電流検出回路９を、主電源１１に
並列に接続してあるコンデンサ１２の負側の接続部と主
スイッチ２のソース側と接続してある。
を流れる電流に応じた一次回路１の通電電流を電圧に変
換して検出する一次側電流検出回路９を、主電源１１に
並列に接続してあるコンデンサ１２の負側の接続部と主
スイッチ２のソース側と接続してある。
【００１６】電圧検出回路６は電圧検出部８を設けてあ
り、この電圧検出部８は抵抗を直列に接続し、これら抵
抗の接続部を設けて構成し、この接続部に制御回路７を
接続し、抵抗開放端はコンデンサ１２の負側接続部に接
続されている。
り、この電圧検出部８は抵抗を直列に接続し、これら抵
抗の接続部を設けて構成し、この接続部に制御回路７を
接続し、抵抗開放端はコンデンサ１２の負側接続部に接
続されている。
【００１７】制御回路７は基準電源部１３、誤差アンプ
１６、コンパレータ１７、発振器１８、並びに、出力ラ
イン１９を備えてある。前記電圧検出部８の接続部を誤
差アンプ１６の負側の入力部に接続し、この誤差アンプ
１６の正側の入力部に基準電源部１３が接続してある。
この誤差アンプ１６の出力はコンパレータ１７の正側の
入力部に接続し、このコンパレータ１７の負側を、一次
側電流検出回路９と主スイッチ２のソースとの接続部に
接続してある。また、このコンパレータ１７の出力は出
力ライン１９のリセット入力に接続し、この出力ライン
１９のセット入力に発振器１８を接続してある。この出
力ラインの出力を主スイッチ２のゲートに接続してあ
る。
１６、コンパレータ１７、発振器１８、並びに、出力ラ
イン１９を備えてある。前記電圧検出部８の接続部を誤
差アンプ１６の負側の入力部に接続し、この誤差アンプ
１６の正側の入力部に基準電源部１３が接続してある。
この誤差アンプ１６の出力はコンパレータ１７の正側の
入力部に接続し、このコンパレータ１７の負側を、一次
側電流検出回路９と主スイッチ２のソースとの接続部に
接続してある。また、このコンパレータ１７の出力は出
力ライン１９のリセット入力に接続し、この出力ライン
１９のセット入力に発振器１８を接続してある。この出
力ラインの出力を主スイッチ２のゲートに接続してあ
る。
【００１８】以上のように構成してあるＤＣ−ＤＣコン
バータにおいて、以下のように作用する。なお、図２は
本実施例の要部の電流波形を示す図であり、図３は入力
電圧と検出電流の関係を示す図である。
バータにおいて、以下のように作用する。なお、図２は
本実施例の要部の電流波形を示す図であり、図３は入力
電圧と検出電流の関係を示す図である。
【００１９】先ず、発振器１８がオンすると、出力ライ
ン１９のセット入力に信号が出力され、これと同時に主
スイッチ２がオンする。主スイッチ２がオンすることに
より、トランス１を介して二次回路４に電流が流れる。
ン１９のセット入力に信号が出力され、これと同時に主
スイッチ２がオンする。主スイッチ２がオンすることに
より、トランス１を介して二次回路４に電流が流れる。
【００２０】主スイッチ２がオンし続けると、図２に示
すように、電流検出回路９に流れる電流はある一定の傾
きで増加する。この誤差アンプ１６は、負荷電流が増加
すると出力電圧を一定に保つ為に誤差アンプ出力レベル
も増加する方向に制御される。従って負荷電流が大きい
ほど誤差アンプ出力レベルは上昇する。また同じ負荷電
流に対して入力電圧が変化するとき、図３に示すように
電流の傾きが変化するため誤差アンプの出力レベルは入
力電圧に対して依存度が存在するが、数1で表される補
正量の入力電圧による変化と比較すると少ない。
すように、電流検出回路９に流れる電流はある一定の傾
きで増加する。この誤差アンプ１６は、負荷電流が増加
すると出力電圧を一定に保つ為に誤差アンプ出力レベル
も増加する方向に制御される。従って負荷電流が大きい
ほど誤差アンプ出力レベルは上昇する。また同じ負荷電
流に対して入力電圧が変化するとき、図３に示すように
電流の傾きが変化するため誤差アンプの出力レベルは入
力電圧に対して依存度が存在するが、数1で表される補
正量の入力電圧による変化と比較すると少ない。
【００２１】このようにピーク電流モード制御にしたこ
とにより、誤差アンプ出力レベルは電流波形のピーク検
出レベルに比例して動作し、誤差アンプ出力がピーク電
流レベルで維持されるため、入力電圧に対してレベル変
化が少なく、安定した補正量が得られる。なお、電流の
ピーク検出レベル、即ち、誤差アンプ出力レベルは下記
の式となる。
とにより、誤差アンプ出力レベルは電流波形のピーク検
出レベルに比例して動作し、誤差アンプ出力がピーク電
流レベルで維持されるため、入力電圧に対してレベル変
化が少なく、安定した補正量が得られる。なお、電流の
ピーク検出レベル、即ち、誤差アンプ出力レベルは下記
の式となる。
【００２２】
【数２】
【００２３】検出電流が誤差アンプ１６の出力レベルま
で上昇すると、コンパレータ１７がオンする。これによ
り、出力ライン１９のリセット入力に信号が出力され、
これと同時に主スイッチ２がオフする。以上より、検出
電流は誤差アンプ出力レベルまでしか上昇せず、誤差ア
ンプ出力レベルは電流波形のピークレベルに比例して動
作するため、このレベルを利用し出力電圧の基準電圧に
正帰還する事で出力電圧の負荷電流補正を行うことがで
きる。また、一次側のピーク電流レベルの入力電圧依存
度は、従来の補正方法よりも依存度が少なく、入力電圧
補正を行う必要性がない。
で上昇すると、コンパレータ１７がオンする。これによ
り、出力ライン１９のリセット入力に信号が出力され、
これと同時に主スイッチ２がオフする。以上より、検出
電流は誤差アンプ出力レベルまでしか上昇せず、誤差ア
ンプ出力レベルは電流波形のピークレベルに比例して動
作するため、このレベルを利用し出力電圧の基準電圧に
正帰還する事で出力電圧の負荷電流補正を行うことがで
きる。また、一次側のピーク電流レベルの入力電圧依存
度は、従来の補正方法よりも依存度が少なく、入力電圧
補正を行う必要性がない。
【００２４】
【発明の効果】本発明は、ピーク電流を検出することで
スイッチングのオン幅を制御するＰＣＣ制御(Peak Curr
ent Control)を使用したコンバータであって、誤差アン
プ出力レベルは電流波形のピーク検出レベルに比例して
動作するため、このレベルを利用し出力電圧の基準電圧
に正帰還する事で出力電圧の負荷電流補正を行うことが
できる効果がある。また、一次側のピーク電流レベルの
入力電圧依存度は、従来の補正方法よりも依存度が少な
く、入力電圧補正を行う必要性がない効果がある。
スイッチングのオン幅を制御するＰＣＣ制御(Peak Curr
ent Control)を使用したコンバータであって、誤差アン
プ出力レベルは電流波形のピーク検出レベルに比例して
動作するため、このレベルを利用し出力電圧の基準電圧
に正帰還する事で出力電圧の負荷電流補正を行うことが
できる効果がある。また、一次側のピーク電流レベルの
入力電圧依存度は、従来の補正方法よりも依存度が少な
く、入力電圧補正を行う必要性がない効果がある。
【図１】 本発明に係る一実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】 図１図示実施例の要部の電流レベルを示す動
作波形図である。
作波形図である。
【図３】 図１図示実施例の入力電圧と検出電流との関
係を示す動作波形図である。
係を示す動作波形図である。
【図４】 従来例を示すブロック図である。
１ トランス
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
Ｎ３ 補助巻線
２ 主スイッチ
３ 一次回路
４ 二次回路
５ 補助回路
６ 電圧検出回路
７ 制御回路
８ 電圧検出部
９ 一次側電流検出回路
１１ 主電源
１２ コンデンサ
１３ 基準電源部
１４ 基準電源
１５ 電圧補正抵抗
１６ 誤差アンプ
１７ コンパレータ
１８ 発振器
１９ 出力ライン
Claims (2)
- 【請求項１】 一次−二次間が絶縁されたトランスを備
え、一次回路に主スイッチを設けたフォワード型ＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前記トランスに補助巻線を設
け、この補助巻線に電圧検出回路を接続し、この電圧検
出回路に誤差アンプを設けてあり、前記一次回路のピー
ク電流を検出してスイッチングのオン期間を決めるピー
ク電流モード制御を行い、前記誤差アンプの出力を出力
電圧に正帰還かける構成を具備することを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、前記一次回路の入出力間に一次側電流検出回路
を設けるとともに、前記誤差アンプの出力にコンパレー
タの一方の入力を接続し、このコンパレータの他方の入
力に前記主スイッチの入力を接続し、このコンパレータ
の出力に前記主スイッチの出力を接続してあることを特
徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002042036A JP2003244953A (ja) | 2002-02-19 | 2002-02-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002042036A JP2003244953A (ja) | 2002-02-19 | 2002-02-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003244953A true JP2003244953A (ja) | 2003-08-29 |
Family
ID=27782277
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002042036A Pending JP2003244953A (ja) | 2002-02-19 | 2002-02-19 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003244953A (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1814213A1 (en) * | 2006-01-30 | 2007-08-01 | Infineon Technologies AG | Control circuit for a switching power supply, method for controlling a switching power supply and computer program |
| WO2008115232A1 (en) * | 2007-03-19 | 2008-09-25 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Power supply controller and method therefor |
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