KR101285578B1

KR101285578B1 - 전원 공급 제어기를 형성하는 방법, 및 배터리 충전기

Info

Publication number: KR101285578B1
Application number: KR1020097018727A
Authority: KR
Inventors: 프랑소와 레흐밋
Original assignee: 세미컨덕터 콤포넨츠 인더스트리즈 엘엘씨
Priority date: 2007-03-19
Filing date: 2007-03-19
Publication date: 2013-07-15
Also published as: WO2008115231A1; CN101611534B; TWI414123B; US7986536B2; KR20100014943A; TW200840174A; CN101611534A; US20090303757A1; HK1139518A1

Abstract

일 실시예에서, 스위칭 제어기는 트랜스포머의 2차 권선을 통한 전류 흐름을 나타내는 신호를 형성하기 위하여 트랜스포머의 보조 권선 전압을 이용한다.

전원 공급 제어기, 배터리 충전기, 제로 크로싱, 전류 감지 신호, 의사 발생기, 감쇠 레이트, 샘플링 회로, 에러 증폭기

Description

전원 공급 제어기를 형성하는 방법, 및 배터리 충전기{METHOD OF FORMING A POWER SUPPLY CONTROLLER, AND A BATTERY CHARGER}

본 발명은 일반적으로, 전자공학에 관련되며, 더욱 상세하게는, 반도체 장치들 및 구조체를 형성하는 방법들에 관한 것이다.

과거에는, 트랜스포머(transformer)의 1차측을 통한 전류 흐름을 제어함으로써 트랜스포머의 2차측에서의 출력 전압을 제어하는 전원 공급 제어기들을 형성하기 위하여 다양한 구성들이 사용되었다. 일부 경우들에서는, 출력 전압의 값을 감지하고, 1차측을 통한 전류를 제어하기 위해서 사용되었던 피드백 신호를 형성하기 위하여, 광 결합기(optical coupler)가 활용되었다. 그러나, 이것은 시스템의 비용을 증가시켰다. 다른 경우들에서, 트랜스포머는 보조 권선을 포함하였고, 전압이 트랜스포머의 1차측으로부터 상기 보조 권선(auxiliary winding)으로 유도되었다. 트랜스포머의 1차측에 연결된 전원 공급 제어기를 제어하기 위하여 보조 권선에서의 신호들이 사용되었다. 이러한 하나의 제어 회로는 2006년 9월 5일에 Reinhard 등에 제출된 미국특허 제7,102,899호에 기재된다. 이러한 이전의 회로들에 대한 문제점은 제어 신호로서 보조 권선을 사용할 경우의 출력 전압 조정의 정확성이었다. 일반적으로, 2차 권선으로의 직접 연결 없이, 2차 전류 값을 제한하는 것은 어렵다.

따라서, 시스템 비용을 감소시키고, 피드백 신호를 형성하기 위하여 광 결합기를 활용하지 않으며, 정확성을 향상시키는 제어 방법을 가지는 것이 바람직하다.

예시의 간결함 및 명료함을 위하여, 도면들 내의 엘리먼트들은 반드시 실제치수일(scale) 필요는 없고, 상이한 도면들 내의 동일한 참조 번호는 동일한 엘리먼트들을 나타낸다. 추가적으로, 잘 알려진 단계들 및 엘리먼트들의 설명들 및 상세 설명들은 설명의 간결함을 위하여 생략된다. 본 명세서에 사용되는 바와 같이, 전류 운반 전극은 MOS 트랜지스터의 소스(source) 또는 드레인(drain), 또는 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)의 이미터(emitter) 또는 콜렉터(collector), 또는 다이오드의 캐소드(cathode) 또는 애노드(anode)와 같은 장치를 통하여 전류를 운반하는 장치의 엘리먼트를 의미하고, 제어 전극은 MOS 트랜지스터의 게이트(gate) 또는 바이폴라 트랜지스터의 베이스(base)와 같은 장치를 통하여 전류를 제어하는 장치의 엘리먼트를 의미한다. 본 명세서에서 장치는 특정 N-채널 또는 P-채널 장치들로서 설명되지만, 당업자는 본 발명에 따라 보조 장치들도 가능하다는 점을 인식할 것이다. 본 명세서에서 사용되는 ~ 동안(during), ~하는 동안(while), 및 ~ 때(when)의 단어들은 정확한 기간이 아니라는 점이 당업자들에 의해 인식될 것이고, 상기 정확한 기간은 동작이 초기 동작에 따라 즉시 발생하지만 초기 동작에 의해 시작되는 반응 사이의 전파 지연(propagation delay)과 같은 어떤 작지만 합당한 지연이 있을 수 있음을 의미한다. 용어 "실질적으로"의 사용은 엘리먼트의 값이 진술된 값 또는 위치에 매우 근접할 것으로 기대되는 파라미터를 갖는 것을 의미한다. 그러나, 해당 기술에서 잘 알려진 바와 같이, 값들 또는 위치들이 진술된 것들과 엄밀하게 되는 것을 방해하는 근소한 차이들(minor variances)이 항상 존재한다. 약 10 퍼센트(10 %)까지의 차이들은 개시된 것처럼 엄밀한 이상적인 목표와의 합리적인 차이들로서 간주됨은 본 기술 분야에서 잘 확립되어 있다.

도 1은 본 발명에 따라 전원 공급 시스템의 일부에 대한 일 실시예를 개략적으로 예시한다.

도 2는 본 발명에 따라 도 1의 시스템의 일부 신호들을 그래픽적으로 예시하는 그래프이다.

도 3은 본 발명에 따라 도 1의 전원 공급 시스템의 일부를 포함하는 반도체 장치의 확대 평면도를 개략적으로 예시한다.

도 1은 준-공진 플라이백(quasi-resonant flyback) 구성으로 연결되는 전원 공급 시스템(10)의 일부에 대한 일 실시예의 바람직한 형성을 개략적으로 예시한다. 시스템(10)은 전원 입력(power input)(11)과 전원 리턴(power return)(12) 사이의 DC 전압과 같은 전원을 수신하고, 배터리(24)를 충전하도록 다양한 어플리케이션들에 사용되는 조정된 출력 전압을 형성한다. 시스템(10)의 트랜스포머(17)는 1차측 인덕터(inductor) 또는 권선(18), 2차측 인덕터 또는 권선(19), 및 보조 인 덕터 또는 보조 권선(21)을 갖는다. 출력(13)과 출력 리턴(14) 사이의 조정된 출력 전압을 형성하기 위하여 2차 권선(19)이 활용된다. 부하 전류 또는 2차 전류(20)는 권선(19)를 통하여 흐른다. 정류 다이오드(rectifier diode)(22) 및 커패시터(23)는 권선(19)에 의해 형성된 전압들을 정류하고, 실질적으로 DC 출력 전압을 형성하기 위하여 사용된다. 출력(13)과 리턴(14) 사이의 출력 전압 값을 조정하기 위하여, 트랜지스터(36)와 같은 전원 스위치의 스위칭을 제어하기 위해서 시스템(10)의 스위칭 전원 공급 제어기(switching power supply controller)(40)가 활용된다. 트랜지스터(36)로부터 전류(35)를 수신하고, 인덕터(18)를 통하여 전류(35) 값을 제한하기 위해서 활용되는 노드(38) 상의 전류 제어(CC) 신호를 형성하기 위하여 전류 감지 저항기(current sense resistor)(37)가 연결된다.

트랜지스터(36)의 스위칭은 권선(21)의 단자(27) 상의 보조(AX) 전압을 유도하고, 권선(21)을 통하여 흐르는 보조 전류(26)를 유도한다. AX 전압을 수신하고, 제어기(40)를 동작시키기 위해서 활용되는 전원 단자(30)와 리턴(12) 사이의 동작 전압을 형성하기 위하여 다이오드(28) 및 커패시터(29)가 연결된다. 저항기(32) 및 커패시터(33)는 단자(27)로부터 보조(AX) 전압을 수신하고, 출력(34)에서의 소자(demagnetization) 또는 Dmag(DM) 신호를 형성한다. Dmag(DM) 신호의 값 및 파형은 실질적으로 권선(21)을 거친 전압의 파형 및 값과 동일하지만, 저항기(32) 및 커패시터(33)의 시간 상수에 의해 시간 지연된다.

트랜스포머(17)의 모든 권선들이 함께 자기적으로 결합되므로, 권선들(19 및 21)은 형상은 서로 동일하지만 그들의 각 권선(turns) 수에 비례하는 값을 갖는 전 압을 각각 생성한다. 이와 같이, 권선(21) 상의 전압을 조정하는 것은 권선(19) 상의 전압을 조정하는 결과가 된다. 유효 출력 전압은 다이오드(22)의 순방향 전압 드롭(forward voltage drop)을 뺀 권선(19)에서 발생된 전압과 동일하다. 따라서, 시스템(10)은 목표 값 주변의 값의 범위 내에서 출력 전압 값을 목표 값으로 조정한다. 예컨대, 목표 값은 10 볼트(10 V)일 수 있고, 값들의 범위는 5 볼트 주변에서 플러스 또는 마이너스 5 퍼센트(5 %)일 수 있다.

제어기(40)는 시스템(10)의 1차측에 연결되고, 제어기(40)의 전압들은 1차측을 기준으로 한다. 출력 전압 값을 결정하고, 출력 전압을 조정하기 위하여, 스위칭 제어기(40)는 보조 권선(21)으로부터 보조 (AX) 전압을 수신하고, 전류(20)의 값 및 파형을 나타내는 노드(81) 상의 의사 전류 감지 (PS) 신호를 발생하도록 구성된다. 제어기(40)가 보조 전압의 값을 샘플링하고, 출력 전압의 값을 결정하는 시간을 제어하기 위하여 의사 전류 감지 (PS) 신호가 활용된다. 게다가, 제어기(40)가 출력 전압 값을 조정하는 것을 돕는 에러 신호 (ES)를 형성하기 위하여 보조 전압의 샘플링된 값이 활용된다. 또한, 의사 전류 감지 (PS) 신호를 형성하기 위하여 에러 신호 (ES)가 사용된다. PS 신호를 발생하는 것은 제어기(40)가 2차 권선(19)에 직접 연결되지 않고, 또는 전기적으로 2차 권선(19)을 기준으로 하지 않고 출력 전압을 조정할 수 있게 한다.

전압 입력(41) 및 전압 리턴(42)을 통하여 단자(30) 및 리턴(12)으로부터 전압을 수신하기 위하여 제어기(40)가 연결된다. 일반적으로, 입력(41) 및 리턴(42)은 단자(30) 및 리턴(12)에 각각 연결된다. 또한, 제어기(40)는 보조 (AX) 전압을 수신하기 위하여 연결된 피드백 (FB) 입력(43), 트랜지스터(36)를 제어하기 위하여 연결된 출력(45), 전류 제어 (CC) 입력(46), Dmag (DM) 입력(44), 및 감지 입력(47)을 포함한다. DM 신호를 수신하기 위하여 Demag (DM) 출력(34)에 일반적으로 입력(44)이 연결된다. 외부 저항기(16)를 통하여 AX 전압을 수신하기 위하여 입력(47)이 연결된다.

제어기(40)의 스위칭 제어 섹션(50)은 비교기(51), 스위칭 제어 래치(54), 버퍼 드라이버 또는 버퍼(61), 히스테리시스 비교기(hysteresis comparator)(58), 및 기준 전압 발생기 또는 기준(reference) 또는 ref(59)을 포함한다. 제어기(40)의 신호 프로세싱 섹션은 보조 (AX) 샘플링 회로(66), 의사 신호 발생기 회로(65), 및 에러 증폭기(74)를 포함하고, 에러 증폭기(74)는 저항기(75) 및 커패시터(78)를 포함하는 주파수 보상 컴포넌트들 외에, 피드백 및 이득 제어 저항기들(76 및 77)을 포함한다. 저항기(75) 및 커패시터(78)는 시스템(10)의 동작을 안정시키기 위하여 사용되는 폴(pole)을 형성한다. 기준 발생기 회로 또는 ref(72)는 증폭기(74)에 기준 전압을 제공한다. AX 샘플링 회로(66)는 트랜지스터(68)와 같은 샘플링 스위치, 및 커패시터(67)와 같은 저장 소자를 포함한다. 의사 신호 발생기 회로(65)는 트랜지스터(80)와 같은 샘플링 스위치, 커패시터(86)와 같은 제 2 저장 소자, 감쇠 매칭 회로(decay matching circuit)(82), 네거티브 에지 검출기(negative edge detector)(73), 및 제로 크로싱 검출 회로(zero crossing detection circuit) 또는 제로 크로싱 검출기 또는 ZCD(87)를 포함한다. ZCD(87)는 비교기(88), 기준 발생기 또는 ref(89), 및 포지티브 에지 검출 회로(positive edge detection circuit) 또는 에지 검출기(90)를 포함한다. 감쇠 매칭 회로(82)는 전류 미러(current mirror) 연결된 트랜지스터들(83 및 84)에 의해 전류 미러 형성된 전류를 포함한다. 외부 전류 형상 저항기(16)는 회로(82)의 동작을 돕는다. 입력(41)과 리턴(42) 사이의 동작 전원을 수신하기 위하여 통상적으로 스위칭 제어 섹션(50), 증폭기(74), ZCD(87), 및 회로(65)와 같은 제어기(40)의 소자들이 연결된다.

도 2는 시스템(10)의 일부 신호들을 그래픽적으로 예시한 플롯들(plots)을 갖는 그래프이다. 가로 좌표(abscissa)는 시간을 표시하고, 세로 좌표(ordinate)는 예시된 신호의 증가 값을 표시한다. 플롯(91)은 노드(62) 상의 스위칭 제어 (SC) 신호를 예시한다. 플롯(92)은 2차 권선(19)을 통한 전류(20)를 예시한다. 플롯(93)은 단자(27) 상의 AX 전압을 예시한다. 플롯(94)은 에지 검출기(73)의 출력에서의 전달 (TR) 신호를 예시한다. 플롯(95)은 노드(81) 상의 PS 신호를 예시하고, 플롯(96)은 에지 검출기(90)의 출력에서의 샘플링 신호 (SP)를 예시한다. 이러한 설명은 도 1 및 도 2에 관련한다.

동작 중에, 부하 전류(20)가 다이오드(22)를 통하여 흐르므로, 다이오드(22)를 거친 전압 드롭은 출력 전압이 전류(20)의 값에 의존하도록 한다. 따라서, 보조 전압 및 DM 신호는 다이오드(22)를 거친 전압의 값만큼 출력 전압과 상이하다. 전류(20)의 큰 값들에 대하여, 다이오드(22)를 거친 드롭도 크고, 전류(20)의 값이 감소하는 만큼 다이오드(22)를 거친 순방향 드롭도 감소한다. 다이오드(22)의 전류(20)가 실질적으로 0에 도달한다는 점에서, 다이오드(22)를 거친 순방향 드롭은 다이오드(22)의 최소 순방향 전압에 있고, 다이오드(22)를 거친 전압은 다이오드(22)의 최소 순방향 드롭에서 실질적으로 일정하게 된다. 이러한 점에서, AX 전압의 값은 다이오드(22)를 거친 순방향 드롭의 일정 값을 더하여 출력 전압을 나타낸다. 따라서, 출력 전압을 나타내기 위하여 AX 전압 값이 피드백 신호로서 사용될 수 있다. 제어기(40)는 AX 전압을 샘플링하기 위하여 샘플링 (SP) 신호를 사용하고, 전류(26)의 값이 실질적으로 0인 경우에 커패시터(67)에서 샘플링된 신호를 형성한다. AX 전압이 권선(19) 상의 전압에 비례하고, 동일한 파형을 가지므로, AX 전압은 전류(20)가 실질적으로 0인 경우에 샘플링된다. 샘플링된 신호는 전류(20)의 값이 실질적으로 0인 경우에 보조 (AX) 전압과 그에 따른 출력 전압의 값을 나타낸다. 에러 증폭기(74)는 출력 전압의 값과 출력 전압의 소망값 사이의 편차를 나타내는 에러 신호(ES)를 형성하기 위해 커패시터(67)로부터 샘플링된 값을 사용한다. 스위칭 제어 섹션(50)은 스위칭 제어(SC) 신호를 형성하고 트랜지스터(36)를 제어하기 위해 ES 신호를 사용한다. 스위칭 제어 신호 (SC)가 로우(low)가 되어 트랜지스터(36)를 디스에이블(disable)하는 경우, 의사 신호 발생기 회로(65)는 커패시터(86)에 에러 (ES) 신호 값을 저장한다. 감쇠(decay) 회로(82)는 전류(20)가 감쇠(decay)하는 레이트(rate)와 실질적으로 동일한 레이트로 커패시터(86)를 방전해서, PS 신호의 값 및 파형은 전류(20)의 값 및 파형에 비례한다.

스위칭 제어 (SC) 신호가 트랜지스터(36)를 인에이블(enable)하도록 하이(high)가 되는 동안, 전류(35)는 인덕터(18)를 통해 흐른다. 설명을 위하여, 커패시터(67)가 AX 전압 값에 비례하는 값을 사전에 저장하였다고 가정하자. 에러 증폭기(74)는 저장된 값을 수신하고, 출력 전압과 출력 전압의 소망값 사이의 편차를 나타내는 에러 신호(ES)를 형성한다. ES 신호의 값은 커패시터(78)에 저장된다. 제어기(50)는 트랜지스터(36)를 디스에이블하기 위한 제어기(50)에서의 전류(35)의 적정 값을 결정하기 위하여 ES 신호를 CC 신호와 비교한다. 어떤 지점에서, ES 및 CC 신호들의 값이 교차하고, 비교기(51)의 출력이 하이가 되어 래치(54)를 리셋한다. 래치(54)로부터의 로우(low)는 트랜지스터(36)를 디스에이블하게 하는 것을 시작하고 전류(35)를 억제하도록, 시간(T0)에서 플롯(91)에 의해 예시된 바와 같이, SC신호를 로우가 되게 한다. 전류(35)의 변화는 시간(T0)에서 플롯(92)에 의해 예시된 바와 같이, 전류(20)가 2차 권선(19)을 통하여 흐르도록 유도하고, 전류(26)가 보조 권선(21)을 통하여 흐르도록 유도한다. 또한, 전류(35)의 변화는 권선(19)을 거친 2차 전압을 유도한다. 다이오드(22) 및 커패시터(23)는 출력(13)과 리턴(14) 사이의 출력 전압을 형성하기 위하여 2차 전압을 정류 및 필터링한다. 또한, 플롯(93)에 의해 예시된 바와 같이, 전류(35)의 변화는 단자(27)와 리턴(12) 사이의 보조 (AX) 전압을 유도한다. 다이오드(28) 및 커패시터(29)는 단자(30) 상의 동작 전압을 형성하기 위하여 보조 전압을 정류 및 필터링한다. 저항기(32) 및 커패시터(33)는 보조 전압을 수신하고, 출력(34)과 리턴(12) 사이의 Demag (DM) 신호를 형성한다.

또한, 보조 (AX) 전압은 트랜지스터(83)를 통한 전류 흐름을 형성하는 트랜지스터(83)의 온-저항 및 저항기(16)의 저항을 거쳐 인가된다. 일반적으로, 저항 기(16) 및 보조 전압의 값이 트랜지스터(83)를 통한 전류 흐름의 값을 결정하도록, 저항기(16)의 값이 트랜지스터(83)의 온-저항보다 훨씬 더 높다. 트랜지스터(84)를 통한 전류(85)의 값이 트랜지스터들(83 및 84) 사이의 크기 비에 의해 트랜지스터(83)를 통한 전류의 값으로 비율화(ratio)되도록, 트랜지스터들(83 및 84)은 전류 미러 구성으로 연결된다. 따라서, 트랜지스터(84)를 통한 전류(85)는 AX 전압을 나타낸다. 커패시터(86)에 저장된 전압을 방전하기 위하여 전류(85)가 활용된다. 전류(85)가 AX 전압을 나타내므로, 노드(81)에서 형성된 의사 신호 (PS)는 전류(20)의 값 및 파형을 나타낸다. PS 신호가 전류(20)에 비례하므로, 의사 (PS) 신호는 시간(T1)에서 플롯들(92 및 95)에 의해 예시된 바와 같이 전류(20)가 0에 도달할 때와 실질적으로 동시에 0에 도달한다. PS 신호가 0에 도달하는 경우, 제로 크로싱 검출기(87)의 출력은 하이가 된다. 에지 검출기(90)는 비교기(88)로부터 상승 에지(rising edge)를 검출하고, 보조 (AX) 전압을 나타내고 그에 따라, 출력 전압을 나타내는 피드백 (FB) 신호를 트랜지스터(68)가 커패시터(67)에 저장할 수 있도록 하는 협 펄스(narrow pulse)를 형성한다. FB 신호는 저항기들(15 및 25)에 의해 구성된 전압 분배기에 의해 형성된다. 에러 증폭기(74)는 ES 신호를 형성하기 위하여 커패시터(67)에서의 샘플링된 신호를 사용한다. 에지 검출기(90)로부터의 펄스는 FB 신호의 값으로 커패시터(67)를 충전하기에 충분한 시간 동안 트랜지스터(68)를 인에이블할 만큼 충분히 넓다.

이후, Dmag (DM) 신호의 값이 기준(59)의 값보다 더 적은 값으로 감소할 경우, 비교기(58)의 출력은 하이가 되어서 래치(54)를 설정하고 스위칭 제어 (SC) 신 호를 다시 하이가 되게 한다. 하이인 SC 신호는 트랜지스터(36)를 인에이블하고, 전류(35)가 인덕터(18)를 통하여 다시 한번 흐르도록 한다. 트랜지스터(36)는 ES 신호가 래치(54)를 다시 리셋하는 CS 신호의 값과 교차할 때까지 인에이블로 유지된다. 래치(54)로부터의 로우가 되게 하는 신호(low going signal)는 에지 검출기(73)가 단 펄스(short pulse)를 형성하도록 하고, 단 펄스는 트랜지스터(80)가 커패시터(78)에 저장된 신호를 커패시터(86)로 다시 간단히 전달할 수 있게 한다.

의사 (PS) 신호와 전류(20) 사이의 관계는 다음의 수식들에 의해 나타낸다.

I20 = (I35_peak)/NP) - (((VO+VF)/LS)*Toff)

여기서,

I20 - 전류(20)의 값

I35_peak - 전류(35)의 피크 값

Np = N20/N18 - 권선(18)에 의해 분배된 권선(20)의 권선 비(turns ratio)

VO - 출력 전압의 값

VF - 다이오드(22)를 거친 순방향 전압

LS - 권선(19)의 인덕턴스(inductance), 및

Toff - 전류(20)가 0이 되는데 필요한 시간

트랜지스터(36)가 제어기(40)에 의해 턴오프(turn off)될 경우, 입력(46)에 서의 전류 제어 (CS) 신호의 값 및 에러 신호 (ES)의 값은 하기에 나타낸 바와 동일하다.

Ves = Vcc = R37*I35_peak

여기서,

Ves - 에러 신호 (ES)의 값

Vcc - 입력(46)에서의 전류 제어 신호 (CC)의 값, 및

R37 - 저항기(37)의 값

I35에 대한 Ves 수식을 풀어 I20에 대한 수식으로 치환하면 하기와 같다.

I20 = ((Ves/(R37*Np)) - (((VO+VF)/LS)*Toff)

트랜지스터(36)가 턴오프될 경우, AX 전압은 시간(T0)에 예시된 바와 같이 피크(peak)로 증가한다. 시간(T0)에서, 다이오드(22)를 거친 전압은 플롯(93)에 의해 예시된 바와 같이 최대 값에 있다. 전류(20)가 감소하는 만큼, 다이오드(22)를 거친 전압이 감소한다. AX 전압은 다이오드(22)에 의해 발생된 변화를 갖지 않아서, AX 전압은 권선(19)을 거친 전압보다 더 높은 값에서 시작한다. 전류(85)가 AX 전압으로부터 형성되므로, 커패시터(86)에 저장된 전압은 하기의 식에 따라 감 쇠를 시작한다.

PS = Ves - (I85/C86)*T

전류(85)는 하기와 같이 표현될 수 있다.

I85 = Vax/R16*SR83

그리고, Vax는 하기와 같이 표현될 수 있다.

Vax = (N₂)(Vo+VF)

여기서,

PS - PS 신호 값

I85 - 트랜지스터(84)를 통한 전류(85)의 값

C86 - 커패시터(86)의 값

T - 커패시터(C86)를 방전하는 시간

Vax - 단자(27) 상의 AX 전압 값

SR(83) - 트랜지스터들(83 및 84) 사이의 크기 비, 및

N2 - 권선들(19 및 21) 사이의 권선 비(N19/N21)

Vax에 대한 수식을 I85에 대한 수식으로 치환하고, I85에 대한 수식을 PS에 대한 수식으로 치환하면 하기와 같다.

PS = Ves - ((N2(VO+VF))/(R16*C86)).

PS의 상기 수식 및 공통 항 Ves에 대한 I19의 수식을 풀고, 상기 수식들이 서로 동일하도록 설정하면 하기와 같다.

((R37*Np)/(R16*C86)) = (1/L19)

PS 신호를 제어하도록 선택되는 외부 컴포넌트들에 대한 상기 수식을 풀면 하기와 같다.

R16*C86 = R37*Np*L19

일반적으로, 권선 비의 값들 및 트랜스포머(17)의 인덕턴스는 선택하기가 어렵다. 따라서, PS 신호에 대하여 희망하는 행동(behavior)을 제공하기 위하여, 커패시터(86)의 값 및 저항기들(16 및 37)의 값이 선택될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 제어기(40)는 반도체 다이(semiconductor die)에 형성되고, 커패시터(86)는 동일한 반도체 다이에 형성된다. 이러한 바람직한 실시예에서, PS 신호의 값 및 파형을 전류(20)의 값 및 파형에 실질적으로 비례하게 만들기 위해서 시스템(10)의 동작을 제어하고, 상기 수식을 균형있게 만들기 위하여, 저항기들(16 및 37)의 값이 선택될 수 있다. 이것은 출력 전압의 값을 조정하기 위하여 실질적으로 전류(20)의 제로 크로싱에서 출력 전압의 값을 사용하는 제어기(40)를 야기한다.

저항기(15)의 제 1 단자는 권선(21)의 단자(27) 및 저항기(16)의 제 1 단자에 공통으로 연결된다. 저항기(16)의 제 2 단자는 입력(47)에 연결된다. 입력(47)은 트랜지스터(83)의 드레인 및 게이트와, 트랜지스터(84)의 게이트에 공통으로 연결된다. 트랜지스터(83)의 소스는 트랜지스터(84)의 소스 및 리턴(42)에 공통으로 연결된다. 트랜지스터(84)의 드레인은 노드(81), 비교기(88)의 반전 입력, 커패시터(86)의 제 1 단자, 및 트랜지스터(80)의 소스에 공통으로 연결된다. 커패시터(86)의 제 2 단자는 리턴(42)에 연결된다. 트랜지스터(80)의 드레인은 노드(79), 비교기(51)의 비-반전 입력, 커패시터(78)의 제 1 단자, 및 저항기(75)의 제 1 단자에 공통으로 연결된다. 커패시터(78)의 제 2 단자는 리턴(42)에 연결된다. 저항기(75)의 제 2 단자는 증폭기(74)의 출력 및 저항기(76)의 제 1 단자에 공통으로 연결된다. 저항기(76)의 제 2 단자는 저항기(77)의 제 1 단자 및 증폭기(74)의 반전 입력에 공통으로 연결된다. 증폭기(74)의 비-반전 입력은 Ref.(72)의 출력에 연결된다. 저항기(77)의 제 2 단자는 커패시터(67)의 제 1 단자 및 트랜지스터(68)의 소스에 공통으로 연결된다. 커패시터(67)의 제 2 단자는 리턴(42)에 연결된다. 트랜지스터(68)의 드레인은 입력(43)에 연결된다. 트랜지스터(68) 의 게이트는 에지 검출기(90)의 출력에 연결된다. 에지 검출기(90)의 입력은 비교기(88)의 출력에 연결된다. 비교기(88)의 비-반전 입력은 ref(89)의 출력에 연결된다. 트랜지스터(80)의 게이트는 에지 검출기(73)의 출력에 연결되고, 에지 검출기(73)는 래치(54)의 Q 출력 및 버퍼(61)의 입력에 공통으로 연결된 입력을 갖는다. 버퍼(61)의 출력은 출력(45)에 연결된다. 래치(54)의 세트 입력(set input)은 비교기(58)의 출력에 연결된다. 비교기(58)의 반전 입력은 입력(46)에 연결되고, 비교기(58)의 비-반전 입력은 ref(59)의 출력에 연결된다. 래치(54)의 리셋 입력은 비교기(51)의 출력에 연결된다. 비교기(51)의 반전 입력은 입력(46)에 연결된다. 제어기(40)의 입력(43)은 저항기(15)의 제 1 단자 및 저항기(25)의 제 1 단자에 공통으로 연결된다. 저항기(25)의 제 2 단자는 리턴(12)에 연결된다. 저항기(15)의 제 2 단자는 권선(21)의 단자(27)에 연결된다.

도 3은 반도체 다이(111)에 형성된 집적 회로(110) 또는 반도체 장치의 일 실시예의 일부에 대한 확대 평면도를 개략적으로 예시한다. 제어기(40), 또는 대안적으로 제어기(101)가 다이(111)에 형성된다. 도면의 간략함을 위하여, 다이(111)는 도 4에 도시되지 않은 다른 회로들을 포함할 수도 있다. 제어기(40) 및 장치 또는 집적 회로(110)는 당업자들에게 잘 알려진 반도체 제조 기술들에 의해 다이(111)에 형성된다.

상기의 모든 관점에서, 신규 장치 및 방법들이 기재됨이 명백하다. 다른 특징들 중에, 출력 전압을 조정하는데 사용할 피드백 신호를 형성하기 위하여 대략 2차 전류의 제로 크로싱에서 AX 전압 값을 사용하도록 제어기를 형성하는 것이 포함 된다. 또한, 2차 전류의 제로 크로싱을 결정하기 위하여 사용되는 의사 신호를 형성하기 위하여 피드백 신호 값이 사용된다. 의사 신호를 사용하는 것은 2차 전압의 정확한 결정을 제공한다. 제로 크로싱에서 보조 전압을 사용하는 것은 2차측 정류기 다이오드의 효과를 제거하고, 조정의 정확성을 향상시킨다.

본 발명의 주제가 바람직한 특정 실시예들로 서술되지만, 다양한 대안들 및 변형들이 당업자들에게 명백할 것이라는 점은 분명하다. 예컨대, 의사 신호 발생기 회로(65)는 아날로그-디지털 변환기와 같은 다양한 다른 실시예들을 가질 수 있다. 추가적으로, 커패시터(86)와 같은 저장 소자들은 디지털 저장 소자들로서 구현될 수 있다. 추가적으로, 단어 "연결된"은 설명의 명료함을 위하여 본 명세서에서 사용되지만, 단어 "결합된"과 동일한 의미를 갖는 것으로 의도된다. 따라서, "연결된"은 직접 연결 또는 간접 연결 중의 하나를 포함하는 것으로 해석되어야 한다.

Claims

배터리 충전기에 있어서:

트랜스포머(transformer)의 1차 인덕터(inductor)를 통한 전류를 제어하기 위하여 전원 스위치를 제어하기 위한 스위칭 제어 신호를 형성하도록 구성된 스위칭 제어기; 및

상기 트랜스포머의 보조 권선으로부터 보조 전압을 수신하고, 상기 전원 스위치의 오프-시간의 지속기간 동안 상기 트랜스포머의 2차 권선을 통한 전류 흐름의 값 및 파형을 나타내는 전류 감지 신호를 발생시키기 위해 상기 보조 전압을 이용하도록 구성된 의사 발생기(pseudo generator) 회로를 포함하는, 배터리 충전기.
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제 1 항에 있어서,

상기 의사 발생기 회로는 상기 2차 권선을 통한 상기 전류 흐름의 감쇠 레이트(decay rate)를 나타내는 레이트로 상기 전류 감지 신호를 감쇠시키는, 배터리 충전기.
제 6 항에 있어서,

상기 의사 발생기 회로는 제 1 저장 커패시터 상의 에러 신호를 저장하고, 상기 제 1 저장 커패시터 상에 상기 저장된 에러 신호를 나타내는 값으로 제 2 커패시터를 충전하고, 상기 2차 권선을 통한 상기 전류 흐름의 감쇠 레이트를 나타내는 제 1 레이트로 상기 제 2 커패시터를 방전하는, 배터리 충전기.
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전원 공급 제어기를 형성하는 방법에 있어서:

트랜스포머의 2차 권선 상의 출력 전압을 조정하기 위해, 상기 트랜스포머의 1차 인덕터를 통해 전류를 제어하도록 전원 스위치를 제어하기 위한 스위칭 제어 신호를 형성하기 위해 스위칭 제어기를 구성하는 단계;

상기 트랜스포머의 보조 권선으로부터의 보조 전압을 나타내는 감지 신호를 수신하고, 상기 출력 전압의 소망값으로부터 상기 출력 전압의 편차를 나타내는 에러 신호를 형성하기 위해 상기 전원 공급 제어기를 구성하는 단계; 및

상기 에러 신호의 값을 포획하고, 상기 2차 권선을 통한 전류 흐름의 감쇠 레이트를 나타내는 제 1 레이트에서 상기 에러 신호의 상기 포획된 값을 감쇠시키도록 상기 보조 전압을 이용함으로써 상기 2차 권선을 통한 상기 전류 흐름의 값 및 파형을 나타내는 전류 감지 신호를 형성하기 위해 상기 전원 공급 제어기를 구성하는 단계를 포함하는, 전원 공급 제어기 형성 방법.
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전원 공급 제어기를 형성하는 방법에 있어서:

트랜스포머의 2차 권선 상의 출력 전압을 조정하기 위해, 상기 트랜스포머의 1차 인덕터를 통한 전류를 제어하도록 전원 스위치를 제어하기 위한 스위칭 제어 신호를 형성하기 위해 스위칭 제어기를 구성하는 단계;

상기 출력 전압의 소망값으로부터 상기 출력 전압의 편차를 나타내는 신호를 저장하기 위해 상기 트랜스포머의 보조 권선으로부터 보조 전압을 이용하도록 상기 전원 공급 제어기를 구성하는 단계;

상기 2차 권선을 통한 전류의 제로 크로싱(zero crossing)과 실질적으로 동일한 제로 크로싱으로 상기 저장된 신호를 감쇠시키도록 상기 보조 전압을 이용함으로써 전류 감지 신호를 형성하기 위해 상기 전원 공급 제어기를 구성하는 단계; 및

상기 보조 전압을 샘플링하고 제 1 샘플링된 신호를 형성하기 위해 상기 전류 감지 신호를 이용하도록 상기 전원 공급 제어기를 구성하는 단계를 포함하는, 전원 공급 제어기 형성 방법.
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