JP6691035B2 - 2巻線モータを制御する制御装置 - Google Patents
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Description
〔数1〕
ec1 *=(eu1 *+ev1 *+ew1 *)/3 ・・・(1)
〔数2〕
ec2 *=(eu2 *+ev2 *+ew2 *)/3 ・・・(2)
〔数3〕
ec*=(ec1 *+ec2 *)/2 ・・・(3)
〔モータ制御システム〕
図1は、本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。このモータ制御システムは、制御装置1、2巻線モータ2及びPG(パルスジェネレータ)3を備えて構成される。図1において、商用電源、コンバータ及びインバータ等の電源系統の記載は省略してある。
制御装置1は、減算器10、速度制御器11、乗算器12、減算器13−1,13−2,14−1,14−2、電流制御器15−1,15−2,16−1,16−2、座標変換器17−1,17−2,18−1,18−2、PWM制御器19−1,19−2、キャリア発生器20−1,20−2、キャリア位相レギュレータ21及び電流検出器22−1,22−2を備えている。
次に、図1に示したキャリア位相レギュレータ21について詳細に説明する。本発明者は、対地電流が流れる3相交流電圧ex1 *,ex2 *(PWM制御器19−1,19−2からそれぞれ出力されるU相、V相及びW相の交流電圧の総称)の同相のタイミングの時間が最短となるように、速度指令ω*に応じた最適な可変キャリア位相θについて検討した。その結果、本発明者は、シミュレーションにより、可変キャリア位相θとして、速度指令ω*が小さいほど、基準キャリア位相θ0に対して180°シフトした位相に近くなる値を用い、速度指令ω*が大きいほど、基準キャリア位相θ0に対して180°シフトした位相から離れ、90°シフトした位相に近くなる値を用いることで、対地電流を最も抑制できることを見出した。そこで、キャリア位相レギュレータ21に、以下の処理を行わせるようにした。
〔数4〕
ω* LAG=(1/(1+s/ωc))×ω* ・・・(4)
ここで、ωcは速度応答角周波数であり、ωc=ωcc/10の数式にて予め設定される。ωccは電流応答角周波数であり、予め設定される。
〔数5〕
θ=(1/(1+|ω* LAG|/P0))×θ(ω*) ・・・(5)
ここで、P0はフィルタゲインである。
次に、キャリア位相をシフトさせた場合(基準キャリア位相θ0=90°及び可変キャリア位相θ=−90°)の電流の流れについて説明する。図5は、キャリア位相をシフトさせた場合(基準キャリア位相θ0=90°及び可変キャリア位相θ=−90°の場合)において、電流が流れる方向を説明する電源系統図である。図6は、図5におけるコモンモードの等価回路図である。
次に、キャリア位相をシフトさせた場合(基準キャリア位相θ0=90°及び可変キャリア位相θ=−90°)において、3相交流電圧ex1 *,ex2 *に逆相のタイミングが生じることを説明する。3相交流電圧ex1 *は、U相交流電圧eu1 *、V相交流電圧ev1 *及びW相交流電圧ew1 *の総称であり、3相交流電圧ex2 *は、U相交流電圧eu2 *、V相交流電圧ev2 *及びW相交流電圧ew2 *の総称である。
次に、シミュレーション結果について説明する。図14は、キャリア位相をシフトさせた場合(θ0=90°,θ(ω * )=−90°)の実験結果を示し、図15は、キャリア位相が同じ場合(θ 0 =90°,θ=90°)の実験結果を示す。図14及び図15において、グラフの上から速度指令ω*、速度フィードバックω、対地電流in、合成電流フィードバックiq及びモータトルクτの特性を示しており、横軸は時間である。合成電流フィードバックiqは、q軸電流フィードバックiq1にq軸電流フィードバックiq2を加算した値である。
2 2巻線モータ
3 PG(パルスジェネレータ)
10,13,14 減算器
11 速度制御器
12 乗算器
15,16 電流制御器
17,18 座標変換器
19 PWM制御器
20 キャリア発生器
21 キャリア位相レギュレータ
22 電流検出器
23,24 演算器
30 商用電源
31 コンバータ
32 インバータ
33 電源コンデンサ
34 リアクタ
35 平滑コンデンサ
36 コモンチョークコア
37 浮遊コンデンサ
38 浮遊コンデンサ
ω* 速度指令
ω 速度フィードバック
id * d軸電流指令
iq * q軸電流指令
id1,id2 d軸電流フィードバック
iq1,iq2 q軸電流フィードバック
vd1 *,vd2 * d軸電圧指令
vq1 *,vq2 * q軸電圧指令
v* 交流電圧指令
eu1 *,eu2 * U相交流電圧
ev1 *,ev2 * V相交流電圧
ew1 *,ew2 * W相交流電圧
ex1 *,ex2 * 3相交流電圧
iu1,iu2 U相交流電流フィードバック
iv1,iv2 V相交流電流フィードバック
iw1,iw2 W相交流電流フィードバック
KT トルク定数
θe 電気角
θ0 基準キャリア位相
θ 可変キャリア位相
θ(ω*) 位相シフト成分
ωc 速度応答角周波数
ωcc 電流応答角周波数
ω* LAG 一次遅れ速度指令
P0 フィルタゲイン
iq 合成電流フィードバック
τ モータトルク
Claims (2)
- 所定の速度指令からq軸電流指令を生成し、所定のd軸電流指令から2系統のd軸電圧指令を生成し、前記q軸電流指令から2系統のq軸電圧指令を生成し、前記2系統のd軸電圧指令及び前記2系統のq軸電圧指令から2系統の3相交流電圧指令を生成し、前記2系統の3相交流電圧指令に基づいて2系統のPWM制御により2巻線モータを制御する制御装置において、
予め設定された基準キャリア位相のキャリアを発生する第1のキャリア発生器と、
前記第1のキャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリア及び前記2系統の3相交流電圧指令のうち第1の3相交流電圧指令に基づいて、第1のPWM信号を生成し、前記第1のPWM信号に基づいて、第1のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第1の3相交流電圧を生成し、前記第1の3相交流電圧を前記2巻線モータへ供給する第1のPWM制御器と、
所定の可変キャリア位相を生成するキャリア位相レギュレータと、
前記キャリア位相レギュレータにより生成された前記可変キャリア位相のキャリアを発生する第2のキャリア発生器と、
前記第2のキャリア発生器により発生した前記可変キャリア位相のキャリア及び前記2系統の3相交流電圧指令のうち第2の3相交流電圧指令に基づいて、第2のPWM信号を生成し、前記第2のPWM信号に基づいて、第2のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第2の3相交流電圧を生成し、前記第2の3相交流電圧を前記2巻線モータへ供給する第2のPWM制御器と、を備え、
前記キャリア位相レギュレータは、
前記速度指令が小さいほど、前記基準キャリア位相に対して180°シフトさせた位相に近くなり、前記速度指令が大きいほど、前記基準キャリア位相に対して180°シフトさせた位相から離れ、90°シフトさせた位相に近くなるように、前記可変キャリア位相を生成する、ことを特徴とする制御装置。 - 請求項1に記載の制御装置において、
前記キャリア位相レギュレータは、
前記速度指令に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令を算出する第1の演算器と、
前記第1の演算器により算出された前記一次遅れ速度指令の絶対値を|ω* LAG|とし、予め設定されたフィルタゲインをP0とし、前記基準キャリア位相に対して180°シフトさせた位相をθ(ω*)とし、前記可変キャリア位相をθとした場合に、以下の数式:
θ=(1/(1+|ω* LAG|/P0))×θ(ω*)
にて、前記可変キャリア位相を算出する第2の演算器と、
を備えたことを特徴とする制御装置。
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Family Applications (1)
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2016
- 2016-11-23 JP JP2016227362A patent/JP6691035B2/ja active Active
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