JP3816396B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、さらに詳細には、動作停止時における出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートや振動が防止されたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、コンピュータに代表される電子機器・電気機器の電源装置としてスイッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】
図７は、従来のスイッチング電源装置の回路である。
【０００４】
図７に示すように、従来のスイッチング電源装置は、トランスＴ１と、トランスＴ１の１次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチング回路と、トランスＴ１の２次側に設けられた自己ドライブ型の整流回路及び平滑回路とを備え、１次側のスイッチング回路に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを負荷に供給する装置である。負荷は、図７に示すように、抵抗成分ＲＬｏａｄと容量成分ＣＬｏａｄとリアクトル成分ＬＬｏａｄによって表される。
【０００５】
１次側のスイッチング回路を構成するメインスイッチＱ１、Ｑ２の動作は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて制御回路１０により制御される。より具体的には、制御回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて高くなるほどメインスイッチＱ１、Ｑ２のデューティを低下させることによって負荷に供給される電力を減らし、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて低くなるほどメインスイッチＱ１、Ｑ２のデューティを上昇させることによって負荷に供給される電力を増やす。このようにして、負荷に与えられる出力電圧Ｖｏｕｔの値が常に上記目標電圧となるように制御される。尚、制御回路１０は１次側回路に属するため、出力電圧Ｖｏｕｔを直接受けることはできず、図７に示すように、絶縁回路２０を介して出力電圧Ｖｏｕｔに連動する電圧Ｖｏｕｔ’が制御回路１０に与えられる。
【０００６】
制御回路１０の動作電圧Ｖｃｃは、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＺ１からなる動作電圧生成回路によって生成される。制御回路１０の電源端子間に接続されているコンデンサＣ３は、動作電圧Ｖｃｃの安定化を目的とした平滑コンデンサである。かかる動作電圧生成回路は、動作スイッチＳ１がオンであると活性状態となり、動作スイッチＳ１がオフであると非活性状態となる。動作スイッチＳ１のオン／オフは、外部から任意に切り替えることができ、図７に示すスイッチング電源装置を動作させたい場合には、外部から動作スイッチＳ１をオンさせ、スイッチング電源装置の動作を停止させたい場合には、外部から動作スイッチＳ１をオフさせればよい。
【０００７】
一方、２次側の整流回路を構成する整流スイッチＱ３、Ｑ４は、トランスＴ１の２次側電圧によって自己ドライブされる。また、整流スイッチＱ３、Ｑ４のゲート−ソース間にはそれぞれ抵抗Ｒ２、Ｒ３が挿入されており、これによりゲート電極がフローティング状態となることが防止されている。
【０００８】
次に、図７に示す従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。
【０００９】
図８は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。
【００１０】
図８に示すように、動作スイッチＳ１がオンである状態では、制御回路１０による制御のもと、メインスイッチＱ１、Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ１）、ＶＧＳ（Ｑ２）は、ある決まったスイッチング周波数にて交互にハイレベルとされる。これにより、トランスＴ１の１次側電圧ＶＬｐの極性は交互に反転し、１次側コンデンサＣ１、Ｃ２は充放電を繰り返す。
【００１１】
これに連動して、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２に発生する２次側電圧の極性も交互に反転し、これにより整流スイッチＱ３、Ｑ４は、上記スイッチング周波数にて交互にオン／オフする。より具体的には、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ１）がハイレベルであるためにメインスイッチＱ１がオン状態である期間においては、２次巻線Ｌｓ２に発生する２次側電圧によって整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）がしきい値電圧以上の電圧となり、これにより整流スイッチＱ３がオン状態となる。逆に、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ２）がハイレベルであるためにメインスイッチＱ２がオン状態である期間においては、２次巻線Ｌｓ１に発生する２次側電圧によって整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）がしきい値電圧以上の電圧となり、これにより整流スイッチＱ４がオン状態となる。
【００１２】
これにより、極性が交互に反転する２次側電圧が整流され、出力リアクトルＬｏｕｔ及び出力コンデンサＣｏｕｔからなる平滑回路によって平滑されて安定した出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００１３】
そして、任意のタイミングにて動作スイッチＳ１をオフに変化させると、トランジスタＴｒ１がオフ状態となるため制御回路１０の動作が停止し、これにより、メインスイッチＱ１、Ｑ２はともにオフ状態となる。すなわち、スイッチング動作が停止する。
【００１４】
しかしながら、動作スイッチＳ１をオフに変化させると、１次側のスイッチング回路の動作が停止することから、整流スイッチＱ３及びＱ４のいずれか一方がオン状態のままとなり、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄより出力リアクトルＬｏｕｔに逆方向電流が流れ始める。
【００１５】
図８においては、動作スイッチＳ１がオフに変化したことにより、まず、整流スイッチＱ３がオン状態のままとなった場合が示されている。この場合、１次側のスイッチング回路の動作が停止していることから、整流スイッチＱ３のゲートに蓄えられた電荷の放電ルートは、実質的に抵抗Ｒ２のみとなり、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）は、抵抗Ｒ２を流れる電流により緩やかに低下する。この間、出力リアクトルＬｏｕｔには逆方向電流が流れ続ける。
【００１６】
その後、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄからの放電によるＶｏｕｔの低下及び巻線の２次側電圧の低下と抵抗Ｒ２を介したゲート電荷の放電によって、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）がしきい値電圧未満まで低下し、これがオフ状態に変化すると、トランスＴ１にフライバック電圧が発生する。かかるフライバック電圧は、トランスＴ１を介してスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐを押し上げるとともに、整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチＱ４がオン状態のままとなる。
【００１７】
また、図８に示すように、整流スイッチＱ４を介して出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流は一旦順方向となるため、かかる期間において出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄが充電され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００１８】
その後、整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）は、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流が逆方向となった時点から、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄからの放電によるＶｏｕｔの低下及び巻線の２次側電圧の低下と抵抗Ｒ３を流れる電流により緩やかに低下しはじめ、これがしきい値電圧未満まで低下し整流スイッチＱ４がオフ状態に変化すると、再びトランスＴ１にフライバック電圧が発生し、トランスＴ１を介してスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐを押し上げるとともに、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチＱ３がオン状態のままとなる。
【００１９】
このような動作は、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄが、スイッチング電源装置の２次側回路及び負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄによって消費されるまで繰り返し行われ、これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下し、またスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐは段階的に上昇する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させても出力電圧Ｖｏｕｔは単調に低下せず、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下することから、負荷において誤動作を生じるおそれがある。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下まで低下すれば、スイッチング電源装置の動作が停止されたものと負荷において判断し所定の動作を行うような場合、出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下すると、負荷においてスイッチング電源装置の動作が停止したのか否かの判断が困難となってしまうという問題が生じる。
【００２１】
また、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させると、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することから、１次側回路において用いる素子が破壊されるおそれがある。これを防止するためには、耐圧の高い素子を用いる必要があり、スイッチング電源装置のコストを増大させる原因となってしまう。
【００２２】
さらに、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させると２次側の出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４に大きな電流が流れることから、出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４において大きな発熱を生じ、スイッチング電源装置の信頼性の低下を招くおそれもある。
【００２３】
上述した問題は、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが大きいほど顕著となることから、例えば、軽負荷時にスイッチング電源装置の動作が停止された場合に特に問題となる。さらに、上述した問題は、負荷が有する容量成分ＣＬｏａｄが大きいほど問題となることから、容量成分ＣＬｏａｄが大きい負荷に電力を供給する場合に特に問題となる。
【００２４】
一方、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に小さい場合（負荷が大きい場合）には、上述した問題は比較的起きにくいが、抵抗成分ＲＬｏａｄが小さい場合（負荷が大きい場合）、スイッチング電源装置の動作を停止させると出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じ、負荷において誤動作を生じるおそれがある。出力電圧Ｖｏｕｔがマイナス電圧となると、負荷装置に含まれるＩＣ内の寄生ダイオード等が導通状態となってＩＣに過大な電流が流れ、場合によってはＩＣが誤動作したり、破損してしまう可能性がある。
【００２５】
図９は、動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔがアンダーシュートする様子を示すタイミング図である。
【００２６】
図９に示すように、動作スイッチＳ１をオフに変化させることにより１次側のスイッチング回路の動作が停止すると、抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流（ＩＲＬｏａｄ）は、出力リアクトルＬｏｕｔの出力電流（ＩＬｏｕｔ）から出力コンデンサＣｏｕｔの放電電流（ＩＣｏｕｔ）に切り替わるとともに、負荷が有するリアクトル成分ＬＬｏａｄに電圧（ＶＬＬｏａｄ）が発生し、電流を流し続けようとする。これにより出力電圧Ｖｏｕｔはマイナス側に振れ、アンダーシュートとなる。そして、このアンダーシュート電圧が整流スイッチＱ３、Ｑ４のボディダイオードの順方向電圧Ｖｆに達すると、これらボディダイオードが導通状態となり、整流スイッチＱ３（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路、並びに、整流スイッチＱ４（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ２、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路に電流が流れる。このため、アンダーシュート電圧のピーク値はほぼ−Ｖｆにクランプされる。
【００２７】
ここで、抵抗成分ＲＬｏａｄ、リアクトル成分ＬＬｏａｄ及び出力コンデンサＣｏｕｔが次式を満たしている場合、上記ＬＣＲ直列回路は振動的となり、上述したアンダーシュートが発生する。
【００２８】
【数１】
式（１）から明らかなように、抵抗成分ＲＬｏａｄが小さい（負荷が大きい）ほど、アンダーシュートが発生しやすいことが分かる。ここで、抵抗成分ＲＬｏａｄ及びリアクトル成分ＬＬｏａｄは負荷側の成分であることから、スイッチング電源装置側においてアンダーシュートを防止するためには、十分な容量を持った付加コンデンサＣｅｘを出力コンデンサＣｏｕｔに対して並列に付加する必要があり、部品点数の増大を招くという問題があった。アンダーシュートを防止するために必要な付加コンデンサＣｅｘの容量は、次式によって表すことができる。
【００２９】
【数２】
また、かかる問題は、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが小さいほど顕著となることから、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動する場合に問題となる。
【００３０】
このように、従来のスイッチング電源装置においては、動作の停止を指示すると出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下したり、出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じるという問題があり、前者の問題は負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが大きいほど顕著となり、後者の問題は抵抗成分ＲＬｏａｄが小さいほど顕著となっていた。特に後者の問題は、整流回路が自己ドライブ型であるか否かに関わらず生じてしまう。
【００３１】
したがって、本発明の目的は、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じることのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３２】
また、本発明の他の目的は、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動することのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３３】
また、本発明のさらに他の目的は、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３４】
また、本発明のさらに他の目的は、動作の停止が指示された際に、出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４に大きな電流が流れることがないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、トランスと、入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に接続され、前記入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に直列に接続された少なくともバックコンバータまたはブーストコンバータ回路によって構成された第１コンバータ及びハーフブリッジ、フォワードコンバータ、フルブリッジまたはプッシュプル回路によって構成された第２のコンバータからなるスイッチング回路と、前記トランスの２次巻線に接続された自己ドライブ型の整流回路と、前記スイッチング回路の動作を制御する制御回路と、前記制御回路の動作電圧を生成する第１及び第２の動作電圧生成回路とを備え、前記制御回路が、少なくとも、前記第１のコンバータの動作を制御する第１コンバータ制御回路及び前記第２のコンバータの動作を制御する第２コンバータ制御回路からなり、前記第１の動作電圧生成回路が、前記第１コンバータ制御回路及び第２コンバータ制御回路に対して共通に設けられた動作電源配線に対して前記第１の動作電圧を供給し、前記第２の動作電圧生成回路が、前記動作電源配線に対して前記第２の動作電圧を供給するように構成され、さらに、前記トランスの１次側に設けられた補助巻線に現れる電圧を用いて前記動作電源配線に第３の動作電圧を供給する補助電源回路を備え、前記第１の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路及び前記第２コンバータ制御回路は動作状態となり、前記第２の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路の動作が停止するように構成され、前記補助電源回路の最低動作電圧Ｖｃｃ１、前記第１コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ２および前記第２コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ３が、Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３の関係にあることを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００３６】
本発明の好ましい実施態様においては、前記第１の動作電圧生成回路には前記第１の動作電圧を決める第１のツェナーダイオードが含まれ、前記第２の動作電圧生成回路には前記第２の動作電圧を決める第２のツェナーダイオードが含まれており、前記第１のツェナーダイオードのツェナー電圧が、前記第２のツェナーダイオードのツェナー電圧よりも高い。
【００３７】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記第１の動作電圧生成回路には、前記第１のツェナーダイオードに対して並列に接続された動作スイッチがさらに含まれている。
【００４６】
このように、本発明によれば、第１の動作電圧生成回路により生成される第１の動作電圧と、第２の動作電圧生成回路により生成される第２の動作電圧とが互いに異なることから、通常動作時においては一方の動作電圧生成回路による動作電圧で制御回路を動作させ、動作終了時においては他方の動作電圧生成回路による動作電圧で制御回路を動作させることにより、動作終了後においてもスイッチング動作を継続させることが可能となる。これにより、振動やアンダーシュートを発生させることなく、出力電圧を実質的に単調に低下させることが可能となるので、負荷の誤動作を効果的に防止することができる。
【００４７】
特に、整流回路が自己ドライブ型の整流回路からなる場合には、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧の段階的な上昇が防止されることから、１次側回路において用いる素子の破壊を効果的に防止することが可能となる。また、耐圧の高い素子を用いる必要がなくなるので、スイッチング電源装置のコストを低減させることもできる。さらに、動作の停止が指示された際に、出力リアクトル、トランスの２次巻線及び整流回路に大きな電流が流れることがないので、信頼性を高めることが可能となる。
【００４８】
したがって、本発明にかかるスイッチング電源装置は、容量成分ＣＬｏａｄの大きい負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。また、本発明にかかるスイッチング電源装置は、軽負荷状態となることが多い負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。さらに、本発明は、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動するためのスイッチング電源装置としても好適である。すなわち、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、大負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、軽負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、出力電圧を単調低下させることが可能となる。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００５８】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【００５９】
図１に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子４１、４２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して、一対の出力電源端子４３、４４に直流出力電圧Ｖｏｕｔを発生させ、これを負荷に供給する装置であり、入力電源端子４１、４２に接続されたバックコンバータ回路５０と、バックコンバータ回路５０に接続されトランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１を励磁するハーフブリッジ回路６０と、バックコンバータ回路５０の動作を制御するバックコンバータ制御回路７１と、ハーフブリッジ回路６０の動作を制御するハーフブリッジ制御回路７２と、通常動作時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧Ｖｃｃを生成する補助電源回路８０と、起動時において上記動作電圧Ｖｃｃを生成する第１の動作電圧生成回路９０と、動作終了時において上記動作電圧Ｖｃｃを生成する第２の動作電圧生成回路１００と、トランスＴ２の２次側に設けられた自己ドライブ型の整流回路１１０と、整流回路１１０の後段に設けられ出力電源端子４３、４４に接続された平滑回路１２０とを備える。
【００６０】
また、直流入力電源と入力電源端子４１との間には、動作スイッチＳ１１が設けられており、スイッチング電源装置による変圧動作を行う場合には、これを外部からオンさせる必要がある。本実施態様においては、動作スイッチＳ１１はスイッチング電源装置の一部を構成する要素ではないが、これをスイッチング電源装置の一部に含めても構わない。
【００６１】
バックコンバータ回路５０は、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２と、平滑リアクトルＬｂとを備えている。図１に示すように、メインスイッチＱ１１と平滑リアクトルＬｂは、高位側の入力電源端子４１とハーフブリッジ回路６０との間に直列に接続されており、メインスイッチＱ１２は、低位側の入力電源端子４２とメインスイッチＱ１１及び平滑リアクトルＬｂの接続点との間に接続されている。バックコンバータ回路５０は、バックコンバータ制御回路７１による制御のもと、入力電源端子４１、４２間に現れる直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して一対の内部配線４５、４６間に内部電圧Ｖｐを発生させる。
【００６２】
ハーフブリッジ回路６０は、一対の内部配線４５、４６間に直列に接続されたメインスイッチＱ１３、Ｑ１４と、同じく一対の内部配線４５、４６間に直列に接続された１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２とを備えている。図１に示すように、メインスイッチＱ１３及びＱ１４の接続点と１次側コンデンサＣ１１及びＣ１２の接続点との間には、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１が接続されている。
【００６３】
バックコンバータ制御回路７１は、バックコンバータ回路５０を構成するメインスイッチＱ１１、Ｑ１２のスイッチング動作を制御する回路であり、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２は、バックコンバータ制御回路７１による制御のもと、所定のデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされる。バックコンバータ制御回路７１は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてメインスイッチＱ１１のデューティを制御し、より具体的には、バックコンバータ制御回路７１は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて高くなるほどメインスイッチＱ１１のデューティを低下させることによって、内部配線４５、４６を介してハーフブリッジ回路６０に供給される電力を減らし、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて低くなるほどメインスイッチＱ１１のデューティを上昇させることによって、ハーフブリッジ回路６０に供給される電力を増やす。このようにして、ハーフブリッジ回路６０には、直流入力電圧Ｖｉｎ及びメインスイッチＱ１１のデューティにより決まる一定の内部電圧Ｖｐが与えられる。
【００６４】
尚、バックコンバータ制御回路７１は１次側回路に属するため、出力電圧Ｖｏｕｔを直接受けることはできず、図１に示すように、絶縁回路１３０を介して出力電圧Ｖｏｕｔに連動する電圧Ｖｏｕｔ’がバックコンバータ制御回路７１に与えられる。バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧については後述する。
【００６５】
ハーフブリッジ制御回路７２は、ハーフブリッジ回路６０を構成するメインスイッチＱ１３、Ｑ１４のスイッチング動作を制御する回路であり、常に、一定のデューティでこれらを駆動する。これにより、一対の出力電源端子４３、４４間には、内部電圧Ｖｐ及びトランスＴ２の巻数比により決まる一定の直流出力電圧Ｖｏｕｔが現れる。ハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧についても後述する。
【００６６】
補助電源回路８０は、通常動作時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧を生成する回路であり、ダイオードブリッジ回路Ｂと、平滑コンデンサＣ１３、Ｃ１４と、トランジスタＴｒ１１と、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２とを備える。ダイオードブリッジ回路Ｂは、トランスＴ２の１次側に設けられた補助巻線Ｌｐ１２に現れる電圧を整流する回路であり、その出力端間に現れる電圧は、平滑コンデンサＣ１３により平滑されて補助電源電圧Ｖｓｕｂとなる。また、トランジスタＴｒ１１は、ダイオードブリッジ回路Ｂの高位側の出力端とＶｃｃ配線との間に設けられており、そのベース−エミッタ間には抵抗Ｒ１１が設けられている。ダイオードブリッジ回路Ｂの低位側の出力端は、内部配線４６に直接接続されている。かかる構成により、補助電源回路８０は、ハーフブリッジ回路６０がスイッチング動作を開始すると、補助巻線Ｌｐ１２に現れる電圧を用いてＶｃｃ配線に所定の動作電圧を供給する。ここで、補助電源回路８０によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ１」と定義する。
【００６７】
第１の動作電圧生成回路９０は、起動時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧Ｖｃｃを生成する回路であり、トランジスタＴｒ１２と、抵抗Ｒ１３と、ツェナーダイオードＺ１１と、ダイオードＤ１１と、動作スイッチＳ１２とを備える。図１に示すように、トランジスタＴｒ１２とダイオードＤ１１は、高位側の入力電源端子４１とＶｃｃ配線との間に直列に接続されており、抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺ１１は、高位側の入力電源端子４１と低位側の入力電源端子４２との間に直列に接続されている。抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺ１１との接続点は、トランジスタＴｒ１２のベースに接続されており、これによりトランジスタＴｒ１２のベースには、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１が与えられる。したがって、トランジスタＴｒ１２がオン状態となると、Ｖｃｃ配線に与えられる電圧は、ＶＺ１１−２Ｖｔｈ（Ｖｔｈは、トランジスタＴｒ１２のベース−エミッタ間電圧及びダイオードＤ１１の順方向電圧）となる。このようにして第１の動作電圧生成回路９０によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ２」と定義する。
【００６８】
ここで、本実施態様においては、
Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２
となるように、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１が選択されている。このため、第１の動作電圧生成回路９０はスイッチング電源装置の起動時においてのみ動作し、ハーフブリッジ回路６０がスイッチング動作を開始するとトランジスタＴｒ１２はオフ状態となる。これにより、第１の動作電圧生成回路９０は、スイッチング電源装置の動作に実質的に寄与しなくなる。
【００６９】
さらに、第１の動作電圧生成回路９０に備えられた動作スイッチＳ１２は、ツェナーダイオードＺ１１の両端間に接続されており、スイッチング電源装置による変圧動作を行う場合には、これを外部からオフさせる必要がある。したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置を動作させるためには、動作スイッチＳ１１をオン状態とし、動作スイッチＳ１２をオフ状態とする必要がある。逆に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作を停止させるためには、動作スイッチＳ１１をオフ状態とするか、動作スイッチＳ１２をオン状態とすればよい。
【００７０】
第２の動作電圧生成回路１００は、動作終了時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧を生成する回路であり、トランジスタＴｒ１３と、トランジスタＴｒ１４と、ダイオードＤ１２と、ツェナーダイオードＺ１２とを備える。トランジスタＴｒ１３とダイオードＤ１２は内部配線４５とＶｃｃ配線との間に直列に接続されており、トランジスタＴｒ１４は内部配線４５とトランジスタＴｒ１３のベースとの間に接続されており、ツェナーダイオードＺ１２はトランジスタＴｒ１３のベースと内部配線４６との間に接続されている。トランジスタＴｒ１４のゲート−ソース間は短絡されており、これにより定電流素子として機能する。尚、トランジスタＴｒ１４の代わりに抵抗を用いても構わない。
【００７１】
また、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２は、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定されている。このため、動作スイッチＳ１１がオンであり、動作スイッチＳ１２がオフである状態においては、トランジスタＴｒ１２のベース電圧は常にトランジスタＴｒ１３のベース電圧はよりも高くなることから、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧はしきい値電圧未満となり、トランジスタＴｒ１３のオフ状態が保たれる。トランジスタＴｒ１３がオフ状態である場合においては、第２の動作電圧生成回路１００はスイッチング電源装置の動作に実質的に寄与しない。
【００７２】
一方、トランジスタＴｒ１３がオン状態となると、Ｖｃｃ配線に与えられる電圧は、ＶＺ１２−２Ｖｔｈ（Ｖｔｈは、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧及びダイオードＤ１２の順方向電圧）となる。このようにして第２の動作電圧生成回路１００によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ３」と定義する。
【００７３】
上述のとおり、本実施態様においては、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２がツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定されていることから、
Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３
である。このため、第２の動作電圧生成回路１００は、動作スイッチＳ１１がオフするか動作スイッチＳ１２がオンすることにより、トランジスタＴｒ１２がオフ状態となっている期間においてのみ動作可能となる。
【００７４】
ここで、本実施態様においては、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧はＶｃｃ２未満、Ｖｃｃ３以上に設定されており、ハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧はＶｃｃ３未満に設定されている。これにより、バックコンバータ制御回路７１は、補助電源回路８０又は第１の動作電圧生成回路９０が活性状態となっている場合には、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２の駆動を行うことができる一方、これらが非活性状態となっており、代わりに第２の動作電圧生成回路１００が活性状態となっている場合には、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２の駆動を行うことができない。一方、ハーフブリッジ制御回路７２は、補助電源回路８０、第１の動作電圧生成回路９０及び第２の動作電圧生成回路１００のいずれかが活性状態となっている限り、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４の駆動を行うことができる。
【００７５】
整流回路１１０は、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６と、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５とを備える。整流スイッチＱ１５はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１と低位側の出力電圧端子４４との間に接続されており、整流スイッチＱ１６はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１２と低位側の出力電圧端子との間に接続されている。また、整流スイッチＱ１５のゲートは２次巻線Ｌｓ１２に接続され、整流スイッチＱ１６のゲートは２次巻線Ｌｓ１１２に接続されている。これにより、整流回路１１０は、いわゆる自己ドライブ型の整流回路を構成している。さらに、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６のゲート−ソース間にはそれぞれ抵抗Ｒ１４、Ｒ１５が挿入されており、これによりゲート電極がフローティング状態となることが防止されている。
【００７６】
平滑回路１２０は、整流回路１１０の整流出力端と高位側の出力電圧端子４３との間に接続された出力リアクトルＬｏｕｔと、一対の出力電圧端子４３、４４間に接続された出力コンデンサＣｏｕｔとを備える。
【００７７】
そして、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の一部を構成する要素ではないが、一対の出力電圧端子４３、４４間に接続される負荷は、抵抗成分ＲＬｏａｄと容量成分ＣＬｏａｄとリアクトル成分ＬＬｏａｄによって表すことができる。
【００７８】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作について説明する。
【００７９】
図２は、図１に示すスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。
【００８０】
本実施態様にかかるスイッチング電源装置を動作させるためには、まず、動作スイッチＳ１１を外部からオンさせるとともに、動作スイッチＳ１２を外部からオフさせる必要がある。動作スイッチＳ１１をオン、動作スイッチＳ１２をオフさせると、第１の動作電圧生成回路９０内のトランジスタＴｒ１２がオンし、Ｖｃｃ配線に与えられる動作電圧はＶｃｃ２となる。
【００８１】
これにより、バックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２はいずれも動作状態となり、バックコンバータ制御回路７１はメインスイッチＱ１１、Ｑ１２を電圧Ｖｏｕｔ’に基づくデューティにて交互にオン／オフさせ、ハーフブリッジ制御回路７２はメインスイッチＱ１３、Ｑ１４をある決まったデューティで交互にオン／オフさせる。
【００８２】
これにより、トランスＴ２の１次側電圧ＶＬｐ１１の極性は交互に反転し、これに連動して、トランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１及びＬｓ１２に発生する２次側電圧の極性も交互に反転することから、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６は交互にオン／オフする。これにより極性が交互に反転する２次側電圧が整流され、平滑回路１２０によって平滑されて安定した出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００８３】
図３は、図２に示したタイミング図の主要部を拡大してより詳細に示した図である。
【００８４】
図３に示すように、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がハーフブリッジ制御回路７２の制御によってスイッチング動作を繰り返すと、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流ＩＬｏｕｔの波形はスイッチング周波数の２倍の周波数を持った波形となり、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の波形はスイッチング周波数と同じ周波数を持った波形となる。この場合、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流ＩＬｏｕｔの方向が正である場合には出力コンデンサＣｏｕｔが充電され、負である場合には出力コンデンサＣｏｕｔが放電されることになる。
【００８５】
また、メインスイッチＱ１３がオンしている期間においては、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の方向が正である場合には１次側コンデンサＣ１１は放電され、負である場合には１次側コンデンサＣ１１は充電されることになる。図３には示されていないが、同様に、メインスイッチＱ１４がオンしている期間においては、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の方向が正である場合には１次側コンデンサＣ１２は充電され、負である場合には１次側コンデンサＣ１２は放電されることになる。
【００８６】
一方、ハーフブリッジ回路６０のスイッチング動作によりトランスＴ２の１次側に設けられた補助巻線Ｌｐ１２に電圧が発生すると、補助電源回路８０によってＶｃｃ配線に与えられる動作電圧はＶｃｃ１となり、これに伴って第１の動作電圧生成回路９０は非活性化される。
【００８７】
そして、任意のタイミングにて動作スイッチＳ１２をオンに変化させると、トランジスタＴｒ１２のベース電圧が低下し、トランジスタＴｒ１２がターンオフする。トランジスタＴｒ１２がターンオフすると、トランジスタＴｒ１１のベース電圧も低下するので、トランジスタＴｒ１１がターンオフする。
【００８８】
これによりＶｃｃ配線の電位が低下するので、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧はしきい値電圧を越えてターンオンする。これにより、Ｖｃｃ配線の電位はＶｃｃ３となるので、バックコンバータ制御回路７１の動作が停止する。すなわち、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２はいずれもオフ状態となる。一方、ハーフブリッジ制御回路７２については、最低動作電圧がＶｃｃ３未満に設定されていることから、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４によるスイッチング動作は継続される。
【００８９】
したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、整流スイッチＱ１５及びＱ１６も通常のスイッチング周期にて交互にオン／オフすることになり、従来のスイッチング電源装置のように一方の整流スイッチがオン状態のままとなる現象は生じない。
【００９０】
このように、本実施態様によるスイッチング電源装置では、動作スイッチＳ１２のオンにより動作の停止が指示された後においても、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がスイッチング動作を継続することから、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄに蓄積されているエネルギーは、負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄやメインスイッチＱ１３、Ｑ１４、並びに、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６等により徐々に消費され、これにより出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。この場合、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４は通常のスイッチング周波数で動作を行っていることから、従来のスイッチング電源装置のように出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動しながら低下することはなく、実質的に単調に低下することになる。
【００９１】
また、動作スイッチＳ１２がオンされた後においてもスイッチング動作が継続されることから、従来のスイッチング電源装置のようにフライバック電圧が発生することはなく、このためスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが押し上げられることもない。スイッチング回路内の内部電圧Ｖｐは図２に示すように単調に低下し、これによりＶｃｃ配線の電位がハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧を下回ると、全てのスイッチング動作は停止する。この時点においては、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄに蓄積されているエネルギーの多くは既に消費されていることから、従来のように、スイッチング周期よりも非常に長い周期での発振が生じることはない。
【００９２】
さらに、動作スイッチＳ１２がオンされた後におけるスイッチング動作は、通常動作時におけるスイッチング動作と全く同じであることから、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流も通常動作時における電流と同じであり、異常な電流が流れることはない。
【００９３】
しかも、本実施態様によるスイッチング電源装置では、動作スイッチＳ１２のオンにより動作の停止が指示された後においても、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がスイッチング動作を継続することから、整流スイッチＱ１５（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１１、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路、並びに、整流スイッチＱ１６（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１２、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路が振動し出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生する条件を次式によって表すことができる。
【００９４】
【数３】
式（３）において、Ｎ１はトランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１の巻数を示し、Ｎ２はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１及びＬｓ１２の巻数を示している。
【００９５】
式（３）から明らかなように、本実施態様によれば、従来のスイッチング電源装置に比べて１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量が付加される分、ＬＣＲ直列回路が振動的となりにくいことが分かる。したがって、付加コンデンサＣｅｘを用いることなく、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量を利用して出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートを防止することが可能となる。
【００９６】
図４は、図２に示したタイミング図の主要部を拡大して示すとともに、負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流ＩＲＬｏａｄの変化を示す図である。
【００９７】
図４に示すように、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量の付加によって、式（３）の条件が満たされなくなれば、動作スイッチＳ１２がオンされたことによりリアクトル成分ＬＬｏａｄに電圧（ＶＬＬｏａｄ）が発生しても、上記ＬＣＲ直列回路が共振条件を満たしていないことから出力電圧Ｖｏｕｔがマイナス側に振れることはない。すなわち、アンダーシュートの発生を防止することが可能となる。
【００９８】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、動作スイッチＳ１２をターンオンさせることによって、従来のスイッチング電源装置における種々の問題を生じさせることなく、動作を停止させることができるので、動作スイッチＳ１１をオンしたままの状態で、動作の開始及び停止を行うことが可能となる。したがって、本実施態様は、動作スイッチＳ１１がスイッチング電源装置の外部に配置されている場合において特に好適である。
【００９９】
また、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、通常動作時においては補助電源回路８０がＶｃｃ配線に動作電圧を供給し、第１の動作電圧生成回路９０が非活性化されることから、動作電圧を生成する際に生じる損失が低減される。
【０１００】
さらに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、ハーフブリッジ回路６０の前段にバックコンバータ回路５０が備えられ、これら２段のコンバータによって降圧を行っていることから、各コンバータにて発生する損失が大幅に低減され、全体としての変換効率が高められる。
【０１０１】
尚、図２及び図４に示したタイミング図には、動作スイッチＳ１２をターンオンさせることによって動作を停止させた例が示されているが、動作を停止させる方法としてはこれに限らず、動作スイッチＳ１１をターンオフすることによって動作を停止させても構わない。この場合も、動作スイッチＳ１２をターンオンさせた場合と同様、従来のスイッチング電源装置における種々の問題を生じさせることなく、動作を停止させることができる。
【０１０２】
また、上記実施態様スイッチング電源装置においては、第２の動作電圧生成回路１００を構成するトランジスタＴｒ１３のコレクタ及びトランジスタＴｒ１４のドレインがいずれも内部配線４５に接続されているが、図５に示すように、これらを補助電源回路８０を構成するダイオードブリッジ回路の高位側出力端に接続しても構わない。この場合も、図１に示すスイッチング電源装置とほぼ同じ動作を行うことができる。
【０１０３】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【０１０４】
図６は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１０５】
図６に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置に付加回路１４０を付加した構成を有しており、その他の点は図１に示したスイッチング電源装置と同様の構成を有している。
【０１０６】
付加回路１４０は、内部配線４５、４６間に直列接続された付加コンデンサＣａ及び付加抵抗Ｒａによって構成され、スイッチング電源装置の動作停止時においてＬＣＲ直列回路が振動的となる共振条件を緩和する役割を果たす。本実施態様においては、ＬＣＲ直列回路が振動的となって出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生する条件は次式によって表すことができる。
【０１０７】
【数４】
式（４）から明らかなように、本実施態様によれば、図１に示したスイッチング電源装置に比べて付加コンデンサＣａの容量がさらに付加される分、ＬＣＲ直列回路がより振動的となりにくいことが分かる。したがって、本実施態様は、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量を利用するのみでは出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートを防止することができない場合（式（３）の条件を満たしてしまう場合）に有効である。また、付加コンデンサＣａ及び付加抵抗Ｒａは時定数回路を構成していることから、付加回路１４０がスイッチング電源装置の動作中において何らかの悪影響を及ぼすことはない。
【０１０８】
尚、本実施態様は、当然ながら、図５に示すスイッチング電源装置に対しても適用することが可能である。
【０１０９】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【０１１０】
例えば、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２を、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定することにより上記動作を実現しているが、動作スイッチＳ１１がオン状態であり、動作スイッチＳ１２がオフ状態である場合にトランジスタＴｒ１２のベース電圧がトランジスタＴｒ１３のベース電圧よりも高くなるように構成されている限り、例えば、ツェナーダイオードＺ１１に対して１又は２以上の通常のダイオードを直列に接続すれば、ツェナー電圧ＶＺ１１とツェナー電圧ＶＺ１２とが同じ電圧であっても構わないし、逆に、ツェナー電圧ＶＺ１１の方がツェナー電圧ＶＺ１２よりも低くても構わない。
【０１１１】
また、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧をハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧よりも高く設定することにより上記動作を実現しているが、第２の動作電圧生成回路１００が活性化した状態においてバックコンバータ制御回路７１の動作が停止し、ハーフブリッジ制御回路７２の動作が停止しない限り、例えば、Ｖｃｃ配線とバックコンバータ制御回路７１のＶｃｃ入力端との間に、１又は２以上のダイオードを直列に接続すれば、これら最低動作電圧が等しくても構わないし、逆に、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧の方がハーフブリッジ制御回路７２のそれよりも低くても構わない。
【０１１２】
さらに、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、トランスＴ２の１次側回路として、バックコンバータ回路５０とハーフブリッジ回路６０の直列回路を用いているが、本発明に適用可能な１次側回路としてはこれに限定されず、他のコンバータ回路を直列に用いても構わない。例えば、バックコンバータ回路５０の代わりに、ブーストコンバータ回路等の別の回路を用いてもよく、また、ハーフブリッジ回路６０の代わりにフォワードコンバータ、フルブリッジ、プッシュプル回路等の別の回路を用いても構わない。
【０１１３】
また、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、整流回路１１０として自己ドライブ型の整流回路を用いているが、上述のとおり、スイッチング電源装置の動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じるという問題は、整流回路が自己ドライブ型であるか否かに関わらず生じる問題であることから、本発明において、自己ドライブ型の整流回路１１０の代わりに、ダイオードを用いた通常の整流回路や、ドライバによって動作が制御される同期整流型の整流回路を用いても構わない。
【０１１４】
さらに、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、バックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２が１次側回路に属しているが、これらが２次側回路に属するように構成しても構わない。
【０１１５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動したりアンダーシュートを起こすことがなく、実質的に単調に低下することから、負荷の誤動作を効果的に防止することが可能となる。また、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することがなく、ゆるやかに低下することから、１次側回路において用いる素子の破壊を効果的に防止することが可能となる。また、耐圧の高い素子を用いる必要がなくなるので、スイッチング電源装置のコストを低減させることもできる。さらに、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、出力リアクトルＬｏｕｔに大きな電流が流れることがないので、スイッチング電源装置の信頼性を高めることが可能となる。
【０１１６】
したがって、本発明にかかるスイッチング電源装置は、容量成分ＣＬｏａｄの大きい負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。また、本発明にかかるスイッチング電源装置は、軽負荷状態となることが多い負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。さらに、本発明は、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動するためのスイッチング電源装置としても好適である。すなわち、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、大負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、軽負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔを単調低下させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源装置の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に大きい場合の動作を示すタイミング図である。
【図３】図２に示したタイミング図の主要部を拡大してより詳細に示した図である。
【図４】図１に示すスイッチング電源装置の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に小さい場合の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流ＩＲＬｏａｄの変化を示す図である。
【図５】図１に示すスイッチング電源装置の変形例を示す回路図である。
【図６】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の回路である。
【図８】従来のスイッチング電源装置において、動作停止時に出力電圧が振動する様子を示すタイミング図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置において、動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔがアンダーシュートする様子を示すタイミング図である。
【符号の説明】
１０ 制御回路
２０ 絶縁回路
４１，４２ 入力電源端子
４３，４４ 出力電源端子
４５，４６ 内部配線
５０ バックコンバータ回路
６０ ハーフブリッジ回路
７１ バックコンバータ制御回路
７２ ハーフブリッジ制御回路
８０ 補助電源回路
９０ 第１の動作電圧生成回路
１００ 第２の動作電圧生成回路
１１０ 整流回路
１２０ 平滑回路
１３０ 絶縁回路
１４０ 付加回路
Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１４ メインスイッチ
Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１５，Ｑ１６ 整流スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２ １次側コンデンサ
Ｃ３，Ｃ１３，Ｃ１４ 平滑コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力コンデンサ
ＣＬｏａｄ 容量成分
Ｃａ 付加コンデンサ
Ｌｐ１，Ｌｐ１１ １次巻線
Ｌｐ１２ 補助巻線
Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ１１，Ｌｓ１２ ２次巻線
Ｌｂ 平滑リアクトル
Ｌｏｕｔ 出力リアクトル
ＬＬｏａｄ リアクトル成分
Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ１１〜Ｒ１５ 抵抗
ＲＬｏａｄ 抵抗成分
Ｒａ 付加抵抗
Ｔｒ１，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４ トランジスタ
Ｚ１，Ｚ１１，Ｚ１２ ツェナーダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１，Ｓ１２ 動作スイッチ
Ｂ ダイオードブリッジ回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、さらに詳細には、動作停止時における出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートや振動が防止されたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、コンピュータに代表される電子機器・電気機器の電源装置としてスイッチング電源装置が広く用いられている。
【０００３】
図７は、従来のスイッチング電源装置の回路である。
【０００４】
図７に示すように、従来のスイッチング電源装置は、トランスＴ１と、トランスＴ１の１次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチング回路と、トランスＴ１の２次側に設けられた自己ドライブ型の整流回路及び平滑回路とを備え、１次側のスイッチング回路に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを負荷に供給する装置である。負荷は、図７に示すように、抵抗成分ＲＬｏａｄと容量成分ＣＬｏａｄとリアクトル成分ＬＬｏａｄによって表される。
【０００５】
１次側のスイッチング回路を構成するメインスイッチＱ１、Ｑ２の動作は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて制御回路１０により制御される。より具体的には、制御回路１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて高くなるほどメインスイッチＱ１、Ｑ２のデューティを低下させることによって負荷に供給される電力を減らし、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて低くなるほどメインスイッチＱ１、Ｑ２のデューティを上昇させることによって負荷に供給される電力を増やす。このようにして、負荷に与えられる出力電圧Ｖｏｕｔの値が常に上記目標電圧となるように制御される。尚、制御回路１０は１次側回路に属するため、出力電圧Ｖｏｕｔを直接受けることはできず、図７に示すように、絶縁回路２０を介して出力電圧Ｖｏｕｔに連動する電圧Ｖｏｕｔ’が制御回路１０に与えられる。
【０００６】
制御回路１０の動作電圧Ｖｃｃは、トランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１及びツェナーダイオードＺ１からなる動作電圧生成回路によって生成される。制御回路１０の電源端子間に接続されているコンデンサＣ３は、動作電圧Ｖｃｃの安定化を目的とした平滑コンデンサである。かかる動作電圧生成回路は、動作スイッチＳ１がオンであると活性状態となり、動作スイッチＳ１がオフであると非活性状態となる。動作スイッチＳ１のオン／オフは、外部から任意に切り替えることができ、図７に示すスイッチング電源装置を動作させたい場合には、外部から動作スイッチＳ１をオンさせ、スイッチング電源装置の動作を停止させたい場合には、外部から動作スイッチＳ１をオフさせればよい。
【０００７】
一方、２次側の整流回路を構成する整流スイッチＱ３、Ｑ４は、トランスＴ１の２次側電圧によって自己ドライブされる。また、整流スイッチＱ３、Ｑ４のゲート−ソース間にはそれぞれ抵抗Ｒ２、Ｒ３が挿入されており、これによりゲート電極がフローティング状態となることが防止されている。
【０００８】
次に、図７に示す従来のスイッチング電源装置の動作について説明する。
【０００９】
図８は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。
【００１０】
図８に示すように、動作スイッチＳ１がオンである状態では、制御回路１０による制御のもと、メインスイッチＱ１、Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ１）、ＶＧＳ（Ｑ２）は、ある決まったスイッチング周波数にて交互にハイレベルとされる。これにより、トランスＴ１の１次側電圧ＶＬｐの極性は交互に反転し、１次側コンデンサＣ１、Ｃ２は充放電を繰り返す。
【００１１】
これに連動して、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２に発生する２次側電圧の極性も交互に反転し、これにより整流スイッチＱ３、Ｑ４は、上記スイッチング周波数にて交互にオン／オフする。より具体的には、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ１）がハイレベルであるためにメインスイッチＱ１がオン状態である期間においては、２次巻線Ｌｓ２に発生する２次側電圧によって整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）がしきい値電圧以上の電圧となり、これにより整流スイッチＱ３がオン状態となる。逆に、ゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ２）がハイレベルであるためにメインスイッチＱ２がオン状態である期間においては、２次巻線Ｌｓ１に発生する２次側電圧によって整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）がしきい値電圧以上の電圧となり、これにより整流スイッチＱ４がオン状態となる。
【００１２】
これにより、極性が交互に反転する２次側電圧が整流され、出力リアクトルＬｏｕｔ及び出力コンデンサＣｏｕｔからなる平滑回路によって平滑されて安定した出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００１３】
そして、任意のタイミングにて動作スイッチＳ１をオフに変化させると、トランジスタＴｒ１がオフ状態となるため制御回路１０の動作が停止し、これにより、メインスイッチＱ１、Ｑ２はともにオフ状態となる。すなわち、スイッチング動作が停止する。
【００１４】
しかしながら、動作スイッチＳ１をオフに変化させると、１次側のスイッチング回路の動作が停止することから、整流スイッチＱ３及びＱ４のいずれか一方がオン状態のままとなり、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄより出力リアクトルＬｏｕｔに逆方向電流が流れ始める。
【００１５】
図８においては、動作スイッチＳ１がオフに変化したことにより、まず、整流スイッチＱ３がオン状態のままとなった場合が示されている。この場合、１次側のスイッチング回路の動作が停止していることから、整流スイッチＱ３のゲートに蓄えられた電荷の放電ルートは、実質的に抵抗Ｒ２のみとなり、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）は、抵抗Ｒ２を流れる電流により緩やかに低下する。この間、出力リアクトルＬｏｕｔには逆方向電流が流れ続ける。
【００１６】
その後、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄからの放電によるＶｏｕｔの低下及び巻線の２次側電圧の低下と抵抗Ｒ２を介したゲート電荷の放電によって、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ３）がしきい値電圧未満まで低下し、これがオフ状態に変化すると、トランスＴ１にフライバック電圧が発生する。かかるフライバック電圧は、トランスＴ１を介してスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐを押し上げるとともに、整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチＱ４がオン状態のままとなる。
【００１７】
また、図８に示すように、整流スイッチＱ４を介して出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流は一旦順方向となるため、かかる期間において出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄが充電され、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。
【００１８】
その後、整流スイッチＱ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）は、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流が逆方向となった時点から、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄからの放電によるＶｏｕｔの低下及び巻線の２次側電圧の低下と抵抗Ｒ３を流れる電流により緩やかに低下しはじめ、これがしきい値電圧未満まで低下し整流スイッチＱ４がオフ状態に変化すると、再びトランスＴ１にフライバック電圧が発生し、トランスＴ１を介してスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐを押し上げるとともに、整流スイッチＱ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ４）を跳ね上げる。これにより、今度は整流スイッチＱ３がオン状態のままとなる。
【００１９】
このような動作は、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄが、スイッチング電源装置の２次側回路及び負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄによって消費されるまで繰り返し行われ、これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下し、またスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐは段階的に上昇する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させても出力電圧Ｖｏｕｔは単調に低下せず、通常のスイッチング周期よりも非常に長い周期で振動しながら低下することから、負荷において誤動作を生じるおそれがある。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが所定値以下まで低下すれば、スイッチング電源装置の動作が停止されたものと負荷において判断し所定の動作を行うような場合、出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下すると、負荷においてスイッチング電源装置の動作が停止したのか否かの判断が困難となってしまうという問題が生じる。
【００２１】
また、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させると、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することから、１次側回路において用いる素子が破壊されるおそれがある。これを防止するためには、耐圧の高い素子を用いる必要があり、スイッチング電源装置のコストを増大させる原因となってしまう。
【００２２】
さらに、従来のスイッチング電源装置においては、動作を停止させると２次側の出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４に大きな電流が流れることから、出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４において大きな発熱を生じ、スイッチング電源装置の信頼性の低下を招くおそれもある。
【００２３】
上述した問題は、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが大きいほど顕著となることから、例えば、軽負荷時にスイッチング電源装置の動作が停止された場合に特に問題となる。さらに、上述した問題は、負荷が有する容量成分ＣＬｏａｄが大きいほど問題となることから、容量成分ＣＬｏａｄが大きい負荷に電力を供給する場合に特に問題となる。
【００２４】
一方、負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に小さい場合（負荷が大きい場合）には、上述した問題は比較的起きにくいが、抵抗成分ＲＬｏａｄが小さい場合（負荷が大きい場合）、スイッチング電源装置の動作を停止させると出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じ、負荷において誤動作を生じるおそれがある。出力電圧Ｖｏｕｔがマイナス電圧となると、負荷装置に含まれるＩＣ内の寄生ダイオード等が導通状態となってＩＣに過大な電流が流れ、場合によってはＩＣが誤動作したり、破損してしまう可能性がある。
【００２５】
図９は、動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔがアンダーシュートする様子を示すタイミング図である。
【００２６】
図９に示すように、動作スイッチＳ１をオフに変化させることにより１次側のスイッチング回路の動作が停止すると、抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流（ＩＲＬｏａｄ）は、出力リアクトルＬｏｕｔの出力電流（ＩＬｏｕｔ）から出力コンデンサＣｏｕｔの放電電流（ＩＣｏｕｔ）に切り替わるとともに、負荷が有するリアクトル成分ＬＬｏａｄに電圧（ＶＬＬｏａｄ）が発生し、電流を流し続けようとする。これにより出力電圧Ｖｏｕｔはマイナス側に振れ、アンダーシュートとなる。そして、このアンダーシュート電圧が整流スイッチＱ３、Ｑ４のボディダイオードの順方向電圧Ｖｆに達すると、これらボディダイオードが導通状態となり、整流スイッチＱ３（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路、並びに、整流スイッチＱ４（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ２、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路に電流が流れる。このため、アンダーシュート電圧のピーク値はほぼ−Ｖｆにクランプされる。
【００２７】
ここで、抵抗成分ＲＬｏａｄ、リアクトル成分ＬＬｏａｄ及び出力コンデンサＣｏｕｔが次式を満たしている場合、上記ＬＣＲ直列回路は振動的となり、上述したアンダーシュートが発生する。
【００２８】
【数１】
【００２９】
【数２】
【００３０】
このように、従来のスイッチング電源装置においては、動作の停止を指示すると出力電圧Ｖｏｕｔが振動しながら低下したり、出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じるという問題があり、前者の問題は負荷が有する抵抗成分ＲＬｏａｄが大きいほど顕著となり、後者の問題は抵抗成分ＲＬｏａｄが小さいほど顕著となっていた。特に後者の問題は、整流回路が自己ドライブ型であるか否かに関わらず生じてしまう。
【００３１】
したがって、本発明の目的は、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じることのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３２】
また、本発明の他の目的は、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動することのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３３】
また、本発明のさらに他の目的は、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することのないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３４】
また、本発明のさらに他の目的は、動作の停止が指示された際に、出力リアクトルＬｏｕｔ、トランスの２次巻線Ｌｓ１及びＬｓ２、整流スイッチＱ３、Ｑ４に大きな電流が流れることがないスイッチング電源装置を提供することである。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明のかかる目的は、トランスと、入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に接続され、前記入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に直列に接続された少なくともバックコンバータまたはブーストコンバータ回路によって構成された第１コンバータ及びハーフブリッジ、フォワードコンバータ、フルブリッジまたはプッシュプル回路によって構成された第２のコンバータからなるスイッチング回路と、前記トランスの２次巻線に接続された自己ドライブ型の整流回路と、前記スイッチング回路の動作を制御する制御回路と、前記制御回路の動作電圧を生成する第１及び第２の動作電圧生成回路とを備え、前記制御回路が、少なくとも、前記第１のコンバータの動作を制御する第１コンバータ制御回路及び前記第２のコンバータの動作を制御する第２コンバータ制御回路からなり、前記第１の動作電圧生成回路が、前記第１コンバータ制御回路及び第２コンバータ制御回路に対して共通に設けられた動作電源配線に対して前記第１の動作電圧を供給し、前記第２の動作電圧生成回路が、前記動作電源配線に対して前記第２の動作電圧を供給するように構成され、さらに、前記トランスの１次側に設けられた補助巻線に現れる電圧を用いて前記動作電源配線に第３の動作電圧を供給する補助電源回路を備え、前記第１の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路及び前記第２コンバータ制御回路は動作状態となり、前記第２の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路の動作が停止するように構成され、前記補助電源回路の最低動作電圧Ｖｃｃ１、前記第１コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ２および前記第２コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ３が、Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３の関係にあることを特徴とするスイッチング電源装置によって達成される。
【００３６】
本発明の好ましい実施態様においては、前記第１の動作電圧生成回路には前記第１の動作電圧を決める第１のツェナーダイオードが含まれ、前記第２の動作電圧生成回路には前記第２の動作電圧を決める第２のツェナーダイオードが含まれており、前記第１のツェナーダイオードのツェナー電圧が、前記第２のツェナーダイオードのツェナー電圧よりも高い。
【００３７】
本発明のさらに好ましい実施態様においては、前記第１の動作電圧生成回路には、前記第１のツェナーダイオードに対して並列に接続された動作スイッチがさらに含まれている。
【００４６】
このように、本発明によれば、第１の動作電圧生成回路により生成される第１の動作電圧と、第２の動作電圧生成回路により生成される第２の動作電圧とが互いに異なることから、通常動作時においては一方の動作電圧生成回路による動作電圧で制御回路を動作させ、動作終了時においては他方の動作電圧生成回路による動作電圧で制御回路を動作させることにより、動作終了後においてもスイッチング動作を継続させることが可能となる。これにより、振動やアンダーシュートを発生させることなく、出力電圧を実質的に単調に低下させることが可能となるので、負荷の誤動作を効果的に防止することができる。
【００４７】
特に、整流回路が自己ドライブ型の整流回路からなる場合には、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧の段階的な上昇が防止されることから、１次側回路において用いる素子の破壊を効果的に防止することが可能となる。また、耐圧の高い素子を用いる必要がなくなるので、スイッチング電源装置のコストを低減させることもできる。さらに、動作の停止が指示された際に、出力リアクトル、トランスの２次巻線及び整流回路に大きな電流が流れることがないので、信頼性を高めることが可能となる。
【００４８】
したがって、本発明にかかるスイッチング電源装置は、容量成分ＣＬｏａｄの大きい負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。また、本発明にかかるスイッチング電源装置は、軽負荷状態となることが多い負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。さらに、本発明は、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動するためのスイッチング電源装置としても好適である。すなわち、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、大負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、軽負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、出力電圧を単調低下させることが可能となる。
【００５７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
【００５８】
図１は、本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【００５９】
図１に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、一対の入力電源端子４１、４２に供給される直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して、一対の出力電源端子４３、４４に直流出力電圧Ｖｏｕｔを発生させ、これを負荷に供給する装置であり、入力電源端子４１、４２に接続されたバックコンバータ回路５０と、バックコンバータ回路５０に接続されトランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１を励磁するハーフブリッジ回路６０と、バックコンバータ回路５０の動作を制御するバックコンバータ制御回路７１と、ハーフブリッジ回路６０の動作を制御するハーフブリッジ制御回路７２と、通常動作時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧Ｖｃｃを生成する補助電源回路８０と、起動時において上記動作電圧Ｖｃｃを生成する第１の動作電圧生成回路９０と、動作終了時において上記動作電圧Ｖｃｃを生成する第２の動作電圧生成回路１００と、トランスＴ２の２次側に設けられた自己ドライブ型の整流回路１１０と、整流回路１１０の後段に設けられ出力電源端子４３、４４に接続された平滑回路１２０とを備える。
【００６０】
また、直流入力電源と入力電源端子４１との間には、動作スイッチＳ１１が設けられており、スイッチング電源装置による変圧動作を行う場合には、これを外部からオンさせる必要がある。本実施態様においては、動作スイッチＳ１１はスイッチング電源装置の一部を構成する要素ではないが、これをスイッチング電源装置の一部に含めても構わない。
【００６１】
バックコンバータ回路５０は、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２と、平滑リアクトルＬｂとを備えている。図１に示すように、メインスイッチＱ１１と平滑リアクトルＬｂは、高位側の入力電源端子４１とハーフブリッジ回路６０との間に直列に接続されており、メインスイッチＱ１２は、低位側の入力電源端子４２とメインスイッチＱ１１及び平滑リアクトルＬｂの接続点との間に接続されている。バックコンバータ回路５０は、バックコンバータ制御回路７１による制御のもと、入力電源端子４１、４２間に現れる直流入力電圧Ｖｉｎを降圧して一対の内部配線４５、４６間に内部電圧Ｖｐを発生させる。
【００６２】
ハーフブリッジ回路６０は、一対の内部配線４５、４６間に直列に接続されたメインスイッチＱ１３、Ｑ１４と、同じく一対の内部配線４５、４６間に直列に接続された１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２とを備えている。図１に示すように、メインスイッチＱ１３及びＱ１４の接続点と１次側コンデンサＣ１１及びＣ１２の接続点との間には、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１が接続されている。
【００６３】
バックコンバータ制御回路７１は、バックコンバータ回路５０を構成するメインスイッチＱ１１、Ｑ１２のスイッチング動作を制御する回路であり、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２は、バックコンバータ制御回路７１による制御のもと、所定のデッドタイムをはさんで交互にオン状態とされる。バックコンバータ制御回路７１は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてメインスイッチＱ１１のデューティを制御し、より具体的には、バックコンバータ制御回路７１は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて高くなるほどメインスイッチＱ１１のデューティを低下させることによって、内部配線４５、４６を介してハーフブリッジ回路６０に供給される電力を減らし、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と比べて低くなるほどメインスイッチＱ１１のデューティを上昇させることによって、ハーフブリッジ回路６０に供給される電力を増やす。このようにして、ハーフブリッジ回路６０には、直流入力電圧Ｖｉｎ及びメインスイッチＱ１１のデューティにより決まる一定の内部電圧Ｖｐが与えられる。
【００６４】
尚、バックコンバータ制御回路７１は１次側回路に属するため、出力電圧Ｖｏｕｔを直接受けることはできず、図１に示すように、絶縁回路１３０を介して出力電圧Ｖｏｕｔに連動する電圧Ｖｏｕｔ’がバックコンバータ制御回路７１に与えられる。バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧については後述する。
【００６５】
ハーフブリッジ制御回路７２は、ハーフブリッジ回路６０を構成するメインスイッチＱ１３、Ｑ１４のスイッチング動作を制御する回路であり、常に、一定のデューティでこれらを駆動する。これにより、一対の出力電源端子４３、４４間には、内部電圧Ｖｐ及びトランスＴ２の巻数比により決まる一定の直流出力電圧Ｖｏｕｔが現れる。ハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧についても後述する。
【００６６】
補助電源回路８０は、通常動作時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧を生成する回路であり、ダイオードブリッジ回路Ｂと、平滑コンデンサＣ１３、Ｃ１４と、トランジスタＴｒ１１と、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２とを備える。ダイオードブリッジ回路Ｂは、トランスＴ２の１次側に設けられた補助巻線Ｌｐ１２に現れる電圧を整流する回路であり、その出力端間に現れる電圧は、平滑コンデンサＣ１３により平滑されて補助電源電圧Ｖｓｕｂとなる。また、トランジスタＴｒ１１は、ダイオードブリッジ回路Ｂの高位側の出力端とＶｃｃ配線との間に設けられており、そのベース−エミッタ間には抵抗Ｒ１１が設けられている。ダイオードブリッジ回路Ｂの低位側の出力端は、内部配線４６に直接接続されている。かかる構成により、補助電源回路８０は、ハーフブリッジ回路６０がスイッチング動作を開始すると、補助巻線Ｌｐ１２に現れる電圧を用いてＶｃｃ配線に所定の動作電圧を供給する。ここで、補助電源回路８０によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ１」と定義する。
【００６７】
第１の動作電圧生成回路９０は、起動時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧Ｖｃｃを生成する回路であり、トランジスタＴｒ１２と、抵抗Ｒ１３と、ツェナーダイオードＺ１１と、ダイオードＤ１１と、動作スイッチＳ１２とを備える。図１に示すように、トランジスタＴｒ１２とダイオードＤ１１は、高位側の入力電源端子４１とＶｃｃ配線との間に直列に接続されており、抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺ１１は、高位側の入力電源端子４１と低位側の入力電源端子４２との間に直列に接続されている。抵抗Ｒ１３とツェナーダイオードＺ１１との接続点は、トランジスタＴｒ１２のベースに接続されており、これによりトランジスタＴｒ１２のベースには、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１が与えられる。したがって、トランジスタＴｒ１２がオン状態となると、Ｖｃｃ配線に与えられる電圧は、ＶＺ１１−２Ｖｔｈ（Ｖｔｈは、トランジスタＴｒ１２のベース−エミッタ間電圧及びダイオードＤ１１の順方向電圧）となる。このようにして第１の動作電圧生成回路９０によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ２」と定義する。
【００６８】
ここで、本実施態様においては、
Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２
となるように、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１が選択されている。このため、第１の動作電圧生成回路９０はスイッチング電源装置の起動時においてのみ動作し、ハーフブリッジ回路６０がスイッチング動作を開始するとトランジスタＴｒ１２はオフ状態となる。これにより、第１の動作電圧生成回路９０は、スイッチング電源装置の動作に実質的に寄与しなくなる。
【００６９】
さらに、第１の動作電圧生成回路９０に備えられた動作スイッチＳ１２は、ツェナーダイオードＺ１１の両端間に接続されており、スイッチング電源装置による変圧動作を行う場合には、これを外部からオフさせる必要がある。したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置を動作させるためには、動作スイッチＳ１１をオン状態とし、動作スイッチＳ１２をオフ状態とする必要がある。逆に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作を停止させるためには、動作スイッチＳ１１をオフ状態とするか、動作スイッチＳ１２をオン状態とすればよい。
【００７０】
第２の動作電圧生成回路１００は、動作終了時においてバックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２の動作電圧を生成する回路であり、トランジスタＴｒ１３と、トランジスタＴｒ１４と、ダイオードＤ１２と、ツェナーダイオードＺ１２とを備える。トランジスタＴｒ１３とダイオードＤ１２は内部配線４５とＶｃｃ配線との間に直列に接続されており、トランジスタＴｒ１４は内部配線４５とトランジスタＴｒ１３のベースとの間に接続されており、ツェナーダイオードＺ１２はトランジスタＴｒ１３のベースと内部配線４６との間に接続されている。トランジスタＴｒ１４のゲート−ソース間は短絡されており、これにより定電流素子として機能する。尚、トランジスタＴｒ１４の代わりに抵抗を用いても構わない。
【００７１】
また、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２は、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定されている。このため、動作スイッチＳ１１がオンであり、動作スイッチＳ１２がオフである状態においては、トランジスタＴｒ１２のベース電圧は常にトランジスタＴｒ１３のベース電圧はよりも高くなることから、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧はしきい値電圧未満となり、トランジスタＴｒ１３のオフ状態が保たれる。トランジスタＴｒ１３がオフ状態である場合においては、第２の動作電圧生成回路１００はスイッチング電源装置の動作に実質的に寄与しない。
【００７２】
一方、トランジスタＴｒ１３がオン状態となると、Ｖｃｃ配線に与えられる電圧は、ＶＺ１２−２Ｖｔｈ（Ｖｔｈは、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧及びダイオードＤ１２の順方向電圧）となる。このようにして第２の動作電圧生成回路１００によりＶｃｃ配線に与えられる動作電圧を「Ｖｃｃ３」と定義する。
【００７３】
上述のとおり、本実施態様においては、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２がツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定されていることから、
Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３
である。このため、第２の動作電圧生成回路１００は、動作スイッチＳ１１がオフするか動作スイッチＳ１２がオンすることにより、トランジスタＴｒ１２がオフ状態となっている期間においてのみ動作可能となる。
【００７４】
ここで、本実施態様においては、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧はＶｃｃ２未満、Ｖｃｃ３以上に設定されており、ハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧はＶｃｃ３未満に設定されている。これにより、バックコンバータ制御回路７１は、補助電源回路８０又は第１の動作電圧生成回路９０が活性状態となっている場合には、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２の駆動を行うことができる一方、これらが非活性状態となっており、代わりに第２の動作電圧生成回路１００が活性状態となっている場合には、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２の駆動を行うことができない。一方、ハーフブリッジ制御回路７２は、補助電源回路８０、第１の動作電圧生成回路９０及び第２の動作電圧生成回路１００のいずれかが活性状態となっている限り、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４の駆動を行うことができる。
【００７５】
整流回路１１０は、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６と、抵抗Ｒ１４、Ｒ１５とを備える。整流スイッチＱ１５はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１と低位側の出力電圧端子４４との間に接続されており、整流スイッチＱ１６はトランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１２と低位側の出力電圧端子との間に接続されている。また、整流スイッチＱ１５のゲートは２次巻線Ｌｓ１２に接続され、整流スイッチＱ１６のゲートは２次巻線Ｌｓ１１２に接続されている。これにより、整流回路１１０は、いわゆる自己ドライブ型の整流回路を構成している。さらに、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６のゲート−ソース間にはそれぞれ抵抗Ｒ１４、Ｒ１５が挿入されており、これによりゲート電極がフローティング状態となることが防止されている。
【００７６】
平滑回路１２０は、整流回路１１０の整流出力端と高位側の出力電圧端子４３との間に接続された出力リアクトルＬｏｕｔと、一対の出力電圧端子４３、４４間に接続された出力コンデンサＣｏｕｔとを備える。
【００７７】
そして、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の一部を構成する要素ではないが、一対の出力電圧端子４３、４４間に接続される負荷は、抵抗成分ＲＬｏａｄと容量成分ＣＬｏａｄとリアクトル成分ＬＬｏａｄによって表すことができる。
【００７８】
次に、本実施態様にかかるスイッチング電源装置の動作について説明する。
【００７９】
図２は、図１に示すスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。
【００８０】
本実施態様にかかるスイッチング電源装置を動作させるためには、まず、動作スイッチＳ１１を外部からオンさせるとともに、動作スイッチＳ１２を外部からオフさせる必要がある。動作スイッチＳ１１をオン、動作スイッチＳ１２をオフさせると、第１の動作電圧生成回路９０内のトランジスタＴｒ１２がオンし、Ｖｃｃ配線に与えられる動作電圧はＶｃｃ２となる。
【００８１】
これにより、バックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２はいずれも動作状態となり、バックコンバータ制御回路７１はメインスイッチＱ１１、Ｑ１２を電圧Ｖｏｕｔ’に基づくデューティにて交互にオン／オフさせ、ハーフブリッジ制御回路７２はメインスイッチＱ１３、Ｑ１４をある決まったデューティで交互にオン／オフさせる。
【００８２】
これにより、トランスＴ２の１次側電圧ＶＬｐ１１の極性は交互に反転し、これに連動して、トランスＴ２の２次巻線Ｌｓ１１及びＬｓ１２に発生する２次側電圧の極性も交互に反転することから、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６は交互にオン／オフする。これにより極性が交互に反転する２次側電圧が整流され、平滑回路１２０によって平滑されて安定した出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００８３】
図３は、図２に示したタイミング図の主要部を拡大してより詳細に示した図である。
【００８４】
図３に示すように、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がハーフブリッジ制御回路７２の制御によってスイッチング動作を繰り返すと、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流ＩＬｏｕｔの波形はスイッチング周波数の２倍の周波数を持った波形となり、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の波形はスイッチング周波数と同じ周波数を持った波形となる。この場合、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流ＩＬｏｕｔの方向が正である場合には出力コンデンサＣｏｕｔが充電され、負である場合には出力コンデンサＣｏｕｔが放電されることになる。
【００８５】
また、メインスイッチＱ１３がオンしている期間においては、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の方向が正である場合には１次側コンデンサＣ１１は放電され、負である場合には１次側コンデンサＣ１１は充電されることになる。図３には示されていないが、同様に、メインスイッチＱ１４がオンしている期間においては、トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ１１に流れる電流ＩＬｐ１１の方向が正である場合には１次側コンデンサＣ１２は充電され、負である場合には１次側コンデンサＣ１２は放電されることになる。
【００８６】
一方、ハーフブリッジ回路６０のスイッチング動作によりトランスＴ２の１次側に設けられた補助巻線Ｌｐ１２に電圧が発生すると、補助電源回路８０によってＶｃｃ配線に与えられる動作電圧はＶｃｃ１となり、これに伴って第１の動作電圧生成回路９０は非活性化される。
【００８７】
そして、任意のタイミングにて動作スイッチＳ１２をオンに変化させると、トランジスタＴｒ１２のベース電圧が低下し、トランジスタＴｒ１２がターンオフする。トランジスタＴｒ１２がターンオフすると、トランジスタＴｒ１１のベース電圧も低下するので、トランジスタＴｒ１１がターンオフする。
【００８８】
これによりＶｃｃ配線の電位が低下するので、トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧はしきい値電圧を越えてターンオンする。これにより、Ｖｃｃ配線の電位はＶｃｃ３となるので、バックコンバータ制御回路７１の動作が停止する。すなわち、メインスイッチＱ１１、Ｑ１２はいずれもオフ状態となる。一方、ハーフブリッジ制御回路７２については、最低動作電圧がＶｃｃ３未満に設定されていることから、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４によるスイッチング動作は継続される。
【００８９】
したがって、本実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、整流スイッチＱ１５及びＱ１６も通常のスイッチング周期にて交互にオン／オフすることになり、従来のスイッチング電源装置のように一方の整流スイッチがオン状態のままとなる現象は生じない。
【００９０】
このように、本実施態様によるスイッチング電源装置では、動作スイッチＳ１２のオンにより動作の停止が指示された後においても、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がスイッチング動作を継続することから、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄに蓄積されているエネルギーは、負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄやメインスイッチＱ１３、Ｑ１４、並びに、整流スイッチＱ１５、Ｑ１６等により徐々に消費され、これにより出力電圧Ｖｏｕｔは低下する。この場合、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４は通常のスイッチング周波数で動作を行っていることから、従来のスイッチング電源装置のように出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動しながら低下することはなく、実質的に単調に低下することになる。
【００９１】
また、動作スイッチＳ１２がオンされた後においてもスイッチング動作が継続されることから、従来のスイッチング電源装置のようにフライバック電圧が発生することはなく、このためスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが押し上げられることもない。スイッチング回路内の内部電圧Ｖｐは図２に示すように単調に低下し、これによりＶｃｃ配線の電位がハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧を下回ると、全てのスイッチング動作は停止する。この時点においては、出力コンデンサＣｏｕｔ及び負荷の容量成分ＣＬｏａｄに蓄積されているエネルギーの多くは既に消費されていることから、従来のように、スイッチング周期よりも非常に長い周期での発振が生じることはない。
【００９２】
さらに、動作スイッチＳ１２がオンされた後におけるスイッチング動作は、通常動作時におけるスイッチング動作と全く同じであることから、出力リアクトルＬｏｕｔに流れる電流も通常動作時における電流と同じであり、異常な電流が流れることはない。
【００９３】
しかも、本実施態様によるスイッチング電源装置では、動作スイッチＳ１２のオンにより動作の停止が指示された後においても、メインスイッチＱ１３、Ｑ１４がスイッチング動作を継続することから、整流スイッチＱ１５（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１１、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路、並びに、整流スイッチＱ１６（ボディダイオード）、トランスの２次巻線Ｌｓ１２、出力リアクトルＬｏｕｔ、出力コンデンサＣｏｕｔからなるＬＣＲ直列回路が振動し出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生する条件を次式によって表すことができる。
【００９４】
【数３】
【００９５】
式（３）から明らかなように、本実施態様によれば、従来のスイッチング電源装置に比べて１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量が付加される分、ＬＣＲ直列回路が振動的となりにくいことが分かる。したがって、付加コンデンサＣｅｘを用いることなく、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量を利用して出力電圧Ｖｏｕｔのアンダーシュートを防止することが可能となる。
【００９６】
図４は、図２に示したタイミング図の主要部を拡大して示すとともに、負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流ＩＲＬｏａｄの変化を示す図である。
【００９７】
図４に示すように、１次側コンデンサＣ１１、Ｃ１２の容量の付加によって、式（３）の条件が満たされなくなれば、動作スイッチＳ１２がオンされたことによりリアクトル成分ＬＬｏａｄに電圧（ＶＬＬｏａｄ）が発生しても、上記ＬＣＲ直列回路が共振条件を満たしていないことから出力電圧Ｖｏｕｔがマイナス側に振れることはない。すなわち、アンダーシュートの発生を防止することが可能となる。
【００９８】
このように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、動作スイッチＳ１２をターンオンさせることによって、従来のスイッチング電源装置における種々の問題を生じさせることなく、動作を停止させることができるので、動作スイッチＳ１１をオンしたままの状態で、動作の開始及び停止を行うことが可能となる。したがって、本実施態様は、動作スイッチＳ１１がスイッチング電源装置の外部に配置されている場合において特に好適である。
【００９９】
また、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、通常動作時においては補助電源回路８０がＶｃｃ配線に動作電圧を供給し、第１の動作電圧生成回路９０が非活性化されることから、動作電圧を生成する際に生じる損失が低減される。
【０１００】
さらに、本実施態様にかかるスイッチング電源装置によれば、ハーフブリッジ回路６０の前段にバックコンバータ回路５０が備えられ、これら２段のコンバータによって降圧を行っていることから、各コンバータにて発生する損失が大幅に低減され、全体としての変換効率が高められる。
【０１０１】
尚、図２及び図４に示したタイミング図には、動作スイッチＳ１２をターンオンさせることによって動作を停止させた例が示されているが、動作を停止させる方法としてはこれに限らず、動作スイッチＳ１１をターンオフすることによって動作を停止させても構わない。この場合も、動作スイッチＳ１２をターンオンさせた場合と同様、従来のスイッチング電源装置における種々の問題を生じさせることなく、動作を停止させることができる。
【０１０２】
また、上記実施態様スイッチング電源装置においては、第２の動作電圧生成回路１００を構成するトランジスタＴｒ１３のコレクタ及びトランジスタＴｒ１４のドレインがいずれも内部配線４５に接続されているが、図５に示すように、これらを補助電源回路８０を構成するダイオードブリッジ回路の高位側出力端に接続しても構わない。この場合も、図１に示すスイッチング電源装置とほぼ同じ動作を行うことができる。
【０１０３】
次に、本発明の好ましい他の実施態様について説明する。
【０１０４】
図６は、本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【０１０５】
図６に示すように、本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、図１に示したスイッチング電源装置に付加回路１４０を付加した構成を有しており、その他の点は図１に示したスイッチング電源装置と同様の構成を有している。
【０１０６】
付加回路１４０は、内部配線４５、４６間に直列接続された付加コンデンサＣａ及び付加抵抗Ｒａによって構成され、スイッチング電源装置の動作停止時においてＬＣＲ直列回路が振動的となる共振条件を緩和する役割を果たす。本実施態様においては、ＬＣＲ直列回路が振動的となって出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが発生する条件は次式によって表すことができる。
【０１０７】
【数４】
【０１０８】
尚、本実施態様は、当然ながら、図５に示すスイッチング電源装置に対しても適用することが可能である。
【０１０９】
本発明は、以上の実施態様に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。
【０１１０】
例えば、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、ツェナーダイオードＺ１２のツェナー電圧ＶＺ１２を、ツェナーダイオードＺ１１のツェナー電圧ＶＺ１１よりも低く設定することにより上記動作を実現しているが、動作スイッチＳ１１がオン状態であり、動作スイッチＳ１２がオフ状態である場合にトランジスタＴｒ１２のベース電圧がトランジスタＴｒ１３のベース電圧よりも高くなるように構成されている限り、例えば、ツェナーダイオードＺ１１に対して１又は２以上の通常のダイオードを直列に接続すれば、ツェナー電圧ＶＺ１１とツェナー電圧ＶＺ１２とが同じ電圧であっても構わないし、逆に、ツェナー電圧ＶＺ１１の方がツェナー電圧ＶＺ１２よりも低くても構わない。
【０１１１】
また、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧をハーフブリッジ制御回路７２の最低動作電圧よりも高く設定することにより上記動作を実現しているが、第２の動作電圧生成回路１００が活性化した状態においてバックコンバータ制御回路７１の動作が停止し、ハーフブリッジ制御回路７２の動作が停止しない限り、例えば、Ｖｃｃ配線とバックコンバータ制御回路７１のＶｃｃ入力端との間に、１又は２以上のダイオードを直列に接続すれば、これら最低動作電圧が等しくても構わないし、逆に、バックコンバータ制御回路７１の最低動作電圧の方がハーフブリッジ制御回路７２のそれよりも低くても構わない。
【０１１２】
さらに、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、トランスＴ２の１次側回路として、バックコンバータ回路５０とハーフブリッジ回路６０の直列回路を用いているが、本発明に適用可能な１次側回路としてはこれに限定されず、他のコンバータ回路を直列に用いても構わない。例えば、バックコンバータ回路５０の代わりに、ブーストコンバータ回路等の別の回路を用いてもよく、また、ハーフブリッジ回路６０の代わりにフォワードコンバータ、フルブリッジ、プッシュプル回路等の別の回路を用いても構わない。
【０１１３】
また、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、整流回路１１０として自己ドライブ型の整流回路を用いているが、上述のとおり、スイッチング電源装置の動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔにアンダーシュートが生じるという問題は、整流回路が自己ドライブ型であるか否かに関わらず生じる問題であることから、本発明において、自己ドライブ型の整流回路１１０の代わりに、ダイオードを用いた通常の整流回路や、ドライバによって動作が制御される同期整流型の整流回路を用いても構わない。
【０１１４】
さらに、上記各実施態様にかかるスイッチング電源装置においては、バックコンバータ制御回路７１及びハーフブリッジ制御回路７２が１次側回路に属しているが、これらが２次側回路に属するように構成しても構わない。
【０１１５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、出力電圧Ｖｏｕｔが大きく振動したりアンダーシュートを起こすことがなく、実質的に単調に低下することから、負荷の誤動作を効果的に防止することが可能となる。また、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、１次側のスイッチング回路内の内部電圧Ｖｐが段階的に上昇することがなく、ゆるやかに低下することから、１次側回路において用いる素子の破壊を効果的に防止することが可能となる。また、耐圧の高い素子を用いる必要がなくなるので、スイッチング電源装置のコストを低減させることもできる。さらに、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、動作の停止が指示された際に、出力リアクトルＬｏｕｔに大きな電流が流れることがないので、スイッチング電源装置の信頼性を高めることが可能となる。
【０１１６】
したがって、本発明にかかるスイッチング電源装置は、容量成分ＣＬｏａｄの大きい負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。また、本発明にかかるスイッチング電源装置は、軽負荷状態となることが多い負荷に電力を供給するためのスイッチング電源装置として特に好適である。さらに、本発明は、サーバのように低電圧・大電流が求められる負荷を駆動するためのスイッチング電源装置としても好適である。すなわち、本発明にかかるスイッチング電源装置によれば、大負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、軽負荷時に動作の停止が指示された場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔを単調低下させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源装置の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に大きい場合の動作を示すタイミング図である。
【図３】図２に示したタイミング図の主要部を拡大してより詳細に示した図である。
【図４】図１に示すスイッチング電源装置の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄが十分に小さい場合の負荷の抵抗成分ＲＬｏａｄに流れる電流ＩＲＬｏａｄの変化を示す図である。
【図５】図１に示すスイッチング電源装置の変形例を示す回路図である。
【図６】本発明の好ましい他の実施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の回路である。
【図８】従来のスイッチング電源装置において、動作停止時に出力電圧が振動する様子を示すタイミング図である。
【図９】従来のスイッチング電源装置において、動作停止時に出力電圧Ｖｏｕｔがアンダーシュートする様子を示すタイミング図である。
【符号の説明】
１０ 制御回路
２０ 絶縁回路
４１，４２ 入力電源端子
４３，４４ 出力電源端子
４５，４６ 内部配線
５０ バックコンバータ回路
６０ ハーフブリッジ回路
７１ バックコンバータ制御回路
７２ ハーフブリッジ制御回路
８０ 補助電源回路
９０ 第１の動作電圧生成回路
１００ 第２の動作電圧生成回路
１１０ 整流回路
１２０ 平滑回路
１３０ 絶縁回路
１４０ 付加回路
Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１４ メインスイッチ
Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１５，Ｑ１６ 整流スイッチ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２ １次側コンデンサ
Ｃ３，Ｃ１３，Ｃ１４ 平滑コンデンサ
Ｃｏｕｔ 出力コンデンサ
ＣＬｏａｄ 容量成分
Ｃａ 付加コンデンサ
Ｌｐ１，Ｌｐ１１ １次巻線
Ｌｐ１２ 補助巻線
Ｌｓ１，Ｌｓ２，Ｌｓ１１，Ｌｓ１２ ２次巻線
Ｌｂ 平滑リアクトル
Ｌｏｕｔ 出力リアクトル
ＬＬｏａｄ リアクトル成分
Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ１１〜Ｒ１５ 抵抗
ＲＬｏａｄ 抵抗成分
Ｒａ 付加抵抗
Ｔｒ１，Ｔｒ１１〜Ｔｒ１４ トランジスタ
Ｚ１，Ｚ１１，Ｚ１２ ツェナーダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１，Ｓ１２ 動作スイッチ
Ｂ ダイオードブリッジ回路
Claims (3)
- トランスと、入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に接続され、前記入力電源端子と前記トランスの１次巻線との間に直列に接続された少なくともバックコンバータまたはブーストコンバータ回路によって構成された第１コンバータ及びハーフブリッジ、フォワードコンバータ、フルブリッジまたはプッシュプル回路によって構成された第２のコンバータからなるスイッチング回路と、前記トランスの２次巻線に接続された自己ドライブ型の整流回路と、前記スイッチング回路の動作を制御する制御回路と、前記制御回路の動作電圧を生成する第１及び第２の動作電圧生成回路とを備え、前記制御回路が、少なくとも、前記第１のコンバータの動作を制御する第１コンバータ制御回路及び前記第２のコンバータの動作を制御する第２コンバータ制御回路からなり、前記第１の動作電圧生成回路が、前記第１コンバータ制御回路及び第２コンバータ制御回路に対して共通に設けられた動作電源配線に対して前記第１の動作電圧を供給し、前記第２の動作電圧生成回路が、前記動作電源配線に対して前記第２の動作電圧を供給するように構成され、さらに、前記トランスの１次側に設けられた補助巻線に現れる電圧を用いて前記動作電源配線に第３の動作電圧を供給する補助電源回路を備え、前記第１の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路及び前記第２コンバータ制御回路は動作状態となり、前記第２の動作電圧生成回路が活性状態である場合には、前記第１コンバータ制御回路の動作が停止するように構成され、前記補助電源回路の最低動作電圧Ｖｃｃ１、前記第１コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ２および前記第２コンバータ制御回路の最低動作電圧Ｖｃｃ３が、Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２＞Ｖｃｃ３の関係にあることを特徴とするスイッチング電源装置。
- 前記第１の動作電圧生成回路には前記第１の動作電圧を決める第１のツェナーダイオードが含まれ、前記第２の動作電圧生成回路には前記第２の動作電圧を決める第２のツェナーダイオードが含まれており、前記第１のツェナーダイオードのツェナー電圧が、前記第２のツェナーダイオードのツェナー電圧よりも高いことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第１の動作電圧生成回路には、前記第１のツェナーダイオードに対して並列に接続された動作スイッチがさらに含まれていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002006995A JP3816396B2 (ja) | 2001-12-05 | 2002-01-16 | スイッチング電源装置 |
| US10/304,783 US6781852B2 (en) | 2001-12-05 | 2002-11-26 | Switching power supply using a transformer, rectifier, control circuit and voltage generating circuits |
| CNB021559074A CN1264271C (zh) | 2001-12-05 | 2002-12-05 | 开关电源 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001370818 | 2001-12-05 | ||
| JP2001-370818 | 2001-12-05 | ||
| JP2002006995A JP3816396B2 (ja) | 2001-12-05 | 2002-01-16 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003235256A JP2003235256A (ja) | 2003-08-22 |
| JP3816396B2 true JP3816396B2 (ja) | 2006-08-30 |
Family
ID=26624878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002006995A Expired - Fee Related JP3816396B2 (ja) | 2001-12-05 | 2002-01-16 | スイッチング電源装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6781852B2 (ja) |
| JP (1) | JP3816396B2 (ja) |
| CN (1) | CN1264271C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8038646B2 (en) | 2004-10-15 | 2011-10-18 | Olympus Corporation | Body-insertable apparatus and manufacturing method thereof |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT504245B1 (de) * | 2003-08-05 | 2009-02-15 | Siemens Ag Oesterreich | Schaltwandler |
| US7362598B2 (en) * | 2004-12-17 | 2008-04-22 | Artesyn Technologies, Inc. | Synchronous rectifier gate drive shutdown circuit |
| JP4872254B2 (ja) * | 2005-07-11 | 2012-02-08 | ブラザー工業株式会社 | 電源装置及び電力調節方法 |
| US7425834B2 (en) | 2005-08-26 | 2008-09-16 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus to select a parameter/mode based on a time measurement |
| US7568117B1 (en) | 2005-10-03 | 2009-07-28 | Zilker Labs, Inc. | Adaptive thresholding technique for power supplies during margining events |
| US20070114981A1 (en) * | 2005-11-21 | 2007-05-24 | Square D Company | Switching power supply system with pre-regulator for circuit or personnel protection devices |
| US7511976B2 (en) * | 2006-06-27 | 2009-03-31 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Self powered supply for power converter switch driver |
| FR2928058B1 (fr) * | 2008-02-21 | 2010-02-19 | Schneider Toshiba Inverter | Variateur de vitesse incluant un dispositif de protection contre les surintensites et les surtensions. |
| US8116106B2 (en) | 2008-09-19 | 2012-02-14 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus to select a parameter/mode based on a measurement during an initialization period |
| US7965526B2 (en) * | 2009-04-15 | 2011-06-21 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Self powered supply for power converter switch driver |
| JP5223874B2 (ja) * | 2010-03-09 | 2013-06-26 | 株式会社村田製作所 | 絶縁型スイッチング電源装置 |
| US8476859B2 (en) | 2010-09-30 | 2013-07-02 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | DC power for SGCT devices using a high frequency current loop with multiple current transformers |
| WO2011145975A1 (ru) * | 2010-11-01 | 2011-11-24 | ХОРЬЯКОВ, Владимир Владимирович | Автономный источник электропитания с функцией подзарядки на одном аккумуляторе |
| EP2720341B1 (en) * | 2012-10-12 | 2021-04-07 | Samsung Electronics Co., Ltd | Wireless Electric Power Receiver for Wirelessly Regulating Electric Power Using Switch |
| US9407156B2 (en) * | 2013-05-10 | 2016-08-02 | Bose Corporation | Managing leakage inductance in a power supply |
| US9595872B2 (en) | 2014-10-22 | 2017-03-14 | Bose Corporation | Adjustment of circuit operations in response to AC line distortion |
| CN107809184A (zh) * | 2017-11-29 | 2018-03-16 | 苏州博思得电气有限公司 | 一种脉冲电压发生装置、方法及控制器 |
| CN109956014A (zh) * | 2017-12-22 | 2019-07-02 | 中国科学院沈阳自动化研究所 | 一种用于遥控潜水器动力分配单元 |
| US11139746B2 (en) | 2019-01-31 | 2021-10-05 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Power converter with reduced switch mode power supply EMI |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4533986A (en) * | 1983-10-31 | 1985-08-06 | General Electric Company | Compact electrical power supply for signal processing applications |
| GB2179477B (en) * | 1985-08-23 | 1989-03-30 | Ferranti Plc | Power supply circuit |
| EP0741447A3 (en) * | 1995-05-04 | 1997-04-16 | At & T Corp | Method and device for controlling a synchronous rectifier converter circuit |
| US5870299A (en) * | 1997-05-28 | 1999-02-09 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for damping ringing in self-driven synchronous rectifiers |
| JP4210804B2 (ja) | 1998-05-26 | 2009-01-21 | サンケン電気株式会社 | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP3130897B2 (ja) | 1999-06-14 | 2001-01-31 | 甲府日本電気株式会社 | 同期整流コンバータ |
| TWI238592B (en) * | 2000-11-27 | 2005-08-21 | Hon Hai Prec Ind Co Ltd | DC power source converter |
| US6504735B2 (en) * | 2001-03-12 | 2003-01-07 | 02 Micro International Ltd. | Regulated voltage reducing high-voltage isolated DC/DC converter system |
| US6650552B2 (en) * | 2001-05-25 | 2003-11-18 | Tdk Corporation | Switching power supply unit with series connected converter circuits |
-
2002
- 2002-01-16 JP JP2002006995A patent/JP3816396B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-11-26 US US10/304,783 patent/US6781852B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-12-05 CN CNB021559074A patent/CN1264271C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8038646B2 (en) | 2004-10-15 | 2011-10-18 | Olympus Corporation | Body-insertable apparatus and manufacturing method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6781852B2 (en) | 2004-08-24 |
| CN1264271C (zh) | 2006-07-12 |
| CN1424812A (zh) | 2003-06-18 |
| US20030103360A1 (en) | 2003-06-05 |
| JP2003235256A (ja) | 2003-08-22 |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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