JP2002354815A - Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電流制御方法とｐｗｍサイクロコンバータ装置 - Google Patents

Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電流制御方法とｐｗｍサイクロコンバータ装置

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JP2002354815A JP2001160389A JP2001160389A JP2002354815A JP 2002354815 A JP2002354815 A JP 2002354815A JP 2001160389 A JP2001160389 A JP 2001160389A JP 2001160389 A JP2001160389 A JP 2001160389A JP 2002354815 A JP2002354815 A JP 2002354815A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 ３相交流電圧にアンバランスがあっても電流
および電圧の適正な通電制御ができるＰＷＭサイクロコ
ンバータの電流および電圧制御方式を提供する。 【解決手段】 ３相交流電圧の瞬時値を検出して、３相
交流電流に変換する。３相交流電流の正相成分と逆相成
分を抽出して、正相電流指令と逆相電流指令を生成す
る。そして、正相電流指令から逆相電流指令を減算した
ものを３相アンバランス補償用の電流指令とし、この電
流指令を用いて電流分配率を定めてＰＷＭサイクロコン
バータの電流制御を行う。３相交流電流の正相成分と逆
相成分の抽出は、３相−２相変換をして２相電流の正相
成分と逆相成分とを抽出する方法と、３相電流のまま、
正相成分と逆相成分を抽出する方法とが提案されてい
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は，交流電動機を可変
速駆動する電力変換装置に関し，特にパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）制御方式の電力変換方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１はＰＷＭサイクロコンバータの従
来例のブロックである。ＰＷＭサイクロコンバータは、
電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されてい
る。電力回路は三相交流電源１、入力LCフィルタ２、双
方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷５を含んで
構成されている。入力LCフィルタ２は高周波雑音を除去
する。
【０００３】制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出
器７、電流制御ブロック１３入力電圧判断器１０、ＰＷ
Ｍ電圧制御回路９を備えている。Ａ／Ｄ変換器６は、入
力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検出する。位相検出器７
は、３相入力電圧のＲ相の位相θiを検出する。入力電
圧判断器１０は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを入力
し、瞬時値として線間電圧最大値ΔEmaxと中間値ΔEmid
を求め, PWM電圧制御器９へ出力する。電流制御ブロッ
ク１３は、３相正弦波波形発生器１１と電流基準演算器
1２とを備えている。３相正弦波形発生器１１は、位相
検出器７によって検出されたθiから正弦波の電流指令
を発生し、電流基準演算器1２に出力する。電流基準演
算器1２は３相正弦波から電流基準波形Irefを出力す
る。PWM電圧制御器９は、例えばV/F制御から求められた
出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力し、PWM制御信号を生
成する。駆動回路８はPWM制御信号に基づいて駆動信号
を出力して双方向半導体スイッチ群３を動作させ、各相
の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流してモータ４によっ
て負荷５を駆動する。
【０００４】図１１には、双方向半導体スイッチ群３
が、模型的に１個のスイッチで表現されている。しか
し、双方向半導体スイッチ群の従来例として、一方向だ
けに電流を流すことができて、かつ各々が独立にオン／
オフ制御することができる片方向半導体スイッチを2個
組み合わせた構成の双方向半導体スイッチを複数個組み
合わせた双方向半導体スイッチ群が使用されている。
【０００５】このような双方向半導体スイッチ群の接続
を制御する制御系回路において、従来は入力側の電流の
制御器として次の電流制御ブロック１３が一般的であ
る。図１２は３相正弦波形発生器11の詳細図である。先
ず入力電圧の位相角θiよりR、S、T相に対してそれぞれ
１２０ずれた３相基準正弦波sinθi, sin[θi-(2π/
3)]、sin[θi-(2π/3)]の値を蓄積したROMテーブルを参
照してこれらの値を求め、電流基準演算器１２に送る。
電流基準演算器１２では、入力された３相の中で最大値
になる相電流（Nmaxと略す）、中間値になる相電流（Nm
idと略す）、最小値になる相電流（Nminと略す）、絶対
値が最大値になる相の相電流（Nbaseと略す）を判別
し、電流基準Irefを次式（１）よりを求め、PWM電圧制
御器に出力する。 Nmax がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmin Nmin がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmax （１） また、入力電圧判断器１０は、瞬時値で、最大値になる
相電圧（Emaxと略す）中間値の相電圧（Emidと略す）、
最小値の相電圧（Eminと略す）、絶対値が最大値になる
相電圧（Ebaseと略す）を求め、線間電圧最大値ΔEmax
と中間値ΔEmidを次式（２）、（３）によって演算し、
その演算結果をPWM電圧制御器９に出力する。 ΔEmax = Emax-Emin (２) Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid （３） Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin （４） PWM電圧制御器９は、スイッチングパターン作成部とス
イッチ信号発生部とを備え、例えばV/F制御から求めら
れた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力してPWM制御信号
を算出する。スイッチングパターン作成部は、キャリア
１周期に出力相電圧指令が最大または最小の出力相と、
入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、
および最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON
/OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間を
この出力相のスイッチングパターンとして作成して出力
し、かつ、キャリア１周期に出力相電圧指令が中間の出
力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の
入力相、および最大の入力相との間の３個の双方向スイ
ッチをON/OFFする順番および各双方向スイッチをONする
時間を出力相のスイッチングパターンとして作成する。
スイッチ信号発生部は、入力３相電流指令情報と３相出
力電圧情報と前記スイッチングパターンによって、前記
９個の双方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を
発生して出力する。この演算法は、本出願人の出願に係
る特願平１１−３４１８０７号公報に記載されている。
以下、この公報に記載されている技術を引用技術と記
す。駆動回路８はPWM制御信号に応答して双方向半導体
スイッチ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモー
タ４に流して負荷５を駆動する。
【０００６】図１３は、電流基準演算器１２の入出力波
形の１例を示す波形図である。上の図は、３相交流電流
曲線で、下はIref曲線である。Iref曲線は、１と０との
間で周期的に変化をしている。その周期は一定値６０°
である。このように、３相交流にアンバランスがない場
合には、Iref曲線は一定周期で規則正しく変化するけれ
ど、アンバランスがある場合には、この周期が不規則に
なる（後述の図５参照）。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の方式は入
力電圧の位相のみを用いて、各相入力電圧の位相と同じ
位相の３相バランス正弦波を３相正弦波形発生器１１で
出力して制御する。しかし理想的３相入力電源の場合に
は各相の振幅が同一の正弦波であるが、一般に、入力電
源の各相には振幅アンバランスが存在するので、理想的
３相入力電源を仮定して作られた従来の方式の電流基準
演算器１２の出力は入力電圧の相アンバランスの存在下
では所望の入力電流を得ることが困難になるという問題
点がある。
【０００８】さらに入力電圧値の大きさのみを考慮して
入力電圧を３つの制御電圧（Emax,Emid, Emin）に区分
し、区分された制御電圧と出力電圧指令を用いて通電ス
イッチと通電スイッチの通電時間をきめ、出力電圧の制
御を行うので、入力電圧のみによって通電スイッチが決
定される。従って、様々な入力電流制御方式を実現する
ことが困難になるという問題点がある。本発明はこのよ
うな従来の問題点を解決し、様々な高性能入力電流制御
方式に対応出来るＰＷＭサイクロコンバータの電流及び
電圧制御方式を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明のＰＷＭサイクロコンバータの電流制御方法
は、入力交流電圧のアンバランスを、入力交流電圧の逆
相成分で表し、この逆相成分を消去するように電流分配
率Irefを定めて双方向半導体スイッチ群のスイッチタイ
ミングを制御する。
【００１０】本発明においては、電流分配率（基準電流
値）は、逆相成分について補正された入力３相電流指令
によって生成される。本発明は、補正された入力３相電
流指令を生成する方法として２つの方法を提案してい
る。第１の方法は、入力３相交流電圧を２相交流電圧に
変換した後、２相正相電圧成分と２相逆相電圧成分を抽
出し、２相正相電圧成分と２相逆相電圧成分から３相正
相電流指令と３相逆相電流指令を発生する。そして、こ
の３相正相電流指令と３相逆相電流指令によって、補正
された入力３相電流指令を生成する（請求項１、請求項
２、請求項３参照）。第２の方法は、入力３相交流電圧
から３相交流電流を算出し、算出された３相交流電流か
ら正相３相交流電流を抽出し、この正相３相交流電流を
正相入力３相電流指令とし、算出された３相交流電流か
ら正相入力３相電流指令を減算した結果を逆相入力３相
電流指令として、補正された入力３相電流指令を生成す
る方法である（請求項５参照）。
【００１１】第１の方法をさらに説明する。この方法
は、入力３相交流電圧と、該３相電圧の第１の相の位相
θiを検出し、前記入力３相交流電圧を３相−２相変換
して２相交流電圧を生成し、前記２相交流電圧から、前
記３相電圧の第１の相と同位相で回転する正相２次元座
標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標正変換
処理を実行し、軸座標正変換処理によって抽出された２
相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する位相θp
に、設定された力率位相ψを加算して、２相正相電流の
位相φpを算出し、前記２相正相電流の位相φpに前記第
１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に
入力する電流を指定する入力電流指令の第１の相の正相
成分の位相θ 1を生成し、前記２相正相電圧の絶対値に
所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１の相の正
相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を第１の相の正相電
流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEpsin[θ1
+(2π/3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第
３の相の正相電流指令I*p3と定める。
【００１２】逆相電流指令は次のように生成される。前
記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相に対して
逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆相
電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、軸座標逆変
換処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２
次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位
相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、前
記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加
算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定す
る入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ 2を生成
し、前記２相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して
前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin
θ2を第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2
π/3)]およびEnsin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の
逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定め
る。
【００１３】そして、前記第１の相の正相電流指令I
*p1、第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電
流指令I*p3から、前記第１の相の逆相電流指令I*n1、第
２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の逆相電流指令I*
n3を相毎に減算してそれぞれ第１の相、第２の相、第３
の相の電流指令I*1、I*2、I*3（補正された入力３相電
流指令）を生成する。
【００１４】次に、第２の方法は次のように説明され
る。先ず、３相交流電圧Er,Es,Etを求め, 任意の陽の定
数 を乗算することによって３相交流電流Ir,Is,Itを求
める。正相分入力電流指令を次式（5）から求める。そ
して、その正相分入力電流指令を入力電流指令を生成す
るために用いる。
【００１５】
【数３】 ここでｊは９０度位相進みである。更に逆相分入力電流
指令を次式（６）から求める。
【００１６】
【数４】 入力電流指令として、次式（７）によって前記正相分入
力電流指令から前記逆相分入力電流指令を減算して求め
た値を用いる。
【００１７】
【数５】 第１の方法においても、第２の方法においても、半導体
スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御するために必要な
電流分配率IrefとΔEmax、ΔEmidは、次のようにして求
められる（請求項４、請求項６参照）。
【００１８】第１の相、第２の相、第３の相の電流指令
I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指
令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流
指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の１
周期の位相を区分し、前記区分された入力交流の位相領
域に対応する入力３相交流電圧の位相領域において、交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定
しておき、各相の電流指令値が与えられたとき、それら
の電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する
最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与
えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流
指令の位相領域を判定し、判定された電流指令の位相領
域に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている
交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流
電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対
して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emi
d、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当
てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmidを演算
する。
【００１９】
【数６】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin （８） 第１の方法を実施するための３相ＰＷＭサイクロコンバ
ータ装置は、複数の双方向半導体スイッチから成る半導
体スイッチ群を通って３相電源の電力を負荷に伝達する
電力回路と、電源電圧を検出する３相電圧検出部、電源
電圧の第１の相の位相θiを検出する位相検出部、前記
３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧と位相
検出部によって検出された位相に基づいて、入力３相電
流の絶対値が中間値の相電流値の絶対値に対する、絶対
値が最小の相電流値の絶対値の比、すなわち、電流分配
率を生成する電流制御部、前記３相電圧検出部によって
検出された３相交流電圧を入力して、３相交流電圧の大
小を判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断
部、および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入
力してＰＷＭスイッチング制御信号を生成するＰＷＭ電
圧制御部を有する制御部と、ＰＷＭスイッチング制御信
号に応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチング
制御する駆動部を有する３相ＰＷＭサイクロコンバータ
装置であって、制御部は、入力３相交流電圧を３相−２
相変換して２相交流電圧を生成する３相−２相変換部
と、前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相と
同位相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正
相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振
幅と、正相２次元座標軸に対する前記２相正相電圧の位
相を出力する正相分検出部と、前記２相交流電圧から、
３相交流電圧の第１の相に対して逆相で回転する逆相２
次元座標軸を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標
逆変換処理を実行し、逆相分振幅と、逆相２次元座標軸
に対する前記２相逆相電圧の位相を出力する逆相分検出
部とを有する。電流制御部は、入力電流制御部と電流基
準演算部を有し、前記入力電流制御部は、軸座標正変換
処理によって抽出された２相正相電圧の、前記正相２次
元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを
加算して、２相正相電流の位相φpを算出し、前記２相
正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを加算し
て、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入
力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生成し、
前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep
sin θ1を前記入力電流指令の第１の相の正相電流指令I
*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/
3)]をそれぞれ第２の相の正相電流指令I*p2、第３の相
の正相電流指令I*p3と定める。前記入力電流制御部は、
更に、軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電
圧の、前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記
設定された力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相
φnを算出し、前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の
相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力
する電流を指定する入力電流指令の第１の相の逆相成分
の位相θ2を生成し、前記２相逆相電圧の絶対値に所定
に定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅En
を定め、En sin θ2を前記入力電流指令の第１の相の逆
相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn si
n[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第２の相の逆相電流指令I
*n2、第３の相の正相電流指令I*n3と定める。前記入力
電流制御部は、更に、第１の相、第２の相、第３の相の
正相電流指令I* p1、I*p2、I*p3から第１の相、第２の
相、第３の相の逆相電流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞ
れ減算して第１の相、第２の相、第３の相の電流指令I*
1、I*2、I* 3を生成する。
【００２０】前記電流基準演算部は、第１の相、第２の
相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指
令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値
が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組
合せ毎に、入力交流の１周期の位相を１２の位相領域に
区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの
電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最
小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与え
られた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流
指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力す
る。
【００２１】入力電圧判断部は、前記電流基準演算部か
ら１２の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力
交流の位相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域
において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値
の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最
大の相を設定しておき、判定された電流指令の位相領域
に対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対し
て、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、
最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当て
られた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する。（請求項
８参照）第２の方法を実施するための３相ＰＷＭサイク
ロコンバータ装置においては、電流制御部は、入力電流
制御部と電流基準演算部とを有し、前記入力電流制御部
は、入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流を生成
し、前記３相交流電流から、正相３相入力電流指令を抽
出し、前記正相３相入力電流指令の２倍から、前記３相
交流電流を減算して３相入力電流指令を生成し、前記電
流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相の電流
指令I*1、I*2、I* 3のうち、電流指令値が最大の相、電
流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流
の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相の電流
指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、
中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Imin
の比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指
令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間
値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が
最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定
して前記入力電圧判断部に出力し、前記入力電圧判断部
は、前記電流基準演算部から１２の位相領域の区分を入
力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入
力３相交流電圧の各位相領域において、交流電圧値が最
大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の
相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、前
記判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電
圧の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の
相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、
交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交
流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大
の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値から
ΔEmax、ΔEmidを演算する。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図１に基
づいて説明する。
【００２３】図１は本発明のＰＷＭサイクロコンバータ
の第１の実施形態のブロックである。ＰＷＭサイクロコ
ンバータは、電力回路と制御系回路と駆動回路によって
構成されている。電力回路は三相交流電源１、入力LCフ
ィルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負
荷５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周
波雑音を除去する。
【００２４】制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出
器７、入力電圧判断器１０、ＰＷＭ電圧制御回路９、３
相−２相変換部１３、逆相分検出器１４、正相分検出器
１５、入力電流制御部１６、電流基準演算部１２を備え
ている。
【００２５】Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値E
ｒ、Es、Etを検出する。入力電圧判断器１０は、入力電
圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを入力し、瞬時値として線間電
圧最大値ΔEmaxと線間電圧中間値ΔEmidを求め, PWM電
圧制御器９へ出力する。
【００２６】３相-２相変換器13は、A/D変換器６で検出
された３相入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを変換してEd
s、Eqsの２相電圧を生成し、得られたEds、Eqsを逆相分
検出器１４と正相分検出器１５に出力する。逆相分検出
器１４は２相電圧を入力して逆相分電圧の振幅Enm、位
相θnを生成し、入力電流制御器16に送る。同じ方法
で、正相分検出器１５は、正相分電圧の振幅Epm、位相
θpを生成し、入力電流制御器16に送る。入力電流制御
器16は正相分電圧および逆相分電圧と、設定された力率
指令ψ*とから、アンバランス電圧の影響を相殺し、か
つ、入力電流の力率を任意の値に制御することができる
入力電流指令I*R、I*S、I*Tを生成して電流基準演算器
１２に入力する。
【００２７】電流基準演算器１２は、I*R、I*S、I*Tか
ら入力電流の基準値（電流分配率）Irefを求める。Iref
は、入力３相電流指令I*R、I*S、I*Tの、中間値をもつ
相の電流指令値に対する、最小値の相の電流指令値の比
である。入力電圧判断器１０は電圧瞬時値の中で線間最
大値ΔEmaxと線間中間値ΔEmidとを演算し、PWM電圧制
御器９に出力する。
【００２８】PWM電圧制御器９は、ΔEmax、ΔEmid、お
よびIrefと、例えば、V/F制御から求められた出力電圧
指令Vuc、Vvc、Vwcとを入力して、前記引用技術を適用
してスイッチングパターンを作成し、スイッチング信号
を発生して、PWM制御信号として駆動回路８に出力す
る。駆動回路８は双方向半導体スイッチ３を動作させ、
各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して負荷５を駆
動する。
【００２９】次に、本発明のＰＷＭサイクロコンバータ
の 入力電流制御方式について説明する。まず、３相入
力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを３相-２相変換器13で変換
してEds、Eqsの２相電圧を求める。ここで、次式
（９）、式（１０）は、３相交流座標系から２相交流座
標系への３相−２相変換である。
【００３０】
【数７】 図２は正相分検出器１５のブロック図である。軸座標正
変換器１５ａは、２相交流座標系から２相直流座標系
（３相交流の回転磁界と同じ角速度で回転する２次元直
交座標系）に変換する軸座標正変換を行う。軸座標正変
換は、次式（１１）で表される２相交流座標系から２相
直流座標系に変換する軸座標正変換行列C２によってEd
s、EqsからEd1、Eq1へ変換する。θiは、入力３相交流
の位相角であり、回転磁界の角速度をωとするとき、θ
i＝ωｔである。これらを一次遅れフィルタ１５ｂ、１
５ｃに通過させることによって、２相直流座標系の正相
分Edf1、Eqf1を求めることができる。振幅検出器１５
ｄ、位相検出器１５ｅは、Edf1、Eqf1を用いて式（１
２）で表される振幅及び位相演算式に従う演算を行い、
正相分電圧の振幅及び位相Epm、θpを生成する。
【００３１】
【数８】 一次遅れフィルタ１５ｂ、１５ｃを使用する理由は、も
し、入力交流電圧にアンバランスが存在すると、その入
力交流電圧を３相−２相変換して得られる２相交流電圧
には逆相成分が含まれる。したがって、このような、逆
相成分を含んだ２相交流に式（１１）で表される軸座標
正変換を施すと、その変換結果には、逆相成分による、
角周波数２ωの高周波成分が含まれることになる。１次
遅れフィルタ１５ｂ、１５ｃは、この高周波成分を除去
する。
【００３２】入力３相電圧が理想的波形であれば（すな
わち、アンバランスが無ければ）、式（１２）のｑ成分
Eqf1は０になる。したがって、この場合には、θpは０
になる。
【００３３】図３は逆相分検出器1４のブロック図であ
る。軸座標逆変換器１４ａは、２相交流座標系から２相
逆相直流座標系（３相交流の回転磁界と同じ角速度で逆
回転する２次元直交座標系）に変換する軸座標逆変換を
行う。軸座標逆変換部１４ａは、次式（１３）で表され
る軸座標逆変換行列C３によってEds、EqsをEd２、Eq２
へ変換する。軸座標逆変換された電圧Ed２、Eq２を一次
遅れフィルタ１４ｂ、１４ｃに通過させることによっ
て、２相直流座標系の逆相分Edf２、Eqf２を求めること
ができる。振幅検出器１４ｄ、位相検出器１４ｅは、Ed
f２、Eqf２を用いて式（１４）で表される振幅及び位相
演算式に従う演算を行い、逆相分電圧の振幅及び位相Ep
m、θnをそれぞれ生成する。
【００３４】
【数９】 ３相アンバランス電圧の一般式は、空間ベクトルを記号
<>で表して次の空間ベクトル式（1５）で表すことがで
きる。 <ERST> = <Eps> + <Ens> (１５) 式（1５）でにおいて<Eps>、<Ens>はそれぞれ正相分電
圧ベクトルと逆相分電圧ベクトルで、これらのベクトル
は次式（1６）のように定義される。
【００３５】
【数１０】 式（1６）でEpmは正相分電圧の振幅、Enmは逆相分電圧
の振幅、は回転角速度、tは時間、θpおよびθnはそれ
ぞれ遅延角である。
【００３６】本発明では３相入力電圧のアンバランスに
対応するように、３相入力側の電流指令値として、次式
（1７）に示されているようなアンバランス電流指令値<
I*RS T>を用いる。 <I*RST> = <I*ps> + <I*ns> (1７) 式（1６）で<I*ps> および<I*ns>は、それぞれ正相分電
流ベクトルと逆相分電流ベクトルであって次式（1８）
のように定義される。
【００３７】
【数１１】 上記式（1７）でI*pmは正相分電流指令の振幅、I*nmは
逆相分電流指令の振幅、φ*pとφ*nはそれぞれ遅延角で
ある。さらに、定常状態における有効電力Pの一般式は
次式（1９）のようになる。
【００３８】
【数１２】 上記式（１９）の有効電力Pは、次式（２０）のように
２つの成分に分けることができる。 P = 一定電力成分+リプル電力成分 （２０） 本実施形態においては定常状態における有効電力を一定
に維持させながら力率＝cos(ψ*pf)になるように正相分
電流指令の振幅を次式（２１）、遅延角を次式（２
２）, 逆相分電流指令の振幅を次式（２３）、遅延角を
次式（２４）のように出力する。
【００３９】
【数１３】 上記式(２１),(２３)において、は任意の定数である。
【００４０】図4は本実施形態の入力電流制御器１６を
示すブロック図である。図１を参照して前記したよう
に、入力電流制御器１６は、設定された力率指令、位相
検出器７から出力された入力３相交流の位相θi、正相
分電圧および逆相分電圧の振幅Epm、Enm、正相分電圧お
よび逆相分電圧の遅延角θp、θnからアンバランス補正
電流指令値
【００４１】
【数１４】 を出力する。
【００４２】そのために、入力電流制御器１６は、正相
処理部と逆相処理部とこれらの処理部の出力を加算する
加算部を備えている。正相処理部は、図４中でｐを含む
参照番号で表示されたブロックを備えている。逆相処理
部は、図４中でｎを含む参照番号で表示されたブロック
を備えている。加算部は、図中、Ｒ、Ｓ、Ｔ相に対応す
る３個の加算器４５Ｒ、４５Ｓ、４５Ｔを有する機能部
分である。
【００４３】正相処理部は、乗算器４２ｐ、加算器４３
ｐおよび４４ｐ、３相正弦波発生器４１ｐ、乗算器４４
Ｒｐ、４４Ｓｐ、４４Ｔｐを備えている。乗算器４２ｐ
は、正相分電圧の振幅Epmを入力して任意の陽な定数1/K
fを乗算し、正相分電流指令の振幅I*pmを出力する。こ
の演算は式（２１）に対応する。加算器４３ｐは正相分
電圧の遅延角θpと力率位相指令ψ*pfとを加算して正相
分位相指令φ*p（正相分電流指令の遅延角φ*p）を生成
する。この加算は、式（２２）に対応する。加算器４４
ｐは、遅延角φ*pに、入力３相交流電圧のＲ相の位相角
θi=ωtを加算して正相分位相θ1（Ｒ相３相交流電流指
令の位相角）を生成する。３相正弦波発生器４１ｐは、
正相分位相角θ1を変数として振幅１の３相電流指令を
生成する。乗算器４４Ｒｐ、４４Ｓｐ、４４Ｔｐは、そ
れぞれ振幅１の３相電流指令に乗算器４２ｐから出力さ
れた正相分電流指令の振幅I*pmを乗算してＲ相、Ｓ相、
Ｔ相の正相分電流指令I*Rp、I*Sp、I*Tpを生成する。こ
れらの演算は、式（１８）の左側の式に対応する。
【００４４】同様に、逆相処理部は、乗算器４２ｎ、加
算器４３ｎおよび４４ｎ、乗算器４６、４７、３相正弦
波発生器４１ｎ、乗算器４４Ｒｎ、４４Ｓｎ、４４Ｔｎ
を備えている。乗算器４２ｎは、正相分電圧の振幅Epm
を入力して任意の陽な定数1/Kfを乗算し、逆相分電流指
令の振幅I*nmを出力する。この演算は式（２３）に対応
する。加算器４３ｎは逆相分電圧の遅延角θnと力率位
相指令ψ*pfとを加算して逆相分位相指令φ*n（逆相分
電流指令の遅延角φ*n）を生成する。この加算は、式
（２４）に対応する。加算器４４ｎは、逆相分位相指令
φ*nに、入力３相交流電圧のＲ相の位相角θi=ωtを加
算して逆相分正弦波位相θ2を生成する。乗算器４６、
４７は逆相分電流指令の振幅I*nmおよび逆相分位相θ2
にそれぞれゲイン−１を乗算する。３相正弦波発生器４
１ｎは、位相角−θ2を変数として振幅１の３相電流指
令を生成する。乗算器４４Ｒｎ、４４Ｓｎ、４４Ｔｎ
は、それぞれ振幅１の３相電流指令に−I*nmを乗算して
Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の逆相分電流指令I*Rn、I*Sn、I*Tnを
生成する。これらの演算は、式（１８）の右側の式に対
応する。最後に、加算器４５Ｒ、４５Ｓ、４５Ｔによっ
て３つの正相分電流指令と３つの逆相分電流指令をそれ
ぞれ加算さｒて入力電流指令（アンバランス補正電流指
令）I*R、I*S、I*Tが得られる。この加算は、式（１
７）に対応する。
【００４５】電流基準演算器１２では、入力された３相
の電流指令値の中で最大値になる相電流（Imaxと略
す）、中間値の相電流（Imidと略す）、最小値の相電流
（Iminと略す）、絶対値が最大値になる相電流（Ibase
と略す）を判別し、電流基準Irefを次式（２６）よりを
求め、PWM電圧制御器に出力する。 Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (２６) 図５は電流基準演算器１２の入出力波形の一例である。
通常のＰＷＭサイクロコンバータでは絶対値が最大値の
相を基準電圧として通電させ、他の２相をPWM制御す
る。電流基準Iref はPWM制御されている２相（Ibase相
を除外した２つの相）に流れる電流の比率を意味する。
図５の電流基準波形は、０と１の間において周期的に変
動することに関しては図１３の従来技術の場合と同様で
ある。しかし、図１３の場合には、電流基準波形が１定
の周期（６０°）で変動しているのに対して、図５の場
合には、３相入力電流指令のアンバランスに対応して電
流基準波形の周期が変動している点が図１３の場合と異
なっている。ＰＷＭ電圧制御回路９は、図５の電流基準
Irefを状態変数の１つとして制御を実行するので、本実
施形態のＰＷＭ電圧制御回路は、３相入力電流指令のア
ンバランスの影響を補償したＰＷＭ制御を実行すること
ができる。
【００４６】入力電圧判断器１０では電圧瞬時値の中で
最大になる相電圧（Emaxと略す）、中間値の相（Emidと
略す）、最小値の相（Eminと略す）、絶対値が最大値に
なる相電圧（Ebaseと略す）を求め、ΔEmaxとΔEmidと
を式（２）よりを求め、ＰＷＭ電圧制御器９に出力す
る。
【００４７】ＰＷＭ電圧制御器９は、ΔEmaxおよびΔEm
idとIrefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指
令Vuc、Vvc、Vwcを入力してＰＷＭ制御信号を算出す
る。ＰＷＭ電圧制御器９は、キャリアの１周期に出力相
電圧指令が最大または最小の出力相と、入力電流指令の
絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入
力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFF する順番
および各双方向スイッチをONする時間をこの出力相のス
イッチングパターンとして作成して出力し、かつ、キャ
リア１周期に出力相電圧指令が中間の出力相と、入力電
流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および
最大の入力相との間の３個の双方向スイッチをON/OFFす
る順番および各双方向スイッチをONする時間を出力相の
スイッチングパターンとして作成する。ＰＷＭ電圧制御
器９は、更に、入力３相電流指令情報と３相出力電圧情
報と前記スイッチングパターンによって、９個の双方向
スイッチのキャリア１周期のON/OFF 信号、すなわち、
ＰＷＭ制御信号を発生して出力する。駆動回路９はＰＷ
Ｍ制御信号に応答して、双方向半導体スイッチ３を動作
させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流し負荷５
を駆動する。
【００４８】次に、本発明の第２の実施形態を図面に基
づいて説明する。図６は、本実施形態のＰＷＭサイクロ
コンバータのフロック図である。本実施形態のサイクロ
コンバータ電力回路と制御系回路と駆動回路によって構
成されている。電力回路は三相交流電源１、入力LCフィ
ルタ２、双方向半導体スイッチ群３、ACモータ４、負荷
５を含んで構成されている。入力LCフィルタ２は高周波
雑音を除去する。
【００４９】制御系回路は、Ａ／Ｄ変換器６、位相検出
器７、入力電流制御器１５、電流基準演算部１２、入力
電圧判断器１４、ＰＷＭ電圧制御回路９を備えている。
Ａ／Ｄ変換器６は、入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etを検
出する。位相検出器７は、３相入力電圧のＲ相電圧位相
θiを検出する。入力電流制御器１５は、設定された力
率指令ψpf*と入力電圧の瞬時値Eｒ、Es、Etと、入力電
圧位相θiとを入力し、後述する動作によって入力電流
の力率を制御し、および入力電圧のアンバランスを補正
することができる３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを
生成して電流基準演算器１２に送る。３相電流指令基準
値とは、振幅１の３相電流指令ということである。電流
基準演算器1２は３相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを入
力して電流基準波形IrefをＰＷＭ電圧制御器９に出力す
る。入力電圧判断器１４は電圧瞬時値Eｒ、Es、Etを入
力し、電圧瞬時値Eｒ、Es、Etの中で線間最大値ΔEmax
と線間中間値ΔEmidとを求め、ＰＷＭ電圧制御器９に出
力する。ＰＷＭ電圧制御器９は、ΔEmaxおよびΔEmidと
Irefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vu
c、Vvc、Vwcとを入力してＰＷＭ制御を行うためのＰＷ
Ｍ制御信号を生成する。駆動回路８はＰＷＭ制御信号に
応答して駆動信号を出力し、双方向半導体スイッチ３を
動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に流して
負荷５を駆動する。
【００５０】次に、本発明のＰＷＭサイクロコンバータ
の 入力電流制御方式について説明する。まず、３相入
力電圧の位相θiと力率指令ψ*pfとを入力電流制御器１
５に送る。入力電流制御器１５は、基準値I*R、I*S、I*
Tを求める。基準値I*R、I*S、I*Tは制御目的によって決
められる。例えば、入力力率を任意の値に設定する時に
は、次式（２７）に従って基準値I*R、I*S、I*Tを計算
する。式（２７）の計算は、図７の回路によって行われ
る。
【００５１】
【数１５】 図７は本発明の入力電流制御器の第１の実施例のブロッ
ク図である。この実施例は、入力電圧位相θiに力率位
相指令ψ*pfを加算して、入力３相電圧から理想正弦波
形の３相電流指令を生成する入力電流制御器の実施例で
ある。
【００５２】本実施例の入力電流制御器１５は、加算器
７１および７３、減算器７２、ＲＯＭテーブル７４Ｒ、
７４Ｓ、７４Ｔを備えている。加算器７１は力率位相指
令ψ*pfを入力電圧位相θiに加算して電流指令位相を求
める。減算器７２および加算器７３は、それぞれ電流指
令位相θi＋ψ*pfをＲ相の位相としてＳ相およびＴ相電
流指令の位相を生成する。ＲＯＭテーブル７４Ｒ、７４
Ｓ、７４Ｔは、三角関数テーブルが蓄積されていて３相
正弦波形発生器として機能するＲＯＭである。これらの
ＲＯＭは、それぞれ加算器７１、減算器７２、加算器７
３から与えられる位相に対応してＲ相、Ｓ相、Ｔ相の３
相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを発生する。
【００５３】図８は本実施形態の入力電流制御器の第２
の実施例のブロック図である。本実施例は、入力３相電
圧のアンバランスを補正することを目的として電流制御
を行う場合の入力電流制御器のブロックである。本実施
例においては、入力３相電圧に定数を乗算して３相交流
電流に変換した後、その正相分を抽出し、３相入力電流
指令の正相分から３相交流電流の逆相分を差し引いてア
ンバランス補正用の電流指令を生成する。
【００５４】本実施例の入力電流制御器は、乗算器８１
Ｒ、８１Ｓ、８１Ｔと、９０度位相変換フィルター８２
Ｒ、８２Ｓ、８２Ｔと、減算器８３ａ、８３ｂ、乗算器
８４ａ、８４ｂ、８４ｃ、８４ｄ、減算器８５ａ、８５
ｂ、乗算器８６ａ、８６ｂ、減算器８７ａ、８７ｂ、お
よび乗加算器８８を備えている。
【００５５】乗算器８１Ｒ、８１Ｓ、８１Ｔは、Ａ／Ｄ
変換器から検出された入力電圧Er,Es,Etに任意の陽の定
数Imを乗算して入力３相電流値Ir、Is、Itを生成する。
９０度位相変換フィルター８２Ｒ、８２Ｓ、８２Ｔは、
それぞれIr、Is、Itを９０度位相変換してIr∠90, Is∠
90, It∠90を生成する。ここで、∠90は位相を９０°回
転したベクトルを表し、複素表示のｊを乗算することに
該当する。
【００５６】減算器８３ａは、９０度位相変換フィルタ
ー８２Ｒの出力から９０度位相変換フィルター８２Ｓの
出力を減算する。減算器８３ｂは、９０度位相変換フィ
ルター８２Ｔの出力から９０度位相変換フィルター８２
Ｓの出力を減算する。
【００５７】乗算器８４ｂおよび８４ｃは、それぞれ乗
算器８３ａ、８３ｂの出力に［２・３1/2］-1を乗算し
て出力する。また、乗算器８４ａおよび８４ｄは、それ
ぞれ乗算器８１Ｒ、８１Ｔの出力に１／２を乗算して出
力する。
【００５８】減算器８５ａは、乗算器８４ａの出力から
乗算器８４ｃの出力を減算する。減算器８５ｂは、乗算
器８４ｄの出力から乗算器８４ｂの出力を減算する。
【００５９】乗算器８６ａ、８６ｂは、それぞれ減算器
８５ａおよび８５ｂの出力に２を乗算してその乗算結果
を出力する。減算器８７ａ、８７ｂは、それぞれ乗算器
８６ａ、８６ｂの出力からＲ相電流値Ir、Ｔ相電流値It
を減算して、その結果をそれぞれＲ相電流指令I*R、Ｔ
相電流指令I*Tとして出力する。乗加算器８８は、減算
器８７ａ、８７ｂの出力I*R、I*Tに−１を乗算して、そ
の乗算結果を加算してＳ相電流指令I*Sとして出力す
る。
【００６０】図８の減算器８５ａ、８５ｂの出力Irpお
よびItpは、次式（２８）で表される。これは、Ｒ相お
よびＴ相の正相分入力電流指令である。
【００６１】
【数１６】 式（２８）は、式（５）の第１、第３行と等価である。
【００６２】図８の乗算器８６ａ、８６ｂ、減算器８７
ａ、８７ｂ、乗加算器８８による演算によって、Ｒ相お
よびＴ相の正相分入力電流指令からＲ相およびＴ相入力
電流を減算して、入力電流指令I*R、I*S、I*Tとして次
式（２９）によって求められる値が得られる。
【００６３】
【数１７】 このようにして、入力電流指令I*R、I*S、I*Tが得られ
る。
【００６４】電流基準演算器１２は、入力された３相電
流指令の中で最大値になる相電流（Imaxと略す）、中間
値の相電流（Imidと略す）、最小値の相電流（Iminと略
す）、絶対値が最大値になる相電流（Ibaseと略す）を
判別し、電流基準Irefを式（３０）よりを求め、ＰＷＭ
電圧制御器に出力する。 Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (３０) 更にImax、Imid、Iminから図９の規則に従って３相電流
指令の位相領域Siを出力する。
【００６５】図９は、相電流がImax、Imid、Imin、Ibas
eである相の組と位相領域Siとの対応表である。例え
ば、図１３においては、３相電流指令はバランスした理
想的な形状である。この場合には、電流指令の１周期を
３０°ずつ等分すると、各位相領域における各相電流指
令の大小関係は定まっている。例えば、図１３の位相区
間ｉ（位相角０〜３０°の区間）においては、Imax、Im
id、Iminの相は、Ｔ相、Ｒ相、Ｓ相でIbaseの相はＳ相
である。また、図１３の位相区間iv（位相角９０〜１２
０°の区間）においては、Imax、Imid、Iminの相は、Ｒ
相、Ｓ相、Ｔ相でIbaseの相はＲ相である。
【００６６】このように、３相電流指令はバランスして
いるときには、等間隔で区切られた各位相区間で、各相
電流指令は、それぞれ固有の大小関係をもつ。しかし、
３相電流指令はバランスしていないときには、図５を参
照して前記したように、各相電流指令がそれぞれ固有の
大小関係をもつ位相区間は、必ずしも等間隔にはならな
い。しかし、それぞれの位相区間の電流指令が固有の大
小関係をもつように、位相区間を区切ることができる。
図９の表は、このように区切られた位相領域Siと、各相
電流指令の大小関係との対応を示す表である。したがっ
て、電流基準演算器１２によってImax、Imid、Imin、Ib
aseを判別することによって該当する位相領域Siを出力
することができる。次に、入力電圧判断器１４について
説明する。
【００６７】図１０は、各位相領域Siと、入力電圧の最
大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、絶対値が最大の相
の入力電圧の絶対値Ebaseをもつ相との対応を示す表で
ある。入力電圧と電流指令とは、一定の関係（例えば、
電流指令の振幅は入力電圧に陽の定数を乗算して求めら
れ、電流指令の位相は、入力電圧の位相に力率位相指令
を加算して求められる）にあるので、位相領域Siと入力
電圧の大小関係の対応表を予め作成することができる。
図１０は、その表である。
【００６８】入力電圧判断器１４は、３相入力電圧Er,E
s,Etと電流基準演算器１２から入力された３相電流指令
の領域 Si を用いて、図１０の規則に従ってEmax、Emi
d、Emin、Ebaseの相をもとめる。さらに電圧瞬時値の中
で線間最大値と線間中間値を次式（３０）、（３１）か
ら求め、ＰＷＭ電圧制御器に出力する。
【００６９】
【数１８】 Emax(Si) がEbase(Si)の場合には Emin(Si) がEbase(Si)の場合には (３１) ここでEmax(Sj)は３相指令の領域Siによってきまる Ema
xに該当する相の入力電圧、Emid(Sj)はEmidに該当する
相の入力電圧、Emin(Sj)はEminに該当する相の入力電圧
である。
【００７０】PWM電圧制御器９では出力電圧指令Vuc、Vv
c、Vwcと電流基準Irefを使って双方向半導体スイッチ３
のPWM制御を行って駆動信号を出力する。例えばV/F制御
から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、VwcはPWM電圧制
御器９に入力される。駆動回路９は双方向半導体スイッ
チ３を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ４に
流して負荷５を駆動する。
【００７１】
【発明の効果】以上述べたように，本発明によれば，入
力電源の相アンバランスが発生する時もその影響を抑制
して、入力電流の波形の歪曲なしに制御をすることが出
来る。更に、出力電圧の制御時、従来は入力電圧値の大
きさのみに通電スイッチが決定されていたので、入力電
圧の相アンバランス補正や入力力率制御などの様々な制
御方式を実現する時には入力電流制御が困難となる問題
点があったが、本発明は入力電流指令を基準として電圧
を区分するので、入力電流波形を歪ませることなしに入
力電流制御ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第１の実
施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示されている正相分検出器14の本発明の
一実施例を示す回路図である。
【図３】図１に示されている逆相分検出器15の本発明の
一実施例を示す回路図である。
【図４】図１に示されている入力電流制御器16の本発明
の一実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の図１に示されている電流基準演算器１
２の入出力波形の１例を示す波形図である。
【図６】本発明のＰＷＭサイクロコンバータの第２の実
施形態の構成を示すブロック図である。
【図７】図６に示されている入力電流制御器1５の本発
明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図８】図６に示されている入力電流制御器1５の本発
明の一実施例の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の図６に示されている入力電流制御器1
２の中で位相領域Siの具体的な選定方式の１例を示す図
である。
【図１０】本発明の図６に示されている電流基準演算器
１４の中で電圧区分をする方式の具体的な１例を示す図
である。
【図１１】ＰＷＭサイクロコンバータの従来例の構成を
示すブロック図である。
【図１２】従来例の図１１に示されている３相正弦波形
発生器11の一実施例を示す回路図である。
【図１３】従来例の図１１に示されている電流基準演算
器１２の入出力波形の１例を示す波形図である。
【符号の説明】
１ ３相交流電源 ２ ３相入力フィルタ ３ 双方向半導体スイッチマトリクス ４ 交流電動機 ５ 負荷 ６ Ａ／Ｄ変換器 ７ 位相検出器 ８ 駆動回路 ９ ＰＷＭ電圧制御器 １０ 入力電圧判断器 １１ ３相正弦波形発生器 11a ROMテーブル １２ 電流基準演算器 １３ 電流制御ブロック １４ 入力電圧判断器 １５ 入力電流制御制御器 ４１ｐ，４１ｎ ３相正弦波発生器 ４２ｐ，４２ｎ 乗算器 ４３ｐ，４３ｎ 加算器 ４４ｐ，４４ｎ 加算器 ４４Ｒｐ，４４Ｓｐ，４４Ｔｐ 乗算器 ４４Ｒｎ，４４Ｓｎ，４４Ｔｎ 乗算器 ４５Ｒ，４５Ｓ，４５Ｔ 加算器 ４６，４７ 乗算器（ゲイン−１） ７１ 加算器 ７２ 減算器 ７４Ｒ,７４Ｓ,７４Ｔ ROMテーブル ８１Ｒ,８１Ｓ,８１Ｔ 乗算器 ８２Ｒ,８２Ｓ,８２Ｔ ９０度位相変換フィルター ８３ａ，８３ｂ，８５ａ，８５ｂ 減算器 ８４ａ，８４ｂ，８４ｃ，８４ｄ 乗算器 ８６ａ，８６ｂ 乗算器 ８７ａ，８７ｂ 減算器 ８８ 乗加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 原 英則 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号 株式会社安川電機内 (72)発明者 渡辺 英司 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号 株式会社安川電機内 Ｆターム(参考） 5H576 BB05 BB10 CC05 DD02 DD04 EE01 EE11 HA01 HB04 JJ03 JJ16 JJ26 KK06 LL24 LL39 5H750 AA10 BA01 BA06 CC00 CC05 DD14 DD18 DD26 DD27 EE01 FF02 FF04

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
    導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御して３相電源
    の電力を負荷に伝達する３相ＰＷＭサイクロコンバータ
    の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
    電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
    順を有し、前記電流指令生成手順は、正相電流指令生成
    手順を含み、該正相電流指令生成手順は、 入力３相電圧と、該３相電圧の第１の相の位相θiを検
    出し、 前記入力３相電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を
    生成し、 前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相と同位
    相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電
    圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、 軸座標正変換処理によって抽出された２相正相電圧の、
    前記正相２次元座標軸に対する位相θpに、設定された
    力率位相ψを加算して、２相正相電流の位相φpを算出
    し、 前記２相正相電流の位相φpに前記第１の相の位相θiを
    加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定
    する入力電流指令の第１の相の正相成分の位相θ1を生
    成し、 前記２相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
    入力電流指令の第１の相の正相成分の振幅Epを定め、 Ep sin θ1を第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin
    [θ1-(2π/3)]およびE p sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第
    ２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*
    p3と定める手順を含んでいることを特徴とするＰＷＭサ
    イクロコンバータの入力電流制御方法。
  2. 【請求項２】 前記電流指令生成手順は、逆相電流指令
    生成手順を含み、該逆相電流指令生成手順は、 前記２相交流電圧から、前記３相電圧の第１の相に対し
    て逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆
    相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、 軸座標逆変換処理によって抽出された２相逆相電圧の、
    前記逆相２次元座標軸に対する位相θnに、前記設定さ
    れた力率位相ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを
    算出し、 前記２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを
    加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定
    する入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生
    成し、 前記２相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
    入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、 En sin θ2を第１の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin
    [θ2+(2π/3)]およびE n sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第
    ２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相電流指令I*
    n3と定める手順を含んでいる、請求項１に記載のＰＷＭ
    サイクロコンバータの入力電流制御方法。
  3. 【請求項３】 前記第１の相の正相電流指令I*p1、第２
    の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*p3
    から、前記第１の相の逆相電流指令I*n1、第２の相の逆
    相電流指令I*n2、第３の相の逆相電流指令I*n3を相毎に
    減算してそれぞれ第１の相、第２の相、第３の相の電流
    指令I*1、I*2、I*3を生成する、請求項２に記載のＰＷ
    Ｍサイクロコンバータの入力電流制御方法。
  4. 【請求項４】 第１の相、第２の相、第３の相の電流指
    令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流
    指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電
    流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の
    １周期の位相を区分し、 前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相
    交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、
    交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
    電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、 各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令
    値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流
    指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各
    相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指
    令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値
    の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相
    領域を判定し、 判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧
    の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の相、
    交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
    電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電
    圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶
    対値Ebaseを割り当て、 割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmid
    を演算し、 比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEm
    idに基づいて前記半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチン
    グ制御する、請求項３に記載のＰＷＭサイクロコンバー
    タの入力電流制御方法。 【数１】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin
  5. 【請求項５】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
    導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御して３相電源
    の電力を負荷に伝達する３相ＰＷＭサイクロコンバータ
    の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
    電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
    順を有し、該電流指令生成手順は、 入力３相電圧に定数を乗算して３相交流電流を生成し、 前記３相交流電流から、正相３相入力電流指令を抽出
    し、 前記正相３相入力電流指令の２倍から、前記３相交流電
    流値を減算して３相入力電流指令を生成し、 前記３相入力電流指令を用いて前記半導体スイッチ群の
    ＰＷＭスイッチング制御を実行する、ＰＷＭサイクロコ
    ンバータの入力電流制御方法。
  6. 【請求項６】 第１の相、第２の相、第３の相の３相入
    力電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
    相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
    および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
    力交流の１周期の位相を区分し、 前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力３相
    交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、
    交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
    電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、 各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令
    値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流
    指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各
    相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指
    令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値
    の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相
    領域を判定し、 判定された電流指令の位相領域に対応する入力３相電圧
    の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交
    流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電
    圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧
    値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対
    値Ebaseを割り当て、 割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmid
    を演算し、 比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEm
    idに基づいて前記半導体スイッチ群をＰＷＭスイッチン
    グ制御する、請求項５に記載のＰＷＭサイクロコンバー
    タの入力電流制御方法。 【数２】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin
  7. 【請求項７】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
    導体スイッチ群をＰＷＭスイッチング制御して３相電源
    の電力を負荷に伝達する３相ＰＷＭサイクロコンバータ
    の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
    電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
    順を有し、前記電流指令生成手順は、 入力３相交流電圧の第１の相の位相を検出し、 入力３相交流電圧の第１の相の位相に力率位相指令を加
    算して入力３相電流指令の第１の相の位相を生成し、 該入力３相電流指令の第１の相の位相をもつ正弦波を生
    成し、該正弦波を第１の相の電流指令とし、第１の相の
    電流指令に対して１２０°ずつ位相を遅らせて３相電流
    指令を生成する、手順を含んでいるＰＷＭサイクロコン
    バータの入力電流制御方法。
  8. 【請求項８】 複数の双方向半導体スイッチから成る半
    導体スイッチ群を通って３相電源の電力を負荷に伝達す
    る電力回路と、電源電圧を検出する３相電圧検出部、電
    源電圧の第１の相の位相θiを検出する位相検出部、前
    記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧と位
    相検出部によって検出された位相に基づいて、入力３相
    電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、最小値
    の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を生成する
    電流制御部、前記３相電圧検出部によって検出された３
    相交流電圧を入力して、３相交流電圧の大小を判断し、
    ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、および、
    前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力してＰＷＭ
    スイッチング制御信号を生成するＰＷＭ電圧制御部を有
    する制御部と、ＰＷＭスイッチング制御信号に応答して
    前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする駆動部を
    有する３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置において、前
    記制御部は、 入力３相交流電圧を３相−２相変換して２相交流電圧を
    生成する３相−２相変換部と、 前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相と同位
    相で回転する正相２次元座標軸を基準とする２相正相電
    圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振幅
    と、正相２次元座標軸に対する前記２相正相電圧の位相
    を出力する正相分検出部と、 前記２相交流電圧から、３相交流電圧の第１の相に対し
    て逆相で回転する逆相２次元座標軸を基準とする２相逆
    相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、逆相分振
    幅と、逆相２次元座標軸に対する前記２相逆相電圧の位
    相を出力する逆相分検出部とを有し、 前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部を
    有し、 前記入力電流制御部は、軸座標正変換処理によって抽出
    された２相正相電圧の、前記正相２次元座標軸に対する
    位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、２相正
    相電流の位相φpを算出し、前記２相正相電流の位相φp
    に前記第１の相の位相θiを加算して、前記半導体スイ
    ッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第１の
    相の正相成分の位相θ1を生成し、前記２相正相電圧の
    絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第１
    の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を前記入力
    電流指令の第１の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin
    [θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第
    ２の相の正相電流指令I*p2、第３の相の正相電流指令I*
    p3と定め、前記入力電流制御部は、更に、軸座標逆変換
    処理によって抽出された２相逆相電圧の、前記逆相２次
    元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相
    ψを加算して、２相逆相電流の位相φnを算出し、前記
    ２相逆相電流の位相φnに前記第１の相の位相θiを加算
    して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する
    入力電流指令の第１の相の逆相成分の位相θ2を生成
    し、前記２相逆相電圧の絶対値に所定に定数を乗算して
    前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin θ
    2を前記入力電流指令の第１の相の逆相電流指令I*n1と
    し、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]を
    それぞれ第２の相の逆相電流指令I*n2、第３の相の正相
    電流指令I*n3と定め、前記入力電流制御部は、更に、第
    １の相、第２の相、第３の相の正相電流指令I* p1、I
    *p2、I*p3から第１の相、第２の相、第３の相の逆相電
    流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞれ減算して第１の相、
    第２の相、第３の相の電流指令I*1、I*2、I* 3を生成
    し、 前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相
    の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
    相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
    および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
    力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相
    の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値の
    うち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令
    値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の
    電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値
    が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶
    対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域
    を判定して前記入力電圧判断部に出力し、 前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の
    位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位
    相領域に対応する入力３相交流電圧の位相領域におい
    て、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、
    交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相
    を設定しておき、判定された電流指令の位相領域に対応
    する入力３相電圧の位相領域に設定されている交流電圧
    値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が
    最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検
    出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値
    Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた
    電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算することを特徴とする
    ＰＷＭサイクロコンバータ装置。
  9. 【請求項９】 前記正相分検出部は、２相交流電圧か
    ら、３相交流電圧の第１の相と同位相で回転する正相２
    次元座標軸を基準とする２相正相電圧を抽出する軸座標
    正変換処理を実行する軸座標正変換部と、軸座標正変換
    部から出力された２相正相電圧の成分から高周波雑音成
    分を除去する１次遅れフィルタと、２相正相電圧の絶対
    値を検出する振幅検出部と、２相正相電圧の、正相２次
    元座標軸に対する位相を検出する位相検出部を有し、 前記逆相分検出部は、２相交流電圧から、３相交流電圧
    の第１の相に対して逆位相で回転する逆相２次元座標軸
    を基準とする２相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理
    を実行する軸座標逆変換部と、軸座標逆変換部から出力
    された２相逆相電圧の成分から高周波雑音成分を除去す
    る１次遅れフィルタと、前記１次遅れフィルタから出力
    された２相逆相電圧の絶対値を検出する振幅検出部と、
    ２相逆相電圧の、逆相２次元座標軸に対する位相を検出
    する位相検出部を有する、請求項８に記載のＰＷＭサイ
    クロコンバータ装置。
  10. 【請求項１０】 複数の双方向半導体スイッチから成る
    半導体スイッチ群を通って３相電源の電力を負荷に伝達
    する電力回路と、電源電圧を検出する３相電圧検出部、
    電源電圧の第１の相の位相θiを検出する位相検出部、
    前記３相電圧検出部によって検出された３相交流電圧と
    位相検出部によって検出された位相に基づいて、入力３
    相電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、電流
    値が最小の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を
    生成する電流制御部、前記３相電圧検出部によって検出
    された３相交流電圧を入力して、３相交流電圧の大小を
    判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、
    および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力し
    てＰＷＭスイッチング制御信号を生成するＰＷＭ電圧制
    御部を有する制御部と、ＰＷＭスイッチング制御信号に
    応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする
    駆動部を有する３相ＰＷＭサイクロコンバータ装置にお
    いて、 前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部と
    を有し、 前記入力電流制御部は、入力３相電圧に定数を乗算して
    ３相交流電流を生成し、前記３相交流電流から、正相３
    相入力電流指令を抽出し、前記正相３相入力電流指令の
    ２倍から、前記３相交流電流を減算して３相入力電流指
    令を生成し、 前記電流基準演算部は、第１の相、第２の相、第３の相
    の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
    相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
    および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
    力交流の１周期の位相を１２の位相領域に区分し、各相
    の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値の
    うち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令
    値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の
    電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値
    が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶
    対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域
    を判定して前記入力電圧判断部に出力し、 前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から１２の
    位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位
    相領域に対応する入力３相交流電圧の各位相領域におい
    て、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、
    交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相
    を設定しておき、前記判定された電流指令の位相領域に
    対応する入力３相電圧の位相領域に設定されている、交
    流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
    圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対し
    て、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、
    最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当て
    られた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算することを特徴
    とするＰＷＭサイクロコンバータ装置。
  11. 【請求項１１】 入力電流制御部は、第１、第２、第３
    の乗算器と、第１、第２、第３の９０度位相変換フィル
    ターと、第１および第２の減算器、第４、第５、第６、
    第７の乗算器、第３および第４の減算器、第８および第
    ９の乗算器、第５および第６の減算器、および乗加算器
    を備え、 第１、第２、第３の乗算器は、それぞれ、第１の相、第
    ２の相、第３の相の交流電圧の瞬時値に所定の定数を乗
    算して交流電流を生成し、第１、第２、第３の９０度位
    相変換フィルターは、それぞれ、第１、第２、第３の乗
    算器から出力された第１の相、第２の相、第３の相の交
    流電流の位相を９０°変換し、第１の減算器は、第１の
    ９０度位相変換フィルターの出力から第２の９０度位相
    変換フィルターの出力を減算し、第２の減算器は、第３
    の９０度位相変換フィルターの出力から第２の９０度位
    相変換フィルターの出力を減算し、 第５および第６の乗算器は、それぞれ第１、第２の減算
    器の出力に［２・３1/ 2］-1を乗算して出力し、また、
    第４および第７の乗算器は、それぞれ第１、第３の乗算
    器の出力に１／２を乗算して出力し、 第３の減算器は、第４の乗算器の出力から第６の乗算器
    ８４ｃの出力を減算し、第４の減算器は、第７の乗算器
    の出力から第５の乗算器の出力を減算し、 第８、第９の乗算器は、それぞれ第３および第４の減算
    器の出力に２を乗算してその乗算結果を出力し、第５、
    第６の減算器は、それぞれ第８および第９の乗算器の出
    力から第１の相の電流値、第３の相の電流値を減算し
    て、その結果をそれぞれ第１の相の電流指令、第３の相
    の電流指令として出力し、乗加算器は、第５および第６
    の減算器の出力に−１を乗算して、その乗算結果を加算
    して第２の相の電流指令I*Sとして出力する、請求項１
    ０に記載のＰＷＭサイクロコンバータ装置。
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