JP2002354815A - Pwmサイクロコンバータの入力電流制御方法とpwmサイクロコンバータ装置 - Google Patents
Pwmサイクロコンバータの入力電流制御方法とpwmサイクロコンバータ装置Info
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- JP2002354815A JP2002354815A JP2001160389A JP2001160389A JP2002354815A JP 2002354815 A JP2002354815 A JP 2002354815A JP 2001160389 A JP2001160389 A JP 2001160389A JP 2001160389 A JP2001160389 A JP 2001160389A JP 2002354815 A JP2002354815 A JP 2002354815A
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Abstract
および電圧の適正な通電制御ができるPWMサイクロコ
ンバータの電流および電圧制御方式を提供する。 【解決手段】 3相交流電圧の瞬時値を検出して、3相
交流電流に変換する。3相交流電流の正相成分と逆相成
分を抽出して、正相電流指令と逆相電流指令を生成す
る。そして、正相電流指令から逆相電流指令を減算した
ものを3相アンバランス補償用の電流指令とし、この電
流指令を用いて電流分配率を定めてPWMサイクロコン
バータの電流制御を行う。3相交流電流の正相成分と逆
相成分の抽出は、3相−2相変換をして2相電流の正相
成分と逆相成分とを抽出する方法と、3相電流のまま、
正相成分と逆相成分を抽出する方法とが提案されてい
る。
Description
速駆動する電力変換装置に関し,特にパルス幅変調(P
WM)制御方式の電力変換方式に関する。
来例のブロックである。PWMサイクロコンバータは、
電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されてい
る。電力回路は三相交流電源1、入力LCフィルタ2、双
方向半導体スイッチ群3、ACモータ4、負荷5を含んで
構成されている。入力LCフィルタ2は高周波雑音を除去
する。
器7、電流制御ブロック13入力電圧判断器10、PW
M電圧制御回路9を備えている。A/D変換器6は、入
力電圧の瞬時値Er、Es、Etを検出する。位相検出器7
は、3相入力電圧のR相の位相θiを検出する。入力電
圧判断器10は、入力電圧の瞬時値Er、Es、Etを入力
し、瞬時値として線間電圧最大値ΔEmaxと中間値ΔEmid
を求め, PWM電圧制御器9へ出力する。電流制御ブロッ
ク13は、3相正弦波波形発生器11と電流基準演算器
12とを備えている。3相正弦波形発生器11は、位相
検出器7によって検出されたθiから正弦波の電流指令
を発生し、電流基準演算器12に出力する。電流基準演
算器12は3相正弦波から電流基準波形Irefを出力す
る。PWM電圧制御器9は、例えばV/F制御から求められた
出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力し、PWM制御信号を生
成する。駆動回路8はPWM制御信号に基づいて駆動信号
を出力して双方向半導体スイッチ群3を動作させ、各相
の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流してモータ4によっ
て負荷5を駆動する。
が、模型的に1個のスイッチで表現されている。しか
し、双方向半導体スイッチ群の従来例として、一方向だ
けに電流を流すことができて、かつ各々が独立にオン/
オフ制御することができる片方向半導体スイッチを2個
組み合わせた構成の双方向半導体スイッチを複数個組み
合わせた双方向半導体スイッチ群が使用されている。
を制御する制御系回路において、従来は入力側の電流の
制御器として次の電流制御ブロック13が一般的であ
る。図12は3相正弦波形発生器11の詳細図である。先
ず入力電圧の位相角θiよりR、S、T相に対してそれぞれ
120ずれた3相基準正弦波sinθi, sin[θi-(2π/
3)]、sin[θi-(2π/3)]の値を蓄積したROMテーブルを参
照してこれらの値を求め、電流基準演算器12に送る。
電流基準演算器12では、入力された3相の中で最大値
になる相電流(Nmaxと略す)、中間値になる相電流(Nm
idと略す)、最小値になる相電流(Nminと略す)、絶対
値が最大値になる相の相電流(Nbaseと略す)を判別
し、電流基準Irefを次式(1)よりを求め、PWM電圧制
御器に出力する。 Nmax がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmin Nmin がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmax (1) また、入力電圧判断器10は、瞬時値で、最大値になる
相電圧(Emaxと略す)中間値の相電圧(Emidと略す)、
最小値の相電圧(Eminと略す)、絶対値が最大値になる
相電圧(Ebaseと略す)を求め、線間電圧最大値ΔEmax
と中間値ΔEmidを次式(2)、(3)によって演算し、
その演算結果をPWM電圧制御器9に出力する。 ΔEmax = Emax-Emin (2) Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid (3) Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin (4) PWM電圧制御器9は、スイッチングパターン作成部とス
イッチ信号発生部とを備え、例えばV/F制御から求めら
れた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力してPWM制御信号
を算出する。スイッチングパターン作成部は、キャリア
1周期に出力相電圧指令が最大または最小の出力相と、
入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、
および最大の入力相との間の3個の双方向スイッチをON
/OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間を
この出力相のスイッチングパターンとして作成して出力
し、かつ、キャリア1周期に出力相電圧指令が中間の出
力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の
入力相、および最大の入力相との間の3個の双方向スイ
ッチをON/OFFする順番および各双方向スイッチをONする
時間を出力相のスイッチングパターンとして作成する。
スイッチ信号発生部は、入力3相電流指令情報と3相出
力電圧情報と前記スイッチングパターンによって、前記
9個の双方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を
発生して出力する。この演算法は、本出願人の出願に係
る特願平11−341807号公報に記載されている。
以下、この公報に記載されている技術を引用技術と記
す。駆動回路8はPWM制御信号に応答して双方向半導体
スイッチ3を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモー
タ4に流して負荷5を駆動する。
形の1例を示す波形図である。上の図は、3相交流電流
曲線で、下はIref曲線である。Iref曲線は、1と0との
間で周期的に変化をしている。その周期は一定値60°
である。このように、3相交流にアンバランスがない場
合には、Iref曲線は一定周期で規則正しく変化するけれ
ど、アンバランスがある場合には、この周期が不規則に
なる(後述の図5参照)。
力電圧の位相のみを用いて、各相入力電圧の位相と同じ
位相の3相バランス正弦波を3相正弦波形発生器11で
出力して制御する。しかし理想的3相入力電源の場合に
は各相の振幅が同一の正弦波であるが、一般に、入力電
源の各相には振幅アンバランスが存在するので、理想的
3相入力電源を仮定して作られた従来の方式の電流基準
演算器12の出力は入力電圧の相アンバランスの存在下
では所望の入力電流を得ることが困難になるという問題
点がある。
入力電圧を3つの制御電圧(Emax,Emid, Emin)に区分
し、区分された制御電圧と出力電圧指令を用いて通電ス
イッチと通電スイッチの通電時間をきめ、出力電圧の制
御を行うので、入力電圧のみによって通電スイッチが決
定される。従って、様々な入力電流制御方式を実現する
ことが困難になるという問題点がある。本発明はこのよ
うな従来の問題点を解決し、様々な高性能入力電流制御
方式に対応出来るPWMサイクロコンバータの電流及び
電圧制御方式を提供することを目的とする。
に、本発明のPWMサイクロコンバータの電流制御方法
は、入力交流電圧のアンバランスを、入力交流電圧の逆
相成分で表し、この逆相成分を消去するように電流分配
率Irefを定めて双方向半導体スイッチ群のスイッチタイ
ミングを制御する。
値)は、逆相成分について補正された入力3相電流指令
によって生成される。本発明は、補正された入力3相電
流指令を生成する方法として2つの方法を提案してい
る。第1の方法は、入力3相交流電圧を2相交流電圧に
変換した後、2相正相電圧成分と2相逆相電圧成分を抽
出し、2相正相電圧成分と2相逆相電圧成分から3相正
相電流指令と3相逆相電流指令を発生する。そして、こ
の3相正相電流指令と3相逆相電流指令によって、補正
された入力3相電流指令を生成する(請求項1、請求項
2、請求項3参照)。第2の方法は、入力3相交流電圧
から3相交流電流を算出し、算出された3相交流電流か
ら正相3相交流電流を抽出し、この正相3相交流電流を
正相入力3相電流指令とし、算出された3相交流電流か
ら正相入力3相電流指令を減算した結果を逆相入力3相
電流指令として、補正された入力3相電流指令を生成す
る方法である(請求項5参照)。
は、入力3相交流電圧と、該3相電圧の第1の相の位相
θiを検出し、前記入力3相交流電圧を3相−2相変換
して2相交流電圧を生成し、前記2相交流電圧から、前
記3相電圧の第1の相と同位相で回転する正相2次元座
標軸を基準とする2相正相電圧を抽出する軸座標正変換
処理を実行し、軸座標正変換処理によって抽出された2
相正相電圧の、前記正相2次元座標軸に対する位相θp
に、設定された力率位相ψを加算して、2相正相電流の
位相φpを算出し、前記2相正相電流の位相φpに前記第
1の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に
入力する電流を指定する入力電流指令の第1の相の正相
成分の位相θ 1を生成し、前記2相正相電圧の絶対値に
所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第1の相の正
相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を第1の相の正相電
流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEpsin[θ1
+(2π/3)]をそれぞれ第2の相の正相電流指令I*p2、第
3の相の正相電流指令I*p3と定める。
記2相交流電圧から、前記3相電圧の第1の相に対して
逆相で回転する逆相2次元座標軸を基準とする2相逆相
電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、軸座標逆変
換処理によって抽出された2相逆相電圧の、前記逆相2
次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位
相ψを加算して、2相逆相電流の位相φnを算出し、前
記2相逆相電流の位相φnに前記第1の相の位相θiを加
算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定す
る入力電流指令の第1の相の逆相成分の位相θ 2を生成
し、前記2相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して
前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin
θ2を第1の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2
π/3)]およびEnsin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第2の相の
逆相電流指令I*n2、第3の相の正相電流指令I*n3と定め
る。
*p1、第2の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電
流指令I*p3から、前記第1の相の逆相電流指令I*n1、第
2の相の逆相電流指令I*n2、第3の相の逆相電流指令I*
n3を相毎に減算してそれぞれ第1の相、第2の相、第3
の相の電流指令I*1、I*2、I*3(補正された入力3相電
流指令)を生成する。
る。先ず、3相交流電圧Er,Es,Etを求め, 任意の陽の定
数 を乗算することによって3相交流電流Ir,Is,Itを求
める。正相分入力電流指令を次式(5)から求める。そ
して、その正相分入力電流指令を入力電流指令を生成す
るために用いる。
指令を次式(6)から求める。
力電流指令から前記逆相分入力電流指令を減算して求め
た値を用いる。
スイッチ群をPWMスイッチング制御するために必要な
電流分配率IrefとΔEmax、ΔEmidは、次のようにして求
められる(請求項4、請求項6参照)。
I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指
令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流
指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の1
周期の位相を区分し、前記区分された入力交流の位相領
域に対応する入力3相交流電圧の位相領域において、交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定
しておき、各相の電流指令値が与えられたとき、それら
の電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する
最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与
えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流
指令の位相領域を判定し、判定された電流指令の位相領
域に対応する入力3相電圧の位相領域に設定されている
交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流
電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対
して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emi
d、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当
てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmidを演算
する。
ータ装置は、複数の双方向半導体スイッチから成る半導
体スイッチ群を通って3相電源の電力を負荷に伝達する
電力回路と、電源電圧を検出する3相電圧検出部、電源
電圧の第1の相の位相θiを検出する位相検出部、前記
3相電圧検出部によって検出された3相交流電圧と位相
検出部によって検出された位相に基づいて、入力3相電
流の絶対値が中間値の相電流値の絶対値に対する、絶対
値が最小の相電流値の絶対値の比、すなわち、電流分配
率を生成する電流制御部、前記3相電圧検出部によって
検出された3相交流電圧を入力して、3相交流電圧の大
小を判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断
部、および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入
力してPWMスイッチング制御信号を生成するPWM電
圧制御部を有する制御部と、PWMスイッチング制御信
号に応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチング
制御する駆動部を有する3相PWMサイクロコンバータ
装置であって、制御部は、入力3相交流電圧を3相−2
相変換して2相交流電圧を生成する3相−2相変換部
と、前記2相交流電圧から、3相交流電圧の第1の相と
同位相で回転する正相2次元座標軸を基準とする2相正
相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振
幅と、正相2次元座標軸に対する前記2相正相電圧の位
相を出力する正相分検出部と、前記2相交流電圧から、
3相交流電圧の第1の相に対して逆相で回転する逆相2
次元座標軸を基準とする2相逆相電圧を抽出する軸座標
逆変換処理を実行し、逆相分振幅と、逆相2次元座標軸
に対する前記2相逆相電圧の位相を出力する逆相分検出
部とを有する。電流制御部は、入力電流制御部と電流基
準演算部を有し、前記入力電流制御部は、軸座標正変換
処理によって抽出された2相正相電圧の、前記正相2次
元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを
加算して、2相正相電流の位相φpを算出し、前記2相
正相電流の位相φpに前記第1の相の位相θiを加算し
て、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入
力電流指令の第1の相の正相成分の位相θ1を生成し、
前記2相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
入力電流指令の第1の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep
sin θ1を前記入力電流指令の第1の相の正相電流指令I
*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/
3)]をそれぞれ第2の相の正相電流指令I*p2、第3の相
の正相電流指令I*p3と定める。前記入力電流制御部は、
更に、軸座標逆変換処理によって抽出された2相逆相電
圧の、前記逆相2次元座標軸に対する位相θnに、前記
設定された力率位相ψを加算して、2相逆相電流の位相
φnを算出し、前記2相逆相電流の位相φnに前記第1の
相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力
する電流を指定する入力電流指令の第1の相の逆相成分
の位相θ2を生成し、前記2相逆相電圧の絶対値に所定
に定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅En
を定め、En sin θ2を前記入力電流指令の第1の相の逆
相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn si
n[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第2の相の逆相電流指令I
*n2、第3の相の正相電流指令I*n3と定める。前記入力
電流制御部は、更に、第1の相、第2の相、第3の相の
正相電流指令I* p1、I*p2、I*p3から第1の相、第2の
相、第3の相の逆相電流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞ
れ減算して第1の相、第2の相、第3の相の電流指令I*
1、I*2、I* 3を生成する。
相、第3の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指
令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値
が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組
合せ毎に、入力交流の1周期の位相を12の位相領域に
区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの
電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最
小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与え
られた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流
指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力す
る。
ら12の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力
交流の位相領域に対応する入力3相交流電圧の位相領域
において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値
の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最
大の相を設定しておき、判定された電流指令の位相領域
に対応する入力3相電圧の位相領域に設定されている交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対し
て、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、
最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当て
られた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する。(請求項
8参照)第2の方法を実施するための3相PWMサイク
ロコンバータ装置においては、電流制御部は、入力電流
制御部と電流基準演算部とを有し、前記入力電流制御部
は、入力3相電圧に定数を乗算して3相交流電流を生成
し、前記3相交流電流から、正相3相入力電流指令を抽
出し、前記正相3相入力電流指令の2倍から、前記3相
交流電流を減算して3相入力電流指令を生成し、前記電
流基準演算部は、第1の相、第2の相、第3の相の電流
指令I*1、I*2、I* 3のうち、電流指令値が最大の相、電
流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流
の1周期の位相を12の位相領域に区分し、各相の電流
指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、
中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Imin
の比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指
令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間
値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が
最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定
して前記入力電圧判断部に出力し、前記入力電圧判断部
は、前記電流基準演算部から12の位相領域の区分を入
力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入
力3相交流電圧の各位相領域において、交流電圧値が最
大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の
相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、前
記判定された電流指令の位相領域に対応する入力3相電
圧の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の
相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、
交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交
流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大
の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値から
ΔEmax、ΔEmidを演算する。
づいて説明する。
の第1の実施形態のブロックである。PWMサイクロコ
ンバータは、電力回路と制御系回路と駆動回路によって
構成されている。電力回路は三相交流電源1、入力LCフ
ィルタ2、双方向半導体スイッチ群3、ACモータ4、負
荷5を含んで構成されている。入力LCフィルタ2は高周
波雑音を除去する。
器7、入力電圧判断器10、PWM電圧制御回路9、3
相−2相変換部13、逆相分検出器14、正相分検出器
15、入力電流制御部16、電流基準演算部12を備え
ている。
r、Es、Etを検出する。入力電圧判断器10は、入力電
圧の瞬時値Er、Es、Etを入力し、瞬時値として線間電
圧最大値ΔEmaxと線間電圧中間値ΔEmidを求め, PWM電
圧制御器9へ出力する。
された3相入力電圧の瞬時値Er、Es、Etを変換してEd
s、Eqsの2相電圧を生成し、得られたEds、Eqsを逆相分
検出器14と正相分検出器15に出力する。逆相分検出
器14は2相電圧を入力して逆相分電圧の振幅Enm、位
相θnを生成し、入力電流制御器16に送る。同じ方法
で、正相分検出器15は、正相分電圧の振幅Epm、位相
θpを生成し、入力電流制御器16に送る。入力電流制御
器16は正相分電圧および逆相分電圧と、設定された力率
指令ψ*とから、アンバランス電圧の影響を相殺し、か
つ、入力電流の力率を任意の値に制御することができる
入力電流指令I*R、I*S、I*Tを生成して電流基準演算器
12に入力する。
ら入力電流の基準値(電流分配率)Irefを求める。Iref
は、入力3相電流指令I*R、I*S、I*Tの、中間値をもつ
相の電流指令値に対する、最小値の相の電流指令値の比
である。入力電圧判断器10は電圧瞬時値の中で線間最
大値ΔEmaxと線間中間値ΔEmidとを演算し、PWM電圧制
御器9に出力する。
よびIrefと、例えば、V/F制御から求められた出力電圧
指令Vuc、Vvc、Vwcとを入力して、前記引用技術を適用
してスイッチングパターンを作成し、スイッチング信号
を発生して、PWM制御信号として駆動回路8に出力す
る。駆動回路8は双方向半導体スイッチ3を動作させ、
各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流して負荷5を駆
動する。
の 入力電流制御方式について説明する。まず、3相入
力電圧の瞬時値Er、Es、Etを3相-2相変換器13で変換
してEds、Eqsの2相電圧を求める。ここで、次式
(9)、式(10)は、3相交流座標系から2相交流座
標系への3相−2相変換である。
変換器15aは、2相交流座標系から2相直流座標系
(3相交流の回転磁界と同じ角速度で回転する2次元直
交座標系)に変換する軸座標正変換を行う。軸座標正変
換は、次式(11)で表される2相交流座標系から2相
直流座標系に変換する軸座標正変換行列C2によってEd
s、EqsからEd1、Eq1へ変換する。θiは、入力3相交流
の位相角であり、回転磁界の角速度をωとするとき、θ
i=ωtである。これらを一次遅れフィルタ15b、1
5cに通過させることによって、2相直流座標系の正相
分Edf1、Eqf1を求めることができる。振幅検出器15
d、位相検出器15eは、Edf1、Eqf1を用いて式(1
2)で表される振幅及び位相演算式に従う演算を行い、
正相分電圧の振幅及び位相Epm、θpを生成する。
し、入力交流電圧にアンバランスが存在すると、その入
力交流電圧を3相−2相変換して得られる2相交流電圧
には逆相成分が含まれる。したがって、このような、逆
相成分を含んだ2相交流に式(11)で表される軸座標
正変換を施すと、その変換結果には、逆相成分による、
角周波数2ωの高周波成分が含まれることになる。1次
遅れフィルタ15b、15cは、この高周波成分を除去
する。
わち、アンバランスが無ければ)、式(12)のq成分
Eqf1は0になる。したがって、この場合には、θpは0
になる。
る。軸座標逆変換器14aは、2相交流座標系から2相
逆相直流座標系(3相交流の回転磁界と同じ角速度で逆
回転する2次元直交座標系)に変換する軸座標逆変換を
行う。軸座標逆変換部14aは、次式(13)で表され
る軸座標逆変換行列C3によってEds、EqsをEd2、Eq2
へ変換する。軸座標逆変換された電圧Ed2、Eq2を一次
遅れフィルタ14b、14cに通過させることによっ
て、2相直流座標系の逆相分Edf2、Eqf2を求めること
ができる。振幅検出器14d、位相検出器14eは、Ed
f2、Eqf2を用いて式(14)で表される振幅及び位相
演算式に従う演算を行い、逆相分電圧の振幅及び位相Ep
m、θnをそれぞれ生成する。
<>で表して次の空間ベクトル式(15)で表すことがで
きる。 <ERST> = <Eps> + <Ens> (15) 式(15)でにおいて<Eps>、<Ens>はそれぞれ正相分電
圧ベクトルと逆相分電圧ベクトルで、これらのベクトル
は次式(16)のように定義される。
の振幅、は回転角速度、tは時間、θpおよびθnはそれ
ぞれ遅延角である。
対応するように、3相入力側の電流指令値として、次式
(17)に示されているようなアンバランス電流指令値<
I*RS T>を用いる。 <I*RST> = <I*ps> + <I*ns> (17) 式(16)で<I*ps> および<I*ns>は、それぞれ正相分電
流ベクトルと逆相分電流ベクトルであって次式(18)
のように定義される。
逆相分電流指令の振幅、φ*pとφ*nはそれぞれ遅延角で
ある。さらに、定常状態における有効電力Pの一般式は
次式(19)のようになる。
2つの成分に分けることができる。 P = 一定電力成分+リプル電力成分 (20) 本実施形態においては定常状態における有効電力を一定
に維持させながら力率=cos(ψ*pf)になるように正相分
電流指令の振幅を次式(21)、遅延角を次式(2
2), 逆相分電流指令の振幅を次式(23)、遅延角を
次式(24)のように出力する。
示すブロック図である。図1を参照して前記したよう
に、入力電流制御器16は、設定された力率指令、位相
検出器7から出力された入力3相交流の位相θi、正相
分電圧および逆相分電圧の振幅Epm、Enm、正相分電圧お
よび逆相分電圧の遅延角θp、θnからアンバランス補正
電流指令値
処理部と逆相処理部とこれらの処理部の出力を加算する
加算部を備えている。正相処理部は、図4中でpを含む
参照番号で表示されたブロックを備えている。逆相処理
部は、図4中でnを含む参照番号で表示されたブロック
を備えている。加算部は、図中、R、S、T相に対応す
る3個の加算器45R、45S、45Tを有する機能部
分である。
pおよび44p、3相正弦波発生器41p、乗算器44
Rp、44Sp、44Tpを備えている。乗算器42p
は、正相分電圧の振幅Epmを入力して任意の陽な定数1/K
fを乗算し、正相分電流指令の振幅I*pmを出力する。こ
の演算は式(21)に対応する。加算器43pは正相分
電圧の遅延角θpと力率位相指令ψ*pfとを加算して正相
分位相指令φ*p(正相分電流指令の遅延角φ*p)を生成
する。この加算は、式(22)に対応する。加算器44
pは、遅延角φ*pに、入力3相交流電圧のR相の位相角
θi=ωtを加算して正相分位相θ1(R相3相交流電流指
令の位相角)を生成する。3相正弦波発生器41pは、
正相分位相角θ1を変数として振幅1の3相電流指令を
生成する。乗算器44Rp、44Sp、44Tpは、そ
れぞれ振幅1の3相電流指令に乗算器42pから出力さ
れた正相分電流指令の振幅I*pmを乗算してR相、S相、
T相の正相分電流指令I*Rp、I*Sp、I*Tpを生成する。こ
れらの演算は、式(18)の左側の式に対応する。
算器43nおよび44n、乗算器46、47、3相正弦
波発生器41n、乗算器44Rn、44Sn、44Tn
を備えている。乗算器42nは、正相分電圧の振幅Epm
を入力して任意の陽な定数1/Kfを乗算し、逆相分電流指
令の振幅I*nmを出力する。この演算は式(23)に対応
する。加算器43nは逆相分電圧の遅延角θnと力率位
相指令ψ*pfとを加算して逆相分位相指令φ*n(逆相分
電流指令の遅延角φ*n)を生成する。この加算は、式
(24)に対応する。加算器44nは、逆相分位相指令
φ*nに、入力3相交流電圧のR相の位相角θi=ωtを加
算して逆相分正弦波位相θ2を生成する。乗算器46、
47は逆相分電流指令の振幅I*nmおよび逆相分位相θ2
にそれぞれゲイン−1を乗算する。3相正弦波発生器4
1nは、位相角−θ2を変数として振幅1の3相電流指
令を生成する。乗算器44Rn、44Sn、44Tn
は、それぞれ振幅1の3相電流指令に−I*nmを乗算して
R相、S相、T相の逆相分電流指令I*Rn、I*Sn、I*Tnを
生成する。これらの演算は、式(18)の右側の式に対
応する。最後に、加算器45R、45S、45Tによっ
て3つの正相分電流指令と3つの逆相分電流指令をそれ
ぞれ加算さrて入力電流指令(アンバランス補正電流指
令)I*R、I*S、I*Tが得られる。この加算は、式(1
7)に対応する。
の電流指令値の中で最大値になる相電流(Imaxと略
す)、中間値の相電流(Imidと略す)、最小値の相電流
(Iminと略す)、絶対値が最大値になる相電流(Ibase
と略す)を判別し、電流基準Irefを次式(26)よりを
求め、PWM電圧制御器に出力する。 Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (26) 図5は電流基準演算器12の入出力波形の一例である。
通常のPWMサイクロコンバータでは絶対値が最大値の
相を基準電圧として通電させ、他の2相をPWM制御す
る。電流基準Iref はPWM制御されている2相(Ibase相
を除外した2つの相)に流れる電流の比率を意味する。
図5の電流基準波形は、0と1の間において周期的に変
動することに関しては図13の従来技術の場合と同様で
ある。しかし、図13の場合には、電流基準波形が1定
の周期(60°)で変動しているのに対して、図5の場
合には、3相入力電流指令のアンバランスに対応して電
流基準波形の周期が変動している点が図13の場合と異
なっている。PWM電圧制御回路9は、図5の電流基準
Irefを状態変数の1つとして制御を実行するので、本実
施形態のPWM電圧制御回路は、3相入力電流指令のア
ンバランスの影響を補償したPWM制御を実行すること
ができる。
最大になる相電圧(Emaxと略す)、中間値の相(Emidと
略す)、最小値の相(Eminと略す)、絶対値が最大値に
なる相電圧(Ebaseと略す)を求め、ΔEmaxとΔEmidと
を式(2)よりを求め、PWM電圧制御器9に出力す
る。
idとIrefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指
令Vuc、Vvc、Vwcを入力してPWM制御信号を算出す
る。PWM電圧制御器9は、キャリアの1周期に出力相
電圧指令が最大または最小の出力相と、入力電流指令の
絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入
力相との間の3個の双方向スイッチをON/OFF する順番
および各双方向スイッチをONする時間をこの出力相のス
イッチングパターンとして作成して出力し、かつ、キャ
リア1周期に出力相電圧指令が中間の出力相と、入力電
流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および
最大の入力相との間の3個の双方向スイッチをON/OFFす
る順番および各双方向スイッチをONする時間を出力相の
スイッチングパターンとして作成する。PWM電圧制御
器9は、更に、入力3相電流指令情報と3相出力電圧情
報と前記スイッチングパターンによって、9個の双方向
スイッチのキャリア1周期のON/OFF 信号、すなわち、
PWM制御信号を発生して出力する。駆動回路9はPW
M制御信号に応答して、双方向半導体スイッチ3を動作
させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流し負荷5
を駆動する。
づいて説明する。図6は、本実施形態のPWMサイクロ
コンバータのフロック図である。本実施形態のサイクロ
コンバータ電力回路と制御系回路と駆動回路によって構
成されている。電力回路は三相交流電源1、入力LCフィ
ルタ2、双方向半導体スイッチ群3、ACモータ4、負荷
5を含んで構成されている。入力LCフィルタ2は高周波
雑音を除去する。
器7、入力電流制御器15、電流基準演算部12、入力
電圧判断器14、PWM電圧制御回路9を備えている。
A/D変換器6は、入力電圧の瞬時値Er、Es、Etを検
出する。位相検出器7は、3相入力電圧のR相電圧位相
θiを検出する。入力電流制御器15は、設定された力
率指令ψpf*と入力電圧の瞬時値Er、Es、Etと、入力電
圧位相θiとを入力し、後述する動作によって入力電流
の力率を制御し、および入力電圧のアンバランスを補正
することができる3相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを
生成して電流基準演算器12に送る。3相電流指令基準
値とは、振幅1の3相電流指令ということである。電流
基準演算器12は3相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを入
力して電流基準波形IrefをPWM電圧制御器9に出力す
る。入力電圧判断器14は電圧瞬時値Er、Es、Etを入
力し、電圧瞬時値Er、Es、Etの中で線間最大値ΔEmax
と線間中間値ΔEmidとを求め、PWM電圧制御器9に出
力する。PWM電圧制御器9は、ΔEmaxおよびΔEmidと
Irefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vu
c、Vvc、Vwcとを入力してPWM制御を行うためのPW
M制御信号を生成する。駆動回路8はPWM制御信号に
応答して駆動信号を出力し、双方向半導体スイッチ3を
動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流して
負荷5を駆動する。
の 入力電流制御方式について説明する。まず、3相入
力電圧の位相θiと力率指令ψ*pfとを入力電流制御器1
5に送る。入力電流制御器15は、基準値I*R、I*S、I*
Tを求める。基準値I*R、I*S、I*Tは制御目的によって決
められる。例えば、入力力率を任意の値に設定する時に
は、次式(27)に従って基準値I*R、I*S、I*Tを計算
する。式(27)の計算は、図7の回路によって行われ
る。
ク図である。この実施例は、入力電圧位相θiに力率位
相指令ψ*pfを加算して、入力3相電圧から理想正弦波
形の3相電流指令を生成する入力電流制御器の実施例で
ある。
71および73、減算器72、ROMテーブル74R、
74S、74Tを備えている。加算器71は力率位相指
令ψ*pfを入力電圧位相θiに加算して電流指令位相を求
める。減算器72および加算器73は、それぞれ電流指
令位相θi+ψ*pfをR相の位相としてS相およびT相電
流指令の位相を生成する。ROMテーブル74R、74
S、74Tは、三角関数テーブルが蓄積されていて3相
正弦波形発生器として機能するROMである。これらの
ROMは、それぞれ加算器71、減算器72、加算器7
3から与えられる位相に対応してR相、S相、T相の3
相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを発生する。
の実施例のブロック図である。本実施例は、入力3相電
圧のアンバランスを補正することを目的として電流制御
を行う場合の入力電流制御器のブロックである。本実施
例においては、入力3相電圧に定数を乗算して3相交流
電流に変換した後、その正相分を抽出し、3相入力電流
指令の正相分から3相交流電流の逆相分を差し引いてア
ンバランス補正用の電流指令を生成する。
R、81S、81Tと、90度位相変換フィルター82
R、82S、82Tと、減算器83a、83b、乗算器
84a、84b、84c、84d、減算器85a、85
b、乗算器86a、86b、減算器87a、87b、お
よび乗加算器88を備えている。
変換器から検出された入力電圧Er,Es,Etに任意の陽の定
数Imを乗算して入力3相電流値Ir、Is、Itを生成する。
90度位相変換フィルター82R、82S、82Tは、
それぞれIr、Is、Itを90度位相変換してIr∠90, Is∠
90, It∠90を生成する。ここで、∠90は位相を90°回
転したベクトルを表し、複素表示のjを乗算することに
該当する。
ー82Rの出力から90度位相変換フィルター82Sの
出力を減算する。減算器83bは、90度位相変換フィ
ルター82Tの出力から90度位相変換フィルター82
Sの出力を減算する。
算器83a、83bの出力に[2・31/2]-1を乗算し
て出力する。また、乗算器84aおよび84dは、それ
ぞれ乗算器81R、81Tの出力に1/2を乗算して出
力する。
乗算器84cの出力を減算する。減算器85bは、乗算
器84dの出力から乗算器84bの出力を減算する。
85aおよび85bの出力に2を乗算してその乗算結果
を出力する。減算器87a、87bは、それぞれ乗算器
86a、86bの出力からR相電流値Ir、T相電流値It
を減算して、その結果をそれぞれR相電流指令I*R、T
相電流指令I*Tとして出力する。乗加算器88は、減算
器87a、87bの出力I*R、I*Tに−1を乗算して、そ
の乗算結果を加算してS相電流指令I*Sとして出力す
る。
よびItpは、次式(28)で表される。これは、R相お
よびT相の正相分入力電流指令である。
a、87b、乗加算器88による演算によって、R相お
よびT相の正相分入力電流指令からR相およびT相入力
電流を減算して、入力電流指令I*R、I*S、I*Tとして次
式(29)によって求められる値が得られる。
る。
流指令の中で最大値になる相電流(Imaxと略す)、中間
値の相電流(Imidと略す)、最小値の相電流(Iminと略
す)、絶対値が最大値になる相電流(Ibaseと略す)を
判別し、電流基準Irefを式(30)よりを求め、PWM
電圧制御器に出力する。 Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (30) 更にImax、Imid、Iminから図9の規則に従って3相電流
指令の位相領域Siを出力する。
eである相の組と位相領域Siとの対応表である。例え
ば、図13においては、3相電流指令はバランスした理
想的な形状である。この場合には、電流指令の1周期を
30°ずつ等分すると、各位相領域における各相電流指
令の大小関係は定まっている。例えば、図13の位相区
間i(位相角0〜30°の区間)においては、Imax、Im
id、Iminの相は、T相、R相、S相でIbaseの相はS相
である。また、図13の位相区間iv(位相角90〜12
0°の区間)においては、Imax、Imid、Iminの相は、R
相、S相、T相でIbaseの相はR相である。
いるときには、等間隔で区切られた各位相区間で、各相
電流指令は、それぞれ固有の大小関係をもつ。しかし、
3相電流指令はバランスしていないときには、図5を参
照して前記したように、各相電流指令がそれぞれ固有の
大小関係をもつ位相区間は、必ずしも等間隔にはならな
い。しかし、それぞれの位相区間の電流指令が固有の大
小関係をもつように、位相区間を区切ることができる。
図9の表は、このように区切られた位相領域Siと、各相
電流指令の大小関係との対応を示す表である。したがっ
て、電流基準演算器12によってImax、Imid、Imin、Ib
aseを判別することによって該当する位相領域Siを出力
することができる。次に、入力電圧判断器14について
説明する。
大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、絶対値が最大の相
の入力電圧の絶対値Ebaseをもつ相との対応を示す表で
ある。入力電圧と電流指令とは、一定の関係(例えば、
電流指令の振幅は入力電圧に陽の定数を乗算して求めら
れ、電流指令の位相は、入力電圧の位相に力率位相指令
を加算して求められる)にあるので、位相領域Siと入力
電圧の大小関係の対応表を予め作成することができる。
図10は、その表である。
s,Etと電流基準演算器12から入力された3相電流指令
の領域 Si を用いて、図10の規則に従ってEmax、Emi
d、Emin、Ebaseの相をもとめる。さらに電圧瞬時値の中
で線間最大値と線間中間値を次式(30)、(31)か
ら求め、PWM電圧制御器に出力する。
xに該当する相の入力電圧、Emid(Sj)はEmidに該当する
相の入力電圧、Emin(Sj)はEminに該当する相の入力電圧
である。
c、Vwcと電流基準Irefを使って双方向半導体スイッチ3
のPWM制御を行って駆動信号を出力する。例えばV/F制御
から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、VwcはPWM電圧制
御器9に入力される。駆動回路9は双方向半導体スイッ
チ3を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に
流して負荷5を駆動する。
力電源の相アンバランスが発生する時もその影響を抑制
して、入力電流の波形の歪曲なしに制御をすることが出
来る。更に、出力電圧の制御時、従来は入力電圧値の大
きさのみに通電スイッチが決定されていたので、入力電
圧の相アンバランス補正や入力力率制御などの様々な制
御方式を実現する時には入力電流制御が困難となる問題
点があったが、本発明は入力電流指令を基準として電圧
を区分するので、入力電流波形を歪ませることなしに入
力電流制御ができる。
施形態の構成を示すブロック図である。
一実施例を示す回路図である。
一実施例を示す回路図である。
の一実施例を示す回路図である。
2の入出力波形の1例を示す波形図である。
施形態の構成を示すブロック図である。
明の一実施例の構成を示す回路図である。
明の一実施例の構成を示す回路図である。
2の中で位相領域Siの具体的な選定方式の1例を示す図
である。
14の中で電圧区分をする方式の具体的な1例を示す図
である。
示すブロック図である。
発生器11の一実施例を示す回路図である。
器12の入出力波形の1例を示す波形図である。
Claims (11)
- 【請求項1】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
導体スイッチ群をPWMスイッチング制御して3相電源
の電力を負荷に伝達する3相PWMサイクロコンバータ
の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
順を有し、前記電流指令生成手順は、正相電流指令生成
手順を含み、該正相電流指令生成手順は、 入力3相電圧と、該3相電圧の第1の相の位相θiを検
出し、 前記入力3相電圧を3相−2相変換して2相交流電圧を
生成し、 前記2相交流電圧から、前記3相電圧の第1の相と同位
相で回転する正相2次元座標軸を基準とする2相正相電
圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、 軸座標正変換処理によって抽出された2相正相電圧の、
前記正相2次元座標軸に対する位相θpに、設定された
力率位相ψを加算して、2相正相電流の位相φpを算出
し、 前記2相正相電流の位相φpに前記第1の相の位相θiを
加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定
する入力電流指令の第1の相の正相成分の位相θ1を生
成し、 前記2相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
入力電流指令の第1の相の正相成分の振幅Epを定め、 Ep sin θ1を第1の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin
[θ1-(2π/3)]およびE p sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第
2の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電流指令I*
p3と定める手順を含んでいることを特徴とするPWMサ
イクロコンバータの入力電流制御方法。 - 【請求項2】 前記電流指令生成手順は、逆相電流指令
生成手順を含み、該逆相電流指令生成手順は、 前記2相交流電圧から、前記3相電圧の第1の相に対し
て逆相で回転する逆相2次元座標軸を基準とする2相逆
相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、 軸座標逆変換処理によって抽出された2相逆相電圧の、
前記逆相2次元座標軸に対する位相θnに、前記設定さ
れた力率位相ψを加算して、2相逆相電流の位相φnを
算出し、 前記2相逆相電流の位相φnに前記第1の相の位相θiを
加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定
する入力電流指令の第1の相の逆相成分の位相θ2を生
成し、 前記2相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、 En sin θ2を第1の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin
[θ2+(2π/3)]およびE n sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第
2の相の逆相電流指令I*n2、第3の相の正相電流指令I*
n3と定める手順を含んでいる、請求項1に記載のPWM
サイクロコンバータの入力電流制御方法。 - 【請求項3】 前記第1の相の正相電流指令I*p1、第2
の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電流指令I*p3
から、前記第1の相の逆相電流指令I*n1、第2の相の逆
相電流指令I*n2、第3の相の逆相電流指令I*n3を相毎に
減算してそれぞれ第1の相、第2の相、第3の相の電流
指令I*1、I*2、I*3を生成する、請求項2に記載のPW
Mサイクロコンバータの入力電流制御方法。 - 【請求項4】 第1の相、第2の相、第3の相の電流指
令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流
指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電
流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の
1周期の位相を区分し、 前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力3相
交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、
交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、 各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令
値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流
指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各
相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指
令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値
の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相
領域を判定し、 判定された電流指令の位相領域に対応する入力3相電圧
の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の相、
交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電
圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶
対値Ebaseを割り当て、 割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmid
を演算し、 比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEm
idに基づいて前記半導体スイッチ群をPWMスイッチン
グ制御する、請求項3に記載のPWMサイクロコンバー
タの入力電流制御方法。 【数1】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin - 【請求項5】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
導体スイッチ群をPWMスイッチング制御して3相電源
の電力を負荷に伝達する3相PWMサイクロコンバータ
の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
順を有し、該電流指令生成手順は、 入力3相電圧に定数を乗算して3相交流電流を生成し、 前記3相交流電流から、正相3相入力電流指令を抽出
し、 前記正相3相入力電流指令の2倍から、前記3相交流電
流値を減算して3相入力電流指令を生成し、 前記3相入力電流指令を用いて前記半導体スイッチ群の
PWMスイッチング制御を実行する、PWMサイクロコ
ンバータの入力電流制御方法。 - 【請求項6】 第1の相、第2の相、第3の相の3相入
力電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
力交流の1周期の位相を区分し、 前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力3相
交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、
交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、 各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令
値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流
指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各
相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指
令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値
の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相
領域を判定し、 判定された電流指令の位相領域に対応する入力3相電圧
の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交
流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電
圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧
値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対
値Ebaseを割り当て、 割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmid
を演算し、 比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEm
idに基づいて前記半導体スイッチ群をPWMスイッチン
グ制御する、請求項5に記載のPWMサイクロコンバー
タの入力電流制御方法。 【数2】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin - 【請求項7】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
導体スイッチ群をPWMスイッチング制御して3相電源
の電力を負荷に伝達する3相PWMサイクロコンバータ
の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
順を有し、前記電流指令生成手順は、 入力3相交流電圧の第1の相の位相を検出し、 入力3相交流電圧の第1の相の位相に力率位相指令を加
算して入力3相電流指令の第1の相の位相を生成し、 該入力3相電流指令の第1の相の位相をもつ正弦波を生
成し、該正弦波を第1の相の電流指令とし、第1の相の
電流指令に対して120°ずつ位相を遅らせて3相電流
指令を生成する、手順を含んでいるPWMサイクロコン
バータの入力電流制御方法。 - 【請求項8】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
導体スイッチ群を通って3相電源の電力を負荷に伝達す
る電力回路と、電源電圧を検出する3相電圧検出部、電
源電圧の第1の相の位相θiを検出する位相検出部、前
記3相電圧検出部によって検出された3相交流電圧と位
相検出部によって検出された位相に基づいて、入力3相
電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、最小値
の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を生成する
電流制御部、前記3相電圧検出部によって検出された3
相交流電圧を入力して、3相交流電圧の大小を判断し、
ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、および、
前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力してPWM
スイッチング制御信号を生成するPWM電圧制御部を有
する制御部と、PWMスイッチング制御信号に応答して
前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする駆動部を
有する3相PWMサイクロコンバータ装置において、前
記制御部は、 入力3相交流電圧を3相−2相変換して2相交流電圧を
生成する3相−2相変換部と、 前記2相交流電圧から、3相交流電圧の第1の相と同位
相で回転する正相2次元座標軸を基準とする2相正相電
圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振幅
と、正相2次元座標軸に対する前記2相正相電圧の位相
を出力する正相分検出部と、 前記2相交流電圧から、3相交流電圧の第1の相に対し
て逆相で回転する逆相2次元座標軸を基準とする2相逆
相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、逆相分振
幅と、逆相2次元座標軸に対する前記2相逆相電圧の位
相を出力する逆相分検出部とを有し、 前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部を
有し、 前記入力電流制御部は、軸座標正変換処理によって抽出
された2相正相電圧の、前記正相2次元座標軸に対する
位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、2相正
相電流の位相φpを算出し、前記2相正相電流の位相φp
に前記第1の相の位相θiを加算して、前記半導体スイ
ッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第1の
相の正相成分の位相θ1を生成し、前記2相正相電圧の
絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第1
の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を前記入力
電流指令の第1の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin
[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第
2の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電流指令I*
p3と定め、前記入力電流制御部は、更に、軸座標逆変換
処理によって抽出された2相逆相電圧の、前記逆相2次
元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相
ψを加算して、2相逆相電流の位相φnを算出し、前記
2相逆相電流の位相φnに前記第1の相の位相θiを加算
して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する
入力電流指令の第1の相の逆相成分の位相θ2を生成
し、前記2相逆相電圧の絶対値に所定に定数を乗算して
前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin θ
2を前記入力電流指令の第1の相の逆相電流指令I*n1と
し、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]を
それぞれ第2の相の逆相電流指令I*n2、第3の相の正相
電流指令I*n3と定め、前記入力電流制御部は、更に、第
1の相、第2の相、第3の相の正相電流指令I* p1、I
*p2、I*p3から第1の相、第2の相、第3の相の逆相電
流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞれ減算して第1の相、
第2の相、第3の相の電流指令I*1、I*2、I* 3を生成
し、 前記電流基準演算部は、第1の相、第2の相、第3の相
の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
力交流の1周期の位相を12の位相領域に区分し、各相
の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値の
うち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令
値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の
電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値
が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶
対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域
を判定して前記入力電圧判断部に出力し、 前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から12の
位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位
相領域に対応する入力3相交流電圧の位相領域におい
て、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、
交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相
を設定しておき、判定された電流指令の位相領域に対応
する入力3相電圧の位相領域に設定されている交流電圧
値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が
最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検
出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値
Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた
電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算することを特徴とする
PWMサイクロコンバータ装置。 - 【請求項9】 前記正相分検出部は、2相交流電圧か
ら、3相交流電圧の第1の相と同位相で回転する正相2
次元座標軸を基準とする2相正相電圧を抽出する軸座標
正変換処理を実行する軸座標正変換部と、軸座標正変換
部から出力された2相正相電圧の成分から高周波雑音成
分を除去する1次遅れフィルタと、2相正相電圧の絶対
値を検出する振幅検出部と、2相正相電圧の、正相2次
元座標軸に対する位相を検出する位相検出部を有し、 前記逆相分検出部は、2相交流電圧から、3相交流電圧
の第1の相に対して逆位相で回転する逆相2次元座標軸
を基準とする2相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理
を実行する軸座標逆変換部と、軸座標逆変換部から出力
された2相逆相電圧の成分から高周波雑音成分を除去す
る1次遅れフィルタと、前記1次遅れフィルタから出力
された2相逆相電圧の絶対値を検出する振幅検出部と、
2相逆相電圧の、逆相2次元座標軸に対する位相を検出
する位相検出部を有する、請求項8に記載のPWMサイ
クロコンバータ装置。 - 【請求項10】 複数の双方向半導体スイッチから成る
半導体スイッチ群を通って3相電源の電力を負荷に伝達
する電力回路と、電源電圧を検出する3相電圧検出部、
電源電圧の第1の相の位相θiを検出する位相検出部、
前記3相電圧検出部によって検出された3相交流電圧と
位相検出部によって検出された位相に基づいて、入力3
相電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、電流
値が最小の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を
生成する電流制御部、前記3相電圧検出部によって検出
された3相交流電圧を入力して、3相交流電圧の大小を
判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、
および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力し
てPWMスイッチング制御信号を生成するPWM電圧制
御部を有する制御部と、PWMスイッチング制御信号に
応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする
駆動部を有する3相PWMサイクロコンバータ装置にお
いて、 前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部と
を有し、 前記入力電流制御部は、入力3相電圧に定数を乗算して
3相交流電流を生成し、前記3相交流電流から、正相3
相入力電流指令を抽出し、前記正相3相入力電流指令の
2倍から、前記3相交流電流を減算して3相入力電流指
令を生成し、 前記電流基準演算部は、第1の相、第2の相、第3の相
の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
力交流の1周期の位相を12の位相領域に区分し、各相
の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値の
うち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令
値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の
電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値
が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶
対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域
を判定して前記入力電圧判断部に出力し、 前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から12の
位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位
相領域に対応する入力3相交流電圧の各位相領域におい
て、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、
交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相
を設定しておき、前記判定された電流指令の位相領域に
対応する入力3相電圧の位相領域に設定されている、交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対し
て、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、
最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当て
られた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算することを特徴
とするPWMサイクロコンバータ装置。 - 【請求項11】 入力電流制御部は、第1、第2、第3
の乗算器と、第1、第2、第3の90度位相変換フィル
ターと、第1および第2の減算器、第4、第5、第6、
第7の乗算器、第3および第4の減算器、第8および第
9の乗算器、第5および第6の減算器、および乗加算器
を備え、 第1、第2、第3の乗算器は、それぞれ、第1の相、第
2の相、第3の相の交流電圧の瞬時値に所定の定数を乗
算して交流電流を生成し、第1、第2、第3の90度位
相変換フィルターは、それぞれ、第1、第2、第3の乗
算器から出力された第1の相、第2の相、第3の相の交
流電流の位相を90°変換し、第1の減算器は、第1の
90度位相変換フィルターの出力から第2の90度位相
変換フィルターの出力を減算し、第2の減算器は、第3
の90度位相変換フィルターの出力から第2の90度位
相変換フィルターの出力を減算し、 第5および第6の乗算器は、それぞれ第1、第2の減算
器の出力に[2・31/ 2]-1を乗算して出力し、また、
第4および第7の乗算器は、それぞれ第1、第3の乗算
器の出力に1/2を乗算して出力し、 第3の減算器は、第4の乗算器の出力から第6の乗算器
84cの出力を減算し、第4の減算器は、第7の乗算器
の出力から第5の乗算器の出力を減算し、 第8、第9の乗算器は、それぞれ第3および第4の減算
器の出力に2を乗算してその乗算結果を出力し、第5、
第6の減算器は、それぞれ第8および第9の乗算器の出
力から第1の相の電流値、第3の相の電流値を減算し
て、その結果をそれぞれ第1の相の電流指令、第3の相
の電流指令として出力し、乗加算器は、第5および第6
の減算器の出力に−1を乗算して、その乗算結果を加算
して第2の相の電流指令I*Sとして出力する、請求項1
0に記載のPWMサイクロコンバータ装置。
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