JP2002354815A - Pwm cycloconverter and method of controlling input current thereof - Google Patents
Pwm cycloconverter and method of controlling input current thereofInfo
- Publication number
- JP2002354815A JP2002354815A JP2001160389A JP2001160389A JP2002354815A JP 2002354815 A JP2002354815 A JP 2002354815A JP 2001160389 A JP2001160389 A JP 2001160389A JP 2001160389 A JP2001160389 A JP 2001160389A JP 2002354815 A JP2002354815 A JP 2002354815A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- voltage
- current command
- value
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は,交流電動機を可変
速駆動する電力変換装置に関し,特にパルス幅変調(P
WM)制御方式の電力変換方式に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter for driving an AC motor at a variable speed, and particularly to a pulse width modulation (P
The present invention relates to a power conversion method of a WM) control method.
【0002】[0002]
【従来の技術】図11はPWMサイクロコンバータの従
来例のブロックである。PWMサイクロコンバータは、
電力回路と制御系回路と駆動回路によって構成されてい
る。電力回路は三相交流電源1、入力LCフィルタ2、双
方向半導体スイッチ群3、ACモータ4、負荷5を含んで
構成されている。入力LCフィルタ2は高周波雑音を除去
する。2. Description of the Related Art FIG. 11 is a block diagram of a conventional example of a PWM cycloconverter. The PWM cycloconverter is
It is composed of a power circuit, a control system circuit, and a drive circuit. The power circuit includes a three-phase AC power supply 1, an input LC filter 2, a bidirectional semiconductor switch group 3, an AC motor 4, and a load 5. The input LC filter 2 removes high frequency noise.
【0003】制御系回路は、A/D変換器6、位相検出
器7、電流制御ブロック13入力電圧判断器10、PW
M電圧制御回路9を備えている。A/D変換器6は、入
力電圧の瞬時値Er、Es、Etを検出する。位相検出器7
は、3相入力電圧のR相の位相θiを検出する。入力電
圧判断器10は、入力電圧の瞬時値Er、Es、Etを入力
し、瞬時値として線間電圧最大値ΔEmaxと中間値ΔEmid
を求め, PWM電圧制御器9へ出力する。電流制御ブロッ
ク13は、3相正弦波波形発生器11と電流基準演算器
12とを備えている。3相正弦波形発生器11は、位相
検出器7によって検出されたθiから正弦波の電流指令
を発生し、電流基準演算器12に出力する。電流基準演
算器12は3相正弦波から電流基準波形Irefを出力す
る。PWM電圧制御器9は、例えばV/F制御から求められた
出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力し、PWM制御信号を生
成する。駆動回路8はPWM制御信号に基づいて駆動信号
を出力して双方向半導体スイッチ群3を動作させ、各相
の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流してモータ4によっ
て負荷5を駆動する。The control system circuit includes an A / D converter 6, a phase detector 7, a current control block 13, an input voltage determiner 10, a PW
An M voltage control circuit 9 is provided. The A / D converter 6 detects instantaneous values Er, Es, Et of the input voltage. Phase detector 7
Detects the phase θ i of the R phase of the three-phase input voltage. The input voltage determiner 10 receives the instantaneous values Er, Es, Et of the input voltage, and as the instantaneous values, the line voltage maximum value ΔEmax and the intermediate value ΔEmid
And outputs it to the PWM voltage controller 9. The current control block 13 includes a three-phase sine wave waveform generator 11 and a current reference calculator.
12 is provided. The three-phase sine waveform generator 11 generates a sine-wave current command from θ i detected by the phase detector 7 and outputs the current command to the current reference calculator 12. The current reference calculator 12 outputs a current reference waveform Iref from a three-phase sine wave. The PWM voltage controller 9 receives, for example, output voltage commands Vuc, Vvc, Vwc obtained from V / F control, and generates a PWM control signal. The drive circuit 8 outputs a drive signal based on the PWM control signal to operate the bidirectional semiconductor switch group 3, and passes the currents Iu, Iv, Iw of each phase to the AC motor 4 to drive the load 5 by the motor 4. .
【0004】図11には、双方向半導体スイッチ群3
が、模型的に1個のスイッチで表現されている。しか
し、双方向半導体スイッチ群の従来例として、一方向だ
けに電流を流すことができて、かつ各々が独立にオン/
オフ制御することができる片方向半導体スイッチを2個
組み合わせた構成の双方向半導体スイッチを複数個組み
合わせた双方向半導体スイッチ群が使用されている。FIG. 11 shows a bidirectional semiconductor switch group 3
Is modeled by one switch. However, as a conventional example of a bidirectional semiconductor switch group, a current can flow in only one direction, and each of them can be independently turned on / off.
A bidirectional semiconductor switch group in which a plurality of bidirectional semiconductor switches each configured by combining two unidirectional semiconductor switches that can be turned off is used.
【0005】このような双方向半導体スイッチ群の接続
を制御する制御系回路において、従来は入力側の電流の
制御器として次の電流制御ブロック13が一般的であ
る。図12は3相正弦波形発生器11の詳細図である。先
ず入力電圧の位相角θiよりR、S、T相に対してそれぞれ
120ずれた3相基準正弦波sinθi, sin[θi-(2π/
3)]、sin[θi-(2π/3)]の値を蓄積したROMテーブルを参
照してこれらの値を求め、電流基準演算器12に送る。
電流基準演算器12では、入力された3相の中で最大値
になる相電流(Nmaxと略す)、中間値になる相電流(Nm
idと略す)、最小値になる相電流(Nminと略す)、絶対
値が最大値になる相の相電流(Nbaseと略す)を判別
し、電流基準Irefを次式(1)よりを求め、PWM電圧制
御器に出力する。 Nmax がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmin Nmin がNbaseの場合には Iref =Nmid/Nmax (1) また、入力電圧判断器10は、瞬時値で、最大値になる
相電圧(Emaxと略す)中間値の相電圧(Emidと略す)、
最小値の相電圧(Eminと略す)、絶対値が最大値になる
相電圧(Ebaseと略す)を求め、線間電圧最大値ΔEmax
と中間値ΔEmidを次式(2)、(3)によって演算し、
その演算結果をPWM電圧制御器9に出力する。 ΔEmax = Emax-Emin (2) Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid (3) Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin (4) PWM電圧制御器9は、スイッチングパターン作成部とス
イッチ信号発生部とを備え、例えばV/F制御から求めら
れた出力電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを入力してPWM制御信号
を算出する。スイッチングパターン作成部は、キャリア
1周期に出力相電圧指令が最大または最小の出力相と、
入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、
および最大の入力相との間の3個の双方向スイッチをON
/OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間を
この出力相のスイッチングパターンとして作成して出力
し、かつ、キャリア1周期に出力相電圧指令が中間の出
力相と、入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の
入力相、および最大の入力相との間の3個の双方向スイ
ッチをON/OFFする順番および各双方向スイッチをONする
時間を出力相のスイッチングパターンとして作成する。
スイッチ信号発生部は、入力3相電流指令情報と3相出
力電圧情報と前記スイッチングパターンによって、前記
9個の双方向スイッチのキャリア一周期のON/OFF信号を
発生して出力する。この演算法は、本出願人の出願に係
る特願平11−341807号公報に記載されている。
以下、この公報に記載されている技術を引用技術と記
す。駆動回路8はPWM制御信号に応答して双方向半導体
スイッチ3を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモー
タ4に流して負荷5を駆動する。In a control system circuit for controlling the connection of such a bidirectional semiconductor switch group, the following current control block 13 is generally used as a controller for the current on the input side. FIG. 12 is a detailed view of the three-phase sine waveform generator 11. First R the phase angle theta i of the input voltage, S, T phase 3-phase reference sine wave sin [theta i which respectively 120 displaced with respect to, sin [θ i - (2π /
3)], and refer to the ROM table storing the values of sin [θ i- (2π / 3)] to obtain these values, and send them to the current reference calculator 12.
In the current reference calculator 12, the phase current (abbreviated as Nmax) which becomes the maximum value among the three input phases, and the phase current (Nm
id), the minimum phase current (abbreviated as Nmin), and the phase current having the maximum absolute value (abbreviated as Nbase), and the current reference Iref is obtained from the following equation (1). Output to PWM voltage controller. If Nmax is Nbase, then Iref = Nmid / Nmin. If Nmin is Nbase, Iref = Nmid / Nmax. ) Intermediate phase voltage (abbreviated as Emid),
Find the minimum phase voltage (abbreviated as Emin) and the phase voltage (abbreviated as Ebase) with the maximum absolute value, and obtain the maximum line voltage ΔEmax
And the intermediate value ΔEmid are calculated by the following equations (2) and (3).
The calculation result is output to the PWM voltage controller 9. ΔEmax = Emax-Emin (2) When Emax is Ebase, ΔEmid = Emax-Emid (3) When Emin is Ebase, ΔEmid = Emid-Emin (4) The PWM voltage controller 9 includes a switching pattern generator and And a switch signal generator, and calculates a PWM control signal by inputting output voltage commands Vuc, Vvc, Vwc obtained from, for example, V / F control. The switching pattern creation unit includes an output phase in which the output phase voltage command is maximum or minimum in one cycle of the carrier;
The input phase with the minimum absolute value of the input current command, the intermediate input phase,
And three bidirectional switches between the maximum input phase and ON
The order of turning on / off and the time to turn on each bi-directional switch are created and output as the switching pattern of this output phase, and the output phase voltage command is intermediate between the output phase voltage command and the absolute value of the input current command in one carrier cycle. Creates the order of turning on / off the three bidirectional switches between the minimum input phase, the intermediate input phase, and the maximum input phase and the time for turning on each bidirectional switch as the switching pattern of the output phase .
The switch signal generator generates an ON / OFF signal for one cycle of the carrier of the nine bidirectional switches according to the input three-phase current command information, the three-phase output voltage information, and the switching pattern. This calculation method is described in Japanese Patent Application No. 11-341807 filed by the present applicant.
Hereinafter, the technology described in this publication will be referred to as a cited technology. The drive circuit 8 operates the bidirectional semiconductor switch 3 in response to the PWM control signal, and drives the load 5 by flowing the currents Iu, Iv, Iw of each phase to the AC motor 4.
【0006】図13は、電流基準演算器12の入出力波
形の1例を示す波形図である。上の図は、3相交流電流
曲線で、下はIref曲線である。Iref曲線は、1と0との
間で周期的に変化をしている。その周期は一定値60°
である。このように、3相交流にアンバランスがない場
合には、Iref曲線は一定周期で規則正しく変化するけれ
ど、アンバランスがある場合には、この周期が不規則に
なる(後述の図5参照)。FIG. 13 is a waveform diagram showing an example of input / output waveforms of the current reference calculator 12. The upper diagram is a three-phase alternating current curve, and the lower diagram is an Iref curve. The Iref curve periodically changes between 1 and 0. The cycle is a constant value of 60 °
It is. As described above, when there is no imbalance in the three-phase alternating current, the Iref curve changes regularly at a constant cycle, but when there is an imbalance, this cycle becomes irregular (see FIG. 5 described later).
【0007】[0007]
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の方式は入
力電圧の位相のみを用いて、各相入力電圧の位相と同じ
位相の3相バランス正弦波を3相正弦波形発生器11で
出力して制御する。しかし理想的3相入力電源の場合に
は各相の振幅が同一の正弦波であるが、一般に、入力電
源の各相には振幅アンバランスが存在するので、理想的
3相入力電源を仮定して作られた従来の方式の電流基準
演算器12の出力は入力電圧の相アンバランスの存在下
では所望の入力電流を得ることが困難になるという問題
点がある。In the above-mentioned conventional system, the three-phase sine wave generator 11 outputs a three-phase balanced sine wave having the same phase as that of the input voltage of each phase using only the phase of the input voltage. Control. However, in the case of an ideal three-phase input power supply, the amplitude of each phase is the same sine wave. However, in general, each phase of the input power supply has an amplitude imbalance. There is a problem that it is difficult to obtain a desired input current in the presence of a phase imbalance of the input voltage in the output of the conventional current reference calculator 12 manufactured as described above.
【0008】さらに入力電圧値の大きさのみを考慮して
入力電圧を3つの制御電圧(Emax,Emid, Emin)に区分
し、区分された制御電圧と出力電圧指令を用いて通電ス
イッチと通電スイッチの通電時間をきめ、出力電圧の制
御を行うので、入力電圧のみによって通電スイッチが決
定される。従って、様々な入力電流制御方式を実現する
ことが困難になるという問題点がある。本発明はこのよ
うな従来の問題点を解決し、様々な高性能入力電流制御
方式に対応出来るPWMサイクロコンバータの電流及び
電圧制御方式を提供することを目的とする。Further, the input voltage is divided into three control voltages (Emax, Emid, Emin) in consideration of only the magnitude of the input voltage value, and an energizing switch and an energizing switch are used by using the divided control voltage and output voltage command. The energization time is determined and the output voltage is controlled, so that the energization switch is determined only by the input voltage. Therefore, there is a problem that it is difficult to realize various input current control methods. An object of the present invention is to solve such a conventional problem and to provide a current and voltage control method of a PWM cycloconverter capable of coping with various high-performance input current control methods.
【0009】[0009]
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明のPWMサイクロコンバータの電流制御方法
は、入力交流電圧のアンバランスを、入力交流電圧の逆
相成分で表し、この逆相成分を消去するように電流分配
率Irefを定めて双方向半導体スイッチ群のスイッチタイ
ミングを制御する。In order to solve the above-mentioned problems, a current control method for a PWM cycloconverter according to the present invention is characterized in that an imbalance of an input AC voltage is represented by a negative-phase component of the input AC voltage. The switch timing of the bidirectional semiconductor switch group is controlled by determining the current distribution ratio Iref so as to eliminate the component.
【0010】本発明においては、電流分配率(基準電流
値)は、逆相成分について補正された入力3相電流指令
によって生成される。本発明は、補正された入力3相電
流指令を生成する方法として2つの方法を提案してい
る。第1の方法は、入力3相交流電圧を2相交流電圧に
変換した後、2相正相電圧成分と2相逆相電圧成分を抽
出し、2相正相電圧成分と2相逆相電圧成分から3相正
相電流指令と3相逆相電流指令を発生する。そして、こ
の3相正相電流指令と3相逆相電流指令によって、補正
された入力3相電流指令を生成する(請求項1、請求項
2、請求項3参照)。第2の方法は、入力3相交流電圧
から3相交流電流を算出し、算出された3相交流電流か
ら正相3相交流電流を抽出し、この正相3相交流電流を
正相入力3相電流指令とし、算出された3相交流電流か
ら正相入力3相電流指令を減算した結果を逆相入力3相
電流指令として、補正された入力3相電流指令を生成す
る方法である(請求項5参照)。In the present invention, the current distribution ratio (reference current value) is generated by an input three-phase current command corrected for the negative-phase component. The present invention proposes two methods for generating a corrected input three-phase current command. The first method converts an input three-phase AC voltage into a two-phase AC voltage, extracts a two-phase positive-phase voltage component and a two-phase negative-phase voltage component, and extracts the two-phase positive-phase voltage component and the two-phase negative-phase voltage. A three-phase positive-phase current command and a three-phase negative-phase current command are generated from the components. Then, a corrected input three-phase current command is generated based on the three-phase positive-phase current command and the three-phase negative-phase current command (refer to claim 1, claim 2, and claim 3). In the second method, a three-phase AC current is calculated from the input three-phase AC voltage, a positive-phase three-phase AC current is extracted from the calculated three-phase AC current, and this positive-phase three-phase AC current is A method of generating a corrected input three-phase current command as a negative-phase input three-phase current command using a result obtained by subtracting a positive-phase input three-phase current command from the calculated three-phase AC current as a phase current command (claim) See section 5).
【0011】第1の方法をさらに説明する。この方法
は、入力3相交流電圧と、該3相電圧の第1の相の位相
θiを検出し、前記入力3相交流電圧を3相−2相変換
して2相交流電圧を生成し、前記2相交流電圧から、前
記3相電圧の第1の相と同位相で回転する正相2次元座
標軸を基準とする2相正相電圧を抽出する軸座標正変換
処理を実行し、軸座標正変換処理によって抽出された2
相正相電圧の、前記正相2次元座標軸に対する位相θp
に、設定された力率位相ψを加算して、2相正相電流の
位相φpを算出し、前記2相正相電流の位相φpに前記第
1の相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に
入力する電流を指定する入力電流指令の第1の相の正相
成分の位相θ 1を生成し、前記2相正相電圧の絶対値に
所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第1の相の正
相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を第1の相の正相電
流指令I*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEpsin[θ1
+(2π/3)]をそれぞれ第2の相の正相電流指令I*p2、第
3の相の正相電流指令I*p3と定める。The first method will be further described. This way
Is the input three-phase AC voltage and the phase of the first phase of the three-phase voltage
θiAnd converts the input three-phase AC voltage into three-phase to two-phase
To generate a two-phase AC voltage, and from the two-phase AC voltage,
A positive-phase two-dimensional coordinate rotating in the same phase as the first phase of the three-phase voltage
Axes coordinate positive transformation to extract two-phase positive-sequence voltage with reference to mark axis
The processing is executed, and 2 extracted by the axis coordinate forward conversion processing
Phase θ of the phase positive phase voltage with respect to the positive phase two-dimensional coordinate axisp
And the set power factor phase ψ to add the two-phase positive-phase current
Phase φpAnd calculate the phase φ of the two-phase positive-sequence current.pThe second
Phase θ of one phaseiIs added to the semiconductor switch group.
The positive phase of the first phase of the input current command that specifies the current to be input
Component phase θ 1Is generated, and the absolute value of the two-phase positive-sequence voltage is
Multiplying a predetermined constant to determine whether the first phase of the input current command is positive;
Phase component amplitude EpAnd Epsin θ1Is the positive phase power of the first phase
Flow command I *p1And Epsin [θ1-(2π / 3)] and Epsin [θ1
+ (2π / 3)] is the positive phase current command I * of the second phase, respectively.p2,
Positive phase current command I * for phase 3p3Is determined.
【0012】逆相電流指令は次のように生成される。前
記2相交流電圧から、前記3相電圧の第1の相に対して
逆相で回転する逆相2次元座標軸を基準とする2相逆相
電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、軸座標逆変
換処理によって抽出された2相逆相電圧の、前記逆相2
次元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位
相ψを加算して、2相逆相電流の位相φnを算出し、前
記2相逆相電流の位相φnに前記第1の相の位相θiを加
算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定す
る入力電流指令の第1の相の逆相成分の位相θ 2を生成
し、前記2相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して
前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin
θ2を第1の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2
π/3)]およびEnsin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第2の相の
逆相電流指令I*n2、第3の相の正相電流指令I*n3と定め
る。The negative-phase current command is generated as follows. Previous
From the two-phase AC voltage to the first phase of the three-phase voltage
Two-phase reverse phase based on two-dimensional coordinate axes that rotate in reverse phase
Execute the axis coordinate reverse transformation process to extract the voltage and perform the axis coordinate reverse transformation.
Of the two-phase opposite-phase voltage extracted by the conversion process,
Phase θ with respect to dimensional coordinate axesnIn addition, the power factor
Add the phase 位相 and add the phase φnCalculate the previous
The phase φ of the two-phase opposite-phase currentnThe phase θ of the first phaseiAdd
To specify the current to be input to the semiconductor switch group.
Of the negative phase component of the first phase of the input current command TwoGenerate a
Multiplying the absolute value of the two-phase negative-sequence voltage by a predetermined constant
The amplitude E of the negative phase component of the input current commandnAnd Ensin
θTwoWith the negative phase current command I * of the first phasen1And Ensin [θTwo+ (2
π / 3)] and Ensin [θTwo-(2π / 3)] for the second phase
Negative phase current command I *n2, The positive-phase current command I * for the third phasen3Determined
You.
【0013】そして、前記第1の相の正相電流指令I
*p1、第2の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電
流指令I*p3から、前記第1の相の逆相電流指令I*n1、第
2の相の逆相電流指令I*n2、第3の相の逆相電流指令I*
n3を相毎に減算してそれぞれ第1の相、第2の相、第3
の相の電流指令I*1、I*2、I*3(補正された入力3相電
流指令)を生成する。The first-phase positive-phase current command I
* P1, positive phase current command I * p2 of the second phase, a positive phase current command I * p3 of the third phase, the first reverse-phase phase current command I * n1, the reverse of the second phase phase current command I * n2, negative sequence current of the third phase command I *
n3 is subtracted for each phase to obtain a first phase, a second phase, and a third phase, respectively.
, Current commands I * 1 , I * 2 , I * 3 (corrected input three-phase current commands) are generated.
【0014】次に、第2の方法は次のように説明され
る。先ず、3相交流電圧Er,Es,Etを求め, 任意の陽の定
数 を乗算することによって3相交流電流Ir,Is,Itを求
める。正相分入力電流指令を次式(5)から求める。そ
して、その正相分入力電流指令を入力電流指令を生成す
るために用いる。Next, the second method will be described as follows. First, the three-phase AC voltages Er, Is, Et are obtained, and the three-phase AC currents Ir, Is, It are obtained by multiplying by an arbitrary positive constant. Find the positive-phase input current command from the following equation (5). Then, the positive-phase input current command is used to generate an input current command.
【0015】[0015]
【数3】 ここでjは90度位相進みである。更に逆相分入力電流
指令を次式(6)から求める。(Equation 3) Here, j is a 90-degree phase advance. Further, a negative phase input current command is obtained from the following equation (6).
【0016】[0016]
【数4】 入力電流指令として、次式(7)によって前記正相分入
力電流指令から前記逆相分入力電流指令を減算して求め
た値を用いる。(Equation 4) As the input current command, a value obtained by subtracting the negative-phase input current command from the positive-phase input current command by the following equation (7) is used.
【0017】[0017]
【数5】 第1の方法においても、第2の方法においても、半導体
スイッチ群をPWMスイッチング制御するために必要な
電流分配率IrefとΔEmax、ΔEmidは、次のようにして求
められる(請求項4、請求項6参照)。(Equation 5) In both the first method and the second method, the current distribution ratios Iref, ΔEmax, and ΔEmid required for PWM switching control of the semiconductor switch group are obtained as follows (claim 4 and claim 5). 6).
【0018】第1の相、第2の相、第3の相の電流指令
I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流指
令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電流
指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の1
周期の位相を区分し、前記区分された入力交流の位相領
域に対応する入力3相交流電圧の位相領域において、交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定
しておき、各相の電流指令値が与えられたとき、それら
の電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する
最小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与
えられた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流
指令の位相領域を判定し、判定された電流指令の位相領
域に対応する入力3相電圧の位相領域に設定されている
交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流
電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対
して、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emi
d、最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当
てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmidを演算
する。Current commands for first phase, second phase, and third phase
I * 1, I * 2, among the I * 3, the maximum phase current command value, the phase of the current command value is an intermediate value, the current command value is minimum phase, and the largest absolute value of the phase electric current command value For each combination of
In the phase region of the input three-phase AC voltage corresponding to the divided input AC phase region, the AC voltage value is the largest phase, the AC voltage value is the intermediate value phase, and the AC voltage value is divided. The minimum phase and the phase with the largest absolute value of the AC voltage value are set in advance, and when the current command value of each phase is given, among those current command values, the minimum value for the intermediate current command value Imid Calculate the ratio Iref of the current command value Imin, and, among the given current command values of the respective phases, the phase with the largest current command value, the phase with the intermediate current command value, and the phase with the smallest current command value. ,
The phase region of the current command corresponding to the combination of phases in which the absolute value of the current command value is the largest is determined, and the AC voltage value set in the phase region of the input three-phase voltage corresponding to the determined current command phase region Is the maximum AC voltage value, the AC voltage value is the intermediate value, the AC voltage value is the minimum value, and the AC voltage value is the maximum value.
d, a minimum value Emin, and a maximum absolute value Ebase are allocated, and ΔEmax and ΔEmid are calculated from the allocated voltage values according to the following equation.
【0019】[0019]
【数6】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin (8) 第1の方法を実施するための3相PWMサイクロコンバ
ータ装置は、複数の双方向半導体スイッチから成る半導
体スイッチ群を通って3相電源の電力を負荷に伝達する
電力回路と、電源電圧を検出する3相電圧検出部、電源
電圧の第1の相の位相θiを検出する位相検出部、前記
3相電圧検出部によって検出された3相交流電圧と位相
検出部によって検出された位相に基づいて、入力3相電
流の絶対値が中間値の相電流値の絶対値に対する、絶対
値が最小の相電流値の絶対値の比、すなわち、電流分配
率を生成する電流制御部、前記3相電圧検出部によって
検出された3相交流電圧を入力して、3相交流電圧の大
小を判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断
部、および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入
力してPWMスイッチング制御信号を生成するPWM電
圧制御部を有する制御部と、PWMスイッチング制御信
号に応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチング
制御する駆動部を有する3相PWMサイクロコンバータ
装置であって、制御部は、入力3相交流電圧を3相−2
相変換して2相交流電圧を生成する3相−2相変換部
と、前記2相交流電圧から、3相交流電圧の第1の相と
同位相で回転する正相2次元座標軸を基準とする2相正
相電圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振
幅と、正相2次元座標軸に対する前記2相正相電圧の位
相を出力する正相分検出部と、前記2相交流電圧から、
3相交流電圧の第1の相に対して逆相で回転する逆相2
次元座標軸を基準とする2相逆相電圧を抽出する軸座標
逆変換処理を実行し、逆相分振幅と、逆相2次元座標軸
に対する前記2相逆相電圧の位相を出力する逆相分検出
部とを有する。電流制御部は、入力電流制御部と電流基
準演算部を有し、前記入力電流制御部は、軸座標正変換
処理によって抽出された2相正相電圧の、前記正相2次
元座標軸に対する位相θpに、設定された力率位相ψを
加算して、2相正相電流の位相φpを算出し、前記2相
正相電流の位相φpに前記第1の相の位相θiを加算し
て、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する入
力電流指令の第1の相の正相成分の位相θ1を生成し、
前記2相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
入力電流指令の第1の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep
sin θ1を前記入力電流指令の第1の相の正相電流指令I
*p1とし、Ep sin[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/
3)]をそれぞれ第2の相の正相電流指令I*p2、第3の相
の正相電流指令I*p3と定める。前記入力電流制御部は、
更に、軸座標逆変換処理によって抽出された2相逆相電
圧の、前記逆相2次元座標軸に対する位相θnに、前記
設定された力率位相ψを加算して、2相逆相電流の位相
φnを算出し、前記2相逆相電流の位相φnに前記第1の
相の位相θiを加算して、前記半導体スイッチ群に入力
する電流を指定する入力電流指令の第1の相の逆相成分
の位相θ2を生成し、前記2相逆相電圧の絶対値に所定
に定数を乗算して前記入力電流指令の逆相成分の振幅En
を定め、En sin θ2を前記入力電流指令の第1の相の逆
相電流指令I*n1とし、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn si
n[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第2の相の逆相電流指令I
*n2、第3の相の正相電流指令I*n3と定める。前記入力
電流制御部は、更に、第1の相、第2の相、第3の相の
正相電流指令I* p1、I*p2、I*p3から第1の相、第2の
相、第3の相の逆相電流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞ
れ減算して第1の相、第2の相、第3の相の電流指令I*
1、I*2、I* 3を生成する。(Equation 6)ΔEmid = Emax-Emid when Emax is Ebase ΔEmid = Emid-Emin when Emin is Ebase (8) Three-phase PWM cycloconverter for implementing the first method
Data device is a semiconductor device composed of a plurality of bidirectional semiconductor switches.
Transfer the power of the three-phase power supply to the load through the body switches
Power circuit, three-phase voltage detector for detecting power supply voltage, power supply
Phase θ of the first phase of the voltageiA phase detector for detecting
Three-phase AC voltage and phase detected by three-phase voltage detector
Based on the phase detected by the detector, the input three-phase power
The absolute value of the current is the absolute value of the
The ratio of the absolute value of the phase current with the smallest value, that is, the current distribution
Current control unit for generating a rate, by the three-phase voltage detection unit
By inputting the detected three-phase AC voltage,
Input voltage judgment to judge small and generate ΔEmax and ΔEmid
Section, and the current distribution rate and ΔEmax and ΔEmid.
PWM control signal to generate a PWM switching control signal
A control unit having a pressure control unit, and a PWM switching control signal.
Switching the semiconductor switches in response to a signal
Three-phase PWM cycloconverter with controlling drive
The control unit is configured to control the input three-phase AC voltage to three-phase-2.
Three-phase to two-phase conversion unit that performs phase conversion to generate a two-phase AC voltage
And the first phase of the three-phase AC voltage from the two-phase AC voltage
Two-phase positive with reference to the two-dimensional coordinate axis that rotates in phase.
Executes the axis coordinate positive conversion process to extract the phase voltage, and
Width and the position of the two-phase positive-sequence voltage with respect to the positive-sequence two-dimensional coordinate axis
From the positive phase component detection unit that outputs a phase, and the two-phase AC voltage,
Negative phase 2 rotating in the opposite phase to the first phase of the three-phase AC voltage
Axis coordinates for extracting two-phase negative-sequence voltage based on dimensional coordinate axes
Performs an inverse transformation process to determine the amplitude of the inverted phase and the two-dimensional coordinate axis of the inverted phase.
-Phase component detection for outputting the phase of the two-phase negative phase voltage with respect to
And a part. The current controller is composed of the input current controller and the current base.
A quasi-operation unit, wherein the input current control unit includes
The positive-phase secondary of the two-phase positive-phase voltage extracted by the processing;
Phase θ with respect to the original coordinate axispAnd the set power factor phase ψ
And the phase φ of the two-phase positive-phase currentpAnd the two phases
Positive phase current phase φpThe phase θ of the first phaseiAnd add
Input to specify the current input to the semiconductor switch group.
Phase θ of positive phase component of first phase of force current command1Produces
The absolute value of the two-phase positive-sequence voltage is multiplied by a predetermined constant,
Amplitude E of positive phase component of first phase of input current commandpAnd Ep
sin θ1Is the positive phase current command I of the first phase of the input current command.
*p1And Epsin [θ1-(2π / 3)] and Epsin [θ1+ (2π /
3)] is the positive phase current command I * of the second phase, respectively.p2, The third phase
Positive-phase current command I *p3Is determined. The input current control unit,
Furthermore, the two-phase negative-phase power extracted by the axis coordinate reverse conversion process
Phase θ of the pressure with respect to the anti-phase two-dimensional coordinate axisnIn addition,
Add the set power factor phase ψ and add the phase
φnIs calculated, and the phase φ of the two-phase opposite-phase current is calculated.nThe first
Phase phase θiAnd input to the semiconductor switch group.
Phase component of the first phase of the input current command that specifies the current to be applied
Phase θTwoIs generated, and the absolute value of the two-phase reverse-phase voltage is determined as
Is multiplied by a constant to calculate the amplitude E of the negative phase component of the input current command.n
And En sin θTwoIs the inverse of the first phase of the input current command.
Phase current command I *n1And Ensin [θTwo+ (2π / 3)] and Ensi
n [θTwo-(2π / 3)] is the negative phase current command I of the second phase, respectively.
*n2, The positive-phase current command I * for the third phasen3Is determined. The input
The current control unit further includes a first phase, a second phase, and a third phase.
Positive phase current command I * p1, I *p2, I *p3From the first phase, the second
Phase and third phase negative phase current command I *n1, I *n2, I *n3Each
The current command I * for the first phase, the second phase, and the third phase is subtracted.
1, I *Two, I * ThreeGenerate
【0020】前記電流基準演算部は、第1の相、第2の
相、第3の相の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指
令値が最大の相、電流指令値が中間値の相、電流指令値
が最小の相、および電流指令値の絶対値が最大の相の組
合せ毎に、入力交流の1周期の位相を12の位相領域に
区分し、各相の電流指令値が与えられたとき、それらの
電流指令値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最
小の電流指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与え
られた各相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流
指令の位相領域を判定して前記入力電圧判断部に出力す
る。The current reference calculation unit is configured to determine which one of the first, second, and third phase current commands I * 1 , I * 2 , and I * 3 has the largest current command value, The phase of one cycle of the input AC is divided into twelve phase regions for each combination of a phase in which the command value is an intermediate value, a phase in which the current command value is the smallest, and a phase in which the absolute value of the current command value is the largest. When the current command values of the current command values are given, the ratio Iref of the minimum current command value Imin to the current command value Imid of the intermediate value among those current command values is calculated, and the current command of each of the given phases is calculated. Of the values, the phase with the largest current command value, the phase with the current command value intermediate, the phase with the smallest current command value,
A phase region of the current command corresponding to a combination of phases in which the absolute value of the current command value is the largest is determined and output to the input voltage determining unit.
【0021】入力電圧判断部は、前記電流基準演算部か
ら12の位相領域の区分を入力し、前記区分された入力
交流の位相領域に対応する入力3相交流電圧の位相領域
において、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値
の相、交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最
大の相を設定しておき、判定された電流指令の位相領域
に対応する入力3相電圧の位相領域に設定されている交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対し
て、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、
最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当て
られた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算する。(請求項
8参照)第2の方法を実施するための3相PWMサイク
ロコンバータ装置においては、電流制御部は、入力電流
制御部と電流基準演算部とを有し、前記入力電流制御部
は、入力3相電圧に定数を乗算して3相交流電流を生成
し、前記3相交流電流から、正相3相入力電流指令を抽
出し、前記正相3相入力電流指令の2倍から、前記3相
交流電流を減算して3相入力電流指令を生成し、前記電
流基準演算部は、第1の相、第2の相、第3の相の電流
指令I*1、I*2、I* 3のうち、電流指令値が最大の相、電
流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および
電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流
の1周期の位相を12の位相領域に区分し、各相の電流
指令値が与えられたとき、それらの電流指令値のうち、
中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令値Imin
の比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の電流指
令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値が中間
値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶対値が
最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域を判定
して前記入力電圧判断部に出力し、前記入力電圧判断部
は、前記電流基準演算部から12の位相領域の区分を入
力し、前記区分された入力交流の位相領域に対応する入
力3相交流電圧の各位相領域において、交流電圧値が最
大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の
相、交流電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、前
記判定された電流指令の位相領域に対応する入力3相電
圧の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の
相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、
交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交
流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大
の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた電圧値から
ΔEmax、ΔEmidを演算する。The input voltage judging section is provided by the current reference calculating section.
Input the divisions of the twelve phase regions, and
Phase region of input three-phase AC voltage corresponding to AC phase region
, The AC voltage value is the largest phase, and the AC voltage value is the intermediate value.
Phase, the phase with the smallest AC voltage value, and the absolute value of the AC voltage value
The large phase is set, and the phase range of the determined current command
Set in the phase region of the input three-phase voltage corresponding to
The phase with the largest current voltage value, the phase with the AC voltage value
For the phase with the smallest voltage value and the phase with the largest absolute value of the AC voltage value
The maximum value Emax of the detected AC voltage value, the intermediate value Emid,
Assign and assign the minimum value Emin and the maximum absolute value Ebase
Then, ΔEmax and ΔEmid are calculated from the obtained voltage values. (Claim
8) Three-phase PWM cycle for implementing the second method
In the converter device, the current control unit
A control unit and a current reference calculation unit, wherein the input current control unit
Generates a three-phase alternating current by multiplying the input three-phase voltage by a constant
Then, a positive-phase three-phase input current command is extracted from the three-phase AC current.
From the double of the positive-phase three-phase input current command,
The three-phase input current command is generated by subtracting the AC current, and the
The flow reference calculation unit calculates the current of the first phase, the second phase, and the third phase.
Command I *1, I *Two, I * ThreeOut of which phase has the largest current command value
The phase where the current command value is the middle value, the phase where the current command value is the smallest, and
For each phase combination with the largest absolute current command value,
Is divided into 12 phase regions, and the current of each phase
When a command value is given, of those current command values,
Minimum current command value Imin with respect to intermediate current command value Imid
Is calculated, and the current finger of each given phase is calculated.
Of the command values, the phase with the largest current command value, the middle with the current command value
Value phase, current command value minimum phase, current command value absolute value
Determines the phase range of the current command corresponding to the largest phase combination
And outputs it to the input voltage determination unit.
Shows the division of 12 phase regions from the current reference calculation unit.
Input, corresponding to the phase region of the divided input AC.
In each phase region of the three-phase AC voltage,
Large phase, AC voltage intermediate value phase, AC voltage value minimum
Set the phase with the largest absolute value of the
Input three-phase power corresponding to the phase region of the determined current command
The maximum AC voltage value set in the pressure phase region is
Phase, phase with AC voltage value of intermediate value, phase with minimum AC voltage value,
For the phase with the largest AC voltage value,
Maximum value Emax, intermediate value Emid, minimum value Emin, maximum
The absolute value of Ebase, and from the assigned voltage value
Calculate ΔEmax and ΔEmid.
【0022】[0022]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図1に基
づいて説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
【0023】図1は本発明のPWMサイクロコンバータ
の第1の実施形態のブロックである。PWMサイクロコ
ンバータは、電力回路と制御系回路と駆動回路によって
構成されている。電力回路は三相交流電源1、入力LCフ
ィルタ2、双方向半導体スイッチ群3、ACモータ4、負
荷5を含んで構成されている。入力LCフィルタ2は高周
波雑音を除去する。FIG. 1 is a block diagram of a PWM cycloconverter according to a first embodiment of the present invention. The PWM cycloconverter includes a power circuit, a control system circuit, and a drive circuit. The power circuit includes a three-phase AC power supply 1, an input LC filter 2, a bidirectional semiconductor switch group 3, an AC motor 4, and a load 5. The input LC filter 2 removes high frequency noise.
【0024】制御系回路は、A/D変換器6、位相検出
器7、入力電圧判断器10、PWM電圧制御回路9、3
相−2相変換部13、逆相分検出器14、正相分検出器
15、入力電流制御部16、電流基準演算部12を備え
ている。The control system circuit includes an A / D converter 6, a phase detector 7, an input voltage determiner 10, a PWM voltage control circuit 9,
A phase-to-phase converter 13, a negative phase component detector 14, a positive phase component detector 15, an input current controller 16, and a current reference calculator 12 are provided.
【0025】A/D変換器6は、入力電圧の瞬時値E
r、Es、Etを検出する。入力電圧判断器10は、入力電
圧の瞬時値Er、Es、Etを入力し、瞬時値として線間電
圧最大値ΔEmaxと線間電圧中間値ΔEmidを求め, PWM電
圧制御器9へ出力する。The A / D converter 6 calculates the instantaneous value E of the input voltage.
Detect r, Es, Et. The input voltage determiner 10 receives the instantaneous values Er, Es, Et of the input voltage, obtains a line voltage maximum value ΔEmax and a line voltage intermediate value ΔEmid as the instantaneous values, and outputs them to the PWM voltage controller 9.
【0026】3相-2相変換器13は、A/D変換器6で検出
された3相入力電圧の瞬時値Er、Es、Etを変換してEd
s、Eqsの2相電圧を生成し、得られたEds、Eqsを逆相分
検出器14と正相分検出器15に出力する。逆相分検出
器14は2相電圧を入力して逆相分電圧の振幅Enm、位
相θnを生成し、入力電流制御器16に送る。同じ方法
で、正相分検出器15は、正相分電圧の振幅Epm、位相
θpを生成し、入力電流制御器16に送る。入力電流制御
器16は正相分電圧および逆相分電圧と、設定された力率
指令ψ*とから、アンバランス電圧の影響を相殺し、か
つ、入力電流の力率を任意の値に制御することができる
入力電流指令I*R、I*S、I*Tを生成して電流基準演算器
12に入力する。The three-phase to two-phase converter 13 converts the instantaneous values Er, Es, Et of the three-phase input voltage detected by the A / D converter 6 to Ed.
The two-phase voltages s and Eqs are generated, and the obtained Eds and Eqs are output to the negative phase component detector 14 and the positive phase component detector 15. Reversed phase detector 14 of the reverse-phase voltage to input 2-phase voltage amplitude Enm, generates a phase theta n, and sends the input current controller 16. In the same way, the positive phase component detector 15, the amplitude Epm normal phase-related voltage, and generates a phase theta p, and sends the input current controller 16. The input current controller 16 cancels the effect of unbalanced voltage and controls the power factor of the input current to an arbitrary value from the positive phase component voltage and the negative phase component voltage and the set power factor command ψ *. Input current commands I * R , I * S , and I * T that can be input to the current reference calculator 12 are generated.
【0027】電流基準演算器12は、I*R、I*S、I*Tか
ら入力電流の基準値(電流分配率)Irefを求める。Iref
は、入力3相電流指令I*R、I*S、I*Tの、中間値をもつ
相の電流指令値に対する、最小値の相の電流指令値の比
である。入力電圧判断器10は電圧瞬時値の中で線間最
大値ΔEmaxと線間中間値ΔEmidとを演算し、PWM電圧制
御器9に出力する。The current reference calculator 12 obtains a reference value (current distribution ratio) Iref of the input current from I * R , I * S , and I * T. Iref
Is the ratio of the current command value of the minimum value phase to the current command value of the phase having an intermediate value among the input three-phase current commands I * R , I * S , and I * T. The input voltage determiner 10 calculates the maximum value ΔEmax and the intermediate value ΔEmid among the instantaneous voltage values, and outputs them to the PWM voltage controller 9.
【0028】PWM電圧制御器9は、ΔEmax、ΔEmid、お
よびIrefと、例えば、V/F制御から求められた出力電圧
指令Vuc、Vvc、Vwcとを入力して、前記引用技術を適用
してスイッチングパターンを作成し、スイッチング信号
を発生して、PWM制御信号として駆動回路8に出力す
る。駆動回路8は双方向半導体スイッチ3を動作させ、
各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流して負荷5を駆
動する。The PWM voltage controller 9 receives ΔEmax, ΔEmid, and Iref and, for example, output voltage commands Vuc, Vvc, Vwc obtained from V / F control, and performs switching by applying the cited technique. A pattern is created, a switching signal is generated, and output to the drive circuit 8 as a PWM control signal. The drive circuit 8 operates the bidirectional semiconductor switch 3,
The currents Iu, Iv, Iw of each phase are supplied to the AC motor 4 to drive the load 5.
【0029】次に、本発明のPWMサイクロコンバータ
の 入力電流制御方式について説明する。まず、3相入
力電圧の瞬時値Er、Es、Etを3相-2相変換器13で変換
してEds、Eqsの2相電圧を求める。ここで、次式
(9)、式(10)は、3相交流座標系から2相交流座
標系への3相−2相変換である。Next, an input current control method of the PWM cycloconverter according to the present invention will be described. First, the instantaneous values Er, Es, Et of the three-phase input voltage are converted by the three-phase to two-phase converter 13 to obtain two-phase voltages of Eds, Eqs. Here, the following equations (9) and (10) are three-phase to two-phase conversion from a three-phase AC coordinate system to a two-phase AC coordinate system.
【0030】[0030]
【数7】 図2は正相分検出器15のブロック図である。軸座標正
変換器15aは、2相交流座標系から2相直流座標系
(3相交流の回転磁界と同じ角速度で回転する2次元直
交座標系)に変換する軸座標正変換を行う。軸座標正変
換は、次式(11)で表される2相交流座標系から2相
直流座標系に変換する軸座標正変換行列C2によってEd
s、EqsからEd1、Eq1へ変換する。θiは、入力3相交流
の位相角であり、回転磁界の角速度をωとするとき、θ
i=ωtである。これらを一次遅れフィルタ15b、1
5cに通過させることによって、2相直流座標系の正相
分Edf1、Eqf1を求めることができる。振幅検出器15
d、位相検出器15eは、Edf1、Eqf1を用いて式(1
2)で表される振幅及び位相演算式に従う演算を行い、
正相分電圧の振幅及び位相Epm、θpを生成する。(Equation 7) FIG. 2 is a block diagram of the positive phase component detector 15. The axis coordinate positive converter 15a performs a positive axis coordinate conversion for converting the two-phase AC coordinate system into a two-phase DC coordinate system (a two-dimensional orthogonal coordinate system rotating at the same angular velocity as the three-phase AC rotating magnetic field). The axis coordinate positive conversion is performed by using an axis coordinate positive conversion matrix C2 for converting the two-phase AC coordinate system represented by the following equation (11) to the two-phase DC coordinate system.
Convert s and Eqs to Ed1 and Eq1. θ i is the phase angle of the input three-phase alternating current, and when the angular velocity of the rotating magnetic field is ω, θ i
i = ωt. These are first-order lag filters 15b, 1
5c, the positive-phase components Edf1 and Eqf1 of the two-phase DC coordinate system can be obtained. Amplitude detector 15
d, the phase detector 15e calculates the equation (1) using Edf1 and Eqf1.
Performs an arithmetic operation according to the amplitude and phase arithmetic expressions represented by 2),
Amplitude and phase Epm normal phase-related voltage, and generates a theta p.
【0031】[0031]
【数8】 一次遅れフィルタ15b、15cを使用する理由は、も
し、入力交流電圧にアンバランスが存在すると、その入
力交流電圧を3相−2相変換して得られる2相交流電圧
には逆相成分が含まれる。したがって、このような、逆
相成分を含んだ2相交流に式(11)で表される軸座標
正変換を施すと、その変換結果には、逆相成分による、
角周波数2ωの高周波成分が含まれることになる。1次
遅れフィルタ15b、15cは、この高周波成分を除去
する。(Equation 8) The reason for using the first-order lag filters 15b and 15c is that if there is an imbalance in the input AC voltage, the two-phase AC voltage obtained by three-phase to two-phase conversion of the input AC voltage contains a negative-phase component. It is. Therefore, when such a two-phase alternating current including the negative-phase component is subjected to the axial coordinate forward conversion represented by Expression (11), the conversion result includes the negative-phase component
A high frequency component having an angular frequency of 2ω is included. The first-order lag filters 15b and 15c remove this high-frequency component.
【0032】入力3相電圧が理想的波形であれば(すな
わち、アンバランスが無ければ)、式(12)のq成分
Eqf1は0になる。したがって、この場合には、θpは0
になる。If the input three-phase voltage is an ideal waveform (that is, if there is no imbalance), the q component of equation (12)
Eqf1 becomes 0. Therefore, in this case, θ p is 0
become.
【0033】図3は逆相分検出器14のブロック図であ
る。軸座標逆変換器14aは、2相交流座標系から2相
逆相直流座標系(3相交流の回転磁界と同じ角速度で逆
回転する2次元直交座標系)に変換する軸座標逆変換を
行う。軸座標逆変換部14aは、次式(13)で表され
る軸座標逆変換行列C3によってEds、EqsをEd2、Eq2
へ変換する。軸座標逆変換された電圧Ed2、Eq2を一次
遅れフィルタ14b、14cに通過させることによっ
て、2相直流座標系の逆相分Edf2、Eqf2を求めること
ができる。振幅検出器14d、位相検出器14eは、Ed
f2、Eqf2を用いて式(14)で表される振幅及び位相
演算式に従う演算を行い、逆相分電圧の振幅及び位相Ep
m、θnをそれぞれ生成する。FIG. 3 is a block diagram of the antiphase component detector 14. The axis coordinate inverse converter 14a performs an axis coordinate inverse transformation for converting from a two-phase AC coordinate system to a two-phase negative-phase DC coordinate system (a two-dimensional orthogonal coordinate system that rotates in reverse at the same angular velocity as the three-phase AC rotating magnetic field). . The axis coordinate inverse transform unit 14a converts Eds and Eqs into Ed2 and Eq2 by the axis coordinate inverse transform matrix C3 expressed by the following equation (13).
Convert to By passing the voltages Ed2 and Eq2, which have been subjected to the axis coordinate inverse transformation, through the first-order lag filters 14b and 14c, it is possible to obtain the negative-phase components Edf2 and Eqf2 of the two-phase DC coordinate system. The amplitude detector 14d and the phase detector 14e are Ed
Using f2 and Eqf2, a calculation is performed according to the amplitude and phase calculation formula expressed by equation (14), and the amplitude and phase Ep of the negative-sequence component voltage are calculated.
m and θ n are generated, respectively.
【0034】[0034]
【数9】 3相アンバランス電圧の一般式は、空間ベクトルを記号
<>で表して次の空間ベクトル式(15)で表すことがで
きる。 <ERST> = <Eps> + <Ens> (15) 式(15)でにおいて<Eps>、<Ens>はそれぞれ正相分電
圧ベクトルと逆相分電圧ベクトルで、これらのベクトル
は次式(16)のように定義される。(Equation 9) The general expression for the three-phase unbalanced voltage is the space vector
It can be expressed by the following space vector equation (15). <E RST > = <E ps > + <E ns > (15) In equation (15), <E ps > and <E ns > are a positive-phase voltage vector and a negative-phase voltage vector, respectively. Is defined as in the following equation (16).
【0035】[0035]
【数10】 式(16)でEpmは正相分電圧の振幅、Enmは逆相分電圧
の振幅、は回転角速度、tは時間、θpおよびθnはそれ
ぞれ遅延角である。(Equation 10) E pm in equation (16) the amplitude of the positive phase voltage, the E nm amplitude of reversed phase voltages, the rotational angular velocity, t is time, the theta p and theta n are each delayed angle.
【0036】本発明では3相入力電圧のアンバランスに
対応するように、3相入力側の電流指令値として、次式
(17)に示されているようなアンバランス電流指令値<
I*RS T>を用いる。 <I*RST> = <I*ps> + <I*ns> (17) 式(16)で<I*ps> および<I*ns>は、それぞれ正相分電
流ベクトルと逆相分電流ベクトルであって次式(18)
のように定義される。In the present invention, in order to cope with the unbalance of the three-phase input voltage, the current command value on the three-phase input side is determined by the following equation (17):
Use I * RS T >. <I * RST > = <I * ps > + <I * ns > (17) In equation (16), <I * ps > and <I * ns > are the positive-phase current vector and the negative-phase current vector, respectively. And the following equation (18)
Is defined as
【0037】[0037]
【数11】 上記式(17)でI*pmは正相分電流指令の振幅、I*nmは
逆相分電流指令の振幅、φ*pとφ*nはそれぞれ遅延角で
ある。さらに、定常状態における有効電力Pの一般式は
次式(19)のようになる。[Equation 11] In the above equation (17), I * pm is the amplitude of the positive-phase current command, I * nm is the amplitude of the negative-phase current command, and φ * p and φ * n are the delay angles. Further, the general expression of the active power P in the steady state is as shown in the following expression (19).
【0038】[0038]
【数12】 上記式(19)の有効電力Pは、次式(20)のように
2つの成分に分けることができる。 P = 一定電力成分+リプル電力成分 (20) 本実施形態においては定常状態における有効電力を一定
に維持させながら力率=cos(ψ*pf)になるように正相分
電流指令の振幅を次式(21)、遅延角を次式(2
2), 逆相分電流指令の振幅を次式(23)、遅延角を
次式(24)のように出力する。(Equation 12) The active power P in the above equation (19) can be divided into two components as in the following equation (20). P = Constant power component + Ripple power component (20) In the present embodiment, the amplitude of the positive-phase current command is changed so that the power factor = cos (ψ * pf ) while maintaining the active power in the steady state constant. Equation (21), and the delay angle is given by the following equation (2)
2) The amplitude of the negative phase current command is output as in the following equation (23), and the delay angle is output as in the following equation (24).
【0039】[0039]
【数13】 上記式(21),(23)において、は任意の定数である。(Equation 13) In the above equations (21) and (23), is an arbitrary constant.
【0040】図4は本実施形態の入力電流制御器16を
示すブロック図である。図1を参照して前記したよう
に、入力電流制御器16は、設定された力率指令、位相
検出器7から出力された入力3相交流の位相θi、正相
分電圧および逆相分電圧の振幅Epm、Enm、正相分電圧お
よび逆相分電圧の遅延角θp、θnからアンバランス補正
電流指令値FIG. 4 is a block diagram showing the input current controller 16 of this embodiment. As described above with reference to FIG. 1, the input current controller 16 determines the set power factor command, the phase θ i of the input three-phase AC output from the phase detector 7, the positive phase component voltage, and the negative phase component. Unbalance correction current command value based on voltage amplitudes E pm and E nm and delay angles θ p and θ n of positive-phase and negative-phase components.
【0041】[0041]
【数14】 を出力する。[Equation 14] Is output.
【0042】そのために、入力電流制御器16は、正相
処理部と逆相処理部とこれらの処理部の出力を加算する
加算部を備えている。正相処理部は、図4中でpを含む
参照番号で表示されたブロックを備えている。逆相処理
部は、図4中でnを含む参照番号で表示されたブロック
を備えている。加算部は、図中、R、S、T相に対応す
る3個の加算器45R、45S、45Tを有する機能部
分である。To this end, the input current controller 16 includes a normal-phase processing section, a negative-phase processing section, and an addition section for adding the outputs of these processing sections. The normal phase processing unit includes blocks indicated by reference numbers including p in FIG. The reverse phase processing unit includes blocks indicated by reference numbers including n in FIG. The adder is a functional part having three adders 45R, 45S, and 45T corresponding to the R, S, and T phases in the figure.
【0043】正相処理部は、乗算器42p、加算器43
pおよび44p、3相正弦波発生器41p、乗算器44
Rp、44Sp、44Tpを備えている。乗算器42p
は、正相分電圧の振幅Epmを入力して任意の陽な定数1/K
fを乗算し、正相分電流指令の振幅I*pmを出力する。こ
の演算は式(21)に対応する。加算器43pは正相分
電圧の遅延角θpと力率位相指令ψ*pfとを加算して正相
分位相指令φ*p(正相分電流指令の遅延角φ*p)を生成
する。この加算は、式(22)に対応する。加算器44
pは、遅延角φ*pに、入力3相交流電圧のR相の位相角
θi=ωtを加算して正相分位相θ1(R相3相交流電流指
令の位相角)を生成する。3相正弦波発生器41pは、
正相分位相角θ1を変数として振幅1の3相電流指令を
生成する。乗算器44Rp、44Sp、44Tpは、そ
れぞれ振幅1の3相電流指令に乗算器42pから出力さ
れた正相分電流指令の振幅I*pmを乗算してR相、S相、
T相の正相分電流指令I*Rp、I*Sp、I*Tpを生成する。こ
れらの演算は、式(18)の左側の式に対応する。The positive-phase processing unit includes a multiplier 42p, an adder 43
p and 44p, three-phase sine wave generator 41p, multiplier 44
Rp, 44Sp and 44Tp are provided. Multiplier 42p
It may be any positive constant 1 / K to input amplitude E pm of positive phase component voltage
Multiply by f and output the amplitude I * pm of the positive phase current command. This operation corresponds to equation (21). The adder 43p produces a positive-phase phase command phi * p by adding the delay angle theta p and power factor phase command [psi * pf positive phase voltage (delay angle phi * p of the positive-phase current command) . This addition corresponds to equation (22). Adder 44
p is a phase angle θ 1 (phase angle of the R-phase three-phase AC current command) generated by adding the R-phase phase angle θ i = ωt of the input three-phase AC voltage to the delay angle φ * p. . The three-phase sine wave generator 41p is
A three-phase current command having an amplitude of 1 is generated using the phase angle θ 1 of the positive phase as a variable. The multipliers 44Rp, 44Sp, and 44Tp respectively multiply the three-phase current command having an amplitude of 1 by the amplitude I * pm of the positive-phase current command output from the multiplier 42p to obtain an R phase, an S phase,
The T-phase positive-phase current commands I * Rp , I * Sp , and I * Tp are generated. These operations correspond to the expression on the left side of Expression (18).
【0044】同様に、逆相処理部は、乗算器42n、加
算器43nおよび44n、乗算器46、47、3相正弦
波発生器41n、乗算器44Rn、44Sn、44Tn
を備えている。乗算器42nは、正相分電圧の振幅Epm
を入力して任意の陽な定数1/Kfを乗算し、逆相分電流指
令の振幅I*nmを出力する。この演算は式(23)に対応
する。加算器43nは逆相分電圧の遅延角θnと力率位
相指令ψ*pfとを加算して逆相分位相指令φ*n(逆相分
電流指令の遅延角φ*n)を生成する。この加算は、式
(24)に対応する。加算器44nは、逆相分位相指令
φ*nに、入力3相交流電圧のR相の位相角θi=ωtを加
算して逆相分正弦波位相θ2を生成する。乗算器46、
47は逆相分電流指令の振幅I*nmおよび逆相分位相θ2
にそれぞれゲイン−1を乗算する。3相正弦波発生器4
1nは、位相角−θ2を変数として振幅1の3相電流指
令を生成する。乗算器44Rn、44Sn、44Tn
は、それぞれ振幅1の3相電流指令に−I*nmを乗算して
R相、S相、T相の逆相分電流指令I*Rn、I*Sn、I*Tnを
生成する。これらの演算は、式(18)の右側の式に対
応する。最後に、加算器45R、45S、45Tによっ
て3つの正相分電流指令と3つの逆相分電流指令をそれ
ぞれ加算さrて入力電流指令(アンバランス補正電流指
令)I*R、I*S、I*Tが得られる。この加算は、式(1
7)に対応する。Similarly, the anti-phase processing section includes a multiplier 42n, adders 43n and 44n, multipliers 46 and 47, a three-phase sine wave generator 41n, and multipliers 44Rn, 44Sn and 44Tn.
It has. The multiplier 42n calculates the amplitude E pm of the positive-sequence component voltage.
And multiplies it by an arbitrary explicit constant 1 / Kf to output the amplitude I * nm of the negative-phase current command. This operation corresponds to equation (23). Adder 43n generates a reverse phase voltage of the delay angle theta n and power factor phase command [psi * pf and the added reverse phase phase command phi and * n (delay angle phi * n reverse-phase current command) . This addition corresponds to equation (24). The adder 44n adds the phase angle θ i = ωt of the R phase of the input three-phase AC voltage to the negative phase command φ * n to generate a negative phase sine wave phase θ 2 . Multiplier 46,
47 is the amplitude I * nm of the negative phase current command and the negative phase phase θ 2
Is multiplied by a gain of -1. Three-phase sine wave generator 4
1n generates a three-phase current command having an amplitude of 1 using the phase angle −θ 2 as a variable. Multipliers 44Rn, 44Sn, 44Tn
Multiplies the three-phase current command of amplitude 1 by −I * nm to generate current commands I * Rn , I * Sn , and I * Tn for the negative phases of the R, S, and T phases. These operations correspond to the expression on the right side of Expression (18). Finally, the three positive-phase current commands and the three negative-phase current commands are added by the adders 45R, 45S, and 45T, respectively, and the input current commands (unbalance correction current commands) I * R , I * S , I * T is obtained. This addition is obtained by the equation (1)
Corresponds to 7).
【0045】電流基準演算器12では、入力された3相
の電流指令値の中で最大値になる相電流(Imaxと略
す)、中間値の相電流(Imidと略す)、最小値の相電流
(Iminと略す)、絶対値が最大値になる相電流(Ibase
と略す)を判別し、電流基準Irefを次式(26)よりを
求め、PWM電圧制御器に出力する。 Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (26) 図5は電流基準演算器12の入出力波形の一例である。
通常のPWMサイクロコンバータでは絶対値が最大値の
相を基準電圧として通電させ、他の2相をPWM制御す
る。電流基準Iref はPWM制御されている2相(Ibase相
を除外した2つの相)に流れる電流の比率を意味する。
図5の電流基準波形は、0と1の間において周期的に変
動することに関しては図13の従来技術の場合と同様で
ある。しかし、図13の場合には、電流基準波形が1定
の周期(60°)で変動しているのに対して、図5の場
合には、3相入力電流指令のアンバランスに対応して電
流基準波形の周期が変動している点が図13の場合と異
なっている。PWM電圧制御回路9は、図5の電流基準
Irefを状態変数の1つとして制御を実行するので、本実
施形態のPWM電圧制御回路は、3相入力電流指令のア
ンバランスの影響を補償したPWM制御を実行すること
ができる。The current reference computing unit 12 outputs a maximum phase current (abbreviated as Imax), an intermediate phase current (abbreviated as Imid), and a minimum phase current among the input three-phase current command values. (Abbreviated as Imin), the phase current (Ibase
The current reference Iref is obtained from the following equation (26), and is output to the PWM voltage controller. When Imax is Ibase, Iref = Imid / Imin When Imin is Ibase, Iref = Imid / Imax (26) FIG. 5 shows an example of input / output waveforms of the current reference calculator 12.
In a normal PWM cycloconverter, the phase having the maximum absolute value is supplied as a reference voltage, and the other two phases are PWM-controlled. The current reference Iref means a ratio of a current flowing in two phases (two phases excluding the Ibase phase) under PWM control.
The current reference waveform of FIG. 5 is similar to that of the prior art of FIG. 13 in that it periodically fluctuates between 0 and 1. However, in the case of FIG. 13, the current reference waveform fluctuates at a constant period (60 °), whereas in the case of FIG. 5, the current reference waveform corresponds to the imbalance of the three-phase input current command. The difference from the case of FIG. 13 is that the period of the current reference waveform varies. The PWM voltage control circuit 9 uses the current reference shown in FIG.
Since the control is performed using Iref as one of the state variables, the PWM voltage control circuit according to the present embodiment can execute the PWM control in which the influence of the imbalance of the three-phase input current command is compensated.
【0046】入力電圧判断器10では電圧瞬時値の中で
最大になる相電圧(Emaxと略す)、中間値の相(Emidと
略す)、最小値の相(Eminと略す)、絶対値が最大値に
なる相電圧(Ebaseと略す)を求め、ΔEmaxとΔEmidと
を式(2)よりを求め、PWM電圧制御器9に出力す
る。In the input voltage judgment unit 10, the phase voltage (abbreviated as Emax), the phase of the intermediate value (abbreviated as Emid), the phase of the minimum value (abbreviated as Emin), and the absolute value are the largest among the instantaneous voltage values. A phase voltage (abbreviated as Ebase) that becomes a value is obtained, ΔEmax and ΔEmid are obtained from Expression (2), and output to the PWM voltage controller 9.
【0047】PWM電圧制御器9は、ΔEmaxおよびΔEm
idとIrefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指
令Vuc、Vvc、Vwcを入力してPWM制御信号を算出す
る。PWM電圧制御器9は、キャリアの1周期に出力相
電圧指令が最大または最小の出力相と、入力電流指令の
絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および最大の入
力相との間の3個の双方向スイッチをON/OFF する順番
および各双方向スイッチをONする時間をこの出力相のス
イッチングパターンとして作成して出力し、かつ、キャ
リア1周期に出力相電圧指令が中間の出力相と、入力電
流指令の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、および
最大の入力相との間の3個の双方向スイッチをON/OFFす
る順番および各双方向スイッチをONする時間を出力相の
スイッチングパターンとして作成する。PWM電圧制御
器9は、更に、入力3相電流指令情報と3相出力電圧情
報と前記スイッチングパターンによって、9個の双方向
スイッチのキャリア1周期のON/OFF 信号、すなわち、
PWM制御信号を発生して出力する。駆動回路9はPW
M制御信号に応答して、双方向半導体スイッチ3を動作
させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流し負荷5
を駆動する。The PWM voltage controller 9 calculates ΔEmax and ΔEm
The PWM control signal is calculated by inputting id, Iref, and output voltage commands Vuc, Vvc, Vwc obtained from V / F control, for example. The PWM voltage controller 9 determines whether the output phase voltage command is maximum or minimum in one cycle of the carrier and the input phase in which the absolute value of the input current command is minimum, intermediate, and maximum. The order of turning on / off the three bidirectional switches and the time to turn on each bidirectional switch are created and output as this output phase switching pattern, and the output phase voltage command is an intermediate output in one carrier cycle. The order of turning on / off the three bidirectional switches between the phase, the input phase with the minimum absolute value of the input current command, the intermediate input phase, and the maximum input phase, and the time to turn on each bidirectional switch Is created as a switching pattern of the output phase. The PWM voltage controller 9 further provides an ON / OFF signal for one cycle of the carrier of the nine bidirectional switches according to the input three-phase current command information, the three-phase output voltage information, and the switching pattern, that is,
Generates and outputs a PWM control signal. The drive circuit 9 is a PW
In response to the M control signal, the bidirectional semiconductor switch 3 is operated, and the currents Iu, Iv, Iw of each phase are supplied to the AC motor 4 to load 5
Drive.
【0048】次に、本発明の第2の実施形態を図面に基
づいて説明する。図6は、本実施形態のPWMサイクロ
コンバータのフロック図である。本実施形態のサイクロ
コンバータ電力回路と制御系回路と駆動回路によって構
成されている。電力回路は三相交流電源1、入力LCフィ
ルタ2、双方向半導体スイッチ群3、ACモータ4、負荷
5を含んで構成されている。入力LCフィルタ2は高周波
雑音を除去する。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 6 is a block diagram of the PWM cycloconverter according to the present embodiment. It is configured by a cycloconverter power circuit, a control system circuit, and a drive circuit of the present embodiment. The power circuit includes a three-phase AC power supply 1, an input LC filter 2, a bidirectional semiconductor switch group 3, an AC motor 4, and a load 5. The input LC filter 2 removes high frequency noise.
【0049】制御系回路は、A/D変換器6、位相検出
器7、入力電流制御器15、電流基準演算部12、入力
電圧判断器14、PWM電圧制御回路9を備えている。
A/D変換器6は、入力電圧の瞬時値Er、Es、Etを検
出する。位相検出器7は、3相入力電圧のR相電圧位相
θiを検出する。入力電流制御器15は、設定された力
率指令ψpf*と入力電圧の瞬時値Er、Es、Etと、入力電
圧位相θiとを入力し、後述する動作によって入力電流
の力率を制御し、および入力電圧のアンバランスを補正
することができる3相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを
生成して電流基準演算器12に送る。3相電流指令基準
値とは、振幅1の3相電流指令ということである。電流
基準演算器12は3相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを入
力して電流基準波形IrefをPWM電圧制御器9に出力す
る。入力電圧判断器14は電圧瞬時値Er、Es、Etを入
力し、電圧瞬時値Er、Es、Etの中で線間最大値ΔEmax
と線間中間値ΔEmidとを求め、PWM電圧制御器9に出
力する。PWM電圧制御器9は、ΔEmaxおよびΔEmidと
Irefと、例えばV/F制御から求められた出力電圧指令Vu
c、Vvc、Vwcとを入力してPWM制御を行うためのPW
M制御信号を生成する。駆動回路8はPWM制御信号に
応答して駆動信号を出力し、双方向半導体スイッチ3を
動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に流して
負荷5を駆動する。The control system circuit includes an A / D converter 6, a phase detector 7, an input current controller 15, a current reference calculator 12, an input voltage determiner 14, and a PWM voltage control circuit 9.
The A / D converter 6 detects instantaneous values Er, Es, Et of the input voltage. The phase detector 7 detects the R-phase voltage phase θ i of the three-phase input voltage. The input current controller 15 receives the set power factor command ψ pf *, the instantaneous values Er, Es, Et of the input voltage, and the input voltage phase θ i, and controls the power factor of the input current by the operation described later. Then, a three-phase current command reference value I * R , I * S , I * T capable of correcting the imbalance of the input voltage is generated and sent to the current reference calculator 12. The three-phase current command reference value is a three-phase current command having an amplitude of one. The current reference calculator 12 receives the three-phase current command reference values I * R , I * S , and I * T, and outputs a current reference waveform Iref to the PWM voltage controller 9. The input voltage determiner 14 receives the instantaneous voltage values Er, Es, Et, and obtains a maximum line-to-line value ΔEmax among the instantaneous voltage values Er, Es, Et.
And an intermediate value ΔEmid between the lines are obtained and output to the PWM voltage controller 9. The PWM voltage controller 9 calculates ΔEmax and ΔEmid
Iref and the output voltage command Vu obtained from V / F control, for example.
PW for performing PWM control by inputting c, Vvc, and Vwc
Generate an M control signal. The drive circuit 8 outputs a drive signal in response to the PWM control signal, operates the bidirectional semiconductor switch 3, and drives the load 5 by flowing the currents Iu, Iv, Iw of each phase to the AC motor 4.
【0050】次に、本発明のPWMサイクロコンバータ
の 入力電流制御方式について説明する。まず、3相入
力電圧の位相θiと力率指令ψ*pfとを入力電流制御器1
5に送る。入力電流制御器15は、基準値I*R、I*S、I*
Tを求める。基準値I*R、I*S、I*Tは制御目的によって決
められる。例えば、入力力率を任意の値に設定する時に
は、次式(27)に従って基準値I*R、I*S、I*Tを計算
する。式(27)の計算は、図7の回路によって行われ
る。Next, an input current control method of the PWM cycloconverter according to the present invention will be described. First, the phase θ i of the three-phase input voltage and the power factor command ψ * pf are
Send to 5. The input current controller 15 outputs the reference values I * R , I * S , I *
Ask for T. The reference values I * R , I * S , I * T are determined depending on the control purpose. For example, when the input power factor is set to an arbitrary value, the reference values I * R , I * S , and I * T are calculated according to the following equation (27). The calculation of Expression (27) is performed by the circuit of FIG.
【0051】[0051]
【数15】 図7は本発明の入力電流制御器の第1の実施例のブロッ
ク図である。この実施例は、入力電圧位相θiに力率位
相指令ψ*pfを加算して、入力3相電圧から理想正弦波
形の3相電流指令を生成する入力電流制御器の実施例で
ある。(Equation 15) FIG. 7 is a block diagram of a first embodiment of the input current controller according to the present invention. This embodiment is an embodiment of an input current controller that generates a three-phase current command having an ideal sine waveform from an input three-phase voltage by adding a power factor phase command ψ * pf to an input voltage phase θ i .
【0052】本実施例の入力電流制御器15は、加算器
71および73、減算器72、ROMテーブル74R、
74S、74Tを備えている。加算器71は力率位相指
令ψ*pfを入力電圧位相θiに加算して電流指令位相を求
める。減算器72および加算器73は、それぞれ電流指
令位相θi+ψ*pfをR相の位相としてS相およびT相電
流指令の位相を生成する。ROMテーブル74R、74
S、74Tは、三角関数テーブルが蓄積されていて3相
正弦波形発生器として機能するROMである。これらの
ROMは、それぞれ加算器71、減算器72、加算器7
3から与えられる位相に対応してR相、S相、T相の3
相電流指令基準値I*R、I*S、I*Tを発生する。The input current controller 15 of this embodiment comprises adders 71 and 73, a subtractor 72, a ROM table 74R,
74S and 74T are provided. The adder 71 obtains a current command phase by adding the power factor phase command ψ * pf to the input voltage phase θ i . The subtracter 72 and the adder 73 generate the phases of the S-phase and T-phase current commands, respectively, using the current command phase θ i + ψ * pf as the phase of the R phase. ROM tables 74R, 74
S and 74T are ROMs that store a trigonometric function table and function as a three-phase sine waveform generator. These ROMs include an adder 71, a subtractor 72, and an adder 7 respectively.
3 corresponding to the phase given from R phase, S phase, and T phase.
Generates phase current command reference values I * R , I * S , I * T.
【0053】図8は本実施形態の入力電流制御器の第2
の実施例のブロック図である。本実施例は、入力3相電
圧のアンバランスを補正することを目的として電流制御
を行う場合の入力電流制御器のブロックである。本実施
例においては、入力3相電圧に定数を乗算して3相交流
電流に変換した後、その正相分を抽出し、3相入力電流
指令の正相分から3相交流電流の逆相分を差し引いてア
ンバランス補正用の電流指令を生成する。FIG. 8 shows a second example of the input current controller of the present embodiment.
FIG. 4 is a block diagram of an embodiment of FIG. The present embodiment is a block of an input current controller for performing current control for the purpose of correcting imbalance of input three-phase voltages. In this embodiment, after the input three-phase voltage is multiplied by a constant to convert it into a three-phase AC current, the positive-phase component is extracted, and the positive-phase component of the three-phase input current command is converted to the negative-phase component of the three-phase AC current. Is subtracted to generate a current command for imbalance correction.
【0054】本実施例の入力電流制御器は、乗算器81
R、81S、81Tと、90度位相変換フィルター82
R、82S、82Tと、減算器83a、83b、乗算器
84a、84b、84c、84d、減算器85a、85
b、乗算器86a、86b、減算器87a、87b、お
よび乗加算器88を備えている。The input current controller of the present embodiment comprises a multiplier 81
R, 81S, 81T and 90-degree phase conversion filter 82
R, 82S, 82T, subtractors 83a, 83b, multipliers 84a, 84b, 84c, 84d, subtractors 85a, 85
b, multipliers 86a and 86b, subtractors 87a and 87b, and a multiply-adder 88.
【0055】乗算器81R、81S、81Tは、A/D
変換器から検出された入力電圧Er,Es,Etに任意の陽の定
数Imを乗算して入力3相電流値Ir、Is、Itを生成する。
90度位相変換フィルター82R、82S、82Tは、
それぞれIr、Is、Itを90度位相変換してIr∠90, Is∠
90, It∠90を生成する。ここで、∠90は位相を90°回
転したベクトルを表し、複素表示のjを乗算することに
該当する。The multipliers 81R, 81S and 81T are provided with A / D
The input voltage Er, Es, Et detected from the converter is multiplied by an arbitrary positive constant Im to generate input three-phase current values Ir, Is, It.
The 90-degree phase conversion filters 82R, 82S, 82T are:
The phase of Ir, Is, It is converted by 90 degrees, respectively, and Ir∠90, Is∠
90, It∠90 is generated. Here, ∠90 represents a vector obtained by rotating the phase by 90 °, and corresponds to multiplying by j in a complex representation.
【0056】減算器83aは、90度位相変換フィルタ
ー82Rの出力から90度位相変換フィルター82Sの
出力を減算する。減算器83bは、90度位相変換フィ
ルター82Tの出力から90度位相変換フィルター82
Sの出力を減算する。The subtracter 83a subtracts the output of the 90-degree phase conversion filter 82S from the output of the 90-degree phase conversion filter 82R. The subtracter 83b converts the output of the 90-degree phase conversion filter 82T into a 90-degree phase conversion filter 82T.
The output of S is subtracted.
【0057】乗算器84bおよび84cは、それぞれ乗
算器83a、83bの出力に[2・31/2]-1を乗算し
て出力する。また、乗算器84aおよび84dは、それ
ぞれ乗算器81R、81Tの出力に1/2を乗算して出
力する。The multipliers 84b and 84c multiply the outputs of the multipliers 83a and 83b by [2.31 / 2 ] -1 and output the result. The multipliers 84a and 84d multiply the outputs of the multipliers 81R and 81T by 1 / and output the result.
【0058】減算器85aは、乗算器84aの出力から
乗算器84cの出力を減算する。減算器85bは、乗算
器84dの出力から乗算器84bの出力を減算する。The subtractor 85a subtracts the output of the multiplier 84c from the output of the multiplier 84a. The subtractor 85b subtracts the output of the multiplier 84b from the output of the multiplier 84d.
【0059】乗算器86a、86bは、それぞれ減算器
85aおよび85bの出力に2を乗算してその乗算結果
を出力する。減算器87a、87bは、それぞれ乗算器
86a、86bの出力からR相電流値Ir、T相電流値It
を減算して、その結果をそれぞれR相電流指令I*R、T
相電流指令I*Tとして出力する。乗加算器88は、減算
器87a、87bの出力I*R、I*Tに−1を乗算して、そ
の乗算結果を加算してS相電流指令I*Sとして出力す
る。Multipliers 86a and 86b multiply the outputs of subtracters 85a and 85b by 2 and output the multiplication results. The subtracters 87a and 87b output the R-phase current value Ir and the T-phase current value It from the outputs of the multipliers 86a and 86b, respectively.
Is subtracted, and the results are respectively referred to as R-phase current commands I * R and T
Output as phase current command I * T. The multiplication / addition unit 88 multiplies the outputs I * R and I * T of the subtracters 87 a and 87 b by −1, adds the multiplication results, and outputs the result as an S-phase current command I * S.
【0060】図8の減算器85a、85bの出力Irpお
よびItpは、次式(28)で表される。これは、R相お
よびT相の正相分入力電流指令である。The outputs Irp and Itp of the subtractors 85a and 85b in FIG. 8 are expressed by the following equation (28). This is the input current command for the positive phase of the R phase and the T phase.
【0061】[0061]
【数16】 式(28)は、式(5)の第1、第3行と等価である。(Equation 16) Equation (28) is equivalent to the first and third rows of equation (5).
【0062】図8の乗算器86a、86b、減算器87
a、87b、乗加算器88による演算によって、R相お
よびT相の正相分入力電流指令からR相およびT相入力
電流を減算して、入力電流指令I*R、I*S、I*Tとして次
式(29)によって求められる値が得られる。The multipliers 86a and 86b and the subtracter 87 shown in FIG.
a, 87b, the input current commands I * R , I * S , I * by subtracting the R-phase and T-phase input currents from the R-phase and T-phase positive-phase input current commands by the calculation by the multiplying / adding unit 88. As T , a value obtained by the following equation (29) is obtained.
【0063】[0063]
【数17】 このようにして、入力電流指令I*R、I*S、I*Tが得られ
る。[Equation 17] In this manner, the input current commands I * R , I * S , and I * T are obtained.
【0064】電流基準演算器12は、入力された3相電
流指令の中で最大値になる相電流(Imaxと略す)、中間
値の相電流(Imidと略す)、最小値の相電流(Iminと略
す)、絶対値が最大値になる相電流(Ibaseと略す)を
判別し、電流基準Irefを式(30)よりを求め、PWM
電圧制御器に出力する。 Imax がIbaseの場合には Iref =Imid/Imin Imin がIbaseの場合には Iref =Imid/Imax (30) 更にImax、Imid、Iminから図9の規則に従って3相電流
指令の位相領域Siを出力する。The current reference calculator 12 outputs a phase current (abbreviated as Imax), an intermediate phase current (abbreviated as Imid), and a minimum phase current (Imin) in the input three-phase current command. ), And the phase current (abbreviated as Ibase) whose absolute value becomes the maximum value is determined, and the current reference Iref is obtained from Expression (30), and PWM is obtained.
Output to the voltage controller. When Imax is Ibase, Iref = Imid / Imin. When Imin is Ibase, Iref = Imid / Imax. .
【0065】図9は、相電流がImax、Imid、Imin、Ibas
eである相の組と位相領域Siとの対応表である。例え
ば、図13においては、3相電流指令はバランスした理
想的な形状である。この場合には、電流指令の1周期を
30°ずつ等分すると、各位相領域における各相電流指
令の大小関係は定まっている。例えば、図13の位相区
間i(位相角0〜30°の区間)においては、Imax、Im
id、Iminの相は、T相、R相、S相でIbaseの相はS相
である。また、図13の位相区間iv(位相角90〜12
0°の区間)においては、Imax、Imid、Iminの相は、R
相、S相、T相でIbaseの相はR相である。FIG. 9 shows that the phase currents are Imax, Imid, Imin, Ibas
6 is a correspondence table between a phase set e and a phase region Si. For example, in FIG. 13, the three-phase current command has a balanced ideal shape. In this case, if one cycle of the current command is equally divided by 30 °, the magnitude relation of each phase current command in each phase region is determined. For example, in a phase section i (a section with a phase angle of 0 to 30 °) in FIG.
The phases of id and Imin are T phase, R phase and S phase, and the phase of Ibase is S phase. Further, the phase section iv (phase angles 90 to 12) in FIG.
0 ° section), the phases of Imax, Imid and Imin are R
In the phase, the S phase, and the T phase, the phase of Ibase is the R phase.
【0066】このように、3相電流指令はバランスして
いるときには、等間隔で区切られた各位相区間で、各相
電流指令は、それぞれ固有の大小関係をもつ。しかし、
3相電流指令はバランスしていないときには、図5を参
照して前記したように、各相電流指令がそれぞれ固有の
大小関係をもつ位相区間は、必ずしも等間隔にはならな
い。しかし、それぞれの位相区間の電流指令が固有の大
小関係をもつように、位相区間を区切ることができる。
図9の表は、このように区切られた位相領域Siと、各相
電流指令の大小関係との対応を示す表である。したがっ
て、電流基準演算器12によってImax、Imid、Imin、Ib
aseを判別することによって該当する位相領域Siを出力
することができる。次に、入力電圧判断器14について
説明する。As described above, when the three-phase current commands are balanced, each phase current command has a unique magnitude relationship in each phase section divided at equal intervals. But,
When the three-phase current commands are not balanced, as described above with reference to FIG. 5, the phase sections in which each phase current command has a unique magnitude relationship are not necessarily equally spaced. However, the phase sections can be divided so that the current commands in each phase section have a unique magnitude relationship.
The table of FIG. 9 is a table showing the correspondence between the phase regions Si partitioned in this way and the magnitude relationships of the respective phase current commands. Therefore, Imax, Imid, Imin, Ib
By determining ase, the corresponding phase region Si can be output. Next, the input voltage determiner 14 will be described.
【0067】図10は、各位相領域Siと、入力電圧の最
大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、絶対値が最大の相
の入力電圧の絶対値Ebaseをもつ相との対応を示す表で
ある。入力電圧と電流指令とは、一定の関係(例えば、
電流指令の振幅は入力電圧に陽の定数を乗算して求めら
れ、電流指令の位相は、入力電圧の位相に力率位相指令
を加算して求められる)にあるので、位相領域Siと入力
電圧の大小関係の対応表を予め作成することができる。
図10は、その表である。FIG. 10 is a table showing the correspondence between each phase region Si and the input voltage maximum value Emax, intermediate value Emid, minimum value Emin, and phase having the absolute value Ebase of the input voltage of the phase having the maximum absolute value. It is. The input voltage and the current command have a fixed relationship (for example,
The amplitude of the current command is obtained by multiplying the input voltage by a positive constant, and the phase of the current command is obtained by adding the power factor phase command to the phase of the input voltage. Can be created in advance.
FIG. 10 is the table.
【0068】入力電圧判断器14は、3相入力電圧Er,E
s,Etと電流基準演算器12から入力された3相電流指令
の領域 Si を用いて、図10の規則に従ってEmax、Emi
d、Emin、Ebaseの相をもとめる。さらに電圧瞬時値の中
で線間最大値と線間中間値を次式(30)、(31)か
ら求め、PWM電圧制御器に出力する。The input voltage judging unit 14 calculates the three-phase input voltages Er, E
Using s, Et and the area Si of the three-phase current command input from the current reference calculator 12, Emax, Emi
Find the phases of d, Emin and Ebase. Further, the maximum value between the lines and the intermediate value between the lines among the instantaneous voltage values are obtained from the following equations (30) and (31), and output to the PWM voltage controller.
【0069】[0069]
【数18】 Emax(Si) がEbase(Si)の場合には Emin(Si) がEbase(Si)の場合には (31) ここでEmax(Sj)は3相指令の領域Siによってきまる Ema
xに該当する相の入力電圧、Emid(Sj)はEmidに該当する
相の入力電圧、Emin(Sj)はEminに該当する相の入力電圧
である。(Equation 18) If Emax (Si) is Ebase (Si), then Emin (Si) is Ebase (Si). (31) where Emax (S j ) is determined by the three-phase command area Si.
Emid (S j ) is the input voltage of the phase corresponding to Emid, and Emin (S j ) is the input voltage of the phase corresponding to Emin.
【0070】PWM電圧制御器9では出力電圧指令Vuc、Vv
c、Vwcと電流基準Irefを使って双方向半導体スイッチ3
のPWM制御を行って駆動信号を出力する。例えばV/F制御
から求められた出力電圧指令Vuc、Vvc、VwcはPWM電圧制
御器9に入力される。駆動回路9は双方向半導体スイッ
チ3を動作させ、各相の電流Iu、Iv、IwをACモータ4に
流して負荷5を駆動する。In the PWM voltage controller 9, the output voltage commands Vuc, Vv
c, bidirectional semiconductor switch 3 using Vwc and current reference Iref
And outputs a drive signal. For example, output voltage commands Vuc, Vvc, Vwc obtained from V / F control are input to the PWM voltage controller 9. The drive circuit 9 operates the bidirectional semiconductor switch 3 to drive the load 5 by passing the currents Iu, Iv, Iw of each phase to the AC motor 4.
【0071】[0071]
【発明の効果】以上述べたように,本発明によれば,入
力電源の相アンバランスが発生する時もその影響を抑制
して、入力電流の波形の歪曲なしに制御をすることが出
来る。更に、出力電圧の制御時、従来は入力電圧値の大
きさのみに通電スイッチが決定されていたので、入力電
圧の相アンバランス補正や入力力率制御などの様々な制
御方式を実現する時には入力電流制御が困難となる問題
点があったが、本発明は入力電流指令を基準として電圧
を区分するので、入力電流波形を歪ませることなしに入
力電流制御ができる。As described above, according to the present invention, even when a phase imbalance of the input power source occurs, the influence can be suppressed, and control can be performed without distortion of the input current waveform. In addition, when controlling the output voltage, the energizing switch is conventionally determined only for the magnitude of the input voltage value.Therefore, when realizing various control methods such as phase imbalance correction of the input voltage and input power factor control, the input switch is not required. Although there was a problem that the current control became difficult, the present invention divides the voltage based on the input current command, so that the input current can be controlled without distorting the input current waveform.
【図1】本発明のPWMサイクロコンバータの第1の実
施形態の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a PWM cycloconverter according to a first embodiment of the present invention.
【図2】図1に示されている正相分検出器14の本発明の
一実施例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the positive phase component detector 14 shown in FIG. 1 according to the present invention.
【図3】図1に示されている逆相分検出器15の本発明の
一実施例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention of the antiphase component detector 15 shown in FIG. 1;
【図4】図1に示されている入力電流制御器16の本発明
の一実施例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention of the input current controller 16 shown in FIG. 1;
【図5】本発明の図1に示されている電流基準演算器1
2の入出力波形の1例を示す波形図である。FIG. 5 is a current reference calculator 1 shown in FIG. 1 of the present invention.
FIG. 4 is a waveform chart showing an example of input / output waveforms of FIG.
【図6】本発明のPWMサイクロコンバータの第2の実
施形態の構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of the PWM cycloconverter of the present invention.
【図7】図6に示されている入力電流制御器15の本発
明の一実施例の構成を示す回路図である。7 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of the present invention of the input current controller 15 shown in FIG. 6;
【図8】図6に示されている入力電流制御器15の本発
明の一実施例の構成を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of an input current controller 15 shown in FIG. 6 according to an embodiment of the present invention.
【図9】本発明の図6に示されている入力電流制御器1
2の中で位相領域Siの具体的な選定方式の1例を示す図
である。FIG. 9 shows the input current controller 1 shown in FIG. 6 of the present invention.
2 is a diagram showing one example of a specific selection method of a phase region Si in FIG.
【図10】本発明の図6に示されている電流基準演算器
14の中で電圧区分をする方式の具体的な1例を示す図
である。FIG. 10 is a diagram showing a specific example of a system for performing voltage division in the current reference calculator 14 shown in FIG. 6 of the present invention.
【図11】PWMサイクロコンバータの従来例の構成を
示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a conventional example of a PWM cycloconverter.
【図12】従来例の図11に示されている3相正弦波形
発生器11の一実施例を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing one embodiment of a conventional three-phase sine waveform generator 11 shown in FIG. 11;
【図13】従来例の図11に示されている電流基準演算
器12の入出力波形の1例を示す波形図である。FIG. 13 is a waveform diagram showing an example of input / output waveforms of the current reference calculator 12 shown in FIG. 11 of the conventional example.
1 3相交流電源 2 3相入力フィルタ 3 双方向半導体スイッチマトリクス 4 交流電動機 5 負荷 6 A/D変換器 7 位相検出器 8 駆動回路 9 PWM電圧制御器 10 入力電圧判断器 11 3相正弦波形発生器 11a ROMテーブル 12 電流基準演算器 13 電流制御ブロック 14 入力電圧判断器 15 入力電流制御制御器 41p,41n 3相正弦波発生器 42p,42n 乗算器 43p,43n 加算器 44p,44n 加算器 44Rp,44Sp,44Tp 乗算器 44Rn,44Sn,44Tn 乗算器 45R,45S,45T 加算器 46,47 乗算器(ゲイン−1) 71 加算器 72 減算器 74R,74S,74T ROMテーブル 81R,81S,81T 乗算器 82R,82S,82T 90度位相変換フィルター 83a,83b,85a,85b 減算器 84a,84b,84c,84d 乗算器 86a,86b 乗算器 87a,87b 減算器 88 乗加算器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 3-phase AC power supply 2 3-phase input filter 3 Bidirectional semiconductor switch matrix 4 AC motor 5 Load 6 A / D converter 7 Phase detector 8 Drive circuit 9 PWM voltage controller 10 Input voltage judgment device 11 3-phase sine waveform generation Unit 11a ROM table 12 current reference calculator 13 current control block 14 input voltage determiner 15 input current control controller 41p, 41n three-phase sine wave generator 42p, 42n multiplier 43p, 43n adder 44p, 44n adder 44Rp, 44Sp, 44Tp multiplier 44Rn, 44Sn, 44Tn multiplier 45R, 45S, 45T Adder 46, 47 Multiplier (gain-1) 71 Adder 72 Subtractor 74R, 74S, 74T ROM table 81R, 81S, 81T multiplier 82R , 82S, 82T 90-degree phase conversion filter 83a, 83b, 85a, 85 b Subtractor 84a, 84b, 84c, 84d Multiplier 86a, 86b Multiplier 87a, 87b Subtractor 88 Multiplying adder
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 原 英則 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石2番1号 株式会社安川電機内 (72)発明者 渡辺 英司 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石2番1号 株式会社安川電機内 Fターム(参考) 5H576 BB05 BB10 CC05 DD02 DD04 EE01 EE11 HA01 HB04 JJ03 JJ16 JJ26 KK06 LL24 LL39 5H750 AA10 BA01 BA06 CC00 CC05 DD14 DD18 DD26 DD27 EE01 FF02 FF04 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Hidenori Hara 2-1 Kurosaki Castle Stone, Yawatanishi-ku, Kitakyushu City, Fukuoka Prefecture Inside Yaskawa Electric Co., Ltd. (72) Inventor Eiji Watanabe 2-1 Kurosaki Castle Stone, Yawatanishi-ku, Kitakyushu City, Fukuoka Prefecture F-term in Yaskawa Electric Co., Ltd. (Reference) 5H576 BB05 BB10 CC05 DD02 DD04 EE01 EE11 HA01 HB04 JJ03 JJ16 JJ26 KK06 LL24 LL39 5H750 AA10 BA01 BA06 CC00 CC05 DD14 DD18 DD26 DD27 EE01 FF02 FF04
Claims (11)
導体スイッチ群をPWMスイッチング制御して3相電源
の電力を負荷に伝達する3相PWMサイクロコンバータ
の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
順を有し、前記電流指令生成手順は、正相電流指令生成
手順を含み、該正相電流指令生成手順は、 入力3相電圧と、該3相電圧の第1の相の位相θiを検
出し、 前記入力3相電圧を3相−2相変換して2相交流電圧を
生成し、 前記2相交流電圧から、前記3相電圧の第1の相と同位
相で回転する正相2次元座標軸を基準とする2相正相電
圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、 軸座標正変換処理によって抽出された2相正相電圧の、
前記正相2次元座標軸に対する位相θpに、設定された
力率位相ψを加算して、2相正相電流の位相φpを算出
し、 前記2相正相電流の位相φpに前記第1の相の位相θiを
加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定
する入力電流指令の第1の相の正相成分の位相θ1を生
成し、 前記2相正相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
入力電流指令の第1の相の正相成分の振幅Epを定め、 Ep sin θ1を第1の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin
[θ1-(2π/3)]およびE p sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第
2の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電流指令I*
p3と定める手順を含んでいることを特徴とするPWMサ
イクロコンバータの入力電流制御方法。1. A semi-conductor comprising a plurality of bidirectional semiconductor switches.
Three-phase power supply by PWM switching control of conductor switches
-Phase PWM cyclo-converter for transmitting electric power to load
In the current control method, the current control method inputs the semiconductor switch group.
A current command generator that generates an input current command that specifies the current
The current command generation procedure includes a positive-phase current command generation.
The positive-phase current command generation procedure includes an input three-phase voltage and a phase θ of a first phase of the three-phase voltage.iDetect
And converts the input three-phase voltage into three-phase to two-phase to obtain a two-phase AC voltage.
Generating from the two-phase AC voltage the same phase as the first phase of the three-phase voltage
Two-phase positive-phase power based on two-dimensional positive-phase coordinate axes rotating in phase
Executes the axis coordinate positive conversion process for extracting the pressure, and calculates the two-phase positive phase voltage extracted by the axis coordinate
Phase θ with respect to the normal phase two-dimensional coordinate axispIs set to
Add the power factor phase ψ and add the phase φ of the two-phase positive-phase currentpCalculate
And the phase φ of the two-phase positive-sequence currentpThe phase θ of the first phaseiTo
Add and specify the current to be input to the semiconductor switch group
Phase θ of the positive phase component of the first phase of the input current command1Raw
Multiplying the absolute value of the two-phase positive-sequence voltage by a predetermined constant
Amplitude E of positive phase component of first phase of input current commandpAnd Epsin θ1With the positive-phase current command I * of the first phasep1And Epsin
[θ1-(2π / 3)] and E psin [θ1+ (2π / 3)]
Positive phase current command I * for phase 2p2, The positive-phase current command I * for the third phase
p3Characterized in that it includes a procedure for determining
Input current control method for micro converter.
生成手順を含み、該逆相電流指令生成手順は、 前記2相交流電圧から、前記3相電圧の第1の相に対し
て逆相で回転する逆相2次元座標軸を基準とする2相逆
相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、 軸座標逆変換処理によって抽出された2相逆相電圧の、
前記逆相2次元座標軸に対する位相θnに、前記設定さ
れた力率位相ψを加算して、2相逆相電流の位相φnを
算出し、 前記2相逆相電流の位相φnに前記第1の相の位相θiを
加算して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定
する入力電流指令の第1の相の逆相成分の位相θ2を生
成し、 前記2相逆相電圧の絶対値に所定の定数を乗算して前記
入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、 En sin θ2を第1の相の逆相電流指令I*n1とし、En sin
[θ2+(2π/3)]およびE n sin[θ2-(2π/3)]をそれぞれ第
2の相の逆相電流指令I*n2、第3の相の正相電流指令I*
n3と定める手順を含んでいる、請求項1に記載のPWM
サイクロコンバータの入力電流制御方法。2. The method according to claim 1, wherein the current command generating step includes a negative-phase current command.
Generating a negative-phase current command from the two-phase AC voltage to a first phase of the three-phase voltage.
Phase inversion with reference to two-dimensional coordinate axes that rotate in opposite phase
Executing the axis coordinate reverse transformation process for extracting the phase voltage,
Phase θ with respect to the above-mentioned two-dimensional coordinate axisnIn the above,
Phase of the two-phase antiphase currentnTo
Is calculated, and the phase φ of the two-phase reverse-phase current is calculated.nThe phase θ of the first phaseiTo
Add and specify the current to be input to the semiconductor switch group
Phase θ of the negative phase component of the first phase of the input current commandTwoRaw
Multiplying the absolute value of the two-phase negative-sequence voltage by a predetermined constant
Amplitude E of negative phase component of input current commandnAnd Ensin θTwoWith the negative phase current command I * of the first phasen1And Ensin
[θTwo+ (2π / 3)] and E nsin [θTwo-(2π / 3)]
Negative phase current command I * for phase 2n2, The positive-phase current command I * for the third phase
n3The PWM according to claim 1, comprising a procedure for determining
Input current control method for cycloconverter.
の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電流指令I*p3
から、前記第1の相の逆相電流指令I*n1、第2の相の逆
相電流指令I*n2、第3の相の逆相電流指令I*n3を相毎に
減算してそれぞれ第1の相、第2の相、第3の相の電流
指令I*1、I*2、I*3を生成する、請求項2に記載のPW
Mサイクロコンバータの入力電流制御方法。3. The first-phase positive-phase current command I * p1 ,
Positive phase current command I * p2 for the third phase, positive phase current command I * p3 for the third phase
, The negative phase current command I * n1 of the first phase, the negative phase current command I * n2 of the second phase, and the negative phase current command I * n3 of the third phase are subtracted for each phase, and 3. The PW according to claim 2 , wherein the current commands I * 1 , I * 2 , and I * 3 of the first phase, the second phase, and the third phase are generated. 4.
An input current control method for an M cycloconverter.
令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の相、電流
指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、および電
流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入力交流の
1周期の位相を区分し、 前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力3相
交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、
交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、 各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令
値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流
指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各
相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指
令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値
の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相
領域を判定し、 判定された電流指令の位相領域に対応する入力3相電圧
の位相領域に設定されている、交流電圧値が最大の相、
交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
電圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電
圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶
対値Ebaseを割り当て、 割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmid
を演算し、 比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEm
idに基づいて前記半導体スイッチ群をPWMスイッチン
グ制御する、請求項3に記載のPWMサイクロコンバー
タの入力電流制御方法。 【数1】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin4. A phase having a maximum current command value and an intermediate current command value among current commands I * 1 , I * 2 , and I * 3 of a first phase, a second phase, and a third phase. The phase of one cycle of the input AC is divided for each combination of the phase, the phase having the smallest current command value, and the phase having the largest absolute value of the current command value, and corresponds to the phase region of the divided input AC. In the phase region of the input three-phase AC voltage, the phase having the largest AC voltage value,
When the AC voltage value is the intermediate value phase, the AC voltage value is the minimum phase, and the AC voltage value is the maximum value, the current command value for each phase is given. Among them, the ratio Iref of the minimum current command value Imin to the current command value Imid of the intermediate value is calculated, and among the given current command values of the respective phases, the phase in which the current command value is the largest, the current command value Determines the phase region of the current command corresponding to the combination of the phase with the intermediate value, the phase with the smallest current command value, and the phase with the largest absolute value of the current command value, and the input corresponding to the phase region of the determined current command The phase with the largest AC voltage value set in the phase region of the three-phase voltage,
For the phase where the AC voltage value is an intermediate value, the phase where the AC voltage value is the smallest, and the phase where the absolute value of the AC voltage value is the largest, the detected AC voltage value maximum value Emax, intermediate value Emid, minimum value Emin, Assign the maximum absolute value Ebase, and from the assigned voltage value, ΔEmax, ΔEmid
The current distribution ratio and ΔEmax, ΔEm are calculated using the ratio Iref as the current distribution ratio.
4. The input current control method for a PWM cycloconverter according to claim 3, wherein said semiconductor switch group is subjected to PWM switching control based on id. (Equation 1) ΔEmid = Emax-Emid when Emax is Ebase ΔEmid = Emid-Emin when Emin is Ebase
導体スイッチ群をPWMスイッチング制御して3相電源
の電力を負荷に伝達する3相PWMサイクロコンバータ
の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
順を有し、該電流指令生成手順は、 入力3相電圧に定数を乗算して3相交流電流を生成し、 前記3相交流電流から、正相3相入力電流指令を抽出
し、 前記正相3相入力電流指令の2倍から、前記3相交流電
流値を減算して3相入力電流指令を生成し、 前記3相入力電流指令を用いて前記半導体スイッチ群の
PWMスイッチング制御を実行する、PWMサイクロコ
ンバータの入力電流制御方法。5. A current control method for a three-phase PWM cycloconverter for performing PWM switching control of a semiconductor switch group including a plurality of bidirectional semiconductor switches to transmit power of a three-phase power supply to a load. A current command generation procedure for generating an input current command for specifying a current to be input to the semiconductor switch group, wherein the current command generation procedure generates a three-phase AC current by multiplying an input three-phase voltage by a constant; Extracting a positive-phase three-phase input current command from the three-phase AC current; subtracting the three-phase AC current value from twice the positive-phase three-phase input current command to generate a three-phase input current command; An input current control method for a PWM cycloconverter, wherein a PWM switching control of the semiconductor switch group is performed using a three-phase input current command.
力電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
力交流の1周期の位相を区分し、 前記区分された入力交流の位相領域に対応する入力3相
交流電圧の位相領域において、交流電圧値が最大の相、
交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流
電圧値の絶対値が最大の相を設定しておき、 各相の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令
値のうち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流
指令値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各
相の電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指
令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値
の絶対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相
領域を判定し、 判定された電流指令の位相領域に対応する入力3相電圧
の位相領域に設定されている交流電圧値が最大の相、交
流電圧値が中間値の相、交流電圧値が最小の相、交流電
圧値の絶対値が最大の相に対して、検出された交流電圧
値の最大値Emax、中間値Emid、最小値Emin、最大の絶対
値Ebaseを割り当て、 割り当てられた電圧値から次式に従ってΔEmax、ΔEmid
を演算し、 比Irefを電流分配率として、電流分配率とΔEmax、ΔEm
idに基づいて前記半導体スイッチ群をPWMスイッチン
グ制御する、請求項5に記載のPWMサイクロコンバー
タの入力電流制御方法。 【数2】 Emax がEbaseの場合には ΔEmid = Emax-Emid Emin がEbaseの場合には ΔEmid = Emid-Emin6. The phase having the largest current command value among the three-phase input current commands I * 1 , I * 2 , and I * 3 of the first phase, the second phase, and the third phase, and the current command value. Is the phase with the intermediate value, the phase with the minimum current command value,
And the phase of one cycle of the input AC is divided for each combination of phases in which the absolute value of the current command value is the largest, and in the phase region of the input three-phase AC voltage corresponding to the divided input AC phase region, Phase with the highest voltage value,
When the AC voltage value is the intermediate value phase, the AC voltage value is the minimum phase, and the AC voltage value is the maximum value, the current command value for each phase is given. Among them, the ratio Iref of the minimum current command value Imin to the current command value Imid of the intermediate value is calculated, and among the given current command values of the respective phases, the phase in which the current command value is the largest, the current command value Determines the phase region of the current command corresponding to the combination of the phase with the intermediate value, the phase with the smallest current command value, and the phase with the largest absolute value of the current command value, and the input corresponding to the phase region of the determined current command For the phase where the AC voltage value set in the phase region of the three-phase voltage is the maximum, the AC voltage is the intermediate value, the AC voltage is the minimum, and the absolute value of the AC voltage is the maximum, Assign the maximum value Emax, intermediate value Emid, minimum value Emin, and maximum absolute value Ebase of the detected AC voltage value, Ri ΔEmax from rely obtained voltage value according to the following equation, ΔEmid
The current distribution ratio and ΔEmax, ΔEm are calculated using the ratio Iref as the current distribution ratio.
6. The input current control method for a PWM cycloconverter according to claim 5, wherein said semiconductor switch group is subjected to PWM switching control based on id. (Equation 2) ΔEmid = Emax-Emid when Emax is Ebase ΔEmid = Emid-Emin when Emin is Ebase
導体スイッチ群をPWMスイッチング制御して3相電源
の電力を負荷に伝達する3相PWMサイクロコンバータ
の電流制御方法において、 前記電流制御方法は、前記半導体スイッチ群に入力する
電流を指定する入力電流指令を生成する電流指令生成手
順を有し、前記電流指令生成手順は、 入力3相交流電圧の第1の相の位相を検出し、 入力3相交流電圧の第1の相の位相に力率位相指令を加
算して入力3相電流指令の第1の相の位相を生成し、 該入力3相電流指令の第1の相の位相をもつ正弦波を生
成し、該正弦波を第1の相の電流指令とし、第1の相の
電流指令に対して120°ずつ位相を遅らせて3相電流
指令を生成する、手順を含んでいるPWMサイクロコン
バータの入力電流制御方法。7. A current control method for a three-phase PWM cyclo-converter for transmitting a power of a three-phase power supply to a load by performing PWM switching control on a semiconductor switch group including a plurality of bidirectional semiconductor switches. A current command generation procedure for generating an input current command for designating a current to be input to the semiconductor switch group, wherein the current command generation procedure detects a phase of a first phase of an input three-phase AC voltage; The power factor phase command is added to the phase of the first phase of the AC voltage to generate the phase of the first phase of the input three-phase current command, and a sine having the phase of the first phase of the input three-phase current command Generating a three-phase current command by generating a wave, using the sine wave as a first phase current command, and delaying the phase by 120 ° with respect to the first phase current command to generate a three-phase current command. Converter input current control Your way.
導体スイッチ群を通って3相電源の電力を負荷に伝達す
る電力回路と、電源電圧を検出する3相電圧検出部、電
源電圧の第1の相の位相θiを検出する位相検出部、前
記3相電圧検出部によって検出された3相交流電圧と位
相検出部によって検出された位相に基づいて、入力3相
電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、最小値
の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を生成する
電流制御部、前記3相電圧検出部によって検出された3
相交流電圧を入力して、3相交流電圧の大小を判断し、
ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、および、
前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力してPWM
スイッチング制御信号を生成するPWM電圧制御部を有
する制御部と、PWMスイッチング制御信号に応答して
前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする駆動部を
有する3相PWMサイクロコンバータ装置において、前
記制御部は、 入力3相交流電圧を3相−2相変換して2相交流電圧を
生成する3相−2相変換部と、 前記2相交流電圧から、3相交流電圧の第1の相と同位
相で回転する正相2次元座標軸を基準とする2相正相電
圧を抽出する軸座標正変換処理を実行し、正相分振幅
と、正相2次元座標軸に対する前記2相正相電圧の位相
を出力する正相分検出部と、 前記2相交流電圧から、3相交流電圧の第1の相に対し
て逆相で回転する逆相2次元座標軸を基準とする2相逆
相電圧を抽出する軸座標逆変換処理を実行し、逆相分振
幅と、逆相2次元座標軸に対する前記2相逆相電圧の位
相を出力する逆相分検出部とを有し、 前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部を
有し、 前記入力電流制御部は、軸座標正変換処理によって抽出
された2相正相電圧の、前記正相2次元座標軸に対する
位相θpに、設定された力率位相ψを加算して、2相正
相電流の位相φpを算出し、前記2相正相電流の位相φp
に前記第1の相の位相θiを加算して、前記半導体スイ
ッチ群に入力する電流を指定する入力電流指令の第1の
相の正相成分の位相θ1を生成し、前記2相正相電圧の
絶対値に所定の定数を乗算して前記入力電流指令の第1
の相の正相成分の振幅Epを定め、Ep sin θ1を前記入力
電流指令の第1の相の正相電流指令I*p1とし、Ep sin
[θ1-(2π/3)]およびEp sin[θ1+(2π/3)]をそれぞれ第
2の相の正相電流指令I*p2、第3の相の正相電流指令I*
p3と定め、前記入力電流制御部は、更に、軸座標逆変換
処理によって抽出された2相逆相電圧の、前記逆相2次
元座標軸に対する位相θnに、前記設定された力率位相
ψを加算して、2相逆相電流の位相φnを算出し、前記
2相逆相電流の位相φnに前記第1の相の位相θiを加算
して、前記半導体スイッチ群に入力する電流を指定する
入力電流指令の第1の相の逆相成分の位相θ2を生成
し、前記2相逆相電圧の絶対値に所定に定数を乗算して
前記入力電流指令の逆相成分の振幅Enを定め、En sin θ
2を前記入力電流指令の第1の相の逆相電流指令I*n1と
し、En sin[θ2+(2π/3)]およびEn sin[θ2-(2π/3)]を
それぞれ第2の相の逆相電流指令I*n2、第3の相の正相
電流指令I*n3と定め、前記入力電流制御部は、更に、第
1の相、第2の相、第3の相の正相電流指令I* p1、I
*p2、I*p3から第1の相、第2の相、第3の相の逆相電
流指令I*n1、I*n2、I*n3をそれぞれ減算して第1の相、
第2の相、第3の相の電流指令I*1、I*2、I* 3を生成
し、 前記電流基準演算部は、第1の相、第2の相、第3の相
の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
力交流の1周期の位相を12の位相領域に区分し、各相
の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値の
うち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令
値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の
電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値
が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶
対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域
を判定して前記入力電圧判断部に出力し、 前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から12の
位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位
相領域に対応する入力3相交流電圧の位相領域におい
て、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、
交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相
を設定しておき、判定された電流指令の位相領域に対応
する入力3相電圧の位相領域に設定されている交流電圧
値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電圧値が
最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対して、検
出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、最小値
Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当てられた
電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算することを特徴とする
PWMサイクロコンバータ装置。8. A half comprising a plurality of bidirectional semiconductor switches.
Transfers the power of a three-phase power supply to a load through a group of conductor switches
Power circuit, a three-phase voltage detector for detecting the power supply voltage,
Phase θ of the first phase of the source voltageiBefore the phase detector to detect
The three-phase AC voltage detected by the three-phase voltage detector and the potential
Based on the phase detected by the phase detector, input three phases
The minimum value of the current value of the current with respect to the phase current value of the intermediate value phase
Generate the ratio of the phase current values of the two phases, that is, the current distribution ratio
A current control unit, a three-phase voltage detected by the three-phase voltage detection unit;
Input the three-phase AC voltage, determine the magnitude of the three-phase AC voltage,
An input voltage determining unit that generates ΔEmax and ΔEmid; and
Input the current distribution ratio and ΔEmax and ΔEmid
Has a PWM voltage control unit that generates a switching control signal
Control unit that responds to the PWM switching control signal.
A drive unit for switching the semiconductor switch group.
In the three-phase PWM cycloconverter device having
The control unit converts the input three-phase AC voltage to three-phase to two-phase and converts the two-phase AC voltage
A three-phase-to-two-phase converter that generates the same phase as the first phase of the three-phase AC voltage from the two-phase AC voltage
Two-phase positive-phase power based on two-dimensional positive-phase coordinate axes rotating in phase
Execute the axis coordinate positive conversion process to extract the pressure, and
And the phase of the two-phase positive-sequence voltage with respect to the positive-phase two-dimensional coordinate axis
And a positive-phase component detecting unit that outputs a first phase of a three-phase AC voltage from the two-phase AC voltage.
Phase inversion with reference to two-dimensional coordinate axes that rotate in opposite phase
Executes the axis coordinate reverse transformation process to extract the phase voltage,
Width and the position of the two-phase negative-sequence voltage with respect to the negative-sequence two-dimensional coordinate axis
A negative phase component detection unit that outputs a phase, wherein the current control unit includes an input current control unit and a current reference calculation unit.
The input current control unit extracts by an axis coordinate positive conversion process.
Of the obtained two-phase positive-sequence voltage with respect to the positive-phase two-dimensional coordinate axis
Phase θpAnd the set power factor phase ψ
Phase current phase φpAnd calculate the phase φ of the two-phase positive-sequence current.p
The phase θ of the first phaseiTo the semiconductor switch.
Of the input current command for specifying the current to be input to the switch group
Phase θ of positive phase component of phase1And generates the two-phase positive-sequence voltage
The absolute value is multiplied by a predetermined constant to calculate the first value of the input current command.
Of the positive phase component of the phasepAnd Epsin θ1Enter the above
Positive phase current command I * of the first phase of current commandp1And Epsin
[θ1-(2π / 3)] and Epsin [θ1+ (2π / 3)]
Positive phase current command I * for phase 2p2, The positive-phase current command I * for the third phase
p3And the input current control unit further performs an axis coordinate inverse transformation.
The negative-phase secondary of the two-phase negative-phase voltage extracted by the processing
Phase θ with respect to the original coordinate axisnIn addition, the set power factor phase
ψ is added and the phase φ of the two-phase reverse-phase currentnIs calculated, and
Phase φ of two-phase reverse-phase currentnThe phase θ of the first phaseiAdd
And specify a current to be input to the semiconductor switch group.
Phase θ of the negative phase component of the first phase of the input current commandTwoGenerate a
Multiplying the absolute value of the two-phase negative-sequence voltage by a predetermined constant
The amplitude E of the negative phase component of the input current commandnAnd En sin θ
TwoIs a negative phase current command I * of the first phase of the input current command.n1When
Then Ensin [θTwo+ (2π / 3)] and Ensin [θTwo-(2π / 3)]
The negative phase current command I * of the second phase respectivelyn2, The positive phase of the third phase
Current command I *n3And the input current control unit further comprises:
Positive-phase current command I * for the first phase, second phase, and third phase p1, I
*p2, I *p3From the first phase, the second phase, and the third phase
Flow command I *n1, I *n2, I *n3To the first phase,
Current command I * for the second and third phases1, I *Two, I * ThreeGenerate a
The current reference calculation unit includes a first phase, a second phase, and a third phase.
Current command I *1, I *Two, I *ThreeOf which the current command value is the largest
Phase, the current command value is the intermediate value phase, the current command value is the minimum phase,
And the phase combination with the largest absolute value of the current command value.
The phase of one cycle of force exchange is divided into 12 phase regions, and each phase
Given the current command values of
Of which is the minimum current command for the intermediate current command value Imid
Calculate the ratio Iref of the value Imin, and calculate the
Of the current command values, the phase with the largest current command value, the current command value
Is the intermediate value phase, the phase with the smallest current command value,
Phase range of current command corresponding to phase combination with maximum value
And outputs the same to the input voltage determination unit. The input voltage determination unit determines
Enter the phase domain division, and enter the
In the phase domain of the input three-phase AC voltage corresponding to the phase domain
The phase with the largest AC voltage value, the phase with the intermediate AC voltage value,
The phase with the smallest AC voltage value, and the phase with the largest AC voltage value
To correspond to the determined current command phase region.
AC voltage set in the phase region of the input three-phase voltage
The phase with the largest value, the phase with the AC voltage
The minimum phase and the phase with the largest absolute value of the AC voltage value are detected.
Maximum value Emax, intermediate value Emid, minimum value of the output AC voltage value
Emin, assigned the largest absolute value Ebase, assigned
Calculate ΔEmax and ΔEmid from voltage value
PWM cycloconverter device.
ら、3相交流電圧の第1の相と同位相で回転する正相2
次元座標軸を基準とする2相正相電圧を抽出する軸座標
正変換処理を実行する軸座標正変換部と、軸座標正変換
部から出力された2相正相電圧の成分から高周波雑音成
分を除去する1次遅れフィルタと、2相正相電圧の絶対
値を検出する振幅検出部と、2相正相電圧の、正相2次
元座標軸に対する位相を検出する位相検出部を有し、 前記逆相分検出部は、2相交流電圧から、3相交流電圧
の第1の相に対して逆位相で回転する逆相2次元座標軸
を基準とする2相逆相電圧を抽出する軸座標逆変換処理
を実行する軸座標逆変換部と、軸座標逆変換部から出力
された2相逆相電圧の成分から高周波雑音成分を除去す
る1次遅れフィルタと、前記1次遅れフィルタから出力
された2相逆相電圧の絶対値を検出する振幅検出部と、
2相逆相電圧の、逆相2次元座標軸に対する位相を検出
する位相検出部を有する、請求項8に記載のPWMサイ
クロコンバータ装置。9. The positive-phase component detecting section converts a two-phase AC voltage into a positive-phase signal that rotates in the same phase as the first phase of the three-phase AC voltage.
An axis coordinate positive conversion unit that performs an axis coordinate positive conversion process for extracting a two-phase positive phase voltage with reference to the two-dimensional coordinate axis; and a high-frequency noise component from the two-phase positive phase voltage component output from the axis coordinate positive conversion unit. A first-order lag filter to be removed, an amplitude detector for detecting the absolute value of the two-phase positive-sequence voltage, and a phase detector for detecting the phase of the two-phase positive-sequence voltage with respect to the positive-phase two-dimensional coordinate axis; The phase coordinate detecting unit extracts a two-phase negative-phase voltage from the two-phase AC voltage with reference to an anti-phase two-dimensional coordinate axis rotating in an opposite phase with respect to the first phase of the three-phase AC voltage. An axis coordinate inverse transform unit for performing processing, a first-order lag filter for removing high-frequency noise components from the two-phase negative-phase voltage components output from the axis coordinate inverse transform unit, and a second-order lag filter output from the first-order lag filter An amplitude detector for detecting the absolute value of the phase-reverse-phase voltage,
The PWM cycloconverter device according to claim 8, further comprising a phase detector that detects a phase of the two-phase opposite-phase voltage with respect to the opposite-phase two-dimensional coordinate axis.
半導体スイッチ群を通って3相電源の電力を負荷に伝達
する電力回路と、電源電圧を検出する3相電圧検出部、
電源電圧の第1の相の位相θiを検出する位相検出部、
前記3相電圧検出部によって検出された3相交流電圧と
位相検出部によって検出された位相に基づいて、入力3
相電流の電流値が中間値の相の相電流値に対する、電流
値が最小の相の相電流値の比、すなわち、電流分配率を
生成する電流制御部、前記3相電圧検出部によって検出
された3相交流電圧を入力して、3相交流電圧の大小を
判断し、ΔEmaxとΔEmidとを生成する入力電圧判断部、
および、前記電流分配率とΔEmaxおよびΔEmidを入力し
てPWMスイッチング制御信号を生成するPWM電圧制
御部を有する制御部と、PWMスイッチング制御信号に
応答して前記前記半導体スイッチ群をスイッチングする
駆動部を有する3相PWMサイクロコンバータ装置にお
いて、 前記電流制御部は、入力電流制御部と電流基準演算部と
を有し、 前記入力電流制御部は、入力3相電圧に定数を乗算して
3相交流電流を生成し、前記3相交流電流から、正相3
相入力電流指令を抽出し、前記正相3相入力電流指令の
2倍から、前記3相交流電流を減算して3相入力電流指
令を生成し、 前記電流基準演算部は、第1の相、第2の相、第3の相
の電流指令I*1、I*2、I*3のうち、電流指令値が最大の
相、電流指令値が中間値の相、電流指令値が最小の相、
および電流指令値の絶対値が最大の相の組合せ毎に、入
力交流の1周期の位相を12の位相領域に区分し、各相
の電流指令値が与えられたとき、それらの電流指令値の
うち、中間値の電流指令値Imidに対する最小の電流指令
値Iminの比Irefを演算し、かつ、前記与えられた各相の
電流指令値のうち、電流指令値が最大の相、電流指令値
が中間値の相、電流指令値が最小の相、電流指令値の絶
対値が最大の相の組合せに対応する電流指令の位相領域
を判定して前記入力電圧判断部に出力し、 前記入力電圧判断部は、前記電流基準演算部から12の
位相領域の区分を入力し、前記区分された入力交流の位
相領域に対応する入力3相交流電圧の各位相領域におい
て、交流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、
交流電圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相
を設定しておき、前記判定された電流指令の位相領域に
対応する入力3相電圧の位相領域に設定されている、交
流電圧値が最大の相、交流電圧値が中間値の相、交流電
圧値が最小の相、交流電圧値の絶対値が最大の相に対し
て、検出された交流電圧値の最大値Emax、中間値Emid、
最小値Emin、最大の絶対値Ebaseを割り当て、割り当て
られた電圧値からΔEmax、ΔEmidを演算することを特徴
とするPWMサイクロコンバータ装置。10. A power circuit for transmitting power of a three-phase power supply to a load through a semiconductor switch group including a plurality of bidirectional semiconductor switches, a three-phase voltage detection unit for detecting a power supply voltage,
A phase detection unit that detects the phase θ i of the first phase of the power supply voltage;
Based on the three-phase AC voltage detected by the three-phase voltage detector and the phase detected by the phase detector, the input 3
The ratio of the phase current value of the phase having the smallest current value to the phase current value of the phase having the intermediate value of the phase current, that is, a current control unit that generates a current distribution ratio, is detected by the three-phase voltage detection unit. An input voltage determining unit that receives the input three-phase AC voltage, determines the magnitude of the three-phase AC voltage, and generates ΔEmax and ΔEmid.
A control unit having a PWM voltage control unit that receives the current distribution ratio and ΔEmax and ΔEmid to generate a PWM switching control signal; and a driving unit that switches the semiconductor switch group in response to a PWM switching control signal. In the three-phase PWM cycloconverter device, the current controller has an input current controller and a current reference calculator, and the input current controller multiplies an input three-phase voltage by a constant to obtain a three-phase AC current. From the three-phase alternating current,
A phase input current command is extracted, and the three-phase AC current is subtracted from twice the positive-phase three-phase input current command to generate a three-phase input current command. , The second phase, and the third phase current command I * 1 , I * 2 , I * 3 , the phase with the largest current command value, the phase with the middle current command value, and the smallest current command value phase,
For each combination of phases in which the absolute value of the current command value is the largest, the phase of one cycle of the input AC is divided into 12 phase regions, and when the current command value of each phase is given, the Among them, the ratio Iref of the minimum current command value Imin to the current command value Imid of the intermediate value is calculated, and, among the given current command values of the respective phases, the phase in which the current command value is the largest, the current command value is The phase of the intermediate value, the phase with the smallest current command value, the phase region of the current command corresponding to the combination of the phase with the largest absolute value of the current command value are determined and output to the input voltage determination unit, and the input voltage determination is performed. The unit receives twelve phase region divisions from the current reference calculation unit, and in each phase region of the input three-phase AC voltage corresponding to the divided input AC phase region, the phase having the largest AC voltage value; A phase whose AC voltage value is an intermediate value,
The phase in which the AC voltage value is the minimum and the phase in which the absolute value of the AC voltage value is the maximum are set in advance, and the phase is set in the phase region of the input three-phase voltage corresponding to the phase region of the determined current command. For the phase with the highest voltage value, the phase with the intermediate AC voltage value, the phase with the minimum AC voltage value, and the phase with the maximum AC voltage value, the maximum value Emax of the detected AC voltage value, the intermediate value The value Emid,
A PWM cycloconverter, wherein a minimum value Emin and a maximum absolute value Ebase are assigned, and ΔEmax and ΔEmid are calculated from the assigned voltage values.
の乗算器と、第1、第2、第3の90度位相変換フィル
ターと、第1および第2の減算器、第4、第5、第6、
第7の乗算器、第3および第4の減算器、第8および第
9の乗算器、第5および第6の減算器、および乗加算器
を備え、 第1、第2、第3の乗算器は、それぞれ、第1の相、第
2の相、第3の相の交流電圧の瞬時値に所定の定数を乗
算して交流電流を生成し、第1、第2、第3の90度位
相変換フィルターは、それぞれ、第1、第2、第3の乗
算器から出力された第1の相、第2の相、第3の相の交
流電流の位相を90°変換し、第1の減算器は、第1の
90度位相変換フィルターの出力から第2の90度位相
変換フィルターの出力を減算し、第2の減算器は、第3
の90度位相変換フィルターの出力から第2の90度位
相変換フィルターの出力を減算し、 第5および第6の乗算器は、それぞれ第1、第2の減算
器の出力に[2・31/ 2]-1を乗算して出力し、また、
第4および第7の乗算器は、それぞれ第1、第3の乗算
器の出力に1/2を乗算して出力し、 第3の減算器は、第4の乗算器の出力から第6の乗算器
84cの出力を減算し、第4の減算器は、第7の乗算器
の出力から第5の乗算器の出力を減算し、 第8、第9の乗算器は、それぞれ第3および第4の減算
器の出力に2を乗算してその乗算結果を出力し、第5、
第6の減算器は、それぞれ第8および第9の乗算器の出
力から第1の相の電流値、第3の相の電流値を減算し
て、その結果をそれぞれ第1の相の電流指令、第3の相
の電流指令として出力し、乗加算器は、第5および第6
の減算器の出力に−1を乗算して、その乗算結果を加算
して第2の相の電流指令I*Sとして出力する、請求項1
0に記載のPWMサイクロコンバータ装置。11. An input current control unit comprising a first, a second, and a third
, A first, second, and third 90-degree phase conversion filter, and first and second subtractors, fourth, fifth, sixth,
A seventh multiplier, a third and a fourth subtractor, an eighth and a ninth multiplier, a fifth and a sixth subtractor, and a multiply-adder; a first, a second and a third multiplication The multiplying unit generates an AC current by multiplying the instantaneous value of the AC voltage of the first phase, the second phase, and the third phase by a predetermined constant, respectively, and generates the first, second, and third 90 degrees. The phase conversion filter converts the phase of the AC current of the first phase, the second phase, and the third phase output from the first, second, and third multipliers by 90 °, respectively, and The subtractor subtracts the output of the second 90-degree phase conversion filter from the output of the first 90-degree phase conversion filter.
The output of the second 90-degree phase conversion filter is subtracted from the output of the 90-degree phase conversion filter, and the fifth and sixth multipliers add [2 · 3 1] to the outputs of the first and second subtractors, respectively. / 2 ] multiplied by -1 and output.
The fourth and seventh multipliers multiply the outputs of the first and third multipliers by 1 /, respectively, and output the result. The third subtractor calculates the sixth output from the output of the fourth multiplier. The fourth subtractor subtracts the output of the fifth multiplier from the output of the seventh multiplier, and the eighth and ninth multipliers respectively subtract the output of the fifth multiplier from the output of the seventh multiplier. The output of the subtracter of 4 is multiplied by 2 and the result of the multiplication is output.
The sixth subtractor subtracts the current value of the first phase and the current value of the third phase from the outputs of the eighth and ninth multipliers, respectively, and outputs the result as the current command of the first phase, respectively. , The current command of the third phase, and the multiplication / addition unit outputs the fifth and sixth current commands.
2. The output of the subtractor of claim 1 is multiplied by -1, the multiplication result is added, and the result is output as a second-phase current command I * S.
0. The PWM cycloconverter device according to 0.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001160389A JP4687851B2 (en) | 2001-05-29 | 2001-05-29 | PWM cycloconverter input current control method and PWM cycloconverter device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001160389A JP4687851B2 (en) | 2001-05-29 | 2001-05-29 | PWM cycloconverter input current control method and PWM cycloconverter device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002354815A true JP2002354815A (en) | 2002-12-06 |
JP4687851B2 JP4687851B2 (en) | 2011-05-25 |
Family
ID=19003813
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001160389A Expired - Lifetime JP4687851B2 (en) | 2001-05-29 | 2001-05-29 | PWM cycloconverter input current control method and PWM cycloconverter device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4687851B2 (en) |
Cited By (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005073306A (en) * | 2003-08-22 | 2005-03-17 | Takeshi Funaki | Control system of self-excitation type converter |
JP2005073380A (en) * | 2003-08-25 | 2005-03-17 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Controller for power converter |
JP2006262560A (en) * | 2005-03-15 | 2006-09-28 | Nagaoka Univ Of Technology | Control device of ac-ac direct power converter |
JP2006280063A (en) * | 2005-03-29 | 2006-10-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Controller of ac/ac direct power converter |
JP2006311759A (en) * | 2005-05-02 | 2006-11-09 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Control unit for ac-ac direct power converter |
EP2003758A1 (en) * | 2007-06-15 | 2008-12-17 | Hitachi Appliances, Inc. | Power conversion apparatus and module including the power conversion apparatus |
WO2012026568A1 (en) * | 2010-08-26 | 2012-03-01 | 三洋電機株式会社 | Single-phase signal input device and system interconnection device |
WO2012176826A1 (en) * | 2011-06-24 | 2012-12-27 | 三洋電機株式会社 | Inverter device |
JP2013101016A (en) * | 2011-11-08 | 2013-05-23 | Daihen Corp | Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method |
WO2013080744A1 (en) | 2011-11-30 | 2013-06-06 | 株式会社安川電機 | Matrix converter |
WO2014020703A1 (en) * | 2012-07-31 | 2014-02-06 | 株式会社安川電機 | Matrix converter |
EP2963792A1 (en) | 2014-07-04 | 2016-01-06 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Matrix convertor, power generation system, and method for controlling power factor |
JP2016115100A (en) * | 2014-12-15 | 2016-06-23 | 株式会社日立製作所 | Detector receiving three-phase alternating current, power conversion device, detection method of receiving three-phase alternating current, and control method of power conversion device |
KR101732028B1 (en) | 2014-05-19 | 2017-05-04 | 주식회사 효성 | Wind power generator and method for controlling a compensation of unbalance voltage in linking point of system |
CN114070011A (en) * | 2021-09-30 | 2022-02-18 | 科华数据股份有限公司 | Parallel operation control method and device and parallel operation system |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11341807A (en) * | 1998-05-27 | 1999-12-10 | Yaskawa Electric Corp | Controller for three-phase/three-phase pwm cyclo-converter |
JP2000299984A (en) * | 1999-04-13 | 2000-10-24 | Yaskawa Electric Corp | Controller for three-phase/single-phase pwm cycloconverter |
-
2001
- 2001-05-29 JP JP2001160389A patent/JP4687851B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11341807A (en) * | 1998-05-27 | 1999-12-10 | Yaskawa Electric Corp | Controller for three-phase/three-phase pwm cyclo-converter |
JP2000299984A (en) * | 1999-04-13 | 2000-10-24 | Yaskawa Electric Corp | Controller for three-phase/single-phase pwm cycloconverter |
Cited By (23)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005073306A (en) * | 2003-08-22 | 2005-03-17 | Takeshi Funaki | Control system of self-excitation type converter |
JP2005073380A (en) * | 2003-08-25 | 2005-03-17 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Controller for power converter |
JP2006262560A (en) * | 2005-03-15 | 2006-09-28 | Nagaoka Univ Of Technology | Control device of ac-ac direct power converter |
JP4683387B2 (en) * | 2005-03-15 | 2011-05-18 | 国立大学法人長岡技術科学大学 | AC / AC direct power converter controller |
JP2006280063A (en) * | 2005-03-29 | 2006-10-12 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Controller of ac/ac direct power converter |
JP4724844B2 (en) * | 2005-03-29 | 2011-07-13 | 富士電機株式会社 | AC / AC direct power converter controller |
JP2006311759A (en) * | 2005-05-02 | 2006-11-09 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | Control unit for ac-ac direct power converter |
JP4692733B2 (en) * | 2005-05-02 | 2011-06-01 | 富士電機ホールディングス株式会社 | AC / AC direct power converter controller |
EP2003758A1 (en) * | 2007-06-15 | 2008-12-17 | Hitachi Appliances, Inc. | Power conversion apparatus and module including the power conversion apparatus |
JP2012050215A (en) * | 2010-08-26 | 2012-03-08 | Sanyo Electric Co Ltd | Single-phase signal input device and system interconnection device |
WO2012026568A1 (en) * | 2010-08-26 | 2012-03-01 | 三洋電機株式会社 | Single-phase signal input device and system interconnection device |
WO2012176826A1 (en) * | 2011-06-24 | 2012-12-27 | 三洋電機株式会社 | Inverter device |
JP5637310B2 (en) * | 2011-06-24 | 2014-12-10 | 三洋電機株式会社 | Inverter device |
JP2013101016A (en) * | 2011-11-08 | 2013-05-23 | Daihen Corp | Unbalance rate detection device and unbalance rate detection method |
WO2013080744A1 (en) | 2011-11-30 | 2013-06-06 | 株式会社安川電機 | Matrix converter |
WO2014020703A1 (en) * | 2012-07-31 | 2014-02-06 | 株式会社安川電機 | Matrix converter |
KR101732028B1 (en) | 2014-05-19 | 2017-05-04 | 주식회사 효성 | Wind power generator and method for controlling a compensation of unbalance voltage in linking point of system |
CN105322807A (en) * | 2014-07-04 | 2016-02-10 | 株式会社安川电机 | Matrix convertor, power generation system, and method for controlling power factor |
EP2963792A1 (en) | 2014-07-04 | 2016-01-06 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Matrix convertor, power generation system, and method for controlling power factor |
US9923456B2 (en) | 2014-07-04 | 2018-03-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Matrix convertor, power generation system, and method for controlling power factor |
JP2016115100A (en) * | 2014-12-15 | 2016-06-23 | 株式会社日立製作所 | Detector receiving three-phase alternating current, power conversion device, detection method of receiving three-phase alternating current, and control method of power conversion device |
CN114070011A (en) * | 2021-09-30 | 2022-02-18 | 科华数据股份有限公司 | Parallel operation control method and device and parallel operation system |
CN114070011B (en) * | 2021-09-30 | 2024-04-19 | 科华数据股份有限公司 | Parallel operation control method and device and parallel operation system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4687851B2 (en) | 2011-05-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2002354815A (en) | Pwm cycloconverter and method of controlling input current thereof | |
JP5161985B2 (en) | Power conversion device and control device for electric power steering | |
JP2020014350A5 (en) | ||
JP6279211B2 (en) | Control device for synchronous motor for electric vehicle | |
JP4631672B2 (en) | Magnetic pole position estimation method, motor speed estimation method, and motor control apparatus | |
JP5915751B2 (en) | Matrix converter | |
JP4905777B2 (en) | AC / AC direct converter controller | |
JP2013225954A (en) | Control device for rotary machine | |
JP2011223670A (en) | Controller for ac rotary machine, controller for electric power steering | |
JP4839844B2 (en) | Power converter control method and hybrid power conversion system using the same | |
JP4747252B2 (en) | AC-AC direct power converter controller | |
MX2011010060A (en) | Rotary electric machine controller. | |
JP5514660B2 (en) | Load control device | |
JP6211377B2 (en) | PWM converter control device and dead time compensation method thereof, PWM inverter control device and dead time compensation method thereof | |
JPH0681514B2 (en) | Power converter and control method thereof | |
JP5522182B2 (en) | Power regeneration device, power conversion device, and power regeneration method | |
JP5825002B2 (en) | Power converter | |
JP6221815B2 (en) | Inverter control method and inverter | |
JP2011217575A (en) | Power conversion apparatus | |
JP6756293B2 (en) | Rotating machine control device and control method | |
JP6691035B2 (en) | Control device for controlling two-winding motor | |
JP2005168212A (en) | Motor control device | |
JP2000175461A (en) | Power converter system | |
JP4544057B2 (en) | Control device for multiphase motor | |
JP5251344B2 (en) | Control device for two-phase AC rotating machine |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080411 |
|
RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7423 Effective date: 20080911 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110119 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110201 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4687851 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140225 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150225 Year of fee payment: 4 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |