JP2005012993A - スイッチング・モード電源の電圧調整回路のコストを削減するための方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング・モード電源向けのコスト削減型電圧調整回路を提供すること。
【解決手段】電圧調整回路が検知しようとする電流を導通させる電流検知端子を有する電流検知回路を含んでいる。電流検知端子と電圧基準端子の間の電圧差は、電流検知回路によって検知しようとする電流が第１の電流検知しきい値と実質的に等しい場合に実質的に一定となる。この電圧調整回路はさらに、第２の電流検知しきい値を提供するように電流検知端子と電圧基準端子の間に接続した第１のインピーダンスを含む。この第２の電流検知しきい値は、第１の電流検知しきい値と、第１のインピーダンスを通って流れる電流との和に等しい。この電圧調整回路はさらに、電流検知端子と入力端子の間に接続させた第２のインピーダンスを含んでいる。この入力端子は、電流検知端子における電圧と比べて第２のインピーダンスと第２の電流しきい値との積に相当する量だけ異なっているような、電圧基準端子に対する電圧しきい値を有している。
【選択図】図３

Description

本発明は、電源の分野に関し、より具体的には電源の調整に関する。本発明は、スイッチング・モード電源の調整回路のコストを削減するための方法に関する。

多くの分野において電源の正確な調整が重要である。たとえばコンピュータやテレビジョンなどの敏感な電子回路を利用しているデバイスでは、その電源の出力から給電を受ける電子回路（電源負荷と呼ぶことがある）を保護するために正確な電源出力調整の維持が重要である。

電源の調整では、負荷に与える電流または電圧のいずれかをある特定の範囲内に維持することが不可欠である。電源は、その負荷電流または負荷電圧がその特定の範囲内にある場合に調整状態にあるとされ、またその負荷電流または負荷電圧がその特定の範囲外にある場合に調整外れ状態にあるとする。

調整が失われた状態またはその電源の動作が不安定な状態に関連する問題としては、負荷の損傷、負荷機能の不適正、負荷による電力浪費が含まれる。したがって、電源出力を指定した限界内に調整することが望ましい。さらに、給電を利用するような多くの用途では本来コストに敏感であるため、出力調整と電源の安定動作を維持するために使用する回路のコストを低減させることが望ましい。

本発明は、検知しようとする電流を流している電流検知端子を含んだ電流検知回路である。その電流検知回路によって検知しようとする電流が第１の電流検知しきい値に実質的に等しい場合に電流検知端子と電圧基準端子との間の電圧差が実質的に一定であるような電流検知回路と、第１の電流検知しきい値と第１のインピーダンスを通って流れる電流との和に等しい第２の電流検知しきい値を提供するために電流検知端子と電圧基準端子の間に接続した第１のインピーダンスと、電流検知端子と電圧調整回路の入力端子の間に接続した第２のインピーダンスとを有し、その入力端子は、第２のインピーダンスと第２の電流しきい値との積にあたる量だけ電流検知端子の電圧と異なっているような電圧基準端子を基準とした電圧しきい値を有している第２のインピーダンスと、
を備える電圧調整回路。

添付の図面は、本発明を一例として詳細に図示したものであり、本発明は添付の図面に限定するものではない。

スイッチング・モード電源の調整回路のコストを削減するための方法と装置に関する実施形態を開示する。以下の説明では、本発明に関する完全な理解を与えるために具体的な多くの詳細を列挙している。しかし、本発明を実施するためには必ずしもこの具体的な詳細を利用する必要がないことは当業者には明らかであろう。別の例として、本発明を不明瞭にすることを避けるため、よく知られた材料や方法については詳細に記載していない。

本明細書全体を通じて「実施の形態」とは、実施形態に関連して記載したある特定の特徴、構造または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味している。したがって、本明細書全体を通じたさまざまな箇所において「実施の形態では」というフレーズが登場するが、必ずしもこれらがすべて同じ実施形態に言及したものではないことを意味している。さらに、これらの特定の特徴、構造または特性は１つまたは複数の実施形態において適切な任意の方式で組み合わせることができる。

通常使用される電源コンバータは、図１にその一例を示しているようなバック・コンバータ（buck converter）である。バック・コンバータの詳細な動作については当業者にはよく知られているため、以下の説明は本発明の実施形態に関連する態様に焦点を当てている。図１の回路のレール０１３に対する直流（ＤＣ）出力０１４の電圧調整は、ツェナー・ダイオード０１２と、光接続素子０１０と、端子００３に接続された集積回路００１の内部回路とを有する電圧調整回路によって決定している。一構成では、集積回路００１はたとえばＰｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ，Ｉｎｃ．（Ｓａｎ Ｊｏｓｅ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ）のＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ電源調整器や、別の適切な同等品とすることができる。図１の電圧調整回路は、ツェナー・ダイオード０１２のブレークダウン電圧と光接続素子０１０（ＬＥＤ０１５）の順方向電圧によって決定される電圧しきい値を有している。

図１に示した構成では、端子００３に接続させた集積回路００１の内部回路は、光接続素子０１０のトランジスタを通って流れる電流を検知し、集積回路００１の内部にある半導体スイッチのスイッチングを制御している。この内部の半導体スイッチの制御により、続いて、ＤＣ入力端子００７からＤＣ出力端子０１４へのエネルギーの伝達が制御され、したがってレール０１３をに対する端子０１４の出力電圧が調整される。

図１に示すような集積回路００１を使用することの欠点の１つは、イネーブル端子００３と接続された内部回路がイネーブル端子００３から流出する電流を検知しているので、図示のような光接続素子０１０や端子００３から流出する電流を生成させるその他の回路構成を使用しなければならないことである。それにより、全体の回路コストが増大する。コストを削減することが望ましい。

別の構成では、図２に示すように、パルス幅変調器（ＰＷＭ）コントローラ、集積回路１０１がバック・コンバータで使用される。一構成では、集積回路１０１は、たとえばＰｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ，Ｉｎｃ．（Ｓａｎ Ｊｏｓｅ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ）のＴｏｐＳｗｉｔｃｈ電源調整器や、適切な同等品とすることができる。この例では、出力端子１１６に対するＤＣ出力１１４の電圧調整は、ツェナー・ダイオード１１２や抵抗器１１１、コンデンサ１０５、さらに端子１０２に接続させた集積回路１０１の内部回路を備える電圧調整回路によって実質的に決定される。集積回路１０１は、電源入力端子１０７から電源出力端子１１４へのエネルギーの伝達を制御するためにオン／オフのスイッチングを行っているパワー・トランジスタ・スイッチを含む。

通常の動作では、集積回路１０１は一定の周波数でスイッチングを行っている。一定の周波数は、そのパワー・トランジスタがある期間でオンとなり、スイッチング周期の残りに期間でオフとなるような周期である一定のスイッチング周期を決めている。パワー・トランジスタのオン期間は、全体のスイッチング周期の百分率で示され、デュティ・サイクルと呼んでいる。

各スイッチング周期のオン期間中に、インダクタ１０９の電流は直線的に増大する。当業者には周知のように、集積回路１０１がオン期間の終了時点でオフになると、インダクタ１０９内の瞬時電流を維持するようにキャッチ・ダイオード１０８が導通する。したがって、集積回路１０１のソース端子１０４は、キャッチ・ダイオード１０８によって、出力接地端子１１６の電圧からキャッチ・ダイオード１０８の順方向電圧降下を差し引いた電圧にクランプされる。

この周期中に、ダイオード１１０はインダクタ１０９の両端の電圧を整流している。ダイオード１１０の順方向電圧降下によってキャッチ・ダイオード１０８の順方向電圧降下が補償されるため、コンデンサ１１３の両端の電圧は、出力端子１１６に対する出力電圧１１４と実質的に等しい。このように、ノード１１５は、端子１０２と接続させた集積回路１０１の内部回路、ツェナー・ダイオード１１２、抵抗器１１１、コンデンサ１０５からなる電圧調整器回路の入力端子を形成している。

集積回路１０１の動作は、内部パワー・トランジスタのデュティ・サイクルが制御端子１０２内に流入する電流の増加に応答して実質的に直線的に減少するような動作となる。このように、集積回路１０１は抵抗器１１１とツェナー１１２を介して制御端子１０２にフィードバックを受け取り、内部パワー・トランジスタのデュティ・サイクルを変更させて、これにより端子１１４と端子１１６の間で実質的に一定の電源出力電圧を維持させている。したがって、電源出力電圧の調整しきい値は、ツェナー１１２と端子１０２の電圧の選択によって決定している。

抵抗器１１１は制御端子１０２に流入する電流を指定のレベル範囲内に制限しており、典型的には、電圧調整しきい値に対する影響はほとんどない。集積回路１０１の内部にあるパワー・トランジスタのデュティ・サイクルは端子１０２に流入する電流に応答して実質的に直線的に変動しているため、端子１０２に関して一定の電流しきい値は存在せず、端子１０２に流入するアナログ電流に応答したデュティ・サイクルのアナログ変動が存在する。

図２に示すようなバック・コンバータ構成で集積回路１０１を使用することに関しては２つの主たる欠点がある。その第１は、端子１０２が、少なくとも５．８ボルトの最小電源出力電圧を決めるソース端子すなわち電圧基準端子１０４に対して概ね５．８ボルトの電圧を有しており、図２に示すタイプの低コスト電源構成を使用する場合、多くの用途でコストが十分低くならないことである。より低い出力電圧を可能にするように回路を修正するといずれも、典型的には電源に対する複雑性やコストがかなり増大する。コストを削減することが望ましい。

図２に示すような集積回路１０１を使用する第２の欠点は、集積回路１０１の動作が実質的に一定の周波数であるため、内部パワー・トランジスタのスイッチングに関連する損失が一定であることから、典型的には軽負荷状態における電源の電力消費が高くなることである。軽負荷状態において電源消費が高いことは、規制組織によって厳しいエネルギー節約要件が設定されているような多くの業界において受け入れがたい。

図３は、上で検討した電源と電源コントローラに関する欠点を克服している、電源コントローラ３０１を含む電源３００の実施の形態の概要図である。たとえば、図示した実施形態において、電源コントローラ３０１は、図１の端子００３と比較して逆論理を有する電流検知端子３０４を含んでおり、これによって図１で使用した光接続素子０１０が不要であるような簡略なフィードバック回路が可能となる。これによってコストが削減されることになる。さらに本電源コントローラ３０１によれば、端子３０２に対する端子３０４の電圧が図２の端子１０４に対する端子１０２の電圧と比べてより小さいため、端子３１４に対する端子３１２を低い出力電圧とした電源設計が容易になる。

図３の電源３００は電源コントローラ３０１を利用した非独立式バック・コンバータ電源の実施の形態である。実施の一形態では、電源コントローラ３０１は、バイパス端子３０３、イネーブル端子すなわち電流検知端子３０４、ドレイン端子３０５、ソース端子すなわち電圧基準端子３０２という４つの端子を含んでいる。バイパス端子３０３は、電源コントローラ３０１の給電に要する電荷を蓄積しているバイパス・コンデンサ３１５に接続されている。ドレイン端子３０５は電源入力電圧端子３１３に接続しており、またソース端子３０２はキャッチ・ダイオード３１１、インダクタ３０９、抵抗器３０６の一方の端子と接続している。

実施の一形態では、ダイオード３０７の両端における順方向電圧降下によってキャッチ・ダイオード３１１の順方向電圧降下が補償されるため、キャッチ・ダイオード３１１が導通している期間におけるコンデンサ３０８の両端の電圧は、端子３１４の電圧に対する出力電圧３１２と実質的に等しい。したがって実施の一形態では、コンデンサ３０８の正端子は「入力端子」の役割をしており、実施の一形態では、電源の調整済みの出力電圧を表す電圧、すなわち電源の調整済みの出力電圧から導出した電圧を有している。電流検知端子３０４は電源コントローラ３０１の内部にある電流検知回路と接続している。これについては、図４を参照しながら以下でより詳細に記載する。後で検討することにするが、この内部の電流検知回路は電流しきい値を有している。電圧基準端子３０２に対する端子３０４の電圧は、電流検知端子３０４に電流しきい値に等しい電流が通っているときに実質的に一定である。

実施の一形態では、内部電流検知回路からの出力は、電源コントローラ３０１の内部にあるパワー・トランジスタのスイッチングを制御するために使用されており、この電源コントローラ３０１は電源入力端子３１３から電源出力端子３１２へのエネルギー転送を制御し、これにより端子３１２と端子３１４の間で電源の出力電圧を調整している。したがって理論上は、コンデンサ３０８両端の電圧が上述の電流しきい値に到達するような値に決定されるように抵抗器３０６の値を選択し、これにより電源の出力電圧を調整することができる。

図４は、電源コントローラ３０１の内部ブロック図４００の実施の一形態を表している。イネーブル端子すなわち電流検知端子４０４が電流検知回路４１７に接続されており、この電流検知回路４１７は電流ミラー回路４０６に接続されたトランジスタ４１５を含んでいる。この電流ミラー回路４０６は電流源４０７に接続されている。図４に示す実施形態では、電流ミラー回路４０６はトランジスタ４１５に流入する電流を実質的に１：１の比でミラー動作させており、したがって電流検知回路４１７は電流源４０７の電流の値と実質的に等しい電流しきい値を有している。図４に示す実施形態では、電流源４０７は５０μＡと実質的に等しい電流を有しており、したがってこの電流しきい値は５０μＡと実質的に等しい。

図４に示す実施形態では、電流検知回路４１７はディジタル出力を有している。その出力は電流源４０７から論理ゲート４１６の入力に接続させた信号である。実施の一形態では、このディジタル出力は入力端子（たとえば、コンデンサ３０８の正端子）の電圧が電圧しきい値を上回っているときは第１の状態にあり、入力端子の電圧が電圧しきい値を下回っているときは第２の状態にある。別の実施形態では、そのディジタル出力は入力端子の電圧が電圧しきい値に対して上限ヒステリシス・オフセット電圧を超えて電圧しきい値を上回っているときは第１の状態にあり、入力端子の電圧が電圧しきい値に対して下限ヒステリシス・オフセット電圧を超えて下回っているときは第２の状態にある。

実施の一形態では、入力端子におけるヒステリシス・オフセット電圧が電流検知回路４１７の電流しきい値のヒステリシスによって決定される。実施の一形態では、電流検知回路４１７の電流しきい値のヒステリシスが、回路４１７のディジタル出力の状態に応じた電流源４０７のヒステリシスによって決定されている。上で検討したヒステリシスの提供に必要な回路は当業者には周知であり、したがって本発明の教示を不明瞭にしないように図４には表していない。

図４に示す実施形態では、電流源４０７と接続させた論理ゲート４１６への入力の状態が、発振器４０８からのクロック出力を論理ゲート４１６の別の入力で受け取ったときに、本発明の教示を不明瞭にしないように記載していない別の論理回路を介して、パワー・トランジスタ４１３をオンにさせるか否かを決定している。

実施の一形態では、図４の電流検知端子４０４と接続させた電流検知回路４１７の構成は、電圧基準端子４０２に対する電流検知端子４０４の電圧が、この電流検知端子４０４を流れる電流が本発明の教示に従った電流しきい値と実質的に等しい場合に実質的に一定となるような構成とする。これが正しいことは、電圧基準端子４０２に対して１．７Ｖ−Ｖ_TH（Ｖ_THは、トランジスタ４１５のゲート４０５とソース４０４の間で計測されるトランジスタ４１５のオン切り替えしきい値電圧）で一定した値であるようなトランジスタ４１５のゲート４０５の電圧によって支配される電圧値によってトランジスタ４１５がオンに切り替わることから分かる。しかし本発明の教示は図４に示したこの特定の実施形態に拘束されるものではないことを理解されたい。本発明の教示による恩恵を保持したまま、論理信号の相対的タイミングや電流検知回路の出力などの詳細をさまざまに変えることが可能である。

電源コントローラ４００を用いた回路のある種の実施形態では、電流検知回路４１７の電流しきい値をできる限り低く保てることが利点の１つである。電流検知端子４０４を流れる電流がバイパス端子４０３から取り出されているような実施の一形態については、以下の図７で記載している。実施の一形態では、バイパス端子４０３は内部の調整器回路４１１から供給を受けており、一方この内部調整器回路４１１はドレイン端子４０１からの供給を受けるように接続されている。図４で図示した実施形態では、ドレイン端子４０１が典型的には電圧基準端子４０２に対して比較的高い電圧を有しているため、電力消費を低く保つためには、電流検知回路４１７の電流しきい値を低い値に保つことが有益である。上述のように、図４に示した実施形態では、電流検知回路４１７の電流検知しきい値は実質的に５０μＡに等しい。電流検知回路４１７の電流検知しきい値に関するこの値は、抵抗器３０６の値が極めて高いために、図３の回路動作に対して実用上の限界を課している。電流検知端子３０４でのこの高いインピーダンスが電流検知端子３０４にノイズ感度を導入し、不安定な動作につながることがある。しかし、以下に記載するように、電流検知端子４０４の設計によって、電力消費を実質的に変えずに安定した動作を維持させるように本発明の教示に従った図３の回路に対する簡単な修正が可能となる。

図５は、本発明の教示の恩恵を受けているＤＣ／ＤＣ電源回路の実施の一形態を表している。以下に記載する後続のすべての電源回路に共通であるが、この電源回路は、当業者に周知であるように電源の入力に適切な整流回路を追加して交流（ＡＣ）／ＤＣ電源とすることも可能である。図５の電源回路は、電流検知端子５０４と電圧基準端子５０２の間に追加的な抵抗器５０６を設けているが、図３の電源回路と同様である。図示したこの実施形態では、図４で記載した電源コントローラ４００を電源コントローラ５０１として利用しており、また電流検知端子５０４は電流しきい値を有する内部電流検知回路と接続されている。

図示したこの実施形態では、電流しきい値と実質的に等しい電流が電流検知端子５０４に流れているときは電流検知端子５０４の電圧が電圧基準端子５０２に対して実質的に一定であるため、抵抗器５０６に流入する電流を正確に決定することができる。したがって、この抵抗器５０６に流入する電流によって、事実上本発明の教示に従った第２の電流しきい値が導入される。実施の一形態では、この第２の電流しきい値は、電流検知端子５０４に接続された内部電流検知回路の電流しきい値と抵抗器５０６に流入する電流との和である。

実施の一形態では、ダイオード５０８の順方向電圧降下によってキャッチ・ダイオード５１０の順方向電圧降下が補償されるため、当該キャッチ・ダイオード５１０が導通している期間におけるコンデンサ５１２の両端の電圧は、端子５１５の電圧に対する出力電圧５１３と実質的に等しい。したがって、実施の一形態では、コンデンサ５１２の正端子５１７は、電源の調整済みの出力電圧を表す入力端子、すなわち電源の調整済みの出力電圧から導出される入力端子とすることができる。

実施の一形態では、この第２の電流しきい値を利用してコンデンサ５１２の両端の電圧を調整するための抵抗器値５０７の選択を決定している。この第２の電流しきい値は電流検知端子５０４と接続させた内部電流検知回路の電流しきい値と比べてより大きいため、図３の抵抗器３０６の値と比べて５０７の値はより低くなる。抵抗器５０７に対する抵抗器値がより低いと、これにより電流検知端子５０４のノイズ感度が低下し、本発明の教示に従って安定性が向上する。

抵抗器５０６に流入する電流は、図５の電源の低い電圧の出力電圧から導出されているためその両端電圧が典型的には極めて低くなっているコンデンサ５１２を起源としているため、図５の電源の電力消費が抵抗器５０６の追加により受ける影響はごく僅かだけであることを理解されたい。さらに、電源コントローラ５０１の電流検知端子５０４と接続させた内部電流検知回路の電流しきい値を単に増加させるだけで、使用する抵抗器５０７の値を小さくすることができる。しかし、図４に関連して上で説明したように、これによって、ある種の回路構成（そのうちの１つを図７においてより完全に記載することにする）では電力消費が増加する可能性があり、これは望ましくない。

図６は、本発明の教示から恩恵を受けている電源回路の別の実施形態を表している。この回路は、コンデンサ６０８を抵抗器６０９に並列に追加した、図５と同じ回路である。これによって実効インピーダンス６２０が形成されており、このインピーダンス６２０によって図５の抵抗器５０７の単純な抵抗性インピーダンスに置き換えている。この実施形態ではコンデンサ６１１の両端のリップル電圧から電流検知端子６０４に追加的なＡＣ接続式フィードバックが導入され、これによって幾つかの電源用途において回路の安定性をさらに改善させることができる。図６でコンデンサ６０８を表すのに使用している要素記号は通常、電解コンデンサを表すために使用されることは当業者には周知であろう。しかし、コンデンサ６０８のは任意のタイプのコンデンサを用いて実装できることに留意すべきである。ここでも、電流検知端子６０４と電圧基準端子６０２の間に接続させた抵抗器６０７を追加しているため、電流検知端子６０４のインピーダンスを低下させてこの端子におけるノイズ感度を低くし、これにより電源安定性を改善させることによって図５を参照して上述した利点が提供される。実施の一形態では、この改善を実現するにはコンデンサ６０８の追加だけでは十分ではなく、したがって本発明の教示に従った抵抗器６０７の追加が依然として必要である。

図７は、本発明の教示の値を説明している電源回路の別の実施形態を表している。図７の電源回路の実施形態では、ツェナー・ダイオード７１０と光接続素子７０７とを使用して、電源接地レール７１４に対する出力電圧７１２を調整するための極めて正確な基準を提供している。幾つかの用途においてはそのような基準が必要である。光接続素子トランジスタは電源コントローラ７０１のバイパス端子７０３と電流検知端子７０４の間に接続されている。実施の一形態では、図４で記載した電源コントローラ４００を電源コントローラ７０１として利用することができる。

当業者であれば理解するであろうように、ツェナー・ダイオード７１０のブレークダウン電圧より上でのインピーダンスは図３のインピーダンス３０６と比べてかなり低くなっているため、図７に図示した実施形態のフィードバック・ループのゲインは、典型的には、図３に示した回路のゲインと比べてかなり高くなっている。このようにこの回路では、電流検知端子７０４での実効インピーダンスが図３の電流検知端子３０４のインピーダンスと比べてより低くなっており、したがって電流検知端子７０４からの抵抗器を電圧基準端子７０２に追加する必要がない。本発明の教示の恩恵によらなければ、電流検知端子３０４に接続された電源コントローラ３０１の内部にある電流検知回路の電流検知しきい値を、図３のインピーダンス３０６を低くするように増加させることが必要となるはずである。そうなると、電流検知端子７０４に接続されている電源コントローラ７０１の内部にある電流検知回路が電流検知しきい値の増加を必要としない図７の回路は、電源コントローラ７０１の電力消費を増加させ、したがって図７に示す全体の電源の電力消費を増加させることになりかねない。

図８は、本発明の教示による恩恵を受けている電源の別の実施形態を表している。図８の電源は独立式フライバック電源の実施の一形態である。当業者には周知であろうように、コンデンサ８１０の両端の電圧は、変圧器８０７の巻き線比によってコンデンサ８１２の両端の電圧に関連し、したがって、図８に示すタイプの電源の出力を調整するようにフィードバックを与えるために採用される共通の解決法である。

説明の目的のため、端子８２０を電圧調整器回路への入力端子としており、この電圧調整器回路は抵抗器８１１と８１８を含んでいる。図示したこの実施形態では、入力端子８２０の電圧は電源の調整済み出力電圧を表している。図示したこの実施形態で示すように、この電源はさらに、電圧基準端子８０２、電流検知端子８０４、電流検知回路（その実施の一形態を図４において回路４１７として表している）を含んでおり、またこの電流検知回路は電源コントローラ８０１の内部にあり、かつ電流検知端子８０４と接続している。実施の一形態では、図４において記載した電源コントローラ４００を電源コントローラ８０１として利用することができる。

本発明の教示によれば、電流検知端子８０４と電圧基準端子８０２の間に抵抗器８１８を接続し、抵抗器８１８を通して流れる電流と電源コントローラ８０１の内部にある電流検知回路（その実施の一形態を図４において電流検知端子８０４と接続させた回路４１７として表している）の電流しきい値との和に等しいような第２の電流しきい値を用いている。本発明の教示によれば、電流検知端子８０４の電圧は、内部の電流検知回路の電流しきい値に等しい電流が電流検知端子８０４に流れた場合に、電圧基準端子８０２に対して実質的に一定となる。抵抗器８１１が入力端子８２０と電流検知端子８０４の間に接続されている。入力端子８２０は、電流検知端子８０４の電圧と比べて抵抗器８１１の値と第２の電流しきい値との積に等しい値だけ異なっているような、電圧基準端子８０２に対する電圧しきい値を有している。

図９は、本発明の教示による恩恵を受けている回路のさらに別の実施形態を表している。この回路は、コンデンサ９１９を抵抗器９１１に並列に追加しているが、図８の回路と同様である。この並列の組み合わせによって実効インピーダンス９２１を形成している。図６の抵抗器／コンデンサの並列構成の場合と同様に、この構成によって電流検知端子９０４に対して追加のＡＣ接続式フィードバックが導入され、幾つかの電源用途において回路の安定性をさらに改善させることができる。ここでも、電流検知端子９０４と電圧基準端子９０２の間に抵抗器９１８を接続させて追加すると、電流検知端子９０４のインピーダンスを低くし、この端子におけるノイズ感度を低下させ、これにより電源安定性を改善させることによって図８を参照して上述した利点が得られる。この改善を得るにはコンデンサ９１９の追加だけでは典型的には十分ではなく、したがって本発明の教示に従った抵抗器９１８の追加が依然として必要である。

上述した詳細な説明では、本発明の方法と装置について本発明の特定の例示的な実施形態を参照しながら記載してきた。しかし、本発明のより広範な精神と範囲を逸脱することなく本発明に対するさまざまな修正や変更を行うことができることは明らかであろう。したがって、本明細書と図面は例示であると見なすべきであり、限定と見なすべきではない。

比較的高価な光接続素子の使用が不可欠な電源出力電圧の検知回路を含むようなバック・コンバータ電源の概要図である。 比較的高い最小電源出力電圧を有するバック・コンバータ電源の概要図である。 本発明の教示に従った電源コントローラを含むような低コスト非独立式バック・コンバータ電源の実施の一形態の概要図である。 本発明の教示に従った電源コントローラの実施の一形態のブロック図である。 本発明の教示に従った電源コントローラを含むような非独立式バック・コンバータ電源の別の実施形態の概要図である。 本発明の教示に従った電源コントローラを含むような非独立式バック・コンバータ電源のまた別の実施形態の概要図である。 本発明の教示に従った電源コントローラを含むような非独立式バック・コンバータ電源のさらに別の実施形態の概要図である。 本発明の教示に従った電源コントローラを含むような独立式フライバック・コンバータ電源の実施の一形態の概要図である。 本発明の教示に従った電源コントローラを含むような独立式フライバック・コンバータ電源の別の実施形態の概要図である。

符号の説明

３００ 電源、３０１ 電源コントローラ、３０２ ソース端子、電圧基準端子、３０３ バイパス端子、３０４ イネーブル端子、電流検知端子、３０５ ドレイン端子、３０６ 抵抗器、３０７ ダイオード、３０８ コンデンサ、３０９ インダクタ、３１１ キャッチ・ダイオード、３１２ 電源出力端子、３１３ 電源入力端子、３１４ 端子

Claims (16)

1. 検知しようとする電流を導通させている電流検知端子を含んだ電流検知回路であって、該電流検知回路によって検知しようとする電流が第１の電流検知しきい値と実質的に等しい場合に前記電流検知端子と電圧基準端子の間の電圧差は実質的に一定であるような電流検知回路と、
   第２の電流検知しきい値を提供するために前記電流検知端子と前記電圧基準端子の間に接続した第１のインピーダンスであって、該第２の電流検知しきい値は前記第１の電流検知しきい値と該第１のインピーダンスを通って流れる電流との和に等しいような第１のインピーダンスと、
   前記電流検知端子と電圧調整回路の入力端子の間に接続した第２のインピーダンスであって、該入力端子は、該第２のインピーダンスと該第２の電流しきい値との積にあたる量だけ前記電流検知端子の電圧と異なっているような前記電圧基準端子に対する電圧しきい値を有している第２のインピーダンスと、
   を備える電圧調整回路。
2. 前記第１のインピーダンスが第１の抵抗器を含む請求項１に記載の電圧調整回路。
3. 前記第２のインピーダンスが第２の抵抗器を含む請求項１に記載の電圧調整回路。
4. 前記第２のインピーダンスがコンデンサと並列に接続した第２の抵抗器を含む請求項１に記載の電圧調整回路。
5. 前記電流検知回路は、前記入力端子の電圧が前記電圧しきい値を上回っているときは第１の状態にあり、また前記入力端子の電圧が前記電圧しきい値を下回っているときは第２の状態にあるようなディジタル出力を含む請求項１に記載の電圧調整回路。
6. 前記電流検知回路は、前記入力端子の電圧が前記電圧しきい値に対して上限ヒステリシス・オフセット電圧を超える電圧だけ上回っているときは第１の状態にあり、また前記入力端子の電圧が前記電圧しきい値に対して下限ヒステリシス・オフセット電圧を超える電圧だけ下回っているときは第２の状態にあるようなディジタル出力を含む請求項１に記載の電圧調整回路。
7. 前記入力端子の電圧が電圧調整回路によって調整しようとする電圧を表している請求項１に記載の電圧調整回路。
8. 電源回路内に含まれている請求項７に記載の電圧調整回路。
9. 調整しようとする前記電圧が前記電源回路の少なくとも１つの出力から導出されている請求項８に記載の電圧調整回路。
10. 前記電源がＡＣ／ＤＣ電源である請求項８に記載の電圧調整回路。
11. 前記電源がＤＣ／ＤＣ電源である請求項８に記載の電圧調整回路。
12. 前記電源が独立式電源である請求項８に記載の電圧調整回路。
13. 前記電源が非独立式電源である請求項８に記載の電圧調整回路。
14. 前記電流検知端子と電圧基準端子が集積回路の端子である請求項１に記載の電圧調整回路。
15. 前記集積回路がさらにパワー・トランジスタを含む請求項１４に記載の電圧調整回路。
16. 前記集積回路がモノリシック集積回路である請求項１４に記載の電圧調整回路。

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