JP2003037990A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】安価で高性能のモータ制御装置を提案する。 【解決手段】実電流差分差ベクトルと基準電流差分差ベ
クトルの差に基づいて回転子の位置を検出することによ
り、回転位置センサを使用することなくモータを制御す
ることができるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モータ制御装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】同期モータの速度やトルクを制御するた
めには、磁極位置を検出あるいは推定することが必要で
ある。そして、検出した磁極位置に基づいて電流制御あ
るいは電圧制御を行うことによって、同期モータの速度
やトルクを制御することができる。

【０００３】近年、この同期モータの磁極の位置を位置
検出器で検出することなく該同期モータを制御する磁極
位置センサレス制御方式が提案されている。

【０００４】例えば、特開平７−２４５９８１号公報や
平成８年電気学会産業応用部門全国大会No.１７０に記
載されている第１の制御方法は、交番電圧を印加してそ
れに対するモータ電流の平行成分，直交成分（回転座標
系における電流成分）に基づいて磁極位置を推定する方
法であり、停止時や低速時に磁極位置センサを用いない
で磁極の位置を検出することができる。

【０００５】また、特開平１１−１５０９８３号公報や
特開平１１−６９８８４号公報に記載されている追加電
圧を重畳する第２の制御方法は、高トルク領域でも時機
話法わが起こらないように、印加電圧を加えることによ
り、停止時あるいは低速時における低負荷から高負荷ま
での範囲で磁極位置センサレス化を実現する方法であ
る。

【０００６】また、特開平８−２０５５７８号に記載さ
れた第３の制御方法は、パルス幅制御（ＰＷＭ制御）に
より同期モータに印加する電圧のベクトルとそれに対す
るモータ電流のリップル成分（電流差分ベクトル）の相
関関係から同期モータの突極性を検出する方法である。
この第３の制御方法は、同期モータの電圧を制御する一
般的なＰＷＭ信号を利用していることから、検出のため
の追加信号を負荷する必要がないという利点がある。

【０００７】なお、電圧ベクトルとは、３相電圧あるい
はｄ軸，ｑ軸電圧から決定される大きさと方向を有する
電圧を意味する。電流ベクトルについても同様であり、
以下、要素としての各相の電圧あるいはｄ軸，ｑ軸電圧
と、総和としての電圧ベクトルとを使い分けながら説明
する。また、同期モータの場合には、回転子の磁極位置
を検出することになるので、以下、磁極位置として説明
する。リラクタンスモータの場合には、突極性のある回
転子の特定の位置を検出することになる。

【０００８】更に、誘導モータの磁気飽和特性を利用し
て、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスの差に基づいて前記方
法と同様に回転子の磁極位置を検出する制御方法も提案
されている。

【０００９】従って、これらを総て纏めて記述する場合
には、磁極位置およびリラクタンスモータの特定の位置
のことを回転子位置と言うことにする。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】前述した第１の制御方
法は、モータを駆動しながら磁極位置を検出しようとす
る場合には、ノッチフィルタなどを用いたバンドパスフ
ィルタやフーリエ積分により、検出用交番電圧と同じ周
波数成分の電流を抽出することが必要である。特に、モ
ータの回転数が高くなると、モータの入力周波数と検出
用交番電圧の周波数の分離が困難になり、高速回転にお
いて安定した駆動制御が難しいという問題がある。ま
た、インバータのスイッチング特性による影響を受けな
いように、配慮することが必要になる。すなわち、ＰＷ
Ｍ信号の搬送波周波数が数ｋＨｚ〜２０ｋＨｚであるの
に対して、検出用交番電圧の周波数は数１００Ｈｚと低
くなっているために、モータを駆動制御しているとき
に、数１００Ｈｚの騒音が発生することがある。

【００１１】また、前述した第２の制御方法は、モータ
を停止状態あるいは低速回転状態で駆動制御するときの
特性改善を目的としたものであって、モータを高速回転
で駆動制御する場合に重要となる電流検出のタイミング
やＰＷＭ信号の関係についての配慮がなく、高精度の位
置検出を行うための配慮がない。

【００１２】更に、前述した第３の制御方法は、これを
実現するためには、ＰＷＭ信号が変化する毎にモータ電
流の状態と印加電圧の相関関係を検出することが必要で
ある。つまり、搬送波の１周期に対して少なくとも６回
のモータ電流状態の検出と、印加電圧状態の把握が必要
であるために、高性能な制御装置を用いることが必要に
なる、という問題がある。

【００１３】本発明の１つの目的は、安価で高性能のモ
ータ制御装置を提案することにある。

【００１４】本発明の他の目的は、１つの電流検出器を
使用することによって、停止状態から高速回転状態まで
の広範囲において、交流モータを高精度に且つモータの
損失増加を抑制しながら制御することができるモータ制
御装置を提案することにある。

【００１５】本発明の他の目的は、交流モータに検出用
電圧を印加することなく該交流モータの回転子位置を検
出することができるモータ制御装置を提案することにあ
る。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、交流モータ
と、指令値を搬送波と比較して発生するＰＷＭ信号によ
り前記交流モータに電圧を印加する電力変換器と、前記
交流モータの回転子位置を検出して前記指令値を制御す
る制御装置を備え、実電流差分差ベクトルと基準電流差
分差ベクトルの差に基づいて回転子の位置を検出するよ
うにしたことを特徴とする。

【００１７】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施の形態を図１
を参照して説明する。この実施の形態は、ｄ軸インダク
タンスＬｄがｑ軸インダクタンスＬｑよりも小さい、所
謂、逆突極性を有する同期モータを位置センサレスで制
御する構成である。

【００１８】図１は、この第１の実施の形態である同期
モータ１をバッテリー２の直流エネルギーで駆動するモ
ータ制御システムのブロック図である。

【００１９】バッテリー２の直流電圧は、電力変換器で
あるインバータ３によって３相の交流電圧に変換して交
流モータである同期モータ１に印加する。この印加電圧
は、マイクロコンピュータを使用して構成した制御装置
であるコントローラ４において次のような演算を行って
決定する。

【００２０】コントローラ４は、速度指令発生部６から
入力した速度指令値ωｒに対して、検出したモータ速度
ωとの差を算出し、その差に基づいて速度制御部７にお
いて速度制御演算を行う。速度制御部７は、速度制御演
算結果に基づいて各相の制御電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗ
ｃを出力する。これらの制御電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗ
ｃに対して、後述する各相の検出用電圧Ｖｕｓ，Ｖｖ
ｓ，Ｖｗｓをそれぞれ加算して各相の電圧指令値Ｖｕ
ｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを生成してＰＷＭ信号発生部８に入
力する。

【００２１】ＰＷＭ信号発生部８は、各相の電圧指令値
Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒに対応する各相のＰＷＭ信号Ｐ
ｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成してインバータ３に供給し、イン
バータ３は、ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに対応する出
力電圧を発生して同期モータ１に印加する。

【００２２】図２は、前記各相の電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖ
ｖｒ，ＶｗｒとＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの関係を示
している。ＰＷＭ信号発生部８は、三角波形の搬送波と
電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを比較することによ
り、ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生成する。

【００２３】ＰＷＭ信号発生部８は、搬送波が最大値と
なる時点（時刻ｔ１，ｔ３，ｔ５…）で各相の電圧指令
値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを内部に取り込んでセット
し、搬送波と比較してＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを生
成する。

【００２４】検出用電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓを加算
（同期モータ１に印加）しない電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖ
ｒ，Ｖｗｒ（＝制御電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃ）を取
り込んだときの波形は、図２の（ａ）のようになる。

【００２５】これに対して、検出用電圧Ｖｕｓ，Ｖｖ
ｓ，Ｖｗｓを加算（同期モータ１に印加）した場合に
は、ＰＷＭ信号発生部８は、図２（ｂ）の波形になるよ
うに、正負の検出用電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓを搬送
波の半周期毎（時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３…）にセットす
る。つまり、図２の（ｂ）の区間１において、検出用電
圧ベクトルが後述する検出用電圧方向θｖとなるように
検出用電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓを加算（印加）す
る。また、図２の（ｂ）の区間２では、検出用電圧方向
に対して逆方向（１８０度異なる方向）に検出用電圧ベ
クトルを印加するように、検出用電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，
Ｖｗｓを加算する。

【００２６】図３は、これを実現するために検出用電圧
演算部１０が実行する処理を示すフローチャートであ
る。

【００２７】ステップ１０１ 検出用電圧方向θｖを２θｃ／２の計算により求める。
この電圧方向である理由については図５〜図７を参照し
て後述する。

【００２８】ステップ１０２ 電圧印加のタイミングを判断して処理を分岐する。つま
り、図２における時刻ｔ１，ｔ３…のように、搬送波が
最大値となる時点であると判断したときにはステップ１
０３に分岐し、搬送波が最小値の時点（時刻ｔ２，ｔ４
…）と判断したときにはステップ１０４に分岐する。

【００２９】ステップ１０３ 区間１において同期モータ１に印加する検出用電圧のベ
クトルＶｓを検出用電圧方向θｖの方向（正方向）にす
るために、各相の検出用電圧Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓを
演算する。

【００３０】ステップ１０４ 区間２において同期モータ１に印加する検出用電圧のベ
クトルＶｓを検出用電圧方向θｖの負方向（つまり、θ
ｖ＋πの方向）にするために、各相の検出用電圧Ｖｕ
ｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓを演算する。

【００３１】図３では、検出用電圧ベクトルＶｓの大き
さ決定するＶｓ０を１／２した値により、各相の電圧を
決定している。これば、区間１と区間２の電圧差を実際
の検出用電圧ベクトルＶｓと定義しているためである。
なお、Ｖｓ０は、電流の変化量を検出することができる
範囲においてできる限り小さい値に設定することが望ま
しい。更に、ここでは、直交するα軸，β軸を有するα
−β軸静止座標系のα軸を基準として、位相あるいは方
向を決めており、Ｕ相は、α軸に設定している。そのた
めに、Ｖ相，Ｗ相の方向は、それぞれ、α軸に対して２
π／３，４π／３の方向としている。

【００３２】次に、図１に示した第１の実施の形態にお
ける回転子位置の検出方法について説明する。

【００３３】同期モータ１のＵ相の電流を検出する電流
センサ５ｕは、Ｕ相に流れる電流の交流成分のみを検出
する安価なカーレントトランスＣＴを使用する。これに
より、ＰＷＭ信号による電流の脈動成分のみを検出す
る。

【００３４】コントローラ４の電流検出部９は、搬送波
の最大値と最小値に同期した搬送波同期信号Ｐ１と一致
したタイミングでカーレントトランスＣＴから出力され
るＵ相電流ｉｕを取り込んで検出する。

【００３５】電流差分差演算部１１は、次のようにし
て、検出用電圧ベクトルに対するＵ相電流ｉｕの変化
量、すなわち、Ｕ相電流差分差Δｉｕを求める。電流差
分差演算部１１は、電流検出部９において搬送波の最大
値の時点（例えば、時刻ｔ１）で取り込んだＵ相電流ｉ
ｕ１と、次の搬送波の最小値となる時点（時刻ｔ２）で
取り込んだＵ相電流ｉｕ２との差から、図２の区間１に
おける電流差分値Δｉｕ１を算出する。また、このＵ相
電流ｉｕ２と、次の搬送波の最大値時点（時刻ｔ３）で
取り込んだ検出電流ｉｕ３の差から、図２の区間２にお
ける電流差分値Δｉｕ２を算出する。この電流差分値Δ
ｉｕ１，Δｉｕ２は、制御用電圧Ｖｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗ
ｃと、検出用電圧ベクトルと、同期モータ１の逆起電力
により影響される。しかし、電流差分値Δｉｕ１とΔｉ
ｕ２の差を考えると、印加する電圧と逆起電力が同じで
あれば、影響は打ち消される。

【００３６】そのために、図２を参照して説明したよう
に、区間１と区間２において、制御用電圧Ｖｕｃ，Ｖｖ
ｃ，Ｖｗｃを同じ値とし、検出用電圧ベクトルＶｓだけ
を異なるように印加することにより、電流差分値Δｉｕ
１，Δｉｕ２の差であるＵ相電流差分差Δｉｕは、区間
１と区間２における検出用電圧ベクトルＶｓの差による
影響だけを受けることになる。つまり、制御用電圧Ｖｕ
ｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃとは全く独立に検出用電圧ベクトル
Ｖｓに対するＵ相電流ｉｕの変化量、Ｕ相電流差分差Δ
ｉｕを検出することができる。以下、区間１と区間２の
検出用電圧ベクトルの差を検出用電圧ベクトルＶｓと呼
ぶことにする。

【００３７】ところで、回転子位置θと同期モータ１の
ｄ軸，ｑ軸インダクタンスがわかっている場合、検出用
電圧ベクトルＶｓに対するＵ相電流ｉｕの変化量は、計
算で求めることができる。この値をＵ相基準電流差分差
Δｉｃｕとする。実際には、回転子位置θではなく、コ
ントローラ４が演算した推定回転子位置θｃであるの
で、この推定回転子位置θｃが回転子位置θと一致して
いたと仮定して、このＵ相基準電流差分差Δｉｃｕを基
準電流差分差演算部１２で求める。この処理は、図４に
示すように、推定回転子位置θｃに対してテーブルを作
成しておくことで、Ｕ相基準電流差分差Δｉｃｕを簡単
に求めることができる。なお、この求め方については、
図５〜図７のベクトル図と一緒に後述する。

【００３８】検出したＵ相電流差分差ΔｉｕとＵ相基準
電流差分差Δｉｃｕの差（以下、これをＵ相検出用電流
差分差Δｉｓｕと呼ぶ）が推定回転子位置θｃと回転子
位置θのずれ（差）を示していることになるので、この
差を０にするように、位置検出部１３で比例・積分演算
などの制御手法を用いて収束させる制御を行う。

【００３９】これらの関係を明らかにしたことが本発明
の重要な点であり、これについては、図５〜図７のベク
トル図を参照して後述する。

【００４０】以上のようにして求めた推定回転子位置θ
ｃは、速度検出部１４に入力し、その変化量からモータ
速度ωを得るために用いる。また、推定回転子位置θｃ
は、速度制御部７に入力し、この速度制御部７において
得た制御用電圧ベクトルを各相の制御用電圧制御電圧Ｖ
ｕｃ，Ｖｖｃ，Ｖｗｃに座標変換して出力するためにも
使用する。

【００４１】ここで、図１に示すモータ制御システムに
おける回転子位置θの検出を図５を参照して説明する。

【００４２】図５は、ｄ軸上に磁極位置があるｄ−ｑ軸
回転座標系がα軸から回転子位置θだけ回転し、コント
ローラ４の推定回転子位置θｃが実際の回転子位置θよ
り大きく、この実際の回転子位置θと異なっているとき
の状態を示している。ｄ軸を長軸，ｑ軸を短軸とする実
線で示す楕円は、検出用電圧ベクトルＶｓを０〜２πま
で１回転させたときの、その検出用電圧ベクトルＶｓに
対する電流差分差ベクトルΔｉのリサージュ波形を示し
ている。従って、同期モータ１のｄ軸，ｑ軸インダクタ
ンスが設定値どおりであれば、検出用電圧ベクトルＶｓ
に対する実際に発生する電流差分差ベクトルΔｉは、実
線の楕円上を移動することになる。これに対して、同期
モータ１のｄ軸，ｑ軸インダクタンスが設定どおりで、
且つ、同期モータ１の回転子位置がコントローラ４で推
定した推定回転子位置θｃにあった場合には、電流差分
差ベクトルΔｉは、ｄｃ軸を長軸，ｑｃ軸を短軸とする
一点鎖線で示す楕円上を移動することになる。これを基
準電流差分差ベクトルΔｉｃと呼ぶことにする。

【００４３】このような状態で、図５に示すように、検
出用電圧ベクトルＶｓを検出用電圧方向θｖ、つまり、
２θｃ＋π／２の方向に印加したときの電流の変化状態
を説明する。

【００４４】位相θｖ方向に検出用電圧ベクトルＶｓを
印加することにより実際に生じる電流差分差ベクトルΔ
ｉは、図５に示すように、実線で示すリサージュ波形線
上のベクトルとなり、次式で表される。 Δｉ＝Δｉα＋ｊΔｉβ …（数１） 但し、ｊは虚軸を意味し、Δｉα，Δｉβは次式を意味する。 Δｉα＝Δｉds・ｃｏｓθ−Δｉqs・ｓｉｎθ …（数２） Δｉβ＝Δｉds・ｓｉｎθ＋Δｉqs・ｃｏｓθ …（数３） Δｉds＝Ｖs0・ｃｏｓ（θｖ−θ）Δｔ／Ｌd …（数４） Δｉqs＝Ｖs0・ｓｉｎ（θv−θ）Δｔ／Ｌq …（数５） ここで、Ｌd，Ｌqは、それぞれ、同期モータ１のｄ軸，
ｑ軸インダクタンスを表し、Ｖs0は、検出用電圧の大き
さ（図５における検出用電圧ベクトルＶsの長さ）を表
す。従って、（数２），（数３）は、次のように表され
る。 Δｉα＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ｛（１／Ｌd＋１／Ｌq）ｃｏｓθv ＋（１／Ｌd−１／Ｌq）ｃｏｓ（θv−２θ）｝ …（数６） Δｉβ＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ｛（１／Ｌd＋１／Ｌq）ｓｉｎθv −（１／Ｌd−１／Ｌq）ｓｉｎ（θv−２θ）｝ …（数７）

【００４５】同様に、コントローラ４が推定した推定回
転子位置θcに実際の回転子位置がある場合に、位相θv
方向に検出用電圧ベクトルＶsを印加することにより生
じる基準電流差分差ベクトルΔｉcは、一点鎖線で示す
リサージュ波形上に存在する。図５においては、検出用
電圧ベクトルＶsがｑ軸よりもｑｃ軸に近いために、基
準電流差分差ベクトルΔｉcは電流差分差ベクトルΔｉ
よりも検出用電圧ベクトルＶsに近いベクトルとなり、
次式で表される。 Δｉc＝Δｉαc＋ｊΔｉβc …（数８） 但し、Δｉαc，Δｉβcは、それぞれ次式を意味する。 Δｉαc＝Δｉdsc・ｃｏｓθc−Δｉqsc・ｓｉｎθc …（数９） Δｉβc＝Δｉdsc・ｓｉｎθc＋Δｉqsc・ｃｏｓθc …（数１０） Δｉdsc＝Ｖs0・ｃｏｓ（θv−θc）Δｔ／Ｌdc …（数１１） Δｉqsc＝Ｖs0・ｓｉｎ（θv−θc）Δｔ／Ｌqc …（数１２） ここで、Ｌdc，Ｌqcは、コントローラ４で設定した同期
モータ１の基準ｄ軸，ｑ軸インダクタンスを表す。従っ
て、（数９），（数１０）は、次のように表される。 Δｉαc＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ｛（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｃｏｓθv ＋（１／Ｌdc−１／Ｌqc）ｃｏｓ（θv−２θc）｝…（数１３） Δｉβc＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ｛（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｓｉｎθv −（１／Ｌdc−１／Ｌqc）ｓｉｎ（θv−２θc）｝…（数１４） ここで、図４に示したＵ相基準電流差分差Δｉcuは、Δ
ｉαcのＵ相寄与分であり、Δｉαcに比例した値となる
ので、検出用電圧方向θvを含めて計算によりテーブル
を作成することができる。なお、検出用電圧方向θv
は、後述するが、（２θc＋π／２）の値を設定する。
そのため、（数１３）は、次のようになるので、（数１
５）をベースに図４のＵ相基準電流差分差Δｉcuを求め
るテーブルを作成している。 Δｉαc＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ・ （１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｃｏｓ（２θc＋π／２） …（数１５）

【００４６】次に、電流差分差ベクトルΔｉと基準電流
差分差ベクトルΔｉcとの差、検出用電流差分差ベクト
ルΔｉsを検討する。なお、同期モータ１の基準ｄ軸，
ｑ軸インダクタンスＬdc，Ｌqcは、それぞれ、実際のｄ
軸，ｑ軸インダクタンスＬd，Ｌqと異なることがあり、
これを考慮する方法を併用することもあるが、ここで
は、Ｌdc＝Ｌd，Ｌqc＝Ｌqとして説明する。

【００４７】（数１）〜（数４）までの式を用いると、
次のようになる。 Δｉs＝Δｉ−Δｉc≡Δｉαs＋ｊΔｉβs …（数１６） 但し、Δｉαs，Δｉβsは、次式で与えられる。 Δｉαs＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ（１／Ｌd−１／Ｌq） ｛ｃｏｓ（θv−２θ）−ｃｏｓ（θv−２θc）｝…（数１７） Δｉβs＝−（１／２）・Ｖs0・Δｔ（１／Ｌd−１／Ｌq） ｛ｓｉｎ（θv−２θ）−ｓｉｎ（θv−２θc）｝…（数１８） ここで、検出用電圧方向θvに（２θc＋π／２）を代入
すると、（数１７），（数１８）は、次のように展開す
ることができる。なお、（１／２）・Ｖs0・Δｔ（１／
Ｌd−１／Ｌq）を定数Ｋ0とする。 Δｉαs＝Ｋ0｛ｃｏｓ（θv−２θ）−ｃｏｓ（θv−２θc）｝ ＝Ｋ0｛ｃｏｓ（２θc−２θ＋π／２）−ｃｏｓ（π／２）｝ ＝−Ｋ0・ｓｉｎ２（θc−θ） ＝Ｋ0・ｓｉｎ２（θ−θc） …（数１９） Δｉβs＝−Ｋ0｛ｓｉｎ（θv−２θ）−ｓｉｎ（θv−２θc）｝ ＝−Ｋ0｛ｓｉｎ（２θc−２θ＋π／２）−ｓｉｎ（π／２）｝ ＝Ｋ0・｛１−ｃｏｓ２（θc−θ）｝ …（数２０）

【００４８】（数１９），（数２０）で表されるベクト
ルが検出用電流差分差ベクトルΔｉsである。そのた
め、図５に示したように、推定回転子位置θcが実際の
回転子位置θよりも大きい場合に、検出用電圧方向θv
を（２θc＋π／２）とする検出用電圧ベクトルＶsを印
加すると、検出用電流差分差ベクトルΔｉsは、α軸の
負方向に近い方向のベクトルとなる。特に、（数１９）
に着目すると、検出用電圧方向θvを（２θc＋π／２）
として検出用電圧ベクトルＶsを印加すると、検出用電
流差分差ベクトルΔｉsのα軸成分Δｉαsがｓｉｎ２
（θ−θc）に比例した値となる。そこで、α軸成分Δ
ｉαsを０にすれば、推定回転子位置θcを実際の回転子
位置θに一致させることができる。また、この実施の形
態では、同期モータ１のＵ相をα軸に一致させているの
で、検出用電流差分差ベクトルΔｉsのα軸成分Δｉαs
は、Ｕ相検出用電流差分差ベクトルΔｉsuに比例する。
従って、図５においては、Ｕ相検出用電流差分差ベクト
ルΔｉsuが負となり、推定回転子位置θcが実際の回転
子位置θよりも大きいことを意味するので、推定回転子
位置θcを減少するように制御演算することにより、推
定回転子位置θcを実際の回転子位置θに近付けること
ができる。このような演算は、位置検出部１３において
行う。

【００４９】図６は、このようにして、推定回転子位置
θcが実際の回転子位置θに近付いた状態における検出
用電圧ベクトルＶsとそれに対する電流差分差ベクトル
Δｉ，Δｉc，Δｉsの関係を示している。推定回転子位
置θcが小さくなったために、検出用電圧ベクトルＶsの
方向θvは、図５に示す状態よりも小さくなっているこ
とがわかる。これにより、電流差分差ベクトルΔｉ，基
準電流差分差ベクトルΔｉcは、それぞれ、図５とは異
なる方向に移動するが、検出用電流差分差ベクトルΔｉ
sは、略α軸の負方向になっており、その大きさも小さ
くなる。このことから、推定回転子位置θcが実際の回
転子位置θに近付いていることがわかる。そのα軸成分
に比例したＵ相検出用電流差分差ベクトルΔｉsuを基に
制御演算により推定回転子位置θcを実際の回転子位置
θに一致させることができる。

【００５０】なお、回転子位置θに対して、推定回転子
位置θcが図７に示すように小さい場合には、検出用電
流差分差ベクトルΔｉsは、α軸の正方向に近い方向と
なるので、同様に制御演算することにより、推定回転子
位置θcを実際の回転子位置θに一致させることができ
る。これらの関係は、（数１９），（数２０）から導き
出されるものである。

【００５１】この実施の形態では、１つの安価な電流セ
ンサを用いて精度良く回転子位置を推定することができ
るので、複数の電流センサを使用する従来の制御装置に
比べて安価な位置センサレスの制御装置を実現すること
ができる。しかも、１つの相の電流に基づいた演算処理
で実施することができるので、コントローラ４を安価な
マイクロプロセッサを使用して実現することができる。

【００５２】また、電流センサ５ｕは、ＰＷＭ信号に基
づく電流の脈動成分だけを検出すれば良いので、搬送波
周波数付近の周波数成分の信号を電流検出部９に入力す
ることにより、電流検出の分解能を向上することができ
る。これにより、検出用電圧ベクトルＶsの大きさを低
減することができ、検出用電圧を付加することによる影
響を大幅に減少することができる利点がある。

【００５３】図８は、本発明の第２の実施の形態を示す
モータ制御システムのブロック図である。この実施の形
態は、第１の実施の形態と比較して、速度指令ではなく
トルク指令に対して２つの電流センサ５ｖ，５ｗを用い
て電流制御を行う点、検出用電圧ベクトルＶｓを印加す
る方法が異なっている。１つの電流センサ５ｕを用いて
回転子位置を推定する方法は、第１の実施の形態と同様
であるので、重複する説明は省略する。

【００５４】この実施の形態は、アクセルペダルの踏量
に応じたトルク指令τrに比例したトルクを発生させる
電気自動車のモータ制御に好適である。

【００５５】トルク指令τrが電流指令部１６に入力す
ると、この電流指令部１６は、トルク指令τrとモータ
速度ωに基づいて同期モータ１の磁束量を制御するため
のｄ軸電流指令値ｉdrとこれに直交するｑ軸電流指令値
ｉdqを演算する。この演算は、トルク指令τrとモータ
速度ωに対して、同期モータ１の駆動系の損失が最小と
なるようなｄ軸電流指令値ｉdrとこれに直交するｑ軸電
流指令値ｉdqを予め計算して作成したテーブルから求め
るようにして行うと良い。ここで得たｄ軸電流指令値ｉ
drとｑ軸電流指令値ｉdqは、電流制御部１７に入力す
る。

【００５６】また、電流センサ５ｖ，５ｗで検出したＶ
相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗは、電流検出部１５において
Ａ／Ｄ変換してディジタル量としてコントローラ４の内
部に取り込む。その後、座標変換部１９において、これ
らの電流を、位置検出部１３で得た推定回転子位置θc
を用いて、静止座標系から回転子と同様に回転するｄ−
ｑ軸回転座標系に座標変換し、ｄ軸電流ｉdとｑ軸電流
ｉqを得る。

【００５７】ｄ軸電流ｉdとｑ軸電流ｉqは、電流制御部
１７に入力し、この電流制御部１７において、ｄ軸電流
指令値ｉdrとｄ軸電流ｉdの差によるフィードバック制
御演算を行うことにより、ｄ軸制御電圧Ｖdcを決定し、
ｑ軸電流指令値ｉqrとｑ軸電流ｉqの差によるフィード
バック制御演算を行うことにより、ｑ軸制御電圧Ｖqcを
決定する。制御演算としては、比例・積分演算が一般的
である。また、同期モータ１の回転に伴う逆起電力を補
償する方法として、モータ速度ωに応じた非干渉制御を
併用することも可能である。

【００５８】制御的には、検出用電圧Ｖqs，Ｖdsを無視
すると、座標変換部１８によってｄ軸電圧指令値Ｖdr
（＝ｄ軸制御電圧Ｖdc），ｑ軸電圧指令値Ｖqr（＝ｑ軸
制御電圧Ｖqc）をｄ−ｑ軸回転座標系からα−β軸静止
座標系に変換して３相の電圧指令Ｖur，Ｖvr，Ｖwrを出
力する。このような電流制御系を追加することにより、
ｄ軸電流ｉdをｄ軸電流指令値ｉdrに、ｑ軸電流ｉdをｄ
軸電流指令値ｉdrにそれぞれ高応答速度で一致させるこ
とができる。

【００５９】この第２の実施の形態は、位置センサレス
制御システムでありながら、高応答速度のトルク制御を
実現することができる。

【００６０】また、この第２の実施の形態における検出
用電圧演算部２０は、ｄ−ｑ軸座標系において検出用電
圧Ｖds，Ｖqsを印加する構成である。この検出用電圧演
算部２０が実行する処理方法を図９を参照して説明す
る。

【００６１】図９は、検出用電圧演算部２０が実行する
処理のフローチャートである。

【００６２】ステップ１１１ 検出用電圧方向θvをθc＋π／２の計算により求める。
その理由は、ｄ−ｑ軸回転座標系に検出用電圧を印加す
るためであり、図５〜図７に示したベクトル図のよう
に、静止座標系であるα−β軸座標系とｄｃ−ｑｃ軸回
転座標系との位相差がθcであることによる。

【００６３】ステップ１１２ 前述したステップ１０２と同様に、電圧印加のタイミン
グを判断して処理を分岐する。ここでは、検出用電圧の
変更を搬送波の１／２周期毎に行うようにしているが、
制御用電圧の印加周期が搬送波の２周期毎であれば、こ
のステップ１１２の判断の変更は、搬送波の１周期毎に
する方法で良い。

【００６４】ステップ１１３ 搬送波が最大値となる時点で印加する検出用電圧Ｖds，
Ｖqsを演算する。

【００６５】ステップ１１４ 搬送波が最小値となる時点で印加する検出用電圧Ｖds，
Ｖqsを演算する。

【００６６】この図９に示すような処理方法は、図３に
示した処理方法に比較して演算内容が少ない、という利
点がある。

【００６７】更に、この第２の実施の形態は、電流セン
サ異常検出部２１を付加している。一般的には、３相の
電流の和が０になることを利用して電流センサの異常を
検知する方法が知られている。しかしながら、図８に示
した第２の実施の形態においては、図１に示した第１の
実施の形態と同様に、ｕ相の電流センサ５ｕは、交流量
だけを検出する機能の安価なセンサを使用するように構
成しているので、電流センサの異常の有無を検出するた
めには新たな検出方法を考案することが必要である。

【００６８】図１０は、電流センサ異常検出部２１が実
行する電流センサ異常検出処理のフローチャートであ
る。

【００６９】ステップ１２１ Ｕ相電流差分値Δｉuを、時刻ｔ(n)のＵ相電流ｉu(n)と
時刻ｔ(n-1)のＵ相電流ｉu(n-1)の差から求める。ここ
で、時刻ｔ(n)は、搬送波の最小値の時点を意味してお
り、具体的には、図２における時刻ｔ2，ｔ4が相当す
る。また、時刻ｔ(n-1)は、搬送波の最大時点を意味し
ており、同様に、図２における時刻ｔ1，ｔ3が相当す
る。また、Ｕ相電流については、交流成分のみを検出す
る電流センサ５ｕを使用しているので、実際に流れてい
る電流とは異なる値を検出しているが、変動成分である
Ｕ相電流差分値Δｉuは、実際と同じ値になっている。

【００７０】ステップ１２２ Ｖ相電流差分値Δｉvを、同様にして、求める。

【００７１】ステップ１２３ Ｗ相電流差分値Δｉwを、同様にして、求める。

【００７２】Ｖ相，Ｗ相に関しては、停止時や低速でも
電流制御を行う目的のために、直流成分も検出すること
ができる電流センサを使用しても良い。

【００７３】ステップ１２４ ３相の電流差分値の総和Δｉ0を計算する。同期モータ
１に零相電流が流れない一般的な場合には、３相の電流
の総和が０になることから、３相の電流差分値の総和Δ
ｉ0についても０になる。

【００７４】ステップ１２５ 電流差分値の総和Δｉ0が所定の判定値Δｉj未満である
かどうかを判定する。そして、総和Δｉ0が判定値Δｉj
未満であるときには電流センサは正常である、と判定し
て処理を終了し、総和Δｉ0が判定値Δｉj以上であると
きにはステップ１２６に分岐する。

【００７５】ステップ１２６ 電流センサ異常信号Ｓcを生成してＰＷＭ信号発生部８
に入力する。ＰＷＭ信号発生部８は、電流センサ異常信
号Ｓcが入力されると、ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの
発生を停止し、同期モータ１を停止する。

【００７６】このように、電流センサ５ｕ，５ｖ，５ｗ
が異常状態になると同期モータ１を停止することによ
り、高性能な電流制御を実行する位置センサレス制御シ
ステムの高信頼性を確保する。

【００７７】図１１は、本発明の第３の実施の形態を示
すモータ制御システムのブロック図である。この実施の
形態は、第２の実施の形態におけるモータ制御システム
と同等の性能のモータ制御システムを安価に構成する実
施の形態である。前述した実施の形態と重複する構成に
ついては説明を省略する。

【００７８】この第３の実施の形態は、電流センサ５
ｖ，５ｗの代わりにインバータ３の入力電流を検出する
１つの電流センサ５ｘを使用し、この電流センサ５ｘで
検出した入力電流ｉDCと各相のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，
Ｐｗを相電流分離部２２に入力し、Ｖ相電流ｉv，Ｗ相
電流ｉwを演算により求める構成である。

【００７９】３相のＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの論理
により、入力電流ｉDCと各相の電流の関係がわかる。例
えば、ＰＷＭ信号Ｐｕがハイレベルで、ＰＷＭ信号Ｐ
ｖ，Ｐｗがローレベルのときには、インバータ３の３相
ブリッジ回路におけるＶ相の上側のパワー素子とＵ相，
Ｗ相の下側のパワー素子がオン状態となるので、入力電
流ｉDCは、正のＶ相電流と一致する。また、ＰＷＭ信号
Ｐｕ，Ｐｖがハイレベルで、ＰＷＭ信号Ｐｗがローレベ
ルのときには、Ｕ相とＶ相の上側のパワー素子とＷ相の
下側のパワー素子がオン状態となるので、入力電流ｉDC
は、負のＷ相電流と一致する。このようなＰＷＭ信号Ｐ
ｕ，Ｐｖ，Ｐｗのパターンと相電流の関係をテーブル化
しておくことにより、検出した入力電流ｉDCとＰＷＭ信
号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに基づいて各相の電流を求めること
ができる。相電流分離部２２は、このような入力電流ｉ
DCとＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと各相電流の関係に基
づいてＶ相電流ｉvとＷ相電流ｉwを求める。このような
構成は、使用する電流センサの数を少なくすることがで
きる。なお、位置検出のための電流センサ５ｕは、搬送
波に同期した所定のタイミング毎に１つの相（ここでは
Ｕ相）の電流を検出するために使用する。

【００８０】この第３の実施の形態におけるような制御
装置によれば、高応答性の位置センサレス制御システム
を安価に実現することができる。

【００８１】図１２は、本発明の第４の実施の形態を示
すモータ制御システムのブロック図である。この実施の
形態は、検出用電圧を印加することなく該検出用電圧を
印加したときと同様な現象を呈しているタイミングで相
電流を検出することにより、同期モータ１の突極性を利
用した回転子位置の検出を実現し、検出用電圧を印加す
ることによる騒音の増加や電流の脈動による損失の増加
を防止しつつ高応答性の位置センサレス制御システムを
安価に実現する構成である。

【００８２】そのために、電流差分差ベクトルは、２つ
の電流センサを使用して検出するようにしている。図１
２に示す第４の実施の形態は、図８に示した第２の実施
の形態と同様に、トルク指令τrに対する電流制御系を
構成しているが、検出用電圧を印加することなく、それ
に代わる電圧ベクトルを得て回転子位置θcを推定する
方法が異なっている。前述した実施の形態と重複する構
成については説明を省略する。

【００８３】この第４の実施の形態においては、ＰＷＭ
信号発生部８は、前述した実施の形態における搬送波同
期信号Ｐ１とは異なるタイミングの電流検出用の搬送波
同期信号Ｐ２を発生する。この搬送波同期信号Ｐ２は、
図１３のタイムチャートに示すように、搬送波が中間値
となる時刻ｔa，ｔb，ｔc，ｔdにおいて各相の電流を検
出するために発生する。

【００８４】電流検出部１５は、搬送波同期信号Ｐ２の
発生タイミングでＶ相電流ｉvとＷ相電流ｉwを取り込
む。このときの各相の電圧の印加状態を図１３を参照し
て説明する。なお、時刻ｔ1〜ｔ5までは、各相に印加す
る電圧（制御用電圧Ｖur，Ｖvr，Ｖwr）は変化させない
ものとして説明する。

【００８５】時刻ｔ1〜ｔ5（あるいはｔ3）までの各相
の平均電圧は、当然のことながら、それぞれ、Ｖur，Ｖ
vr，Ｖwrとなる。しかしながら、ＰＷＭ信号Ｐｕ，Ｐ
ｖ，Ｐｗからわかるように、時刻ｔa〜ｔbの区間Ａで
は、Ｕ相電圧，Ｖ相電圧が最大値、Ｗ相電圧は負の値に
なっているのに対して、時刻ｔb〜ｔcの区間Ｂでは、Ｕ
相電圧が０近傍、Ｖ相電圧が負の値、Ｗ相電圧が最小値
になっている。つまり、区間Ａと区間Ｂでは、印加する
電圧ベクトルに差がある。これを電圧差ベクトルΔＶs
と呼ぶことにする。図２に示した第１の実施の形態にお
けるタイムチャートでは、区間１と区間２において、電
圧ベクトルに差が出るように正負の検出用電圧ベクトル
を加えて印加しているが、電流検出タイミングをこの第
４の実施の形態におけるように設定することにより、検
出用電圧を印加したのと等価な状態にすることができ
る。

【００８６】ここで、制御用電圧ベクトルＶcと電圧差
ベクトルΔＶsの関係を図１４を参照して説明する。図
１４の（ａ）は、制御用電圧ベクトルの位相に対する各
相電圧が正弦波状である場合の波形を示している。この
とき、区間Ａと区間Ｂの電圧ベクトルのリサージュ波形
は、それぞれ、（ｂ），（ｃ）のようになり、三角形を
膨らませたような波形になっている。ここで、（ｂ），
（ｃ）内の矢印は、制御用電圧ベクトルの位相が１５０
度のときの各電圧ベクトルを示している。また、区間
Ａ，Ｂの平均電圧ベクトルは、（ｄ）に示すように、円
になり、矢印で示した平均電圧ベクトルの位相は、１５
０度である。（ｂ），（ｃ）に矢印で示した２つの電圧
ベクトルの平均が（ｄ）の平均電圧ベクトルとなる。平
均電圧ベクトルのリサージュ波形が円状になることは正
弦波の電圧ベクトルを表しているので、当然である。

【００８７】電圧差ベクトルΔＶsのリサージュ波形
は、（ｅ）に示すようになり、制御用電圧ベクトルの位
相が１５０度のときの電圧差ベクトルΔＶsは、−１２
０度の方向を向いている。制御用電圧ベクトルの位相を
横軸とし、電圧差ベクトルΔＶsの絶対値ΔＶs0とその
位相θvを縦軸として、（ｅ）の電圧差ベクトルΔＶsの
リサージュ波形を変換すると、（ｆ）に示すようにな
る。電圧差ベクトルΔＶsの絶対値ΔＶs0は、制御用電
圧ベクトルの位相１周期に対して１／６倍の周期で脈動
し、電圧差ベクトルΔＶsの位相θvは、制御用電圧ベク
トルの位相１周期で２回転している。各相の制御用電圧
Ｖur，Ｖvr，Ｖwrが決定すれば、電圧差ベクトルΔＶs
は一義的に決まるものであり、制御用電圧ベクトルに位
相に対してテーブル化して演算することができる。

【００８８】従って、この第４の実施の形態において、
電流制御部１７で決定したｄ軸，ｑ軸の制御用電圧Ｖ
d，Ｖqと、位置検出部１３から出力する推定回転子位置
θcを電圧設定部２５に入力することにより、各相の電
圧指令値Ｖur，Ｖvr，Ｖwrを演算すると共に電圧差ベク
トルΔＶsの絶対値ΔＶs0とその位相θvをテーブルによ
り求めることができる。これらの値は、それぞれ、位置
検出演算を行うために出力する。

【００８９】電圧設定部２５について、図１５に示す機
能ブロック図を参照して説明する。電圧ベクトル演算部
２７は、制御用電圧Ｖd，Ｖqに基づいて制御用電圧ベク
トルの絶対値Ｖc0とｄｃ軸からのベクトル位相δを求め
る。そして、このベクトル位相δと推定回転子位置θc
を加算することにより制御用電圧ベクトルのα軸からの
位相θvcを得た後に単位相電圧テーブル２８を参照して
各相の印加電圧の基本になる単位相電圧ｖu，ｖv，ｖw
を求める。ここでは、図１４（ａ）に示した正弦波状の
波形をテーブル化している。

【００９０】また、電圧差ベクトルΔＶsの絶対値ΔＶs
0とその位相θvは、図１４（ｆ）に示すように、制御用
電圧ベクトルの絶対値Ｖc0とその位相θvcにより決定す
る。そこで、単位相電圧テーブル２８において、位相θ
vcに対する電圧差ベクトルの位相θvと、制御用電圧ベ
クトルの絶対値Ｖc0が１Ｖのときの電圧差ベクトル絶対
値ΔＶs0である単位電圧差ｖsとをテーブル化してお
き、これにより、単位電圧差ｖsと位相θvを演算する。
電圧の大きさに関しては、制御用電圧ベクトルの絶対値
Ｖc0に比例するので、乗算部２９において制御用電圧ベ
クトルの絶対値Ｖc0と単位相電圧ｖu，ｖv，ｖwと単位
電圧差ｖｓとの積をそれぞれ算出し、各相の電圧指令値
Ｖur，Ｖvr，Ｖwrと電圧差ベクトルの絶対値ΔＶs0を得
る。

【００９１】次に、電圧差ベクトルから回転子位置を推
定する方法について説明する。図１に示した第１の実施
の形態では、検出用電圧ベクトルＶsを任意の方向に印
加することができる自由度があり、これを利用してい
る。つまり、特定の方向（図１に示した第１の実施の形
態では、α軸方向）に回転子位置の誤差に対する検出用
電流差分差Δｉsが現れるように検出用電圧ベクトルＶs
の方向を決定していた。しかし、検出用電圧ベクトルＶ
sに対応する電圧差ベクトルは、制御用電圧ベクトルが
決まると一義的に決まってしまうために、任意の方向に
設定することができない。そこで、この第４の実施の形
態は、逆に、決定した電圧差ベクトルと推定回転子位置
θcに対して、回転子位置の誤差に対する検出用電流差
分差Δｉsが現れる方向を特定して、その方向の検出用
電流差分差Δｉsの成分を０にするような制御を実行す
る構成である。なお、検出用電流差分差Δｉsが現れる
方向を、ここでは、ｈ軸とし、その位相をθhとする。

【００９２】数１〜数２０までの計算方法と同様にする
と、ｈ軸位相θhは、次式で求めることができる。 θh＝２θc−θv＋π／２ …（数２１）

【００９３】この第４の実施の形態におけるｈ軸位相演
算部２６は、推定回転子位置θcと電圧差ベクトル位相
θvに基づいて（数２１）の演算を行ってｈ軸位相θvを
出力する。このとき、基準電流差分差ベクトルΔｉcの
ｈ軸方向θh成分であるｈ軸基準電流差分差Δｉhcは、
次式で求める。 Δｉhc＝Δｉαc・ｃｏｓθh＋Δｉβc・ｓｉｎθh ＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ・ ［｛（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｃｏｓθv＋（１／Ｌdc＋１／Ｌqc） ｃｏｓ（θv −２θc）｝ｃｏｓθh＋｛（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｓｉｎθv −（１／Ｌdc− １／Ｌqc）ｓｉｎ（θv−２θc）｝ｓｉｎθh］ ＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ・ ［（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）（ｃｏｓθvｃｏｓθh＋ｓｉｎθvｓｉｎθh） ＋（１／Ｌdc−１／Ｌqc）｛ｃｏｓ（θv−２θc）ｃｏｓθh −ｓｉｎ（θv−２θc）｝ｓｉｎθh｝］ ＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ・ ［（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｃｏｓ（θv−θh） ＋（１／Ｌdc−１／Ｌqc）ｃｏｓ（θv−２θc＋θh）］ ＝（１／２）・Ｖs0・Δｔ・（１／Ｌdc＋１／Ｌqc） ｃｏｓ（２θv−２θc−π／２） ＝（１／２）・ΔＶs0・Δｔ・（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｓｉｎ２（θv−θc） …（数２２） ここで、ΔＶs0は、電圧差ベクトルΔＶsの絶対値であ
る。この絶対値ΔＶs0は、図１４（ｆ）に示したよう
に、制御用電圧ベクトルの位相により変化するために、
ｈ軸基準電流差分差演算部２３は、単位電圧当たりの電
流変化を基本にして、次の式を用いてｈ軸基準電流差分
差Δｉhcを求める。 Δｉhc＝（１／２）・Δｔ・（１／Ｌdc＋１／Ｌqc）ｓ
ｉｎ２（θv−θc） 次に、ｈ軸電流差分差演算部２４において、ｈ軸方向の
実際の電流差分差Δｉhを求める。その処理の内容を図
１６に示すフローチャートを参照して説明する。

【００９４】ステップ１３１ 区間ＡにおけるＶ相，Ｗ相の電流差分値Δｉva，Δｉwa
を算出する。ｉv(ta)，ｉv(tb)，ｉv(tc)は、それぞ
れ、図１３における時刻ｔa，ｔb，ｔcでのＶ相電流で
ある。同様に、ｉw(ta)，ｉw(tb)，ｉw(tc)は、時刻ｔ
a，ｔb，ｔcにおけるＷ相電流である。

【００９５】ステップ１３２ 区間ＢにおけるＶ相，Ｗ相の電流差分値Δｉvb，Δｉwb
を算出する。

【００９６】ステップ１３３ 区間Ａと区間Ｂの電流差分値の差からＶ相，Ｗ相の電流
差分差Δｉv，Δｉwを求める。また、Ｕ相電流差分差Δ
ｉuは、（−Δｉv−Δｉw）の演算によって求める。こ
れらの電流差分差は、区間Ａと区間Ｂの印加電圧の差で
ある電圧差ベクトルΔＶsによる電流の変化を表したも
のである。

【００９７】ステップ１３４ ３相の電流差分差Δｉu，Δｉv，Δｉw、ｈ軸位相θhお
よび電圧差ベクトルの絶対値ΔＶs0に基づいて、ｈ軸電
流差分差Δｉhを求める。ここで、絶対値ΔＶs0で除す
ることは、単位電圧当たりの電流差分差とすることを意
味している。

【００９８】このようにして得たｈ軸電流差分差Δｉh
とｈ軸基準電流差分差Δｉhcの差が回転子位置θと推定
回転子位置θcの差となるので、このｈ軸電流差分差Δ
ｉhとｈ軸基準電流差分差Δｉhcの差を０にするよう
に、位置検出部１３において比例・積分演算を用いて推
定回転子位置θcを回転子位置θに収束させることがで
きる。この原理は、第１の実施の形態と同じであるが、
機能ブロックが複雑になっている理由は、α軸方向（Ｕ
相方向）の電流変化ではなく、ｈ軸という回転座標系の
電流変化を検出していることにある。

【００９９】図１７に示した具体的なベクトル図を参照
して回転子位置の検出原理を詳細に説明する。図１７
は、図５と同様に、コントローラ４で推定した推定回転
子位置θcが実際の回転子位置θよりも進んだ方向にず
れている状態を示している。電圧差ベクトルΔＶsは、
制御用電圧ベクトルＶcにより変化するので、図１７で
は、制御用電圧ベクトルＶcの位相θvcが１５０度のと
きを説明する。

【０１００】このときの電圧差ベクトルΔＶsは、図１
４（ｅ）に示すように、−１２０度の方向を向いてい
る。この電圧差ベクトルΔＶsに対して、実際の電流差
分差ベクトルΔｉと基準電流差分差ベクトルΔｉcは、
それぞれ、図１７における実線の矢印と一点鎖線の矢印
になる。そのために、検出用電流差分差ベクトルΔｉc
は、図１７に示すように、第１象限の方向を向く。ここ
で、（数２１）から求められるｈ軸を考えると、−９０
度近い第３象限であることがわかる。従って、検出用電
流差分差ベクトルΔｉsのｈ軸成分は、負になってお
り、実際の回転子位置θが推定回転子位置θcよりも小
さいと言える。この値を位置検出部１３に入力すること
により、位置検出部１３は、推定回転子位置θcを小さ
くするように演算するので、徐々に実際の回転子位置θ
に近づくことになる。

【０１０１】次に、制御用電圧ベクトルＶcが図１７に
示した例と異なった場合でも位置検出が可能であること
を図１８および図１９を参照して説明する。

【０１０２】図１８（ｅ）に示すように、制御用電圧ベ
クトルＶcが１７０度のときは、電圧差ベクトルΔＶs
は、−１５０度に近い方向を向いている。また、その絶
対値ΔＶs0は、図１７の場合よりも減少することが図１
８（ｆ）に示されている。図１９は、このときのベクト
ル図である。

【０１０３】制御用電圧ベクトルＶcと電圧差ベクトル
ΔＶsが図１７の場合と比較して変化している。そのた
めに、電流差分差ベクトルΔｉと基準電流差分差ベクト
ルΔｉcも変化している。実際には、電圧差ベクトルΔ
Ｖsの絶対値が減少することにより、電流差分差ベクト
ルΔｉと基準電流差分差ベクトルΔｉcの大きさも変化
するが、図１７および図１９は、単位電圧当たりの電流
変化として示している。この処理は、図１６におけるス
テップ１３４で行われているものである。

【０１０４】このような関係のために、検出用電流差分
差ベクトルΔｉsは、第２象限の方向を向いている。こ
れに対して、ｈ軸は、第４象限であるので、検出用電流
差分差ベクトルΔｉsのｈ軸成分は、図１７の場合と同
様に、負の値になっている。このことから、そのときの
推定回転子位置θcが実際の回転子位置θよりも進んで
いることがわかる。つまり、制御用電圧ベクトルＶcの
方向に関わらず、ｈ軸方向の検出用電流差分差成分を検
出することで、回転子位置のずれを推定することができ
る。この方式によれば、回転子の突極性を利用してＰＷ
Ｍ信号の周期毎に回転子位置のずれを検出することがで
きるので、高速に回転子位置を推定することができる。

【０１０５】このような第４の実施の形態によれば、制
御用電圧により発生するＰＷＭ信号の波形から検出用電
圧に相当する電圧差を得ることができるので、検出用電
圧を印加することなく、電圧差に対する電流の変化状態
を検出して回転子位置を高速に推定することができる。
従って、この第４の実施の形態によれば、検出用電圧を
付加することにより発生する騒音や損失の増加を伴うこ
となく高応答性の位置センサレス制御システムを実現す
ることができる。

【０１０６】本発明の第５の実施の形態を図２０を参照
して説明する。この第５の実施の形態は、モータ速度ω
に応じて回転子位置検出のための演算方法を変更する構
成である。図１２に示した第４の実施の形態は、検出用
電圧を印加することなく回転子位置を検出することがで
きる。しかしながら、制御用電圧の大きさにより検出用
電圧に相当する電圧差ベクトルが変化するために、低速
で低トルクの運転状態では電圧差ベクトルが小さくなっ
て位置検出精度が低下する。これに対して、図１（第１
の実施の形態），図８（第２の実施の形態）および図１
１（第３の実施の形態）における検出方法は、検出用電
圧ベクトルを印加する方法であるために、停止状態や低
速状態においても精度良く位置検出することができる。
そこで、この第５の実施の形態は、モータ速度ωに応じ
て検出方法を切り替えることにより都合良い位置検出を
実現する構成である。

【０１０７】この第５の実施の形態は、図１２に示した
第４の実施の形態に対する主たる相違点は、モード判定
部３０を設置し、電圧設定部２５における演算内容を動
作モードに応じて変更するように構成し、電流検出をＵ
相電流センサ５ｕとＶ相電流センサ５ｖで行うように構
成した点にある。電流センサの変更は、この第５の実施
の形態の説明を簡単にするためのものであって、電流検
出の相を限定するものではない。

【０１０８】モード判定部３０の機能を図２１に示すフ
ローチャートを参照して説明する。

【０１０９】ステップ１４１ 速度検出部１４からモータ速度ωを入力する。

【０１１０】ステップ１４２ モータ速度ωの絶対値と第１速度ω１を比較して処理を
分岐する。

【０１１１】ステップ１４３ モータ速度ωの絶対値が第１速度ω１より小さくない場
合には、第２速度ω２と比較して処理を分岐する。

【０１１２】ステップ１４４ モータ速度ωの絶対値が第１速度ω１より小さい場合に
モードＭＤを１（同期モータ１が停止を含む低速状態を
意味する）に設定する。

【０１１３】ステップ１４５ モータ速度ωの絶対値が第２速度ω２より小さい場合に
モードＭＤを２（同期モータ１が中速状態を入もする）
に設定する。

【０１１４】ステップ１４６ モータ速度ωの絶対値が第２速度ω２以上のときに高速
状態を意味するモードＭＤ＝３を設定する。

【０１１５】ＰＷＭ信号発生部８および電圧設定部２５
は、設定されたモードＭＤを入力する。

【０１１６】ＰＷＭ信号発生部８は、モードＭＤ＝１の
場合には、電流検出のタイミングを設定する搬送波同期
信号Ｐ１を出力し、モードＭＤ＝２，ＭＤ＝３のときに
は搬送波同期信号Ｐ２を出力する。この搬送波同期信号
Ｐ１，Ｐ２と搬送波の関係は、それぞれ、図２および図
１３を参照して説明した通りである。このことは、モー
ドＭＤ＝１は、図１に示した第１の実施の形態における
方法を基本とし、モードＭＤ＝２，ＭＤ＝３は、図１２
に示した第４の実施の形態における方法を基本にしてい
ることを意味する。

【０１１７】電圧設定部２５の処理機能を図２２を参照
して説明する。図１５に示した電圧設定部２５との相違
点は、複数種類の電圧演算部と切換部を備えたことにあ
る。切換部３７は、モードＭＤ＝１，２，３に応じて、
第１電圧演算部３５，第２電圧演算部３３，第３電圧演
算部３１の演算結果を選択して出力する。

【０１１８】同期モータ１の速度ωが低いモードＭＤ＝
１にあるときには、第１電圧演算部３５を選択して図８
に示した第２の実施の形態における処理に近い演算を実
行する。制御用電圧に比例する各相の単位電圧は、電圧
位相θvcに対して図１４（ａ）に示した正弦波電圧を出
力し、乗算部３６によって制御用電圧ベクトルの絶対値
Ｖc0を乗じて各相の制御用電圧Ｖuc，Ｖvc，Ｖwcとす
る。また、各相の検出用電圧Ｖus，Ｖvs，Ｖwsは、推定
回転子位置θcにより、図３に示した方法により決定
し、搬送波同期信号Ｐ１のタイミングでＰＷＭ信号発生
部８から出力するように処理する。電圧差ベクトルの絶
対値ΔＶs0に相当する検出用電圧の絶対値Ｖs1は一定で
あるので、この値が電圧差ベクトルの絶対値ΔＶs0とし
て出力される。また、電圧差ベクトルの位相に相当する
検出用電圧方向θｖは、２θc＋π／２を算出して出力
する。（数２１）からわかるように、このことは、ｈ軸
方向θhが０であること、つまり、Ｕ相方向であること
を意味している。従って、第１電圧演算部３５の処理を
行うことは、図８に示した第２の実施の形態と同様な演
算を行うことになる。

【０１１９】同期モータ１の速度ωが中速状態のモード
ＭＤ＝２にあるときには、第２電圧演算部３３を選択し
て演算を実行する。この演算は、基本的には、図１５に
示した第４の実施の形態における電圧設定部２５と同様
な処理を実行するが、演算に使用するテーブルが図２４
（ａ），（ｆ）に基づいて作成されている点で異なって
いる。

【０１２０】図２４において、各相の電圧は、通常の正
弦波電圧に３倍調波の零相電圧を加算した波形にしてい
る。この波形を採用する理由は、図２４（ｆ）に示すよ
うに、制御用電圧ベクトルの位相θvcに対して電圧差ベ
クトルΔＶsの絶対値の変動が少なく、その位相も略一
定に変化しているためである。そのために、位置検出精
度を安定に確保することができ、中速回転領域における
制御を安定化することができる。なお、図２４（ａ）に
示すような電圧は、零相電圧の追加であるので、各相の
電流波形に悪影響を及ぼすことはない。

【０１２１】同期モータ１の速度ωが更に上昇して高速
回転状態のモードＭＤ＝３になると、第３電圧演算部３
１による演算を選択する。この場合には、各相の電圧演
算を行うテーブルを図２３（ａ），（ｆ）に基づいて作
成したものとする。図２３からわかるように、図２４に
対して第３調波の零相電圧の位相を１８０度逆にするこ
とにより、各相電圧の最大値を低減するようにしてい
る。これにより、同期モータ１が高速回転して逆起電力
が高くなったときに、インバータ３の電圧利用率を向上
することができる。図２４（ｆ）に示したように、電圧
差ベクトルの絶対値の変動が大きくなる欠点があるが、
安定した制御を実現する電圧範囲を拡大することができ
る利点がある。

【０１２２】この第５の実施の形態は、同期モータ１を
停止状態から高速回転までの広い範囲において精度良く
回転子位置を検出することができ、高応答性の制御を実
行することができる。

【０１２３】なお、基本的には、この方法は、Ｎ極かＳ
極かの判断を行う極性判別を併用することが望ましい。

【０１２４】以上に述べた各実施の形態における同期モ
ータ１は、逆突極性を持つ回転子を備えたモータについ
て説明したが、突極性を持つ同期モータやリラクタンス
モータでも突極性を利用して本発明を適用することがで
きる。また、誘導モータであっても、磁束による磁気飽
和特性から、磁束方向とそれに直交する方向でリラクタ
ンスが異なるようにすることで、本発明を適用すること
ができる。

【０１２５】更に、モータの回転子がサンプリング時間
中に回転することによる影響を考慮して磁極位置を演算
するようにしても良いことは言うまでもない。

【０１２６】磁極位置検出は、搬送波１周期または２周
期毎に行う方法に限らず、搬送波の多周期毎に電流変化
を用いて検出する方法や搬送波の複数周期単位の電流の
変化に基づいて磁極位置を検出することも同一手法で実
施することができる。

【０１２７】そして、このような制御は、電気自動車や
ハイブリッド自動車の駆動用交流モータに限らず、交流
モータの位置センサレス制御方式として広く適用するこ
とができる。

【０１２８】

【発明の効果】本発明は、回転子の回転位置を検出する
磁極位置センサを使用しないで高応答性のモータ制御装
置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態であるモータ制御シ
ステムのブロック図である。

【図２】図１に示した第１の実施の形態における検出用
電圧を印加したときの各相の電圧，ＰＷＭ信号，搬送波
同期信号の関係を示すタイムチャートである。

【図３】図１に示した第１の実施の形態における検出用
演算部が実行する処理のフローチャートである。

【図４】図１に示した第１の実施の形態における基準電
流差分差演算部の入力と出力の関係を示すブロック図で
ある。

【図５】図１に示した第１の実施の形態における検出用
電圧ベクトルと電流差分ベクトルの状態を示すベクトル
図である。

【図６】図１に示した第１の実施の形態における検出用
電圧ベクトルと電流差分ベクトルの状態を示すベクトル
図である。

【図７】図１に示した第１の実施の形態における検出用
電圧ベクトルと電流差分ベクトルの状態を示すベクトル
図である。

【図８】本発明の第２の実施の形態を示すモータ制御シ
ステムのブロック図である。

【図９】図８に示した第２の実施の形態における検出用
電圧演算部が実行する処理のフローチャートである。

【図１０】図８に示した第２の実施の形態における電流
センサ異常検出部が実行する電流センサ異常検出処理の
フローチャートである。

【図１１】本発明の第３の実施の形態を示すモータ制御
システムのブロック図である。

【図１２】本発明の第４の実施の形態を示すモータ制御
システムのブロック図である。

【図１３】図１２に示した第４の実施の形態における各
相の電圧，ＰＷＭ信号，搬送波同期信号の関係を示すタ
イムチャートである。

【図１４】図１２に示した第４の実施の形態における正
弦波状の各相の電圧と電圧差ベクトルの関係を示すタイ
ムチャートおよびリサージュ波形図である。

【図１５】図１２に示した第４の実施の形態における電
圧設定部の機能ブロック図である。

【図１６】図１２に示した第４の実施の形態におけるｈ
軸電流差分差演算部が実行する処理のフローチャートで
ある。

【図１７】図１２に示した第４の実施の形態における制
御用電圧ベクトルと電圧差ベクトルと電流差分差ベクト
ルの関係を示すベクトル図である。

【図１８】図１２に示した第４の実施の形態における正
弦波状の各相の電圧と電圧差ベクトルの関係を示すタイ
ムチャートおよびリサージュ波形図である。

【図１９】図１２に示した第４の実施の形態における制
御用電圧ベクトルと電圧差ベクトルと電流差分差ベクト
ルの関係を示すベクトル図である。

【図２０】本発明の第５の実施の形態を示すモータ制御
システムのブロック図である。

【図２１】図２０に示した第５の実施の形態におけるモ
ード判定部が実行する処理のフローチャートである。

【図２２】図２０に示した第５の実施の形態における電
圧設定部の機能ブロック図である。

【図２３】図２０に示した第５の実施の形態における正
弦波状の各相の電圧と電圧差ベクトルの関係を示すタイ
ムチャートおよびリサージュ波形図である。

【図２４】図２０に示した第５の実施の形態における正
弦波状の各相の電圧と電圧差ベクトルの関係を示すタイ
ムチャートおよびリサージュ波形図である。

【符号の説明】

１…同期モータ、２…バッテリー、３…インバータ、４
…コントローラ、５ｕ，５ｖ，５ｗ…電流センサ、６…
速度指令部、７…速度制御部、８…ＰＷＭ信号発生部、
９，１５…電流検出部、１１…電流差分差演算部、１２
…基準電流差分差演算部、１３…位置検出部、１４…速
度検出部、１６…電流指令部、１７…速度制御部、１
８，１９…座標変換部、２０…検出用電圧演算部、２１
…電流センサ異常検出部、２２…相電流分離部、２３…
ｈ軸基準電流差分差演算部、２４…ｈ軸電流差分差演算
部、２５…電圧設定部、２６…ｈ軸位相演算部、２７…
電圧ベクトル演算部、２８…単位相電圧テーブル、２
９，３２，３４，３６…乗算部、３０…モード判定部、
３１…第３電圧演算部、３３…第２電圧演算部、３５…
第１電圧演算部、３７…切替部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 櫻井 芳美 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H560 AA08 BB04 DA14 DB14 DC12 EB01 RR05 SS02 XA02 XA04 XA12 XA13 5H576 AA15 BB09 CC02 DD02 DD05 EE01 EE11 GG04 HB01 JJ03 JJ04 JJ29 LL16 LL22 LL25 LL41

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流モータと、指令値を搬送波と比較して
   発生するＰＷＭ信号により前記交流モータに電圧を印加
   する電力変換器と、前記交流モータの回転子位置を検出
   して前記指令値を制御する制御装置を備え、 前記制御装置は、実電流差分差ベクトルと基準電流差分
   差ベクトルの差に基づいて回転子の位置を検出するよう
   にしたことを特徴とするモータ制御装置。
2. 【請求項２】交流モータと、電圧指令値を搬送波と比較
   して発生するＰＷＭ信号により前記交流モータに電圧を
   印加する電力変換器と、前記交流モータの回転子位置を
   検出して前記電圧指令値を制御する制御装置を備え、 前記制御装置は、複数の区間に印加されるそれぞれの電
   圧ベクトルにより変化するそれぞれの電流差分を検出す
   る第１の相電流検出部と、複数の前記電圧ベクトルの差
   により求められる基準相電流差分を演算する基準相電流
   差分演算部と、前記電流差分の差と前記基準相電流差分
   を用いて前記交流モータの回転子位置を検出する位置検
   出部を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
3. 【請求項３】交流モータと、電圧指令値を搬送波と比較
   して発生するＰＷＭ信号により前記交流モータに電圧を
   印加する電力変換器と、前記交流モータの回転子位置を
   検出して前記電圧指令値を制御する制御装置を備え、 前記制御装置は、前記搬送波に同期して前記交流モータ
   の電流を検出する電流検出部と、前記電圧と前記検出し
   た回転子位置により決定される検出位相を演算する検出
   位相決定部と、前記電流のベクトルにおける前記検出位
   相の成分を用いることにより前記回転子位置を検出する
   位置検出部とを備えたことを特徴とするモータ制御装
   置。
4. 【請求項４】交流モータと、電圧指令値を搬送波と比較
   して発生するＰＷＭ信号により前記交流モータに電圧を
   印加する電力変換器と、前記綱領モータの回転子位置を
   検出して前記電圧指令値を制御する制御装置を備え、 前記制御装置は、複数の区間に印加されるそれぞれの電
   圧ベクトルにより変化するそれぞれの電流差分ベクトル
   を検出する電流検出部と、前記複数の電圧ベクトルの差
   により求められる基準電流差分ベクトルを演算する基準
   電流差分ベクトル演算部と、前記電流差分ベクトルの差
   と前記基準電流差分ベクトルを用いて前記交流モータの
   回転子位置を検出する位置検出部とを備えたことを特徴
   とする根モータ制御装置。
5. 【請求項５】交流モータと、電圧指令値を搬送波と比較
   して発生するＰＷＭ信号により前記交流モータに電圧を
   印加する電力変換器と、前記綱領モータの回転子位置を
   検出して前記電圧指令値を制御する制御装置を備え、 前記制御装置は、前記搬送波が中心値近傍となる時点の
   前記交流モータの電流を検出する電流検出部と、検出し
   た電流を用いて前記交流モータの回転子位置を検出する
   位置検出部とを備えたことを特徴とするモータ制御装
   置。
6. 【請求項６】請求項２において、前記第１の相電流検出
   部は、直流成分を除去する機能を備えたことを特徴とす
   るモータ制御装置。
7. 【請求項７】請求項２において、前記制御装置は、前記
   第１の相電流検出部と異なる２つの相の相電流を検出す
   る第２の相電流検出部を備え、この第２の相電流検出部
   の検出電流に基づいて電流制御を行うことを特徴とする
   モータ制御装置。
8. 【請求項８】請求項７において、前記制御装置は、前記
   第１および第２の相電流検出部で検出した相電流の交流
   成分に基づいて相電流検出部の異常を検出する異常検出
   部を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
9. 【請求項９】請求項３において、前記電流検出部は、搬
   送波が中心値近傍になる時点の電流を検出するようにし
   たことを特徴とするモータ制御装置。
10. 【請求項１０】請求項３において、前記制御装置は、電
    圧に対する基準電流ベクトルの検出位相成分を演算する
    基準電流ベクトル演算部を備え、基準電流ベクトルの検
    出位相成分と電流ベクトルの検出位相成分に基づいて回
    転子位置を検出するようにしたことを特徴とするモータ
    制御装置。
11. 【請求項１１】請求項４において、前記電流検出部は、
    搬送波が中心値近傍になる複数の時点の電流を検出して
    複数の電流に基づいて電流差分ベクトルを得ることを特
    徴とするモータ制御装置。
12. 【請求項１２】請求項４において、前記制御装置は、電
    圧と検出した回転子位置により決定される検出位相を演
    算する検出位相決定部は、電流差分ベクトルの差におけ
    る検出位相成分と、基準電流差分ベクトルにおける検出
    位相の成分を用いて回転子位置を検出する位置検出部を
    備えたことを特徴とするモータ制御装置。
13. 【請求項１３】請求項５において、前記制御装置は、電
    圧と検出した回転子位置により決定される検出位相を演
    算する検出位相決定部と、電流のベクトルにおける検出
    位相の成分を用いて回転子位置を検出する位置検出部を
    備えたことを特徴とするモータ制御装置。
14. 【請求項１４】請求項３，９，１１，１２，１３の１項
    において、前記制御装置は、電圧に零相電圧を追加する
    ことにより検出位相を変更する検出位相変更部を備えた
    ことを特徴とするモータ制御装置。
15. 【請求項１５】請求項３または４において、前記制御装
    置は、モータ速度に応じて電流検出タイミングを切り替
    えるようにしたことを特徴とするモータ制御装置。
16. 【請求項１６】請求項１５において、電流を検出するタ
    イミングは、モータ速度が低いときは搬送波が最大値ま
    たは最小値となる時点とし、モータ速度が高いときは搬
    送波が知友心値近傍となる時点とすることを特徴とする
    モータ制御装置。
17. 【請求項１７】交流モータと、指令値を搬送波と比較し
    て発生するＰＷＭ信号により前記交流モータに電圧を印
    加する電力変換器と、前記交流モータの回転子位置を検
    出して前記指令値を制御する制御装置を備え、 前記制御装置は、検出した回転子位置に基づいて指令値
    に加算する検出用電圧を決定し、電流変化の基準となる
    基準電流変化量を決定する演算部と、検出用電圧に対す
    る電流変化量を検出する第１の相電流検出部と、基準電
    流変化量と電流変化量に基づいて交流モータの回転子位
    置を検出する位置検出部を備えたことを特徴とするモー
    タ制御装置。
18. 【請求項１８】交流モータと、指令値を搬送波と比較し
    て発生するＰＷＭ信号により前記交流モータに電圧を印
    加する電力変換器と、前記交流モータの回転子位置を検
    出して前記指令値を制御する制御装置を備え、前記制御
    装置は、指令値に対する電流変化量を検出する相電流検
    出部と、１相の電流変化量に基づいて交流モータの回転
    子位置を検出する位置検出部を備えたことを特徴とする
    モータ制御装置。