JP6479607B2

JP6479607B2 - 直流安定化電源装置

Info

Publication number: JP6479607B2
Application number: JP2015163633A
Authority: JP
Inventors: 正吾 ▲高橋▼
Original assignee: Nichicon Capacitor Ltd
Current assignee: Nichicon Capacitor Ltd
Priority date: 2015-08-21
Filing date: 2015-08-21
Publication date: 2019-03-06
Anticipated expiration: 2035-08-21
Also published as: JP2017042005A

Description

本発明は、一次側入力回路のスイッチングによりトランスに誘起した交流電力を二次側出力回路において一次・二次巻線逆極性のフライバック方式で整流平滑して直流出力を生成し、負荷に供給する電源装置であって、二次側出力回路におけるフィードバック回路で出力電圧に応じたフィードバック信号を生成し、そのフィードバック信号を一次側入力回路における出力電圧制御回路に対して伝達するようにした直流安定化電源装置に関する。

図４は特許文献１に記載された従来例の直流安定化電源装置の構成を示す回路図である。トランスＴ１の二次巻線と負荷１０とを結ぶメインの二次側出力回路には、正の半波用のダイオードＤ１と負の半波用のダイオードＤ２を備えた整流回路１と、平滑コンデンサＣ１とチョークコイルＬ１とを備えた平滑回路２が接続されている。さらに追加で、正の半波用のダイオードＤ３と負の半波用のダイオードＤ４を備えた補助整流回路４と、平滑コンデンサＣ２とチョークコイルＬ１（兼用）からなる補助平滑回路５が接続されている。

整流回路１および平滑回路２にはケーブル９を介して負荷１０が接続されているのに対して、補助整流回路４および補助平滑回路５には負荷１０は接続されていない。整流回路１および平滑回路２は負荷１０の状態変化に応じた直流電圧を出力するのに対して、補助整流回路４および補助平滑回路５は負荷１０の状態変化に無関係に一定の直流電圧を出力する。これら両直流電圧の差分は負荷１０の出力電流に比例する。

そこで、増幅回路６は、平滑回路２の出力電圧Ｖａと補助平滑回路５の直流電圧Ｖｂとの差分をとり、その差分に増幅率Ａ１を乗算した増幅電圧Ｖｘを出力する。出力電圧Ｖａは出力端子の直前の電圧であって、ケーブル９のインピーダンスによる電圧降下を受けていない。加算回路３２は、増幅電圧Ｖｘと基準電圧Ｖｒとの和の加算電圧Ｖｙを演算し、差動アンプ３０は出力電圧Ｖａから加算電圧Ｖｙを差し引く。ＰＷＭ駆動回路３１はその差動電圧Ｖｓに応じたパルス幅の駆動パルスでスイッチング素子Ｔｒを駆動する。

以上の結果、出力電流が変化しても出力端子に現れる直流電圧Ｖａは基準電圧Ｖｒに一定制御される。出力電圧Ｖａは出力電流に比例して増加することから、増幅回路６の増幅率を出力電流の変化とケーブル９の電圧降下の変化に対応して設定しておくことにより、出力電流の増加に伴うラインドロップを補正している。補助整流回路４および補助平滑回路５には殆ど電流が流れないため、抵抗分による電圧降下がなく、電力損失が少ない。

特開平４−２６１３５８号公報

上記で説明した従来例の直流安定化電源装置にあっては、補助平滑回路５を平滑コンデンサＣ２とチョークコイルＬ１とで構成している。このチョークコイルＬ１は平滑回路２のものを兼用する。

しかし、このチョークコイルＬ１を要素とするゆえに、補助平滑回路５の直流電圧Ｖｂのレベルが低いものに抑えられ、結果として、制御に用いることができる信号のレベルに限界が生じ、制御系がノイズの影響を受けやすいものとなってしまう。

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、電力損失を低減しつつ、制御用の信号レベルを大きくすることを通じて、制御系がノイズの影響を受けにくくすることを目的としている。

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。

本発明による直流安定化電源装置は、
出力電圧制御回路で制御されるスイッチングにより交流電力をトランスに誘起する一次側入力回路と、
前記トランスに誘起された交流電力を一次・二次巻線逆極性のフライバック方式で整流平滑し負荷に直流出力を行う二次側出力回路と、
前記トランスの二次巻線に現れる二次側電圧を前記負荷に出力する出力電圧とは別に整流平滑して出力電流に応じた検出信号を生成出力する出力電流検出用の整流平滑回路と、
前記出力電流の増加に応じて前記出力電圧制御回路が前記出力電圧を上昇させるように前記検出信号に基づいて前記出力電圧を補正する出力電圧補正回路とを備え、
前記二次側出力回路のホットラインとグランドラインとの間に接続された電圧分割回路を有し、その電圧分割点に現れる電圧に応じたフィードバック信号を生成し、そのフィードバック信号を前記出力電圧制御回路に対して伝達するフィードバック回路をさらに備え、
前記出力電圧補正回路は、前記出力電流の増加に応じて前記電圧分割点に現れる電圧を低下させることを特徴としている。

上記構成の本発明の直流安定化電源装置においては、出力電流検出用の整流平滑回路は二次側出力回路の整流平滑回路とは別に設けてあって、負荷と直接には繋がっておらず、負荷電流が流れない回路となっている。そのため、負荷電流に起因する電力損失を削減することができる。

加えて、二次側出力回路が接続されているのと同じトランスの二次巻線に出力電流検出用の整流平滑回路を接続しているので、二次側出力回路において負荷電流が増加するにつれてスイッチング制御用の信号のオンデューティが増加していく。

そして、二次側出力回路が、トランスに誘起された交流電力を一次・二次巻線逆極性のフライバック方式で整流平滑し直流出力を行うものとなっているので、一次側入力回路において出力電圧制御回路でスイッチングしたときに発生するサージ電圧（瞬間的に定常状態を超えて発生する大波電圧）が二次巻線に誘起する現象を利用して、出力電流検出用の整流平滑回路における平滑コンデンサに対してピーク充電が可能となり、出力電流検出信号の電圧レベルを大きなものとすることが可能である。その結果として、制御系はノイズに対する大きな耐性を確保し、直流安定化電源の制御動作を高精度に行わせることが可能となる。
この場合に、二次側出力回路において出力電流が増加（減少）すると、それに伴って出力電圧補正回路は出力電流検出信号の電圧レベルを上昇（降下）させ、連動して電圧分割回路の電圧分割点に現れる電圧を低下させる。フィードバック回路は電圧分割点の電圧に応じたフィードバック信号を出力電圧制御回路に与え、スイッチング制御用の信号のオンデューティが増加（減少）していく。その結果、出力電圧を安定化させること（ラインドロップの抑制）ができる。

上記の構成本発明の直流安定化電源装置において、前記出力電圧補正回路は、基準レベルに対する前記検出信号のレベルの反転増幅信号を生成する反転増幅器を有し、前記反転増幅器から前記反転増幅信号が前記電圧分割点に出力されるという好ましい態様がある。

本発明によれば、一次側入力回路のスイッチングで発生するサージ電圧を利用して、出力電流検出用の整流平滑回路における平滑コンデンサへのピーク充電を行って出力電流検出信号の電圧レベルを大きくしているので、制御系の耐ノイズ性能を向上させることができるとともに、制御系の回路に用いる部品を簡易なものにすることができる。本発明の直流安定化電源装置は特に高い電圧安定精度が要求される電源に有効である。

本発明の実施例における直流安定化電源装置の構成を示す回路図本発明の実施例における直流安定化電源装置において得られた出力電流‐検出電圧の特性図本発明の実施例における直流安定化電源装置による補正の前後の出力電流‐出力電圧の特性図従来例の直流安定化電源装置の構成を示す回路図

以下、本発明にかかわる直流安定化電源装置の実施例を、図１〜図３を参照して詳細に説明する。図１は本発明の実施例における直流安定化電源装置の構成を示す回路図である。図１において、１００は一次側入力回路、２００は二次側出力回路、３００は一次側入力回路１００と二次側出力回路２００とを電気絶縁的に接続するトランス（パルス変成器）である。

３０は一次側入力回路１００における出力電圧制御回路である。二次側出力回路２００の構成要素として、６０はメインの整流平滑回路、７０はフィードバック回路、７５はフィードバック回路７０における電圧分割回路、８０は出力電流検出用の整流平滑回路、９０は出力電圧補正回路である。

トランス３００の二次巻線Ｎ２の一端はメインの整流平滑回路６０が介装されたホットラインＨＬを通じてハイサイド側の直流出力端子Ｔ２ｐに接続され、二次巻線Ｎ２の他端はローサイド側の直流出力端子Ｔ２ｎに接続されてグランドラインＧＬを形成している。一次側入力回路１００は、出力電圧制御回路３０で制御されるスイッチング素子Ｑ２１のスイッチングにより交流電力をトランス３００に誘起する機能を有している。

二次側出力回路２００は、トランス３００に誘起された交流電力を一次・二次巻線逆極性のフライバック方式で整流平滑し、ハイサイド側の直流出力端子Ｔ２ｐとローサイドの直流出力端子Ｔ２ｎとの間に接続される負荷（図示せず）に対して直流出力を行う機能を有している。

トランス３００は、その一次巻線Ｎ１に誘起された交流電力を電気絶縁的に二次巻線Ｎ２に伝搬する機能を有する。出力電圧制御回路３０は、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体による電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子Ｑ２１の高周波スイッチング動作を制御する機能を有している。

メインの整流平滑回路６０は、整流用のダイオードＤ２１，Ｄ２２と平滑コンデンサＣ２１を有し、トランス３００の二次巻線Ｎ２に現れる二次側電圧を整流平滑して、ホットラインＨＬとグランドラインＧＬとの間で負荷に対する出力電圧を生成する機能を有している。

整流用のダイオードＤ２１，Ｄ２２は互いに並列接続され、そのアノード共通接続点が二次巻線Ｎ２の一端に接続され、カソード共通接続点が直流出力端子Ｔ２ｐに接続されている。平滑コンデンサＣ２１はホットラインＨＬとグランドラインＧＬの間に接続されている。

フィードバック回路７０における電圧分割回路７５は、一対の抵抗分割用の抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２をホットラインＨＬとグランドラインＧＬとの間で直列に接続することにより構成されている。フィードバック回路７０は、前記電圧分割回路７５と抵抗素子Ｒ２３，Ｒ２４とシャントレギュレータＳＲ２１とフォトカプラＰＣにおけるＬＥＤ（発光ダイオード）などの発光素子ＬＥを有している。

抵抗素子Ｒ２３、抵抗素子Ｒ２４、シャントレギュレータＳＲ２１の直列回路がホットラインＨＬとグランドラインＧＬとの間に接続され、抵抗素子Ｒ２４の両端間に発光素子ＬＥが接続されている。また、シャントレギュレータＳＲ２１のリファレンス端子が電圧分割回路７５における電圧分割点（抵抗素子Ｒ２１と抵抗素子Ｒ２２の接続ノード）に接続されている。

出力電流検出用の整流平滑回路８０は、整流用のダイオードＤ２３と平滑コンデンサＣ２２を有し、トランス３００の二次巻線Ｎ２に現れる二次側電圧を整流平滑して、出力電流に応じた検出信号Ｓ８０を生成出力するように構成されている。整流用のダイオードＤ２３は、そのアノードが二次巻線Ｎ２の一端に接続され、カソードとグランドラインＧＬの間に平滑コンデンサＣ２２が接続されている。この出力電流検出用の整流平滑回路８０は負荷とは直接には接続されていない。

出力電圧補正回路９０は、抵抗素子Ｒ２５，Ｒ２６，Ｒ２７，Ｒ２８，Ｒ２９，Ｒ３０とシャントレギュレータＳＲ２２とオペアンプからなる反転増幅器ＯＰ２１を有している。抵抗素子Ｒ２５と抵抗素子Ｒ２６の直列回路が出力電流検出用の整流平滑回路８０における整流用のダイオードＤ２３と平滑コンデンサＣ２２の接続点とグランドラインＧＬとの間に接続されている。

シャントレギュレータＳＲ２２は、そのアノードがグランドラインＧＬに接続され、そのカソードとリファレンス端子とが共通接続された上で、抵抗素子Ｒ２７を介してホットラインＨＬおよび反転増幅器ＯＰ２１の非反転入力端子（＋）に接続されている。反転増幅器ＯＰ２１の反転入力端子（−）は抵抗素子Ｒ２８を介して抵抗素子Ｒ２５と抵抗素子Ｒ２６の接続点に接続されている。この反転増幅器ＯＰ２１の出力端子は帰還用の抵抗素子Ｒ２９を介して反転入力端子（−）に接続されているとともに、抵抗素子Ｒ３０を介して電圧分割回路７５における電圧分割点に接続されている。

出力電圧補正回路９０において、出力電流検出用の整流平滑回路８０が生成する出力電流検出信号Ｓ８０の電流が抵抗素子Ｒ２５と抵抗素子Ｒ２６の直列回路に流れ、検出電圧Ｖ２６として抵抗素子Ｒ２６の両端間に発現する。

反転増幅器ＯＰ２１は、シャントレギュレータＳＲ２２が出力する基準レベルＶrefに
対する検出電圧Ｖ２６の差分を反転増幅した上でフィードバック回路７０における電圧分割回路７５の電圧分割点に与える。

フィードバック回路７０は、電圧分割回路７５の電圧分割点に現れる電圧に応じたフィードバック信号（光信号）Ｓ７０を生成し、そのフィードバック信号Ｓ７０を出力電圧制御回路３０に対して非接触式に伝達する。ＰＴはフォトカプラＰＣにおけるフォトトランジスタなどの受光素子である。

次に、上記のように構成された直流安定化電源装置の動作を説明する。

一次側入力回路１００において、出力電圧制御回路３０によるスイッチング素子Ｑ２１のスイッチング動作によってトランス３００の二次巻線Ｎ２に誘起された交流電圧はメインの整流平滑回路６０の整流平滑によって直流電圧に変換され、ホットラインＨＬを介してハイサイドの出力端子Ｔ２ｐより負荷に供給される。

このとき、ハイサイドの出力端子Ｔ２ｐから負荷に流れ込む出力電流の変化を監視しながら、一次側入力回路１００の出力電圧制御回路３０にフィードバック制御をかけるに当たり、二次側出力回路２００におけるホットラインＨＬやグランドラインＧＬには出力電流検出用の抵抗素子は介挿されていない点が特徴となっている。すなわち、出力電流の検出は出力電流検出用の整流平滑回路８０および出力電圧補正回路９０によってなされる。

出力電圧補正回路９０において、シャントレギュレータＳＲ２２のリファレンス端子に対してホットラインＨＬの電圧が抵抗素子Ｒ２７を介して印加される。この印加電圧がシャントレギュレータＳＲ２２の内部で生成される基準レベルＶrefを超えるときはカソードからアノードに流れる電流が増加し、逆に、印加電圧が基準レベルＶrefを下回るときは電流が減少することから、シャントレギュレータＳＲ２２が反転増幅器ＯＰ２１の非反転入力端子（＋）に出力する基準レベルＶrefは一定に保持される。すなわち、ここではシャントレギュレータＳＲ２２は安定した基準レベルＶrefを生成するために設けられている。

出力電流検出用の整流平滑回路８０が負荷への出力電流に対応した出力電流検出信号Ｓ８０を出力電圧補正回路９０に出力すると、出力電圧補正回路９０における抵抗素子Ｒ２６の両端に現れる検出電圧Ｖ２６は出力電流に対応したものとなる。つまり、ホットラインＨＬに出力電流検出用の抵抗素子（シャント抵抗）を介挿することなく、出力電流の検出を行っている。

二次側出力回路２００において出力電流が増加すると、それに伴って検出電圧Ｖ２６が上昇し、連動して反転増幅信号Ｓ９０（基準レベルＶrefに対する検出電圧Ｖ２６の差分信号）の電圧レベルが低下し、電圧分割回路７５の抵抗素子Ｒ２１から流れ出す電流の一部を抵抗素子Ｒ３０へ引き抜く電流量が増加する。

その結果、抵抗素子Ｒ２２の電圧降下が減少し、フィードバック回路７０におけるシャントレギュレータＳＲ２１のリファレンス端子電圧が低下するため、シャントレギュレータＳＲ２１に流れる電流が減少する。すると、抵抗素子Ｒ２４の両端電圧が低下してフォトカプラＰＣにおける発光素子ＬＥの発光量によるフィードバック信号Ｓ７０のレベルが低下する。

その結果として、一次側入力回路１００における出力電圧制御回路３０はスイッチング素子Ｑ２１に対するＰＷＭ制御のオンデューティを増加させる。すると、二次側出力回路２００の出力電圧が上昇することになる。すなわち、二次側出力回路２００の出力電流が増加したときには、出力電流検出用の整流平滑回路８０、出力電圧補正回路９０、フィードバック回路７０および出力電圧制御回路３０の動作により、出力電圧を上昇させるフィードバック制御が行われる。

上記とは逆に、二次側出力回路２００において出力電流が減少すると、それに伴って検出電圧Ｖ２６が低下し、連動して反転増幅信号Ｓ９０の電圧レベルが上昇し、電圧分割回路７５の抵抗素子Ｒ２１から流れ出す電流の一部を抵抗素子Ｒ３０へ引き抜く電流量が減少する。その結果、抵抗素子Ｒ２２の電圧降下が増加し、フィードバック回路７０におけるシャントレギュレータＳＲ２１のリファレンス端子電圧が上昇するため、シャントレギュレータＳＲ２１に流れる電流が増加する。すると、抵抗素子Ｒ２４の両端電圧が上昇してフォトカプラＰＣにおける発光素子ＬＥによるフィードバック信号Ｓ７０のレベルが上昇する。

その結果として、出力電圧制御回路３０はスイッチング素子Ｑ２１に対するＰＷＭ制御のオンデューティを減少させる。すると、二次側出力回路２００の出力電圧が低下することになる。すなわち、二次側出力回路２００の出力電流が減少したときには、出力電流検出用の整流平滑回路８０、出力電圧補正回路９０、フィードバック回路７０および出力電圧制御回路３０の動作により、出力電圧を低下させるフィードバック制御が行われる。

以上の制御動作により出力電圧を規定レベルに正確に保って安定化させることができる。そしてこの場合に、ホットラインＨＬやグランドラインＧＬに出力電流検出用の抵抗素子を介挿していないので、電力損失は小さいものとなっている。

図２に本発明実施例の直流安定化電源装置において得られた出力電流‐検出電圧特性を示す。出力電流が増加するにつれて検出電圧も増加している。出力電流が一定値以上の範囲では、検出電圧は出力電流にほぼ比例している。

検出電圧の上昇は、出力電圧制御回路３０による一次側入力回路１００のスイッチング時に発生するサージ電圧がトランス３００の二次巻線Ｎ２に誘起され、出力電流検出用の整流平滑回路８０における平滑コンデンサＣ２２に対してピーク充電が可能となっていることと、フィードバック回路７０による出力電圧安定化のためにオンデューティが広がることとによる。その出力電流による検出電圧の上昇を出力電圧の補正に利用している。

図３は補正の前後の出力電流‐出力電圧特性を示す。破線は補正前のラインドロップが生じているときの特性曲線を示し、実線は補正によってラインドロップを抑制したときの特性曲線を示す。

補正前において、出力電圧の最大値は２４．７４［Ｖ］、最小値は２４．５６［Ｖ］で、ラインドロップである差分が０．１８［Ｖ］である。補正後では、出力電圧の最大値は２４．８０［Ｖ］、最小値は２４．７３［Ｖ］で、ラインドロップである差分が０．０７［Ｖ］である。本発明実施例での補正により、ラインドロップが０．１８［Ｖ］から０．０７［Ｖ］へと約４０パーセントに抑制されている。

従来例でメイン回路に挿入しているチョークコイルが本発明実施例では存在しないことから高周波成分の発生が心配される。しかし、この高周波成分については、反転増幅器ＯＰ２１の反転入力端子（−）とグランドラインＧＬとの間にセラミックコンデンサＣＣ等を挿入することにより、高周波成分を効果的に除去することができる。

従来例では整流回路１、補助整流回路４のそれぞれに正の半波用のダイオードと負の半波用のダイオードとの２つの整流用のダイオードが必要であったのに対して、本発明の実施例では整流用のダイオードは１つですむという利点もある。

本発明は、特に高い電圧安定精度が要求される直流安定化電源装置に関して、制御系の耐ノイズ性能を向上させるとともに、制御系の回路に用いる部品を簡易化する技術として有用である。

３０出力電圧制御回路
７０フィードバック回路
７５電圧分割回路
８０出力電流検出用の整流平滑回路
９０出力電圧補正回路
１００一次側入力回路
２００二次側出力回路
３００トランス
Ｎ２二次巻線
ＨＬホットライン
ＧＬグランドライン
ＯＰ２１反転増幅器
Ｓ７０フィードバック信号
Ｓ８０出力電流検出信号
Ｓ９０反転増幅信号

Claims

出力電圧制御回路で制御されるスイッチングにより交流電力をトランスに誘起する一次側入力回路と、
前記トランスに誘起された交流電力を一次・二次巻線逆極性のフライバック方式で整流平滑し負荷に直流出力を行う二次側出力回路と、
前記トランスの二次巻線に現れる二次側電圧を前記負荷に出力する出力電圧とは別に整流平滑して出力電流に応じた検出信号を生成出力する出力電流検出用の整流平滑回路と、
前記出力電流の増加に応じて前記出力電圧制御回路が前記出力電圧を上昇させるように前記検出信号に基づいて前記出力電圧を補正する出力電圧補正回路とを備え、
前記二次側出力回路のホットラインとグランドラインとの間に接続された電圧分割回路を有し、その電圧分割点に現れる電圧に応じたフィードバック信号を生成し、そのフィードバック信号を前記出力電圧制御回路に対して伝達するフィードバック回路をさらに備え、
前記出力電圧補正回路は、前記出力電流の増加に応じて前記電圧分割点に現れる電圧を低下させることを特徴とする直流安定化電源装置。
前記出力電圧補正回路は、基準レベルに対する前記検出信号のレベルの反転増幅信号を生成する反転増幅器を有し、前記反転増幅器から前記反転増幅信号が前記電圧分割点に出力されることを特徴とする請求項１に記載の直流安定化電源装置。