JP5251344B2 - 二相交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、電力変換部により回転駆動される二相交流回転機の制御装置に関するものである。

二相交流回転機の制御装置は、二相交流回転機における二つの巻線それぞれの一端を接続した結合点と、二つの巻線それぞれの他端とを、三相インバータに接続している。従来の二相交流回転機の制御装置では、三相インバータにより二相交流回転機が必要とする二相交流電流が流れるように制御する手段を備えることによって、三相インバータで二相交流回転機の駆動をしていた（例えば、特許文献１参照）。

また、同様な構成で、二相交流回転機における二つの巻線それぞれの一端を接続した結合点の電圧が、周期的に（電圧位相が０〜２π／６，５π／６〜８π／６，１１π／６〜２π[rad]の区間）一定レベルを取るように三相インバータを制御していた。この制御により、結合点に接続しているスイッチング回路で消費する電力を抑制していた（例えば、特許文献２参照）。

特開平１−６４５９３号公報（請求項１、図１） 特開平６−２０９５９４号公報（段落００１４、図３）

三相インバータで二相交流回転機を駆動する従来の制御装置にあっては、二相交流回転機に印加できる最大電圧は、直流電圧源が供給する直流電圧値を大きく下回るという問題点があった。本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、より高い電圧を二相交流回転機に印加できる二相交流回転機の制御装置を得ることを目的としている。

本発明に係る二相交流回転機の制御装置は、二相交流回転機の第１の巻線の一端と接続する第１のアームと、二相交流回転機の第２の巻線の一端と接続する第２のアームと、第１及び第２の巻線の他端を結んだ結合端と接続する第３のアームとを有し、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して、第１及び第２の巻線に印加する電力変換部と、第１及び第２の巻線それぞれに印加すべき電圧を示す２つの線間電圧指令に基づいて、第１のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第１の制御信号、第２のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第２の制御信号、及び第３のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第３の制御信号を生成し、各々の制御信号を電力変換部に出力するスイッチング信号演算部とを備え、スイッチング信号演算部は、キャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、２つの線間電圧指令に基づいて、第１の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第１の相電圧指令と、第２の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第２の相電圧指令と、結合端に印加すべき電圧を示す第３の相電圧指令とを生成する相電圧指令演算器と、キャリア信号と３つの相電圧指令とに基づいて３つの制御信号を生成し各々の制御信号を前記電力変換部に出力するコンパレータとを備え、相電圧指令演算器は、２つの線間電圧指令と零との３つの値の中で最大となる値と、３つの値の中で最小となる値とに基づいて、３つの相電圧指令を生成するものである。

本発明によれば、２つの線間電圧指令と零との３つの値の中で最大となる値と３つの値の中で最小となる値とに基づいて第１の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第１の相電圧指令と第２の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第２の相電圧指令と結合端に印加すべき電圧を示す第３の相電圧指令とを生成するため、従来より高い電圧を二相交流回転機に印加でき、電圧利用率を向上することができる、といった従来にない顕著な効果を奏するものである。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１について図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態１による二相交流回転機の制御装置を示す構成図である。以下の各実施の形態において、図中、図１と同一符号は、同一又は相当の構成を示す。本実施の形態１における二相交流回転機の制御装置は、電力変換部１とスイッチング信号演算部１０とを備えている。

電力変換部１は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３つのアームを備えている。第１のアームであるＵ相アームは、直列接続した２つのスイッチング素子２，３を設けている。同様に、第２のアームであるＶ相アームは、直列接続した２つのスイッチング素子４，５を設けており、第３のアームであるＷ相アームは、直列接続した２つのスイッチング素子６，７を設けている。スイッチング素子２〜７がオンオフすることにより、電力変換部１は直流電圧源８の直流電圧を交流電圧に変換して二相交流回転機９へ出力する。

二相交流回転機９は、第１及び第２の巻線と、３つの端子ａ，ｂ，ｃとを備えている。第１の巻線の一端である端子ａは、電力変換部１のＵ相アームに接続している。第２の巻線の一端である端子ｂは、電力変換部１のＶ相アームに接続している。第１の巻線の他端と第２の巻線の他端とを結んだ結合部に接続している端子ｃは、電力変換部１のＷ相アームに接続している。

スイッチング信号演算部１０は、スイッチング素子２〜７をオンオフするための制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを電力変換部１に出力する。第１の制御信号である制御信号ＳｕはＵ相アームのスイッチング素子２，３のオンオフを制御するための２値信号である。第２の制御信号である制御信号ＳｖはＶ相アームのスイッチング素子４，５のオンオフを制御するための２値信号であり、第３の制御信号である制御信号ＳｗはＷ相アームのスイッチング素子６，７のオンオフを制御するための２値信号である。

制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは、第１及び第２の線間電圧指令である線間電圧指令Ｖac*及びＶbc*と所定の周期Ｔhcとに基づいて、スイッチング信号演算部１０により生成される。なお、線間電圧指令Ｖac*は、端子ｃに対する端子ａの電圧で、二相交流回転機９の第１の巻線に印加すべき電圧を示している。また、線間電圧指令Ｖbc*は、端子ｃに対する端子ｂの電圧で、二相交流回転機９の第２の巻線に印加すべき電圧を示している。

電力変換部１は、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗに基づいて、次のようにスイッチング素子２〜７をオンオフする。制御信号Ｓｕがハイレベルの場合は、Ｕ相アームにおいて、スイッチング素子２をオンするとともにスイッチング素子３をオフにする。また、制御信号Ｓｕがローレベルの場合は、Ｕ相アームにおいて、スイッチング素子２をオフするとともにスイッチング素子３をオンにする。同様に、制御信号Ｓｖがハイレベルの場合は、Ｖ相アームにおいて、スイッチング素子４をオンするとともにスイッチング素子５をオフにする。また、制御信号Ｓｖがローレベルの場合は、Ｖ相アームにおいて、スイッチング素子４をオフするとともにスイッチング素子５をオンにする。同様に、制御信号Ｓｗがハイレベルの場合は、Ｗ相アームにおいて、スイッチング素子６をオンするとともにスイッチング素子７をオフにする。また、制御信号Ｓｗがローレベルの場合は、Ｗ相アームにおいて、スイッチング素子６をオフするとともにスイッチング素子７をオンにする。

図２は本発明の実施の形態１における二相交流回転機９の線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。以下の各実施の形態において、端子ｃに対する端子ａの電圧を線間電圧Ｖac、端子ｃに対する端子ｂの電圧を線間電圧Ｖbc、端子ｂに対する端子ａの電圧を線間電圧Ｖabとそれぞれ定義する。

図２は線間電圧Ｖac，Ｖbcの波高値がそれぞれ２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖの場合の位相と電位の関係を示している。線間電圧Ｖacの位相は、線間電圧Ｖbcの位相に対して９０度進みとなっている。なお、線間電圧Ｖabは線間電圧Ｖacから線間電圧Ｖbcを減算することで得ることができる。線間電圧Ｖabの振幅は、線間電圧Ｖac及び線間電圧Ｖbcの振幅よりも√２倍大きく、線間電圧Ｖabの位相は、線間電圧Ｖacの位相に対して４５度進みである。

図３は図２に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅を示す波形図である。図３は、図２に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの絶対値をそれぞれプロットしたものである。位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間で、線間電圧Ｖabの振幅が２００Ｖを越えており、位相が１３５度と３１５度のとき、線間電圧Ｖabの振幅は最大値２８２Ｖとなる。電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖab，Ｖbc，Ｖacの最大値は、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcである。よって、電力変換部１が図３に示す線間電圧Ｖabを二相交流回転機９に出力するためには、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが２８２Ｖ以上であることを必要とする。

図４は本発明の実施の形態１における二相交流回転機９の線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。図４は線間電圧Ｖac，Ｖbcの波高値がそれぞれ２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの場合の位相と電位の関係を示している。図５は図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅を示す波形図である。

図５において、位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間で、線間電圧Ｖabの振幅が２８２Ｖを越えており、位相が１３５度と３１５度のとき、線間電圧Ｖabの振幅は最大値４００Ｖとなる。上述したように、電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖab，Ｖbc，Ｖacの最大値は、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcである。よって、電力変換部１が図５に示す線間電圧Ｖabを二相交流回転機９に出力するためには、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが４００Ｖ以上であることを必要とする。

直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcよりも、二相交流回転機９に供給しようとする線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅が大きい場合、電力変換部１は所望の線間電圧Ｖab，Ｖbc，Ｖacを二相交流回転機９に供給できない。例えば、直流電圧値が２８２Ｖの直流電圧源８を用いて、図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを二相交流回転機９に供給しようとする場合は、電力変換部１は２８２Ｖ以上の振幅となる電圧を供給することができないため、所望の線間電圧Ｖabを供給することができない。

換言すると、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが２８２Ｖである場合は、位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間において、電力変換部１は所望の線間電圧Ｖabを出力することができない。しかし、より大きな振幅の線間電圧Ｖabを得ようとするのであれば、位相が９０度〜１８０度、２７０度〜３６０度となる区間で線間電圧Ｖabの振幅が直流電圧源８の直流電圧値２８２Ｖと等しくなるようにすれば良い。以下の各実施の形態では、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcが２８２Ｖである場合を例として説明する。

線間電圧Ｖabを＋２８２Ｖになるように出力するためには、第１の巻線の端子ａに接続したＵ相アームに設けたスイッチング素子２をオン、スイッチング素子３をオフするとともに、第２の巻線の端子ｂに接続したＶ相アームに設けたスイッチング素子４をオフ、スイッチング素子５をオンすれば良い。また、線間電圧Ｖabを−２８２Ｖになるように出力するためには、第１の巻線の端子ａに接続したＵ相アームに設けたスイッチング素子２をオフ、スイッチング素子３をオンするとともに、第２の巻線の端子ｂに接続したＶ相アームに設けたスイッチング素子４をオン、スイッチング素子５をオフすれば良い。

図６は本発明の実施の形態１におけるスイッチング信号演算部１０を示す構成図である。以下の各実施の形態において、図中、図６と同一符号は、同一又は相当の構成を示す。スイッチング信号演算部１０は、外部から入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*及びキャリア周期の半周期Ｔhc（以下、キャリア半周期Ｔhcと記す。）に基づき、スイッチング素子２〜７のオンオフを制御するための制御信号Ｓu、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。記憶器１１は、予め記憶した直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcを出力する。なお、本実施の形態１では、記憶器１１により直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcの値を出力するようにしているが、記憶器１１の代わりに、直流電圧源８が出力する電圧を検出する電圧検出器により直流電圧値Ｖdcを出力するようにしても良い。

相電圧指令演算器１２は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcとに基づいて、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を算出する。第１の相電圧指令である相電圧指令Ｖa*は、二相交流回転機９の端子ａに印加すべき電位を示している。同様に、第２の相電圧指令である相電圧指令Ｖb*は、二相交流回転機９の端子ｂに印加すべき電位を示しており、第３の相電圧指令である相電圧指令Ｖc*は、二相交流回転機９の端子ｃに印加すべき電位を示している。線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*との間には次式の関係が成り立つ。

二相交流回転機９の電圧利用率を高めるためには、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の中で、最大となる相電圧指令と最小となる相電圧指令との平均値が後述するキャリア信号αcの最大値と最小値との平均値であるＶdc／２と等しくなるようにすれば良い。即ち、Ｖoffが次式を満たせば良い。

なお、数式２において、ｍａｘ（Ｖac*，Ｖbc*，０）とは、「Ｖac*」,「Ｖbc*」，「０」の３つの値の中で最大値を示し、ｍｉｎ（Ｖac*，Ｖbc*，０）とは、「Ｖac*」,「Ｖbc*」，「０」の３つの値の中で最小値を示す。相電圧指令演算器１２は、入力された線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の瞬時値に基づき、数式１及び数式２を満たす相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成する。

図７は本発明の実施の形態１における相電圧指令演算器１２を示す構成図である。以下の各実施の形態において、図中、図７と同一符号は、同一又は相当の構成を示す。最大値演算器２０は、入力された３つの値である「線間電圧指令Ｖac*」、「線間電圧指令Ｖbc*」及び「０」の中から最大となる値を出力する。最小値演算器２１は、入力された３つの値である「線間電圧指令Ｖac*」、「線間電圧指令Ｖbc*」及び「０」の中から最小となる値を出力する。加減算器２２は、最大値演算器２０の出力と最小値演算器２１の出力との和から記憶器１１が出力する直流電圧値Ｖdcを減算した結果を増幅器２３へ出力する。増幅器２３は、加減算器２２の出力を−０．５倍した値を相電圧指令Ｖc*として出力する。加算器２４は線間電圧指令Ｖac*と相電圧指令Ｖc*とを加算し、その結果を相電圧指令Ｖa*として出力する。同様に、加算器２５は線間電圧指令Ｖbc*と相電圧指令Ｖc*とを加算し、その結果を相電圧指令Ｖb*として出力する。

キャリア信号発生器１３は、記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcと所定の周期Ｔhcとに基づいて、最小値が０、最大値がＶdcで、キャリア半周期がＴhcとなる三角波をキャリア信号αcとして出力する。図８は本発明の実施の形態１におけるキャリア信号αcを示す波形図である。図８中、Ｔcはキャリア周期を示している。なお、本実施の形態１ではキャリア信号αcが図８に示すような三角波である場合を扱うので、キャリア信号発生器１３として三角波発生器を適用している。しかし、キャリア信号は三角波に限られたものではなく、ノコギリ波や逆ノコギリ波などを用いても良く、キャリア信号発生器１３として、三角波発生器の代わりに、ノコギリ波や逆ノコギリ波などを出力するものを使用しても良い。

コンパレータ１４は、相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとを比較し、制御信号Ｓｕを出力する。コンパレータ１４は、相電圧指令Ｖa*がキャリア信号αcより大きい場合は、制御信号Ｓｕとしてハイレベルを出力し、相電圧指令Ｖa*がキャリア信号αcより小さい場合は、制御信号Ｓｕとしてローレベルを出力する。同様に、コンパレータ１５は相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとを比較し、制御信号Ｓｖを出力する。コンパレータ１５は、相電圧指令Ｖb*がキャリア信号αcより大きい場合は、制御信号Ｓｖとしてハイレベルを出力し、相電圧指令Ｖb*がキャリア信号αcより小さい場合は、制御信号Ｓｖとしてローレベルを出力する。同様に、コンパレータ１６は相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとを比較し、制御信号Ｓｗを出力する。コンパレータ１６は、相電圧指令Ｖc*がキャリア信号αcより大きい場合は、制御信号Ｓｗとしてハイレベルを出力し、相電圧指令Ｖc*がキャリア信号αcより小さい場合は、制御信号Ｓｗとしてローレベルを出力する。

図９は本発明の実施の形態１における相電圧指令演算器１２が出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。図９は、スイッチング信号演算部１０に入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*がそれぞれ図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい（波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖ）場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示している。

図１０は本発明の実施の形態１における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示す波形図である。図１０(ａ)は、図９に示す相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとの関係を示している。同様に、図１０(ｂ)は、図９に示す相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとの関係を示しており、図１０(ｃ)は図９に示す相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示している。図１１は本発明の実施の形態１における制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図１１(ａ)は制御信号Ｓｕを、図１１(ｂ)は制御信号Ｓｖを、図１１(ｃ)は制御信号Ｓｗをそれぞれ示している。図１１中、”Ｈ”はハイレベルを、”Ｌ”はローレベルを示している。

図９において、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０とＶdcとの間の値となっている。キャリア信号αcは最小値が０、最大値がＶdcで、キャリア半周期がＴhcの三角波である。このため、図１０(ａ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲では、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１４はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。従って、制御信号Ｓｕは、図１１(ａ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲においてキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。なお、「キャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する」とは、一定周期（即ち、キャリア半周期Ｔhc）毎に等間隔で信号レベルが反転することを意味するのではなく、キャリア半周期Ｔhcの間のどこかの時点で一度、信号レベルが反転することを意味する。

同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*も０とＶdcとの間の値となっている。このため、図１０(ｂ)に示すように、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。従って、制御信号Ｓｖは、図１１(ｂ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲においてキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。

同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖc*も０とＶdcとの間の値となっている。このため、図１０(ｃ)に示すように、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がＴhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。従って、制御信号Ｓｗは、図１１(ｃ)に示すように、位相が０度から９０度の範囲においてキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。

一方、位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０より小さい値であるが、キャリア信号αcは０以上であるため、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも小さい。このため、コンパレータ１４は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをローレベルにする（図１１(ａ)参照）。

また、位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*はＶdcより大きな値であり、キャリア信号αcはＶdc以下であるため、常に相電圧信号Ｖb*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１５は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをハイレベルにする（図１１(ｂ)参照）。

しかしながら、位相が９０度から１８０度の範囲においても、相電圧指令Ｖc*は０とＶdcの間の値となっており、位相が０度から９０度の範囲の場合と同様に、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６は、位相が９０度から１８０度の範囲においても、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する（図１１(ｃ)参照）。

図９に示すように、位相が１８０度から２７０度の範囲では、位相が０度から９０度の範囲と同様に、相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*ともに０とＶdcとの間の値となっている。このため、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる（図１０(ａ)〜(ｃ)参照）。その結果、位相が１８０度から２７０度の範囲では、コンパレータ１４〜１６は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗそれぞれの信号レベルを反転させて出力する（図１１(ａ)〜(ｃ)参照）。

位相が２７０度から３６０度の範囲では、図９に示すように、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも大きくなっている。このため、コンパレータ１４は、位相が２７０度から３６０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをハイレベルにする（図１１(ａ)参照）。

また、位相が２７０度から３６０度の範囲では、常に相電圧指令Ｖb*の方がキャリア信号αcよりも小さくなっている。このため、コンパレータ１５は、位相が２７０度から３６０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをローレベルにする（図１１(ｂ)参照）。

一方、位相が２７０度から３６０度の範囲においても、相電圧指令Ｖc*は０とＶdcとの間の値となっており、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する（図１１(ｃ)参照）。

なお、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する場合は、キャリア半周期Ｔhcの２倍であるキャリア周期Ｔcよりも長い間、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが同一レベル（ハイレベルまたはローレベル）の状態を継続することはない。また、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルをハイレベル、若しくはローレベルにする場合は、キャリア周期Ｔcよりも長い間、制御信号Ｓｕ，Ｓｖが同一レベルの状態を継続する。

線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との差で表される線間電圧指令Ｖab*の波高値が、直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｋを超える場合、スイッチング信号演算部１０は、少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方を次のように生成する。少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、ハイレベル固定またはローレベル固定の期間がキャリア周期Ｔcより長くなることが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に２回以上ある。ここで、所定倍率Ｋは０＜Ｋ≦１を満たす値である。

同様に、線間電圧指令Ｖab*の波高値の替わりに線間電圧指令Ｖab*の実効値を用いて表現すると、上述の所定倍率Ｋは、０＜Ｌ≦１／√２を満たす所定倍率Ｌに置き換えられる。即ち、線間電圧指令Ｖab*の実効値が直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌ（０＜Ｌ≦１／√２）を超える場合、少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、ハイレベル固定またはローレベル固定の期間がキャリア周期Ｔcより長くなることが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に２回以上ある。

線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との振幅比が１：１である場合、即ち第１の巻線と第２の巻線との巻数比が１である場合は、線間電圧指令Ｖac*の実効値及び線間電圧指令Ｖbc*の実効値はともに、線間電圧指令Ｖab*の実効値に対して１／√２倍となる。従って、第１の巻線と第２の巻線との巻数比が１である場合は、線間電圧指令Ｖab*の波高値の替わりに線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値を用いて表現することができる。この場合、上述の所定倍率Ｌは、０＜Ｍ≦１／２を満たす所定倍率Ｍに置き換えられる。即ち、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値が直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｍ（０＜Ｍ≦１／２）を超える場合、少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、ハイレベル固定またはローレベル固定の期間がキャリア周期Ｔcより長くなることが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に２回以上ある。

なお、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期とは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の位相が３６０度変化する１周期と定義する。なお、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は全て同じ長さである。

図１１(ａ),(ｂ)は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*,Ｖab*の基本波周期の間に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖがハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が２回ある場合の例を示しているが、この回数に限られたものではなく、３回以上であっても良い。

図１２は本発明の実施の形態１における電力変換部１が出力する線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。スイッチング信号演算部１０に、図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*を入力した場合、電力変換部１が出力する線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabはそれぞれ図１２に示すような波形となる。図１２に示すように、位相が９０度から１８０度の範囲において、線間電圧Ｖabは−２８２Ｖで一定となっており、位相が２７０度から３６０度の範囲において、線間電圧Ｖabは２８２Ｖで一定となっている。電力変換部１が所望の線間電圧Ｖabを出力できない区間（即ち、位相が９０度から１８０度、及び２７０度から３６０度の範囲）において、電力変換部１は出力可能な最大の電圧値、即ち直流電圧源８の直流電圧値Ｖdc（２８２Ｖ）を線間電圧Ｖabの振幅として出力している。

従来の二相交流回転機の制御装置では、二相交流回転機における二つの巻線それぞれの他端を共通に接続した端子ｃの電圧を制御する制御信号Ｓｗが、周期的に同一レベルに固定されるようにしていた。しかし、より高い電圧を二相交流回転機９に印加するためには、制御信号Ｓｗではなく、制御信号ＳｕまたはＳｖが周期的に同一レベルに固定されるようにすると良い。

本実施の形態１における二相交流回転機９の制御装置は、相電圧指令演算器１２において、数式１及び数式２を満たす相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成している。この相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*に基づき、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが生成される。少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、信号レベルが同一レベルに固定される期間がキャリア周期Ｔcより長くことが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上あるという特徴を有する。

このような制御により、本実施の形態１における二相交流回転機９の制御装置は、従来より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。また、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３及びＶ相アームのスイッチング素子４、５のスイッチング回数が減るため、スイッチングに起因する消費電力の抑制効果を得ることができる。

実施の形態２．
実施の形態１では、キャリア信号αcとして、最大値を直流電圧源８の直流電圧値Ｖdc、最小値を０とする三角波を用いていたが、最大値を０．５Ｖdc、最小値を−０．５Ｖdcとする三角波をキャリア信号αcとしても良い。この場合、相電圧指令演算器１２ａに対して直流電圧源８の直流電圧値Ｖdcを入力する必要がなくなる。

図１３は本発明の実施の形態２におけるスイッチング信号演算部１０ａを示す構成図である。図１４は本発明の実施の形態２におけるキャリア信号αcを示す波形図である。キャリア信号発生器１３ａは、記憶器１１が出力する直流電圧値Ｖdcと所定の周期Ｔhcとに基づいて、図１４に示すような、最大値が０．５Ｖdc、最小値が−０．５Ｖdc、キャリア半周期がＴhcの三角波をキャリア信号αcとして出力する。なお、その他の構成は、実施の形態１と同一のものであり、その説明を省略する。

図１５は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａを示す構成図である。本実施の形態２においては、キャリア信号αcの最大値は０．５Ｖdcで、最小値は−０．５Ｖdcである。二相交流回転機９の電圧利用率を高めるためには、相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*の中で、最大となる相電圧指令と最小となる相電圧指令との平均値が、キャリア信号αcの最大値と最小値との平均値である０と等しくなるようにすれば良い。相電圧指令演算器１２ａは、入力された線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の瞬時値に基づき、数式１及び数式３を満たす相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を生成する。

図７に示す実施の形態１における相電圧指令演算器１２と本実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａとの相違点は、加減算器２２の代わりに、最大値演算器２０の出力と最小値演算器２１の出力とを加算した結果を増幅器２３へ出力する加算器２２ａを用いる点だけである。

図１６は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を示す波形図である。図１６は、スイッチング信号演算部１０ａに入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*がそれぞれ図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい（波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖ）場合の相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を示している。

図１６において、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっている。キャリア信号αcの最小値は−０．５Ｖdc、最大値は０．５Ｖdcであるので、位相が０度から９０度の範囲では、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係が入れ替わる。その結果、位相が０度から９０度の範囲では、コンパレータ１４はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*も−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、位相が０度から９０度の範囲では、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

同様に、位相が０度から９０度の範囲では、相電圧指令Ｖc*も−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、位相が０度から９０度の範囲では、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcより小さい値であるが、キャリア信号αcは−０．５Ｖdc以上であるため、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも小さい。このため、コンパレータ１４は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをローレベルにする。

また、位相が９０度から１８０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*は０．５Ｖdcより大きな値であり、キャリア信号αcは０．５Ｖdc以下であるため、常に相電圧指令Ｖb*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１５は、位相が９０度から１８０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをハイレベルにする。

一方、位相が９０度から１８０度の範囲においても、相電圧指令Ｖc*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、位相が０度から９０度の範囲の場合と同様に、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、位相が９０度から１８０度の範囲においても、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

以上のように、スイッチング信号演算部１０ａは、記憶器１１が出力する直流電圧値Ｖdcの値を相電圧指令演算器１２ａに入力することなく、実施の形態１と同様の制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力することができ、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

図１６では、波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*が相電圧指令演算器１２ａに入力された場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*について扱ったが、以下では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値を別の値にした場合について説明する。

図１７は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。図１７は、スイッチング信号演算部１０ａに入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*がそれぞれ図２に示す線間電圧Ｖac，Ｖbcに等しい（波高値が２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖ）場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示している。線間電圧指令Ｖab*は、図２に示す線間電圧Ｖabに等しい電圧となる。線間電圧指令Ｖab*の波高値は、２８２Ｖで直流電圧値Ｖdcと等しい。また、線間電圧指令Ｖab*の実効値は、２００Ｖで直流電圧値Ｖdcの１／√２倍となっている。

図１４に示したようにキャリア信号αcは最小値が−０．５Ｖdc（＝−１４１Ｖ）、最大値が０．５Ｖdc（＝１４１Ｖ）である。コンパレータ１４，１５，１６はそれぞれ相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとを比較する。図１７において、位相が０度から３６０度の全範囲で、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*のいずれもが−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっている。従って、位相が０度から３６０度のいずれの範囲でも、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*の大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１４はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

同様に、位相が０度から３６０度のいずれの範囲でも、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。同様に、位相が０度から３６０度のいずれの範囲でも、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係が入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

以上のように、スイッチング信号演算部１０ａは、線間電圧指令Ｖab*の実効値が直流電圧値Ｖdcに対して１／√２倍を超えない場合は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれの信号レベルを反転させる。この制御信号Ｓｕに基づいて、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度スイッチングの極性が反転する。同様に、制御信号Ｓｖに基づいて、Ｖ相アームのスイッチング素子４、５は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度スイッチングの極性が反転する。同様に、制御信号Ｓｗに基づいて、Ｗ相アームのスイッチング素子６、７も、キャリア半周期Ｔhcの間に一度スイッチングの極性が反転する。

図１８は本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。図１８は、スイッチング信号演算部１０ａに入力される線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が４００Ｖ、即ち、実効値が２８２Ｖの場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示している。線間電圧指令Ｖab*の実効値は４００Ｖであり、直流電圧値Ｖdcに対して１／√２倍を超えている。

図１８において、位相が０度から４５度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０．５Ｖdc（＝１４１Ｖ）より大きな値となっている。キャリア信号αcの最大値は０．５Ｖdc（＝１４１Ｖ）であるので、位相が０度から４５度の範囲では、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１４は、位相が０度から４５度の範囲では、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをハイレベルにする。

位相が４５度から８２度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっており、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度入れ替わる。その結果、コンパレータ１４は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

位相が８２度から２２５度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcより小さな値となっている。キャリア信号αcの最小値は−０．５Ｖdcであるので、位相が８２度から２２５度の範囲では、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも小さい。このため、コンパレータ１４は、位相が８２度から２２５度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをローレベルにする。

位相が２２５度から２６２度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖa*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度入れ替わる。その結果、コンパレータ１４は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｕをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

位相が２６２度から３６０度の範囲では、相電圧指令Ｖa*は０．５Ｖdcより大きな値となっている。キャリア信号αcの最大値は０．５Ｖdcであるので、位相が２６２度から３６０度の範囲では、常に相電圧指令Ｖa*の方がキャリア信号αcよりも大きい。このため、コンパレータ１４は、位相が２６２度から３６０度の範囲では、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｕをハイレベルにする。

次に、相電圧指令Ｖb*は、位相が０度から８度の範囲で、キャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっている。このため、コンパレータ１５はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをローレベルにする。位相が８度から４５度の範囲では、相電圧指令Ｖb*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１５はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

位相が４５度から１８８度の範囲では、相電圧指令Ｖb*はキャリア信号αcの最大値０．５Ｖdcより大きな値となっている。このため、位相が４５度から１８８度の範囲では、コンパレータ１５はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをハイレベルにする。また、位相が１８８度から２２５度の範囲では、相電圧指令Ｖb*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖb*との大小関係がキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１５は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｖをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

位相が２２５度から３６０度の範囲では、相電圧指令Ｖb*はキャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっている。このため、位相が２２５度から３６０度の範囲では、コンパレータ１５は、キャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｖをローレベルにする。

相電圧指令Ｖc*は、位相が０度から１０５度の範囲で、キャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっている。このため、位相が０度から１０５度の範囲では、コンパレータ１６は、キャリア信号αｃの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｗをローレベルにする。また、位相が１０５度から１６５度の範囲では、相電圧指令Ｖc*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっており、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６は、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

また、位相が１６５度から２８５度の範囲では、相電圧指令Ｖc*はキャリア信号αcの最大値０．５Ｖdcより大きな値となっているので、コンパレータ１６はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｗをハイレベルにする。また、位相が２８５度から３４５度の範囲では、相電圧指令Ｖc*は−０．５Ｖdcと０．５Ｖdcとの間の値となっているので、キャリア信号αcと相電圧指令Ｖc*との大小関係はＴhcの間に一度、入れ替わる。その結果、コンパレータ１６はキャリア半周期Ｔhcの間に一度、制御信号Ｓｗをハイレベルからローレベルへ、若しくはローレベルからハイレベルへ変更する。

位相が３４５度から３６０度の範囲では、相電圧指令Ｖc*はキャリア信号αcの最小値−０．５Ｖdcより小さな値となっているので、コンパレータ１６はキャリア信号αcの瞬時値とは関係なく制御信号Ｓｗをローレベルにする。

続いて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の波高値を変更した場合、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*それぞれとキャリア信号αcとの関係、制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗがどのように変化するかについて説明する。

図１９は本発明の実施の形態２における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図１９(ａ)は、相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとの関係を示している。同様に、図１９(ｂ)は、相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとの関係を示しており、図１９(ｃ)は相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示している。図１９(ｄ)〜(ｆ)はそれぞれ、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９〜図２１において、”Ｈ”は２値信号のハイレベルを、”Ｌ”は２値信号のローレベルを示している。

図１９は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖの場合に、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の周波数は１００Ｈｚ、即ち線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は０．０１秒であり、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。

この場合、線間電圧指令Ｖab*の波高値は２８２Ｖで、直流電圧値Ｖdcと等しい。換言すると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は２００Ｖであり、直流電圧値Ｖdcに対して１／√２倍となっている。所定倍率Ｌは０＜Ｌ≦１／√２を満たす値であるが、例えば、所定倍率Ｌ＝１／√２とすると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌを超えていない。従って、制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルが、ハイレベル固定またはローレベル固定となる期間は存在しない。制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗはそれぞれ、図１９(ｄ)〜(ｆ)に示すように、キャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。

図２０は本発明の実施の形態２における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図２０(ａ)は、相電圧指令Ｖa*とキャリア信号αcとの関係を示している。同様に、図２０(ｂ)は、相電圧指令Ｖb*とキャリア信号αcとの関係を示しており、図２０(ｃ)は相電圧指令Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示している。図２０(ｄ)〜(ｆ)はそれぞれ、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。

図２０は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの場合に、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９と同様に、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は０．０１秒で、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。この場合、線間電圧指令Ｖab*の波高値は４００Ｖで、直流電圧値Ｖdcに対して√２倍となっている。換言すると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は２８２Ｖであり、直流電圧値Ｖdcと等しい。例えば、所定倍率Ｌ＝１／√２とすると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌを超えている。従って、制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルが、ハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が存在する。

図２０(ｆ)に示すとおり、制御信号Ｓｗはキャリア半周期Ｔhcの間に一度、信号レベルが反転する。一方、制御信号Ｓｕは、図２０(ｄ)に示すように、０．００２５秒から０．００５５秒の区間、ローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア半周期Ｔhcの２倍（＝キャリア周期Ｔc）より長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。また、０．００７５秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｕはハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。このように、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回、制御信号Ｓｕがハイレベル固定若しくはローレベル固定となる状態がキャリア周期Ｔcよりも長い間継続する。

また、制御信号Ｓｖは、図２０(ｅ)に示すように、０．００２５秒から０．００５５秒の区間、ハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。また、０．００７５秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｖはローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。このように、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回、制御信号Ｓｖがハイレベル固定若しくはローレベル固定となる状態がキャリア周期Ｔcよりも長い間継続する。

図２１は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が４００Ｖ、即ち、実効値が２８２Ｖの場合に、相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示している。なお、図１９と同様に、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期は０．０１秒で、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。この場合、線間電圧指令Ｖab*の波高値は５６４Ｖで、直流電圧値Ｖdcに対して２倍となっている。換言すると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は４００Ｖであり、直流電圧値Ｖdcに対して√２倍となっている。例えば、所定倍率Ｌ＝１／√２とすると、線間電圧指令Ｖab*の実効値は直流電圧値Ｖdcの所定倍率Ｌを超えている。従って、制御信号Ｓｕ，Ｓｖの信号レベルが、ハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が存在する。更に、制御信号Ｓｗについても、信号レベルがハイレベル固定またはローレベル固定となる期間が存在する。

制御信号Ｓｕは、図２１(ｄ)に示すように、０．００２秒から０．００６５秒の区間、ローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。また、０．００７秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｕはハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｕは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。このように、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回、制御信号Ｓｕがハイレベル固定若しくはローレベル固定となる状態がキャリア周期Ｔcよりも長い間継続する。

また、制御信号Ｓｖは、０．００１秒から０．００５秒の区間、ハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。また、０．００６秒から０．０１秒の区間、制御信号Ｓｖはローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｖは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。

さらに、制御信号Ｓｗは、０．００秒から０．００３秒の区間、ローレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｗは、キャリア周期Ｔcより長い間、ローレベルに固定された状態を継続する。また、０．００４５秒から０．００８秒の区間、制御信号Ｓｗはハイレベルの状態を継続する。即ち、制御信号Ｓｗは、キャリア周期Ｔcより長い間、ハイレベルに固定された状態を継続する。

このように、線間電圧指令Ｖab*の実効値が直流電圧値Ｖdcに対して所定倍率Ｌを超える場合は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上、Ｕ相アーム及びＶ相アームに設けられたスイッチング素子２〜５はそれぞれ、キャリア周期Ｔcよりも長い間継続してオン状態もしくはオフ状態になる。それとともに、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上、Ｗ相アームに設けられたスイッチング素子６，７はそれぞれ、キャリア周期Ｔcよりも長い間継続してオン状態もしくはオフ状態になる。

図２２は本実施の形態２における線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係を示す図である。二相交流回転機９の制御装置に対して、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値をそれぞれ０〜３５０Ｖとして与えた場合における、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係をプロットしたものである。

図２２において、●印は本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合を示している。また、比較のため、従来の二相交流回転機の制御装置を用いた場合を□印で示している。なお、実施の形態１における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合も、本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合と同一の結果が得られる。

従来の二相交流回転機の制御装置では、二相交流回転機の第１及び第２の巻線それぞれの一端を結んだ接合部に印加すべき電位を示す相電圧指令Ｖc*が周期的に一定レベルとなるようにしていた。このため、電力変換部が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は最大でも１４１Ｖ、即ち直流電圧値Ｖdcに対して１／２倍であった。これに対し、本実施の形態２における電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は、最大２００Ｖである。この値は、直流電圧値Ｖdcの１／√２倍であり、従来の電力変換部が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値を大きく上回る。

本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置は、相電圧指令演算器１２ａにおいて、数式１及び数式３を満たす相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成している。この相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*に基づき、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗが生成される。少なくとも制御信号Ｓｕまたは制御信号Ｓｖの一方は、信号レベルが同一レベルに固定される期間がキャリア周期Ｔcより長くことが、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の基本波周期の間に２回以上あるという特徴を有する。

このような制御により、本実施の形態２における二相交流回転機９の制御装置は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。即ち、従来より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。また、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３及びＶ相アームのスイッチング素子４、５のスイッチング回数が減るため、スイッチングに起因する消費電力の抑制効果を得ることができる。

実施の形態３．
実施の形態１及び実施の形態２における相電圧指令演算器１２，１２ａは、３つの変数のうち最大となる値を出力する最大値演算器２０と、３つの変数のうち最小となる値を出力する最小値演算器２１とを備えていた。この相電圧指令演算器１２，１２ａを、最大値演算器２０及び最小値演算器２１を廃して加減算と増幅器とを有する構成の相電圧指令演算器１２ｂに置換しても良い。これにより、相電圧指令演算器１２ｂは演算が簡素になる。

図２３は本実施の形態３におけるスイッチング信号演算部１０ｂを示す構成図である。相電圧指令演算器１２ｂ以外は、実施の形態２と同一であるため、説明を省略する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*，Ｖab*の中で振幅が最大となるのは線間電圧指令Ｖab*である。そこで、二相交流回転機９の電圧利用率を高めるためには、Ｕ相アームが出力する電圧とＶ相アームが出力する電圧とが逆位相になるようにすれば良い。即ち、相電圧指令Ｖa*と相電圧指令Ｖb*とが次式の関係になれば良い。

数式１及び数式４から、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*は次式を満たせば良い。

図２４は本実施の形態３における相電圧指令演算器１２ｂを示す構成図である。減算器３０は線間電圧指令Ｖac*から線間電圧指令Ｖbc*を減算し、その結果を増幅器３１へ出力する。増幅器３１は減算器３０の出力を０．５倍し、相電圧指令Ｖa*として出力する。減算器３２は線間電圧指令Ｖbc*から線間電圧指令Ｖac*を減算し、その結果を増幅器３３へ出力する。増幅器３３は減算器３２の出力を０．５倍し、相電圧指令Ｖb*として出力する。加算器３４は線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*とを加算し、その結果を増幅器３５へ出力する。増幅器３５は加算器３４の出力を−０．５倍し、相電圧指令Ｖc*として出力する。

相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との差（Ｖac*−Ｖbc*）に基づいて、第１の巻線の一端ａに接続したＵ相アームが出力すべき相電圧指令Ｖa*を生成する。同様に、相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖbc*と線間電圧指令Ｖac*との差（Ｖbc*−Ｖac*）に基づいて、第２の巻線の一端ｂに接続したＶ相アームが出力すべき相電圧指令Ｖb*を生成する。また、相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との和（Ｖac*＋Ｖbc*）に基づいて、第１の巻線の他端と第２の巻線の他端とを結んだ結合端ｃに接続したＷ相アームが出力すべき相電圧指令Ｖc*を生成する。

相電圧指令演算器１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の和（Ｖac*＋Ｖbc*）及び差（Ｖac*−Ｖbc*）に基づいて生成した相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を出力する。このため、相電圧指令演算器１２ｂは、簡単な演算のみで、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成することができる。第１の巻線の一端ａに接続したＵ相アーム、及び第２の巻線の一端ｂに接続したＶ相アームの消費電力を抑制しつつ、高い電圧を二相交流回転機９に出力することができる。

図２５は本実施の形態３における線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係を示す図である。二相交流回転機９の制御装置に対して、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値をそれぞれ０〜３５０Ｖとして与えた場合における、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係をプロットしたものである。

図２５において、●印は本実施の形態３における二相交流回転機９の制御装置を用いた場合を示している。また、比較のため、従来の二相交流回転機の制御装置を用いた場合を□印で示している。

従来の二相交流回転機の制御装置では、二相交流回転機の第１及び第２の巻線それぞれの他端を結んだ接合部に印加すべき電位を示す相電圧指令Ｖc*が周期的に一定レベルとなるようにしていた。このため、電力変換部が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は最大でも１４１Ｖ、即ち直流電圧値Ｖdcに対して１／２倍であった。これに対し、本実施の形態３における電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値は、最大１７５Ｖであり、従来技術よりも電圧利用率が向上している。

本実施の形態３によれば、相電圧指令演算器１２ｂにおける演算を簡素化できる。その結果、スイッチング信号演算部１０ｂを、マイコンやゲートアレイ、アナログ回路などで実現する場合、その構成や回路規模を簡素化することが可能となり、安価な構成で実現することが可能である。

また、本実施の形態３によれば、従来の二相交流回転機の制御装置を用いた場合より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。

実施の形態４．
実施の形態１〜３のおける相電圧指令演算器１２，１２ａ，１２ｂは、線間電圧指令Ｖac*と線間電圧指令Ｖbc*との位相関係を考慮せず、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を算出していた。しかし、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の正負の符号とから、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を算出する演算式を変更するようにしても良い。

図２６は本実施の形態４におけるスイッチング信号演算部１０ｃを示す構成図である。相電圧指令演算器１２ｃ以外は実施の形態１と同一であるため、説明を省略する。相電圧指令演算器１２ｃは線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcとに基づいて相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成する。以下、相電圧指令演算器１２ｃの内部演算について説明する。図２７〜２９は本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃを示すフローチャートである。図２７において、ＳＴＥＰ１０１より相電圧指令演算器１２ｃ内部の演算を開始する。ＳＴＥＰ１０２では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係及び正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式６が成立する場合ＳＴＥＰ１０３を実行し、数式６が不成立の場合ＳＴＥＰ１０６を実行する。ＳＴＥＰ１０３では、線間電圧指令Ｖac*と直流電圧値Ｖdcとの間で次式の関係が成立するか否かを判定する。

線間電圧指令Ｖac*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式７の関係が成立する場合、ＳＴＥＰ１０４を実行する。ＳＴＥＰ１０４では相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１０４を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。一方、ＳＴＥＰ１０３において、線間電圧指令Ｖac*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式７の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１０５を実行する。ＳＴＥＰ１０５では相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１０５を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。

一方、ＳＴＥＰ１０２において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式６の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１０６を実行する。ＳＴＥＰ１０６では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式１０が成立する場合ＳＴＥＰ１０７を実行し、数式１０が不成立の場合、後述する分岐Ｂに進む。ＳＴＥＰ１０７では、線間電圧指令Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間で次式の関係が成立するか否かを判定する。

線間電圧指令Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に、数式１１の関係が成立する場合、ＳＴＥＰ１０８を実行する。ＳＴＥＰ１０８では、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１０８を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。一方、ＳＴＥＰ１０７において、線間電圧指令Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式１１の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１０９を実行する。ＳＴＥＰ１０９では、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１０９を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。

図２８は、ＳＴＥＰ１０６において、数式１０の関係が不成立であった場合に移行する分岐Ｂ以降の演算を示すフローチャートである。ＳＴＥＰ１１１では、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式１４が成立する場合、ＳＴＥＰ１１２を実行し、数式１４が不成立の場合、後述するＳＴＥＰ１１５を実行する。ＳＴＥＰ１１２では、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間で次式の関係が成立するか否かを判定する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式１５の関係が成立する場合、ＳＴＥＰ１１３を実行する。ＳＴＥＰ１１３では相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１１３を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。一方、ＳＴＥＰ１１２において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式１５の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１１４を実行する。ＳＴＥＰ１１４では、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１１４を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。

一方、前記ＳＴＥＰ１１１において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式１４の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１１５を実行する。ＳＴＥＰ１１５では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式１８が成立する場合、ＳＴＥＰ１１６を実行し、数式１８が不成立の場合、後述する分岐Ｃに進む。ＳＴＥＰ１１６では線間電圧指令Ｖac*と直流電圧値Ｖdcとの間で、次式の関係が成立するか否かを判定する。

線間電圧指令Ｖac*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式１９の関係が成立する場合、ＳＴＥＰ１１７を実行する。ＳＴＥＰ１１７では相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１１７を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。一方、ＳＴＥＰ１１６において、線間電圧指令Ｖac*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式１９の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１１８を実行する。ＳＴＥＰ１１８では相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１１８を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。

図２９は、ＳＴＥＰ１１５において、数式１８の関係が不成立であった場合に移行する分岐Ｃ以降の演算を示すフローチャートである。ＳＴＥＰ１２１では、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、次式の関係が成立するか否かを判断する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式２２が成立する場合、ＳＴＥＰ１２２を実行し、数式２２が不成立の場合、後述するＳＴＥＰ１２５を実行する。ＳＴＥＰ１２２では、線間電圧指令Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間で次式の関係が成立するか否かを判定する。

線間電圧指令Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式２３の関係が成立する場合、ＳＴＥＰ１２３を実行する。ＳＴＥＰ１２３では、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１２３を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。一方、ＳＴＥＰ１２２において、線間電圧指令Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式２３の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１２４を実行する。ＳＴＥＰ１２４では、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１２４を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。

一方、ＳＴＥＰ１２１において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の大小関係と正負の符号に関し、数式２２の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１２５を実行する。ＳＴＥＰ１２５では線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間で次式の関係が成立するか否かを判定する。

線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式２６の関係が成立する場合、ＳＴＥＰ１２６を実行する。ＳＴＥＰ１２６では、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１２６を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。一方、ＳＴＥＰ１２５において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と直流電圧値Ｖdcとの間に数式２６の関係が不成立の場合、ＳＴＥＰ１２７を実行する。ＳＴＥＰ１２７では、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を次式の演算を行うことにより決定する。

ＳＴＥＰ１２７を実行後、分岐Ａへ戻り、再度ＳＴＥＰ１０２を実行する。

以上の流れに従って、スイッチング信号演算部１０ｃ内部の相電圧指令演算器１２ｃは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と記憶器１１から得た直流電圧値Ｖdcとに基づいて、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を生成する。

続いて、本実施の形態４におけるスイッチング信号演算部１０ｃの演算方法の原理について説明する。図３０は本発明の実施の形態４における電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示すベクトル図である。図中の○印は、線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示す電圧ベクトルの終点を示している。

電圧ベクトルＶ_Ｎ（Ｎ＝０〜６）に添えられた括弧書きは（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ）の組合せを示している。例えば、電圧ベクトルＶ_１（１，０，０）は、制御信号Ｓｕをハイレベル、制御信号Ｓｖをローレベル、制御信号Ｓｗをローレベルにしたときに、電力変換部１が二相交流回転機９に対して出力する線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示している。このとき、電力変換部１が出力する線間電圧はＶac＝Ｖdc、Ｖb＝０である。なお、括弧内の”１”はは２値信号のハイレベルを示しており、”０”は２値信号のローレベルを示している。

また、例えば、電圧ベクトルＶ_５（０，０，１）は、制御信号Ｓｕをローレベル、制御信号Ｓｖをローレベル、制御信号Ｓｗをハイレベルにしたときに、電力変換部１が二相交流回転機９に対して出力する線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示している。このとき、電力変換部１が出力する線間電圧はＶac＝−Ｖdc、Ｖbc＝−Ｖdcである。

電力変換部１は、図３０に示す六角形状の領域内（即ち、網掛け部分）の線間電圧Ｖac，Ｖbcを出力可能である。電力変換部１が二相交流回転機９に対して出力可能な線間電圧Ｖac，Ｖbcの振幅は次式に示す制限があるためである。

二相交流回転機９に印加すべき線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*には位相と振幅が存在する。線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の位相及び振幅と図３０のベクトル図とを勘案すれば、印加すべき相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を導出することが可能である。以下、二相交流回転機９に印加すべき線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の位相（以下、電圧ベクトルの位相θと記す）が０〜４５度の場合と９０度〜１８０度の場合を例に取り具体的に説明する。

図３１、図３２は電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。図３１はＶac*＜Ｖdcの場合を示しており、図３２はＶac*≧Ｖdcの場合を示している。

電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合は、上述した数式６が成り立つ。この関係の下で、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比、Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの導出手法を説明する。図３１、図３２において座標が（Ｖac，Ｖbc）＝（Ｖac*，Ｖbc*）となる点（図中の△印）の電圧ベクトルＶ_８，Ｖ_９の出力方法を説明する。まず、図３１及び図３２中の●印の電圧ベクトルＶ_７を出力する方法について説明する。原点と△印の点とを結ぶ直線は次式で表現できる。

また、電圧ベクトルＶ_１（１，０，０）の終点と電圧ベクトルＶ_２（１，１，０）の終点とを結ぶ直線は次式で表現できる。

数式３０で表される直線と数式３１で表される直線とが交差する点の座標は、（Ｖac，Ｖbc）＝（Ｖdc，Ｖbc*÷Ｖac*×Ｖdc）である。電圧ベクトルＶ_７の終点は、電圧ベクトルＶ_１（１，０，０）の終点と電圧ベクトルＶ₂（１，１，０）の終点とを（Ｖbc*÷Ｖac*）対（１−Ｖbc*÷Ｖac*）に内分する点である。電圧ベクトルＶ_７を出力するには、電圧ベクトルＶ_１（１，０，０）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルと電圧ベクトルＶ_２（１，１，０）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルとの出力時間の比を（１−Ｖbc*÷Ｖac*）対（Ｖbc*÷Ｖac*）にすれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。

換言すると、電圧ベクトルＶ_７を出力するには、電力変換部１のＵ相アームのスイッチング素子２、３をオンオフ制御するための制御信号Ｓｕをハイレベルにし、Ｖ相アームのスイッチング素子４、５をオンオフ制御するための制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比をＶbc*÷Ｖac*にし、Ｗ相アームのスイッチング素子６、７をオンオフ制御するための制御信号Ｓｗをローレベルにすれば良い。

続いて、Ｖac*＜Ｖdcの場合に、電力変換部１が出力すべき△印の電圧ベクトルＶ_８の出力方法について説明する。図３１の横軸に注目すると、電圧ベクトルＶ_８は電圧ベクトルＶ_７をＶac*÷Ｖdc倍したものであることが分かる。即ち、電圧ベクトルＶ_８の終点は、原点と電圧ベクトルＶ_７の終点とを（Ｖac*÷Ｖdc）対（１−Ｖac*÷Ｖdc）に内分する点である。

ここで、Ｖac＝Ｖbc＝０となる零ベクトルはＶ_０（０，０，０）とＶ_０（１，１，１）のいずれでも良く、またＶ_０（０，０，０）とＶ_０（１，１，１）を任意の割合で出力しても良い。本実施の形態４では、Ｖac＝Ｖbc＝０となる零ベクトルをＶ_０（０，０，０）で出力させることとする。従って、Ｖac*＜Ｖdcの場合、電圧ベクトルＶ_８を出力するには、電圧ベクトルＶ_０（０，０，０）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルと電圧ベクトルＶ_７のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルとの出力時間の比を（１−Ｖac*÷Ｖdc）対Ｖac*÷Ｖdcにすれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。

また、線間電圧ＶacはＶdcより大きな電圧振幅を発生できない。図３２に示すようなＶac*≧Ｖdcの場合は、△印の電圧ベクトルＶ_９は出力できないため、●印の電圧ベクトルＶ_７を出力すれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。

以下では、数式３３，数式３４と、スイッチング信号演算部１０ｃとの関係について説明する。制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比を数式３３で示す値とするためには、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*をどのような値にすれば良いかについて説明する。

Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３３で表される場合、制御信号ＳｕがＶac*÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比がＶac*÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*として（Ｖac*÷Ｖdc）をＶdc倍した値、即ちＶac*を出力すれば良い。

同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｕが数式３３で表される場合、制御信号ＳｖがＶbc*÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が制御信号Ｓｖをデューティ比がＶbc*÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として（Ｖbc*÷Ｖdc）をＶdc倍した値、即ちＶbc*を出力すれば良い。

同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３３で表される場合、制御信号Ｓｗが０の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*として０を出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式６及び数式７の関係が成立する場合に電圧ベクトルＶ_８を出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式８で与えれば良い。

次に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比を数式３４で示す値とする方法も同様に考えれば良い。Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３４で表される場合、制御信号Ｓｕが１の割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比が１となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*として１をＶdc倍した値、即ちＶdcを出力すれば良い。

同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｕが数式３４で表される場合、制御信号ＳｖがＶbc*÷Ｖac*の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が制御信号Ｓｖをデューティ比がＶbc*÷Ｖac*となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として（Ｖbc*÷Ｖac*）をＶdc倍した値、即ち（Ｖbc*÷Ｖac*）×Ｖdcを出力すれば良い。

同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３４で表される場合、制御信号Ｓｗが０の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*として０を出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式６の関係が成立し、且つ数式７の関係が成立しないときに、電圧ベクトルＶ_９を出力しようとする場合は、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式９で与えれば良い。

以上の説明から、電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合について、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の導出が可能となった。図３３は本発明の実施の形態４における相電圧演算器１２ｃが演算する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の演算式を示す表である。上記説明の電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合と同様に考えれば、電圧ベクトルの位相θが４５度〜９０度、１８０〜２２５度、２２５〜２７０度の場合も相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の導出が可能である。

続いて、電圧ベクトルの位相θが９０度〜１８０度の場合について説明する。図３４、図３５は電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。図３４は−Ｖac*＋Ｖbc*＜Ｖdcの場合を示しており、図３５は−Ｖac*＋Ｖbc*≧Ｖdcの場合を示している。電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合は上述した数式１４が成り立つ。

この関係の下で、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比、Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗの導出手法を説明する。図３４、図３５において座標が（Ｖac，Ｖbc）＝（Ｖac*，Ｖbc*）となる点（図中の△印）の電圧ベクトルＶ_１１，Ｖ_１２の出力方法を説明する。まず、図３４及び図３５中の●印の電圧ベクトルＶ_１０を出力する方法について説明する。原点と△印の点とを結ぶ直線は数式３０で表現できる。また、電圧ベクトルＶ_３（０，１，０）の終点と電圧ベクトルＶ_４（０，１，１）の終点とを結ぶ直線は次式で表現できる。

数式３０で表される直線と数式３５で表される直線とが交差する点の座標は、（Ｖac，Ｖbc）＝（Ｖac*÷（−Ｖac*＋Ｖbc*）×Ｖdc，Ｖbc*÷（−Ｖac*＋Ｖbc*）×Ｖdc）である。電圧ベクトルＶ_１０の終点は、電圧ベクトルＶ_３（０，１，０）の終点と電圧ベクトルＶ_４（０，１，１）の終点とを−Ｖac*対Ｖbc*に内分する点である。電圧ベクトルＶ_１０を出力するには、電圧ベクトルＶ_３（０，１，０）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルと電圧ベクトルＶ_４（０，１，１）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルとの出力時間の比を（Ｖbc*÷（−Ｖac*＋Ｖbc*））対（−Ｖac*÷（−Ｖac*＋Ｖbc*））にすれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。

換言すると、電圧ベクトルＶ_１０を出力するには、電力変換部１のＵ相アームのスイッチング素子２、３をオンオフ制御するための制御信号Ｓｕをローレベルにし、Ｖ相アームのスイッチング素子４、５をオンオフ制御するための制御信号Ｓｖをハイレベルにし、Ｗ相アームのスイッチング素子６、７をオンオフ制御するための制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比をＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）にすれば良い。

続いて、−Ｖac*＋Ｖbc*＜Ｖdcの場合に、電力変換部１が出力すべき△印の電圧ベクトルＶ_１１の出力方法について説明する。図３４の横軸に注目すると、電圧ベクトルＶ_１１は電圧ベクトルＶ_１０を（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc倍したものであることが分かる。即ち、電圧ベクトルＶ_１１の終点は、原点と電圧ベクトルＶ_１０の終点とを（（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）対（１−（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）に内分する点である。

従って、−Ｖac*＋Ｖbc*＜Ｖdcの場合、電圧ベクトルＶ_１１を出力するには、電圧ベクトルＶ_０（０，０，０）のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルと電圧ベクトルＶ_１０のときに出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗの信号レベルとの出力時間の比を（１−（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）対（（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdc）にすれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。

また、線間電圧ＶabはＶdcより大きな電圧振幅を発生できない。図３５に示すような−Ｖac*＋Ｖbc*≧Ｖdcの場合は、△印の電圧ベクトルＶ_１２は出力できないため、●印の電圧ベクトルＶ_１０を出力すれば良い。即ち、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ）が次式となれば良い。

以下では、数式３７，数式３８と、スイッチング信号演算部１０ｃとの関係について説明する。制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比を数式３７で示す値とするためには、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*をどのような値にすれば良いかについて説明する。

Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３７で表される場合、制御信号Ｓｕが０の割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*としてデューティ比ＤｕをＶdc倍した値、即ち０を出力すれば良い。

同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｖが数式３７で表される場合、制御信号Ｓｖが（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が、制御信号Ｓｖをデューティ比が（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として（−Ｖac*＋Ｖbc*）÷ＶdcをＶdc倍した値、即ち−Ｖac*＋Ｖbc*を出力すれば良い。

同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３７で表される場合、制御信号Ｓｗが−Ｖac*÷Ｖdcの割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比が−Ｖac*÷Ｖdcとなるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*として−Ｖac*÷ＶdcをＶdc倍した値、即ち−Ｖac*を出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式１４及び数式１５の関係が成立する場合に電圧ベクトルＶ_１１を出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式１６で与えれば良い。

次に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗのＤｕｔｙ比を数式３８で示す値とする方法も同様に考えれば良い。Ｄｕは制御信号ＳｕのＤｕｔｙ比である。Ｄｕが数式３８で表される場合、制御信号Ｓｕが０の割合でハイレベルになれば良い。キャリア信号発生器１３が出力するキャリア信号αｃは最小値が０、最大値がＶdcとなる三角波である。このため、コンパレータ１４が制御信号Ｓｕをデューティ比が０となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*として０をＶdc倍した値、即ち０を出力すれば良い。

同様に、Ｄｖは制御信号ＳｖのＤｕｔｙ比であり、Ｄｖが数式３８で表される場合、制御信号Ｓｖが１の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１５が制御信号Ｓｖをデューティ比が１となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖb*として１をＶdc倍した値、即ちＶdcを出力すれば良い。

同様に、Ｄｗは制御信号ＳｗのＤｕｔｙ比であり、Ｄｗが数式３８で表される場合、制御信号ＳｗがＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）の割合でハイレベルになれば良い。コンパレータ１６が制御信号Ｓｗをデューティ比がＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）となるように出力するには、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖc*としてＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）をＶdc倍した値、即ちＶac*÷（Ｖac*−Ｖbc*）×Ｖdcを出力すれば良い。これらの関係を勘案すれば、数式１４の関係が成立し、且つ数式１５の関係が成立しないときに、電圧ベクトルＶ_１２を出力しようとする場合は、相電圧指令演算器１２ｃは相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を上述した数式１７で与えれば良い。

以上の説明から、図３３に記した表の電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*について導くことが可能である。同様に考えれば、電圧ベクトルの位相θが２７０〜３６０度の場合の相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*も導出することが可能である。図２７〜２９に記したフローチャートは、図３３の表に示す相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を具体的に算出する手法を示したものである。

続いて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値を変化させた場合、相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及びスイッチング信号演算部１０ｃが出力する制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗがどのように変化するかについて説明する。

図３６〜図３９は本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。図３６〜図３９において、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の周波数は１００Ｈｚ、Ｖdcは２８２Ｖ、キャリア半周期Ｔhcは２５０μ秒である。即ち、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期は０．０１秒である。また、図中の”Ｈ”は２値信号のハイレベルを示し、”Ｌ”は２値信号のローレベルを示している。

図３６は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が１４１Ｖ、即ち、実効値が１００Ｖの場合を示している。図３６(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３６(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。

相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*が０とＶdcとの間の値である場合は、制御信号Ｓｕはキャリア信号αｃの半周期Ｔhcの間に一度、ハイレベルからローレベル、若しくはローレベルからハイレベルに変化する。相電圧指令Ｖa*が０に等しい場合は、制御信号Ｓｕはローレベルに固定される。従って、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、制御信号Ｓｕの信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。制御信号Ｓｖ，Ｓｗについても同様であり、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。

図３７は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２００Ｖ、即ち、実効値が１４１Ｖの場合を示している。図３７(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３７(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。この場合も、図３６の説明と同様に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。

図３８は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が２８２Ｖ、即ち、実効値が２００Ｖの場合を示している。図３８(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３８(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。この場合も、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に必ず一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。特に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖについては、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に２回、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。

図３９は、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の波高値が４００Ｖ、即ち、実効値が２８２Ｖの場合を示している。図３９(ａ)〜(ｃ)は相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*それぞれとキャリア信号αｃとの関係を示しており、図３９(ｄ)〜(ｆ)は制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗそれぞれを示している。この場合は、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に２回、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されることがある。

以上のように、相電圧指令演算器１２ｃは、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*と零との３つの値の大小関係をＳＴＥＰ１０２，ＳＴＥＰ１０６，ＳＴＥＰ１１１，ＳＴＥＰ１１５，ＳＴＥＰ１２１において場合分けし、その結果に基づいて、相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を出力する。図３３の表に示したように、電圧ベクトルの位相θに応じて、適切な相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を出力することが可能である。その結果、第１の巻線の一端ａに接続したＵ相アーム、及び第２の巻線の一端ｂに接続したＶ相アームの消費電力を抑制しつつ、高い電圧を二相交流回転機９に出力することができる。

また、本実施の形態４の場合、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値の大きさに係わらず（即ち、線間電圧指令Ｖab*の実効値の大きさに関わらず）、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのそれぞれについて、線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の基本波周期の間に少なくとも一度は、信号レベルがキャリア周期Ｔcより長い間固定されるようにしている。

本実施の形態４における二相交流回転機９の制御装置は、従来より高い電圧を二相交流回転機９に印加でき、電圧利用率の向上という効果を得ることができる。また、Ｕ相アームのスイッチング素子２、３及びＶ相アームのスイッチング素子４、５のスイッチング回数が減るため、スイッチングに起因する消費電力の抑制効果を得ることができる。

本発明の実施の形態１による二相交流回転機９の制御装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における二相交流回転機９の線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。 図２に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における二相交流回転機９の線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。 図４に示す線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabの振幅を示す波形図である。 本発明の実施の形態１におけるスイッチング信号演算部１０を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における相電圧指令演算器１２を示す構成図である。 本発明の実施の形態１におけるキャリア信号αcを示す波形図である。 本発明の実施の形態１における相電圧指令演算器１２が出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係を示す波形図である。 本発明の実施の形態１における制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。 本発明の実施の形態１における電力変換部１が出力する線間電圧Ｖac，Ｖbc，Ｖabを示す波形図である。 本発明の実施の形態２におけるスイッチング信号演算部１０ａを示す構成図である。 本発明の実施の形態２におけるキャリア信号αcを示す波形図である。 本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａを示す構成図である。 本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*を示す波形図である。 本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。 本発明の実施の形態２における相電圧指令演算器１２ａが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*を示す波形図である。 本発明の実施の形態２における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。 本発明の実施の形態２における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。 本発明の実施の形態２における相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αcとの関係及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。 本実施の形態２における線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係を示す図である。 本実施の形態３におけるスイッチング信号演算部１０ｂを示す構成図である。 本実施の形態３における相電圧指令演算器１２ｂを示す構成図である。 本実施の形態３における線間電圧指令Ｖac*，Ｖbc*の実効値と二相交流回転機９に印加される線間電圧Ｖac，Ｖbcの実効値との関係を示す図である。 本実施の形態４におけるスイッチング信号演算部１０ｃを示す構成図である。 本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃを示すフローチャートである。 本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃを示すフローチャートである。 本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃを示すフローチャートである。 本発明の実施の形態４における電力変換部１が出力可能な線間電圧Ｖacと線間電圧Ｖbcとの関係を示すベクトル図である。 本発明の実施の形態４における電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施の形態４における電圧ベクトルの位相θが０〜４５度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施の形態４における相電圧演算器１２ｃが演算する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*の演算式を示す表である。 本発明の実施の形態４における電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施の形態４における電圧ベクトルの位相θが９０〜１８０度の場合に、制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，ＳｗそれぞれのＤｕｔｙ比の導出手法を説明するためのベクトル図である。 本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。 本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。 本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。 本発明の実施の形態４における相電圧指令演算器１２ｃが出力する相電圧指令Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*とキャリア信号αｃとの関係、及び制御信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを示す波形図である。

符号の説明

１ 電力変換部、２〜７ スイッチング素子、８ 直流電圧源、
９ 二相交流回転機、１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ スイッチング信号演算部、
１２，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ 相電圧指令演算器、
１３，１３ａ キャリア信号発生器、１４〜１６ コンパレータ。

Claims (4)

1. 二相交流回転機の第１の巻線の一端と接続する第１のアームと、前記二相交流回転機の第２の巻線の一端と接続する第２のアームと、前記第１及び第２の巻線の他端を結んだ結合端と接続する第３のアームとを有し、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して、前記第１及び第２の巻線に印加する電力変換部と、
   前記第１及び第２の巻線それぞれに印加すべき電圧を示す２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第１の制御信号、前記第２のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第２の制御信号、及び前記第３のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第３の制御信号を生成し、各々の制御信号を前記電力変換部に出力するスイッチング信号演算部とを備え、
   前記スイッチング信号演算部は、
   キャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、
   前記２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第１の相電圧指令と、前記第２の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第２の相電圧指令と、前記結合端に印加すべき電圧を示す第３の相電圧指令とを生成する相電圧指令演算器と、
   前記キャリア信号と前記３つの相電圧指令とに基づいて前記３つの制御信号を生成し各々の制御信号を前記電力変換部に出力するコンパレータとを備え、
   前記相電圧指令演算器は、前記２つの線間電圧指令と零との３つの値の中で最大となる値と、前記３つの値の中で最小となる値とに基づいて、前記３つの相電圧指令を生成する
   ことを特徴とする二相交流回転機の制御装置。
2. 二相交流回転機の第１の巻線の一端と接続する第１のアームと、前記二相交流回転機の第２の巻線の一端と接続する第２のアームと、前記第１及び第２の巻線の他端を結んだ結合端と接続する第３のアームとを有し、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して、前記第１及び第２の巻線に印加する電力変換部と、
   前記第１及び第２の巻線それぞれに印加すべき電圧を示す２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第１の制御信号、前記第２のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第２の制御信号、及び前記第３のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第３の制御信号を生成し、各々の制御信号を前記電力変換部に出力するスイッチング信号演算部とを備え、
   前記スイッチング信号演算部は、
   キャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、
   前記２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第１の相電圧指令と、前記第２の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第２の相電圧指令と、前記結合端に印加すべき電圧を示す第３の相電圧指令とを生成する相電圧指令演算器と、
   前記キャリア信号と前記３つの相電圧指令とに基づいて前記３つの制御信号を生成し各々の制御信号を前記電力変換部に出力するコンパレータとを備え、
   前記相電圧指令演算器は、前記２つの線間電圧指令の差に基づいて前記第１及び前記第２の相電圧指令を生成し、前記２つの線間電圧の和に基づいて前記第３の相電圧指令を生成する
   ことを特徴とする二相交流回転機の制御装置。
3. 二相交流回転機の第１の巻線の一端と接続する第１のアームと、前記二相交流回転機の第２の巻線の一端と接続する第２のアームと、前記第１及び第２の巻線の他端を結んだ結合端と接続する第３のアームとを有し、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して、前記第１及び第２の巻線に印加する電力変換部と、
   前記第１及び第２の巻線それぞれに印加すべき電圧を示す２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第１の制御信号、前記第２のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第２の制御信号、及び前記第３のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第３の制御信号を生成し、各々の制御信号を前記電力変換部に出力するスイッチング信号演算部とを備え、
   前記スイッチング信号演算部は、
   キャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、
   前記２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第１の相電圧指令と、前記第２の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第２の相電圧指令と、前記結合端に印加すべき電圧を示す第３の相電圧指令とを生成する相電圧指令演算器と、
   前記キャリア信号と前記３つの相電圧指令とに基づいて前記３つの制御信号を生成し各々の制御信号を前記電力変換部に出力するコンパレータとを備え、
   前記相電圧指令演算器は、前記２つの線間電圧指令と零との３つの値の大小関係に基づいて、前記３つの相電圧指令を生成する
   ことを特徴とする二相交流回転機の制御装置。
4. 二相交流回転機の第１の巻線の一端と接続する第１のアームと、前記二相交流回転機の第２の巻線の一端と接続する第２のアームと、前記第１及び第２の巻線の他端を結んだ結合端と接続する第３のアームとを有し、直流電源の直流電圧を交流電圧に変換して、前記第１及び第２の巻線に印加する電力変換部と、
   前記第１及び第２の巻線それぞれに印加すべき電圧を示す２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第１の制御信号、前記第２のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第２の制御信号、及び前記第３のアームに設けられたスイッチング素子を制御するための第３の制御信号を生成し、各々の制御信号を前記電力変換部に出力するスイッチング信号演算部とを備え、
   前記スイッチング信号演算部は、
   キャリア信号を発生するキャリア信号発生器と、
   前記２つの線間電圧指令に基づいて、前記第１の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第１の相電圧指令と、前記第２の巻線の一端に印加すべき電圧を示す第２の相電圧指令と、前記結合端に印加すべき電圧を示す第３の相電圧指令とを生成する相電圧指令演算器と、
   前記キャリア信号と前記３つの相電圧指令とに基づいて前記３つの制御信号を生成し各々の制御信号を前記電力変換部に出力するコンパレータとを備え、
   前記相電圧指令演算器は、
   前記第１の巻線に印加すべき電圧を示す第１の線間電圧指令及び前記第２の巻線に印加すべき電圧を示す第２の線間電圧指令が共に正の値である場合は、前記第３の相電圧指令を０とし、前記第１の線間電圧指令が前記第２の線間電圧指令より小さく、且つ前記第１の線間電圧指令が負の値である場合は、前記第１の相電圧指令を０とし、前記第１の線間電圧指令が前記第２の線間電圧指令より大きく、且つ前記第２の線間電圧指令が負の値である場合は、前記第２の相電圧指令を０とする、
   ことを特徴とする二相交流回転機の制御装置。

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