JP4576933B2

JP4576933B2 - スイッチング電源装置

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Inventors: 忠志岡田
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Description

本発明は、電子写真方式のプリンタ、複写機等の画像形成装置に適用されるスイッチング電源装置に関する。特に、デジタル制御方式で電源の制御を行なうスイッチング電源装置及びその電源制御方法に関する。

従来より、電源供給用トランスの１次巻線に対する印加電力をスイッチングするスイッチ手段のオン／オフのデューティを制御することによって上記トランスの２次巻線に出力を発生させて２次巻線側に接続された負荷に供給すると共に、出力の電圧又は電流をフィードバックすることにより、フィードバックされた出力電圧値又は出力電流値と各々に対応する目標値との差が小さくなるように上記スイッチ手段のオン／オフのデューティを制御する電源装置がある。

この種の電源装置における上記スイッチ手段のオン／オフの制御は、一般に、スイッチ手段にＰＷＭ（Pulse Width Modulation、パルス幅変調）信号を入力し、このＰＷＭ信号のデューティを制御することによって行われる。

図１に、一般的なアナログ制御方式の高圧電源装置の構成を示す。図１に示す高圧電源装置１は、昇圧トランス２、整流回路３、検出回路４、制御回路５、スイッチ回路６、Ｄ／Ａ変換器７、ＯＮ／ＯＦＦ判定回路８を備えている。

昇圧トランス２の１次巻線の一方の端子には図示しない外部の低圧安定化電源が接続されており、所定電圧値の直流電圧Ｖｉｎが印加される。

また、昇圧トランス２の１次巻線の他方の端子にはスイッチ回路６の出力端が接続され、昇圧トランス２の２次巻線の端子には整流回路３の入力端が接続されている。更に整流回路３の一方の出力端は出力負荷９に接続され、もう一方の出力端には検出回路４の入力端が接続される。

スイッチ回路６のオン／オフに応じて、昇圧トランス２の２次巻線側にエネルギーが伝わる。これによって発生した出力を直流とするため、整流回路３で整流、平滑化が行なわれ、直流成分とされた出力が負荷９に対して出力される。

一方、検出回路４は、出力電圧を制御回路５内のレギュレーションＩＣやエラーアンプに入力できる電圧に変換する。なお、ここでは、電圧制御について説明するが、出力電流を電圧に変換（電流量を＋電圧に変換）して制御回路５に入力するものでもよい。

Ｄ／Ａ変換器７は、図示しないＭＣＵ（マシーンコントロールユニット）等のコントローラから入力されるＰＷＭ信号をＤ／Ａ変換し、アナログ信号に変換する。変換されたアナログ信号は、高圧電源装置１の出力目標値として制御回路５内のレギュレーションＩＣや、エラーアンプに入力される。

またＰＷＭ信号は、デューティからＰＷＭ信号のＯＮとＯＦＦを判定するＯＮ／ＯＦＦ判定回路８にも入力され、判定結果は制御回路５に入力される。

アナログ制御方式の高圧電源装置１は次のように出力の制御を行なう。まず、出力電圧を検出回路４にて制御回路５内のレギュレーションＩＣやエラーアンプに入力できる電圧に変換（高圧を低圧に変換、また−出力ならば＋出力に変換）し、制御回路５に入力する。

また、図示しないＭＣＵ等のコントローラからＰＷＭ信号を入力し、ＰＷＭ信号のデューティからＯＮ／ＯＦＦ判定回路８にてＯＮ／ＯＦＦの判定を行い、判定結果を制御回路５に入力し、またＰＷＭ信号のデューティからＤ／Ａ変換器７にて目標値（アナログ値）を生成し、制御回路５内のレギュレーションＩＣやエラーアンプに入力する。

次に、得られた目標値と検出した検出値が一致するように制御回路５にて制御し、その結果に応じたＰＷＭ信号をスイッチ回路６に出力する。

スイッチ回路６は、制御回路５から出力されるＰＷＭ信号にてＯＮ／ＯＦＦの切り替えを行い、昇圧トランス２の２次側にＯＮ／ＯＦＦのデューティに従った出力を発生する。

発生した出力を検出回路４で検出し、制御回路５に入力する。以上の動作を繰り返し、検出値が目標値に一致するようにデューティの増減の制御を行なうことで出力の制御を行なう。

次に、デジタル制御方式の高圧電源装置について説明する。このデジタル制御方式は、ＣＰＵにてソフト的に制御を行なうものであり、アナログ制御回路部を必要とせず、回路構成を簡略化することができる。

デジタル制御方式の高圧電源装置では、電源回路の出力モニタ値をＣＰＵにフィードバックし、その値が目標値に一致するようにＰＷＭ信号のデューティを制御し、その信号でスイッチ素子を駆動する。

特許文献１に開示されたデジタル制御方式の高圧電源装置の構成を図２に示す。図２に示すようにデジタル制御方式の高電圧電源装置は、高圧電源部２０と、この高圧電源部２０を制御するＭＣＵ１０とからなる。ＭＣＵ１０には、ＣＰＵ１１と、パルス発振器１２と、Ａ／Ｄ変換器１３とが設けられている。また高圧電源部２０には、昇圧トランス２１と、整流回路２２と、検出回路２３と、スイッチ回路２４とが設けられている。

デジタル制御方式の電源回路は次のように出力の制御を行なう。整流回路２２によって整流された出力電圧を検出回路２３にてＡ／Ｄ変換器１３に入力できる電圧に変換（高圧を低圧に変換、また−出力ならば＋出力に変換）する。出力電流を検出回路にてＡ／Ｄ変換器１３に入力できる電圧に変換（電流量を＋電圧に変換）し、Ａ／Ｄ変換器１３に入力するものであってもよい。

検出回路２３によって検出された電圧値をＡ／Ｄ変換器１３にて必要なビット数のデジタル値に変換し、モニタ値としてＣＰＵ１１に入力する。ＣＰＵ１１は、予め設定されている目標値と検出して得られたモニタ値を予め決められた演算式で比較・演算を実施し、ＰＷＭ信号のデューティ値を設定する値を算出する。

パルス発振器１２は、ＣＰＵ１１によって設定された設定値に従ったデューティ値を持つＰＷＭ信号を生成する。得られたＰＷＭ信号にてスイッチ回路２４をＯＮ／ＯＦＦし、昇圧トランス２１の２次側にＯＮ／ＯＦＦのデューティに従った出力を発生する。

発生した出力は、検出回路２３で検出し、上述した処理を繰り返すことでモニタ値が目標値に一致するようにデューティの増減制御を行なう。

また、特許文献２には、電圧検出部に抵抗値の異なる２個の抵抗と、それを切り替えるスイッチとを設け、スイッチによって抵抗値を切り替えることで制御上の精度を向上させた技術が開示されている。

特開２０００−１３４９２７号公報特開平９−３１９２６６号公報

しかしながら、上述したデジタル制御方式には以下に示す問題がある。第１に、出力モニタは検出回路２３で高圧を低圧に、−を＋に変換している。その際出力電圧のリップルや回路内でのノイズによりモニタ電圧にもノイズが発生する。また高圧電源部２０からＭＣＵ１０側にハーネスを通して送るため、その間でノイズが重畳することがある。それらのリップルはモニタの出力電圧に関係なくほぼ同じ電圧レベルのノイズが重畳することが多い。そのためモニタ電圧の絶対値が小さいほどノイズ(リップル)の影響を受けやすい。

第２に、出力モニター値をＡ／Ｄ変換器１３によりデジタル値に変換をしている。そのためアナログ制御と違いモニター値にはＡ／Ｄ変換器１３の能力による分解能があり端数は切り捨てられる。そのためモニタ電圧の絶対値が小さいほど切り捨てられる端数分の影響を受けやすい。

第３に、通常Ａ／Ｄ変換器１３は誤差を持っている(例えば下位２ビットの誤差)。そのため、例えば１０ビットのＡ／Ｄ変換器１３の場合、モニター値は０〜１０２３のデジタル値に変換されるが±４の誤差を持つことになる。この値はモニタ値の大小に係わらず変わらないのでデジタル値が小さくなればなるほどその誤差の影響が大きくなっていく。

以上のようにデジタル制御方式の高圧電源装置の場合、モニタ電圧が小さくなればなるほど様々な外乱等により精度が悪くなるという問題がある。

高圧電源においては、負荷のインピーダンス変動が大きいものに対して次のような問題点がある。例えば電力を印加する負荷が、画像形成装置に搭載された転写ロールのバイアストランスファロール（以下、ＢＴＲと表記する）の場合、環境によりインピーダンスが大きく変わる性質を持っている。高温多湿な場所では２０ＭΩ、低温乾燥の場所では２００ＭΩというように１０倍程変動することがある。

また、経時変化でもそのインピーダンスが変わる。そのため、ＢＴＲではあるタイミングで負荷測定(定電流制御の高圧電源装置である電流を印加し、その際の電源の出力電圧を電圧モニタにより測定しインピーダンスを計算する)を実施し、次からの印加電圧を決めている。

以上の点より高圧電源は広範囲の電圧可変範囲が求められている。例えば上述したＢＴＲの場合、印加する高圧電源は５００Ｖ〜６０００Ｖの可変範囲を持つものもある。その際、電圧モニタはＡ／Ｄ変換器の入力に適した電圧に設定する必要があり、例えば５Ｖｍａｘの場合は、出力６０００Ｖに対して電圧モニタを４Ｖになるように回路設計をする。５Ｖまで使用できないのは出力が６０００Ｖよりも大きくなった場合に判断できないため、マージンを持たせている。この場合、出力５００Ｖでは電圧モニター値は０．３３Ｖと非常に小さい値となり、上述した様々な外乱により精度が悪くなり、その結果出力５００Ｖでの制御が安定しないなどの問題がある。

また、特許文献２では、スイッチによって抵抗値を切り替える方法を提案しているが、スイッチの種類について言及していない。メカ的なスイッチであれば寿命及びその精度（チャタリングなど）が悪くまたコストも高い。また、半導体スイッチの場合はコストが非常に高くなるという欠点がある。また、スイッチの切替え（抵抗値の変更）は、出力停止時にしか出来ないという使用上の制約がある。さらに、スイッチを切り替えるための制御信号が必要となり、ＭＣＵ側のコストアップになる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、安価な方法で精度よく電圧制御することができるスイッチング電源装置、画像形成装置及び電源制御方法を提供することを目的とする。

かかる目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、直流電源から供給される直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子によりスイッチングされた電圧を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランスの２次側出力電圧を整流して平滑し、負荷に供給電圧として供給する整流・平滑化回路と、直列に接続された第１抵抗と第２抵抗とを備え、前記整流・平滑回路の出力電圧を分圧する第１分圧回路と、直列に接続された第３抵抗と第４抵抗とを備え、前記第１分圧回路の出力電圧を分圧する第２分圧回路と、前記第１分圧回路の出力する第１モニタ電圧と、前記第２分圧回路の出力する第２モニタ電圧とをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路でＡ／Ｄ変換された前記第１モニタ電圧と前記第２モニタ電圧とを入力し、前記負荷に供給する供給電圧の目標電圧が、前記負荷に供給可能な電圧範囲のうちの低電圧側の第１の電圧範囲内にあるのか、高電圧側の第２の電圧範囲にあるのかを判定し、前記目標電圧が前記第１の電圧範囲内にある場合に、前記第２モニタ電圧を選択して前記目標電圧との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成し、前記目標電圧が前記第２の電圧範囲内にある場合に、前記第１モニタ電圧を選択して前記目標電圧との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成する制御手段とを有することを特徴としている。
本発明によれば、モニタする電圧範囲が異なる２つのモニタ電圧を生成することができる。従って、負荷に供給する電圧の目標電圧と、モニタ電圧の電圧範囲とに基づいて最適なモニタ電圧を選択し、選択したモニタ電圧に基づいてスイッチング素子を制御する制御信号を生成することができる。

本発明のスイッチング電源装置は、直流電源から供給される直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子によりスイッチングされた電圧を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランスの２次側出力電圧を整流して平滑し、負荷に供給する整流・平滑化回路と、直列に接続された第５抵抗と第６抵抗とを備え、前記整流・平滑回路の出力電流に応じた電圧を分圧する第３分圧回路と、直列に接続された第７抵抗と第８抵抗とを備え、前記第３分圧回路の出力電圧を分圧する第４分圧回路と、前記第３分圧回路の出力する第１電流モニタ電圧と、前記第４分圧回路の出力する第２電流モニタ電圧とをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路でＡ／Ｄ変換された前記第１電流モニタ電圧と前記第２電流モニタ電圧とを入力し、前記負荷に供給する供給電流の目標電流が、前記負荷に供給可能な電流範囲のうちの低電流側の第１の電流範囲内にあるのか、高電流側の第２の電流範囲にあるのかを判定し、前記目標電流が前記第１の電流範囲内にある場合に、前記第２電流モニタ電圧を選択して前記目標電流に応じた電圧値との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成し、前記目標電流が前記第２の電流範囲内にある場合に、前記第１モニタ電圧を選択して前記目標電流に応じた電圧値との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成する制御手段とを有することを特徴としている。
本発明によれば、モニタする電流範囲が異なる２つの電流モニタ電圧を生成することができる。従って、負荷に供給する電圧の目標電流と、電流モニタ電圧の電流範囲とに基づいて最適な電流モニタ電圧を選択して、選択した電流モニタ電圧に基づいてスイッチング素子を制御する制御信号を生成することができる。

本発明は、安価な方法で常時低圧側から高圧側の状態を検出し、またその間をまたぐ電位変動等も精度よく制御できる。

添付図面を参照しながら本発明の最良の実施例を説明する。

まず、図３を参照しながら本実施例の構成を説明する。本実施例のスイッチング電源装置は、負荷４６に供給する高圧電力を生成する高圧電源部４０と、所定の直流電圧を生成する直流電源３４と、装置全体の動作を制御する主制御部３０とを備え、画像形成装置に搭載されている。

高圧電源部４０は、昇圧トランス４１、整流平滑回路４２、電圧検出回路４３、電流検出回路４４、スイッチ回路４５を備えている。

昇圧トランス４１の1次巻線側の一端には、スイッチ回路４５の出力端が接続されており、もう一端には直流電源３４の出力端が接続されている。直流電源３４によって生成した直流電圧Ｖｉｎは、昇圧トランス４１の1次巻線に印加される。

また昇圧トランス４１の２次巻線の端子は、整流平滑回路４２の入力端に接続されている。更に、整流平滑回路４２の３つの出力端のうち２つの出力端は各々電圧検出回路４３、電流検出回路４４の入力端に接続されている。

電圧検出回路４３は、それぞれＳ／Ｎ比の違う２種類のモニタＶｍｏｎ１，Ｖｍｏｎ２を出力しており、電流検出回路４４もそれぞれＳ／Ｎ比の違う２種類のモニタＩｍｏｎ１，Ｉｍｏｎ２を出力している。

主制御部３０は、ＣＰＵ３１と、パルス発振器３２と、Ａ／Ｄ変換器３３とを備えており、更にＣＰＵ３１は演算器（不図示）を備えている。

ＣＰＵ３１の出力端はパルス発振器３２の入力端に、ＣＰＵ３１の入力端はＡ／Ｄ変換器３３の出力端に、パルス発振器３２の出力端はスイッチ回路４５の入力端に各々接続されている。従って、スイッチ回路４５にはパルス発振器３２によって生成したＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を入力することができる。

また、Ａ／Ｄ変換器３３の４つの入力端には各々電圧検出回路４３からの２Ｌｉｎｅ、電流検出回路４４からの２Ｌｉｎｅの出力端が接続されている。従って、ＣＰＵ３１には電圧検出回路によって生成した電圧モニタ信号が示す電圧モニタ値（Ｖｍｏｎ１，Ｖｍｏｎ２）と、電流検出回路によって生成した電流モニタ信号が示す電流モニタ値（Ｉｍｏｎ１，Ｉｍｏｎ２）とをデジタル値として入力することができる。

図４に、図３に示すスイッチング電源装置の回路図を示す。昇圧トランスＴ１の一次側は、一方を直流電源３４に接続し、電圧Ｖｉｎを印加されている。また昇圧トランスＴ１のもう一方の入力端は、スイッチ素子Ｑ１に接続されている。

スイッチ素子Ｑ１は主制御部３０からＰＷＭ信号（ＰＷＭ）を入力し、ＰＷＭ信号によってＯＮ／ＯＦＦを切り替える。それに伴い昇圧トランスＴ１の１次巻線に印加される直流電圧がスイッチングされ、２次巻線側に昇圧された交流電圧が誘起される。交流電圧は、ダイオードＤとコンデンサＣとからなる整流平滑回路４２により整流平滑され、負荷４６へと供給される。ここでは出力電圧は０〜６０００Ｖまで出力する回路とする。

電圧検出回路４３は、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ１及び可変抵抗（ボリウム）ＶＲ１との分圧で高圧から低圧へと変換している。その後バッファ５１を介して主制御部３０内のＡ／Ｄ変換器３３に接続されるＶｍｏｎ２と、分圧後バッファ５１、５２を介した後、抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ３及び可変抵抗ＶＲ３とで分圧し、Ａ／Ｄ変換器３３に接続されるＶｍｏｎ１がある。ここではＶｍｏｎ２は出力が＋３０００Ｖの時に５Ｖになるように抵抗Ｒ１、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ１の定数を決める。またＶｍｏｎ１は出力が＋６０００Ｖの時４．５Ｖになるように抵抗Ｒ２、Ｒ３、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ３の定数を決める。この関係を図６に示す。

電流検出回路４４は、正出力のためＯＰアンプＵ１を介して抵抗Ｒ５と可変抵抗（ボリウム）ＶＲ５を流れる電流を低電圧に変換している。その後、主制御部３０内のＡ／Ｄ変換器３３に接続されるＩｍｏｎ２と、変換後、バッファ５４を介した後、抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ７及び可変抵抗ＶＲ７とで分圧し、Ａ／Ｄ変換器３３に接続されるＩｍｏｎ１がある。ここではＩｍｏｎ２は出力が＋５０μＡの時４Ｖになるように抵抗Ｒ５、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ５の定数を決める。またＩｍｏｎ１は出力が＋７００μＡの時４．５Ｖになるように抵抗Ｒ６、Ｒ７、可変抵抗（ボリウム）ＶＲ７の定数を決める。この関係を図７に示す。

なお、回路構成として、図５に示すように電圧検出回路４３の検出電圧を分圧する回路５５を主制御部３０側に設けたものであってもよい。同様に電流検出回路４４の検出電流に対応する電圧を分圧する回路５６を主制御部３０側に設けてもよい。

次にスイッチング電源装置の動作について説明する。ここでは高圧電源は正出力の定電圧制御を行ない、また負荷測定時には正出力の定電流制御を行う場合について説明する。まずは、図８に示すフローチャートを参照しながら定電圧制御時の動作を説明する。なお、ここでは出力電圧が５００〜２５００ＶまではＶｍｏｎ２、２５００〜６０００ＶまではＶｍｏｎ１を用いて制御を行なう場合について説明する。まず、ＣＰＵ３１は、出力電圧の目標値Ｖｔａｒｇｅｔ（以下、Ｖｔａｒと表記する）（デジタル値で０〜９２１）を受取る。スイッチング電源装置を画像形成装置に搭載している場合には、画像形成装置全体の動作を司るＭＣＵによって設定された目標値Ｖｔａｒを受け取る。また、図示しない表示操作装置からオペレートしてもよい（ステップＳ１）。

次に、ＣＰＵ３１は、受取った出力目標値Ｖｔａｒが「３８４」（２５００Ｖに対応したデジタル値）よりも大きいか小さいかの判断を行う（ステップＳ２）。Ｖｔａｒが「３８４」よりも大きい場合（ステップＳ２／ＹＥＳ）、ＣＰＵ３１は、目標モニタ値に出力電圧の目標値Ｖｔａｒをそのまま設定し（ステップＳ３）、Ｖｍｏｎ１を取り込む（ステップＳ４）。また、Ｖｔａｒが「３８４」よりも小さい場合には（ステップＳ２／ＮＯ）、出力電圧の目標値Ｖｔａｒを２．２２倍した値を目標モニタ値として設定し（ステップＳ８）、Ｖｍｏｎ２を取り込む（ステップＳ９）。

次に、ＣＰＵ３１は、目標モニタ値と、Ｖｍｏｎ１又はＶｍｏｎ２を比較し、予め決められた制御アルゴリズムに従ってＰＷＭ信号をオンさせるデューティ比を決定する（ステップＳ５）。この制御アルゴリズに関しては、特開２０００−１３４９２７号公報に開示がある。

ＣＰＵ３１は、決定した信号オンのデューティ比に従ったＰＷＭ信号をパルス発振器３２により発生させる（ステップＳ６）。スイッチ回路４５は、ＰＷＭ信号のデューティに従ってＯＮ／ＯＦＦを切り替え、それに伴った出力電圧が発生する。

このように本実施例では出力電圧をモニタするＶｍｏｎを２種類にわけ、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の検出値を出力するようにしたことで、５００〜２５００Ｖの間のモニタ電圧の値を大きく取ることが可能となり、ノイズやＡ／Ｄ変換器３３の誤差などの外乱による変動の影響を小さくすることが可能となった。

次に、図９及び図１０に示すフローチャートを参照しながら電源が電力を共有する出力負荷４６のインピーダンス測定（以下、負荷測定とも呼ぶ）時の動作手順を説明する。なお、ここでは、定電流制御を３４μＡで実施し、その際の出力電圧を５００〜２５００ＶまではＶｍｏｎ２、２５００〜６０００ＶまではＶｍｏｎ１を取り込んで負荷測定を行う場合について説明する。

まず、ＣＰＵ３１は、出力電流の目標値（デジタル値で０又は５５７）を受取る。スイッチング電源装置を画像形成装置に搭載している場合には、画像形成装置全体の動作を司るＭＣＵによって設定された目標値を受け取る。また、図示しない表示操作装置からオペレートしてもよい（ステップＳ１１）。

次にＣＰＵ３１は、受け取った出力目標値が「５５７」（３４μＡに対応したデジタル値）の場合、目標モニタ値に「５５７」をセットする（ステップＳ１２）。次に、ＣＰＵ３１は、サンプリング回数をカウントするカウント値ｉを１に設定し（ステップＳ１３）、Ｉｍｏｎ２をＡ／Ｄ変換器３３から取り込む（ステップＳ１４）。ＣＰＵ３１は、取り込んだＩｍｏｎ２を目標モニタ値と比較して予め決められた制御アルゴリズムに従ってＰＷＭ信号の信号オンのデューティ比を決定する（ステップＳ１５）。なお、制御アルゴリズムに関しては、特開２０００−１３４９２７号公報に開示がある。次に、ＣＰＵ３１は、決定した信号オンデューティ比に従うＰＷＭ信号をパルス発振器３２から発生させる（ステップＳ１６）。ＰＷＭ信号のデューティ比に従ってスイッチ回路４５は、ＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、それに伴った出力電流が発生する。

この制御を繰り返している間に所定のサンプリング時間で電圧検出を行い、負荷測定を行なう（ステップＳ１７）。この手順を図１０に示すフローチャートを参照しながら説明する。まずＣＰＵ３１は、Ｖｍｏｌ１を読み込み（ステップＳ２１）、その値が「３８４」よりも大きい場合は（ステップＳ２２／ＹＥＳ）、Ｖｍｏｎ１の値をそのまま取り込み、ある所定の負荷測定プログラムにて負荷測定を行う（ステップＳ２３）。また、読み込み値が「３８４」よりも小さい時は（ステップＳ２２／ＮＯ）、Ｖｍｏｎ２を読み込み（ステップＳ２４）、ある所定の負荷測定プログラムにて負荷測定を行う（ステップＳ２５）。出力負荷４６のインピーダンスを測定する。

負荷測定が終了すると、サンプリング回数ｉを１インクリメントし（ステップＳ１８）、ｉの値が６０を超えるまでこの処理を繰り返し行なう（ステップＳ１９）。

このように本実施例では出力電圧をモニタするＶｍｏｎを２種類にわけ、検出感度の異なる少なくとも２種類以上の検出値を出力するようにしたことで、５００〜２５００Ｖの間のモニタ電圧の値を大きくとることが可能となり、ノイズやＡ／Ｄ変換器３３の誤差などの外乱による変動の影響を小さくすることが可能となり、負荷測定の精度向上になる。

なお、上述した実施例は本発明の好適な実施例である。但し、これに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施可能である。

従来のアナログ制御方式の高圧電源装置の構成を示す図である。従来のデジタル制御方式の高圧電源装置の構成を示す図である。本発明のスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。図３に示すスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置の他の構成を示す回路図である。電圧検出回路４３から出力される電圧モニタ値を示す図である。電流検出回路４４から出力される電流モニタ値を示す図である。定電圧制御の手順を示すフローチャートである。負荷測定時の手順を示すフローチャートである。負荷測定モードの手順を示すフローチャートである。

符号の説明

２、２１、４１昇圧トランス
３、２２整流回路
４、２３検出回路
５制御回路
６、２４、４５スイッチ回路
７Ｄ／Ａ変換器
８ＯＮ／ＯＦＦ判定回路
９、２５、４６出力負荷
１０ＭＣＵ
１１、３１ＣＰＵ
１２、３２パルス発振器
１３、３３Ａ／Ｄ変換器
４２整流平滑回路
４３電圧検出回路
４４電流検出回路

Claims

直流電源から供給される直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子によりスイッチングされた電圧を昇圧する昇圧トランスと、
前記昇圧トランスの２次側出力電圧を整流して平滑し、負荷に供給電圧として供給する整流・平滑化回路と、
直列に接続された第１抵抗と第２抵抗とを備え、前記整流・平滑回路の出力電圧を分圧する第１分圧回路と、
直列に接続された第３抵抗と第４抵抗とを備え、前記第１分圧回路の出力電圧を分圧する第２分圧回路と、
前記第１分圧回路の出力する第１モニタ電圧と、前記第２分圧回路の出力する第２モニタ電圧とをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路でＡ／Ｄ変換された前記第１モニタ電圧と前記第２モニタ電圧とを入力し、前記負荷に供給する供給電圧の目標電圧が、前記負荷に供給可能な電圧範囲のうちの低電圧側の第１の電圧範囲内にあるのか、高電圧側の第２の電圧範囲にあるのかを判定し、前記目標電圧が前記第１の電圧範囲内にある場合に、前記第２モニタ電圧を選択して前記目標電圧との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成し、前記目標電圧が前記第２の電圧範囲内にある場合に、前記第１モニタ電圧を選択して前記目標電圧との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成する制御手段とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
直流電源から供給される直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子によりスイッチングされた電圧を昇圧する昇圧トランスと、
前記昇圧トランスの２次側出力電圧を整流して平滑し、負荷に供給する整流・平滑化回路と、
直列に接続された第５抵抗と第６抵抗とを備え、前記整流・平滑回路の出力電流に応じた電圧を分圧する第３分圧回路と、
直列に接続された第７抵抗と第８抵抗とを備え、前記第３分圧回路の出力電圧を分圧する第４分圧回路と、
前記第３分圧回路の出力する第１電流モニタ電圧と、前記第４分圧回路の出力する第２電流モニタ電圧とをＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路でＡ／Ｄ変換された前記第１電流モニタ電圧と前記第２電流モニタ電圧とを入力し、前記負荷に供給する供給電流の目標電流が、前記負荷に供給可能な電流範囲のうちの低電流側の第１の電流範囲内にあるのか、高電流側の第２の電流範囲にあるのかを判定し、前記目標電流が前記第１の電流範囲内にある場合に、前記第２電流モニタ電圧を選択して前記目標電流に応じた電圧値との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成し、前記目標電流が前記第２の電流範囲内にある場合に、前記第１モニタ電圧を選択して前記目標電流に応じた電圧値との差分を求め、求めた差分に基づいて前記スイッチング素子をスイッチングする制御信号を生成する制御手段とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。