JP2001500713A - 直交周波数分割多重通信方式によるデジタル信号の送信 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 外部リードソロモンエンコーダとインターリーバ（２４）と内部畳込みエンコーダ（２６）を使用する直交周波数分割多重通信（ＯＦＤＭ）システム（１０）において、内部畳込みエンコード後にデータビットは内部インターリーバ（２８）によりインターリーブされ、シンボルにグループ化され、各シンボルが“ｍ”個のビットを持つ。グループ化後、直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用してシンボルが複素平面にマッピングされる。したがって、シンボルでなくビットが内部インターリーバ（２８）によりインターリーブされる。受信機（１２）は、受信された各複素ＱＡＭシンボル中の各ビットの値に関して軟判定を実行する。

Description

【発明の詳細な説明】 直交周波数分割多重通信方式によるデジタル信号の送信 発明の背景 Ｉ．発明の分野 この発明は直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）によるデジタル信号の送 信に関する。特にこの発明はデジタル信号の送信において使用されるＯＦＤＭ装 置およびシステムに関する。 ＩＩ．関連技術の説明 直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）は、例えば高精細度テレビ（ＨＤＴ Ｖ）信号のような高レートデジタル信号を同報通信するための技術である。ＯＦ ＤＭシステムでは、単一の高レートデータストリームが数個のパラレル低レート サブストリームに分割され、各サブストリームはそれぞれの副搬送周波数を変調 するのに使用される。 ＯＦＤＭシステムにおいて使用される変調技術は直交振幅変調（ＱＡＭ）と呼 ばれ、搬送周波数の位相と振幅の両方が変調される。ＱＡＭ変調では、複素ＱＡ Ｍシンボルが複数のデータビットから生成され、各シンボルには実数項と虚数項 が含まれ、各シンボルはそのシンボルが生成される複数のデータビットを表して いる。複数のＱＡＭビットは、複素平面によりグラフ的に表すことができるパタ ーンで共に送られる。一般的にこのパターンは“データ点配置”として呼ばれる 。ＱＡＭ変調を使用することにより、ＯＦＤＭシステムはその効率を向上させる ことができる。 信号が同報通信される時に、信号が１つより多いパスにより受信機に伝播でき る場合ある。例えば、単一の送信機からの信号は直線に沿って受信機に向けて伝 播することができ、そして信号はまた物理的な物体に反射し、異なるパスに沿っ て受信機に向かって伝播することもできる。さらに、システムがいわゆる“セル ラ”同報通信技術を使用してスペクトル効率を増加させる時、受信機に向けられ た信号は１つより多い送信機により同報通信される場合がある。したがって、 同じ信号が１つより多いパスに沿って受信機に向けて送信される。このような信 号のパラレル伝播は、人工（すなわち、１つより多い送信機から同じ信号を同報 通信することにより生じる）または自然（すなわち、エコーにより生じる）に係 わらず、“マルチパス”と呼ばれる。セルラデジタル同報通信はスペクトル的に 効率がよいが、マルチパスの懸念を有効に取扱う準備をする必要があることが容 易に理解できる。 幸いにも、ＱＡＭ変調を使用するＯＦＤＭシステムは、単一搬送周波数のみが 使用されるＱＡＭ変調技術よりも（先に説明したように、セルラ同報通信技術が 使用された時に必ず生じる）マルチパス状態の存在下でさらに効率がよい。特に 、単一搬送波ＱＡＭシステムでは、複素イコライザを使用して主パスと同じ位強 いエコーを持つチャネルを等化しなければならず、このような等化は実行するこ とが困難である。これに対してＯＦＤＭシステムでは、単に各シンボルの始まり に適当な長さのガードインターバルを挿入することにより、複素イコライザに対 する必要性をまったくなくすことができる。したがって、マルチパス状態が予測 される時に、ＱＡＭ変調を使用するＯＦＤＭシステムが好ましい。 なぜ本発明が有用で必要であるかを理解するために特に現在のＯＦＤＭシステ ムに関して、現在のシステムでは同報通信されるべきデータストリームが、最初 にリードソロモンエンコーダでそしてトレリスコーディング方式で２度エンコー ドされる。１回のコーディングのみがなされるシステムにも本発明は等しく適用 可能であることを理解すべきである。典型的なトレリスコーディング方式では、 データストリームは畳込みエンコーダによりエンコードされ、連続するビットが ビットグループに結合されて、これがＱＡＭシンボルとなる。数ビットがグルー プになり、グループ毎のビット数は整数“ｍ”により規定される（したがって、 各グループは“ｍ−ａｒｙ”デメンジョンを持つものとして呼ばれる）。一般的 に、“ｍ”の値は４，５，６または７であるが、これよりも多くあるいは少なく することができる。 ビットをマルチビットシンボルにグループ化した後に、シンボルはインターリ ーブされる。“インターリーブ”は、シンボルストリームを次々と再配置して、 チャネルの品質低下により生じる潜在的なエラーをランダムにすることを意味す る。例示のために５つのワードが送信されることを考える。非インターリーブ信 号の送信中、一時的なチャネル妨害が生じたとする。これらの環境下では、チャ ネル妨害が和らぐ前に全ワードが喪失することがあり、不可能でないのであれば 、喪失したワードにより伝えられた情報が何であったかを知ることは困難である 。 これに対して、５つのワードの文字が送信前に順次再配置され（すなわち、イ ンターリーブされ）、チャネル妨害が生じた場合には、数個の文字は喪失するか もしれないが、おそらくワード毎に１文字である。しかしながら、再配置された 文字をデコードする時に、いくつかのワードが文字を落としているかもしれない が５つすべてのワードが現れる。これらの状況下において、デジタルデコーダが ほぼ完全にデータを再生することは比較的容易であることが簡単に理解できる。 ｍ−ａｒｙシンボルをインターリーブした後に、シンボルは先に説明したＱＡＭ 原理を使用して複素シンボルにマッピングされ、各副搬送波チャネルに多重化さ れ、送信される。 しかしながらここで理解されるように、インターリーブ前にデータビットがシ ンボルにグループ化される、先に言及したトレリスコーディング方式を使用する 現在のＯＦＤＭシステムは、いくつかのＯＦＤＭ副搬送波が激しく減衰されるマ ルチパス状態の存在下で性能の欠点を示す。ここでさらに理解されるように、マ ルチパス状態により生じる副搬送波減衰の存在下では、ＯＦＤＭシステムの性能 を向上させることができる。またさらにここで理解されるように、このようなＯ ＦＤＭシステムの性能は、受信データ値を決定する際に受信機において軟判定を 行うことによりさらに向上させることができる。 発明の要約 したがって、本発明はマルチパス状態の存在下において高レートデジタルデー タを送信するシステムを提供することを目的とする。本発明はまた、ＯＦＤＭ原 理を使用して高レートデジタルデータを送信し、マルチパス状態において副搬送 波の減衰がある場合に比較的効率よく動作するシステムを提供することも目的と する。本発明はさらに、サブチャネルベースによりサブチャネル上で軟判定を使 用してデータ値を決定することを可能にする、高レートデジタルデータを受信す るシステムを提供することも目的とする。本発明はまた、使用するのが容易であ って製造および実施するのにコスト効率がよい、高レートデジタルデータを送信 するシステムを提供することも目的とする。 １つの観点において、本発明は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号送信機を 提供し、この送信機では、ビットをマルチビットシンボルにグループ化する前に 内部インターリーバによりデータビットが処理される。 他の観点において、本発明は、受信機に向けてのその送信用デジタルデータビ ットを処理する、直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）の送信機用装置を提 供し、この装置は、データビットを処理する外部インターリーバと、この処理さ れたビットをエンコードするエンコーダと、エンコーダからデータビットを受け 取り、このデータビットをインターリーブする内部インターリーバと、内部イン ターリーバからのインターリーブされたデータビットを受け取り、内部インター リーバからの“ｍ”個の連続ビットを表すシンボルを発生する手段とを具備し、 “ｍ”は１よりも大きい整数である。 直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）の送信機において、受信機に向けて のその送信用デジタルデータビットを処理するために、本発明を実現する装置が 提供される。実施形態では、この装置には、データビットを処理するリードソロ モンコードシンボルインターリーバであることが好ましい外部インターリーバと 、外部インターリーバから処理された出力データビットを受け取り、このデータ ビットをインターリーブする内部インターリーバが含まれている。またこの装置 には、内部インターリーバからインターリーブされたデータビットを受け取り、 内部インターリーバからの“ｍ”個の連続ビットを表すシンボルを発生する手段 が含まれ、“ｍ”は１よりも大きい整数である。 畳込みエンコーダが、内部インターリーバと外部インターリーバ間でビットを 処理することが好ましい。さらに、各シンボルをｍ−ａｒｙ信号スペースにマッ ピングする手段が提供されてもよい。好ましい実施形態により意図されているよ うに、マッピング手段が直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用して複素シンボルを発生 する。“ｍ”が少なくとも５以上の奇数であるケースでは、マッピング手段が、 信号スペースの象限中の隣接シンボル間のハミング距離の合計を最小にする。 以下でさらに詳細に開示されているように、シリアルパラレルコンバータが複 素シンボルを処理して“ｎ”個のサブストリームにし、ｎ”は１よりも大きい整 数である。ガード期間発生器が信号ストリーム中にガード期間を確立する。この 装置は、ＯＦＤＭ送信機と組み合わせて、ＯＦＤＭシステムとさらに組み合わせ て開示されている。 他の観点において、本発明は直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）を使用 してデジタルデータビットを送信する方法を提供し、この方法は、ビットを畳込 みエンコードし、その後このビットをインターリーブし、その後“ｍ”ビットを パラレルにグループ化して各シンボルを確立するステップを含む。 直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）を使用してデジタルデータビットを 送信する方法には、ビットを畳込みエンコードし、その後このビットをインター リーブすることが含まれている。次にこの方法には、“ｍ”ビットをパラレルに グループ化して各シンボルを確立することが含まれる。 本発明はまた、複素位相調整シンボルを含む直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ ）された信号の“ｎ”個のサブストリームを受信する受信機用の装置を提供し、 各シンボルが“ｍ”個のデータビットを表し、この装置は、各サブストリームに 対して、サブストリーム中の各シンボルにより表される各ビットのバイナリ値を 決定する軟判定量子化器を具備する。コンピュータ論理装置が受信機機能のこの 部分を行ってもよい。 したがって本発明はまた、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号中の複素シ ンボルを受信するＯＦＤＭ信号受信機用のコンピュータ論理装置を提供し、各シ ンボルが“ｍ”個のデータビットを表し、このコンピュータ論理装置は、デジタ ル処理システムにより読取可能なコンピュータ論理記憶装置と、論理記憶装置中 に組込まれ、各シンボルの値に関する軟判定を行う方法ステップを実行するため にデジタル処理システムにより実行可能な命令とを具備し、この方法ステップは 、第１組中の各値が予め定められたビット中に“０”のバイナリ値を持つ、各シ ンボルに対する第１組の可能性ある値を決定し、シンボルと第１組の可能性ある 値中の各可能性ある値との間の振幅差を各シンボルに対して決定し、最小振幅差 を決定し、それを表す第１の信号を発生するステップを含む。 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号を送信する装置には、複数のＱＡＭシ ンボルを発生する直交振幅変調（ＱＡＭ）手段が含まれている。また、この装置 には、信号スペースの象限中の隣接シンボル間のハミング距離の合計が最小とな るようにシンボルをｍ−ａｒｙ信号スペースにマッピングするマッピング手段が 含まれ、ここで、“ｍ”が少なくとも５以上の奇数である。 図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、効果は、同じ参照文字が全体を通して対応するものを識 別している図面とともに以下に述べられている詳細な説明からさらに明白になる であろう。 図１は、本発明を具体化しているデジタル信号送信システムの概略図である。 図２は、本発明を具体化している送信機の関連部分を示している概略図である 。 図３は、本発明を具体化している受信機の関連部分を示している概略図である 。 図４は、受信機の軟判定論理を示しているフローチャートである。 好ましい実施形態の詳細な説明 図１を参照すると、１つ以上の本質的に同一な送信機１４，１６から複数のエ アーインターフェースパス１８，２０を通して受信機１２に向けて高レートデジ タルデータを同報通信するシステムが一般的に１０で表されて図示されている。 高レートデジタル信号は例えば高精細度テレビ（ＨＤＴＶ）信号であってもよい 。システム１０は直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）のシステムである。 したがって、送信機１４，１６は同一の信号を受信機１２に向けて送信し、各信 号は複数の“ｎ”個のサブチャネルに多重化されている。ここで“ｎ”は１より も大きな整数である。ＯＦＤＭ原理にしたがうと、各サブチャネルは、一連の複 素直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの各サブストリームを表している。次に、各 ＱＡＭシンボルは“ｍ”個のデータビットを表しており、ここで“ｍ”は１より も大きい整数である。１つの現在の好ましい実施形態では、“ｍ”の値は６であ る。他の好ましい実施形態では、“ｍ”の値は７である。この実施形態は直交振 幅変調に関して説明されているが、位相偏移変調システムにも等しく適用 することができることに留意すべきである。 図２はこの実施形態の送信機１４の関連する詳細部を示している。リードソロ モンエンコーダ２２のような外部シンボルエラー訂正エンコーダが、送信される べきデジタルデータビットのストリームを受け取り、技術的に知られている原理 にしたがってビットをエンコードする。同様に、リードソロモンシンボルインタ ーリーバであることが好ましい外部インターリーバ２４が、技術的に知られてい る原理にしたがって外部エンコーダ２２からのデータをインターリーブする。リ ードソロモンコーディングシステムは、１９８１年ニューヨーク州プレナム・プ レスのＧ．Ｃ．クラーク・ジュニア氏とＪ．Ｂ．カイン氏による“デジタル通信 用のエラー訂正コーディング”；１９８３年ニュージャージー州プレンティスー ホール、エングレウッドのＳ．リン氏およびＤ．Ｊ．カステロ・ジュニア氏によ る“エラー制御コーディング：基礎と応用”において論じられている。 外部インターリーバ２４から信号が畳込みエンコーダ２６に送られ、畳込みエ ンコーダ２６はよく知られた原理によりデータビットを畳込みエンコードする。 その後データビットは内部インターリーバ２８に送られ、この内部インターリー バ２８がビットをインターリーブする。その後、インターリーブされたビットは 信号スペースグループ化器３０に送られる。 本発明に対して、信号スペースグループ化器３０は内部インターリーバ２８か らの一連の“ｍ”ビットをパラレルにグループ化する。したがって、信号スペー スグループ化器は、内部インターリーバ２８から受け取った“ｍ”個の一連ビッ トのそれぞれを表している各シンボルを確立する。 したがって、トレリスコーディングＯＦＤＭ送信機とは異なり、送信機１４は ビットをマルチビットシンボルにグループ化する前に内部インターリーバを通し てデータビットを処理することが理解できる。この構造および以下に論じる受信 機１２の構造により、最初にデータビットをシンボルにグループ化して、内部イ ンターリーバを通してシンボルを処理する従来のトレリスコーディング送信機と 比較して、マルチパス状態においてシステム１０のダイバーシティおよび性能が 向上することを発見した。 図２に示すように、信号スペースグループ化器３０からのシンボルは信号スペ ースマッピング素子３２に送られる。本発明にしたがうと、信号スペースマッピ ング素子３２は各シンボルをｍ−ａｒｙ信号スペースにマッピングする。マッピ ング素子は直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用して、各シンボルに基づいて振幅と位 相の両方において変調を行って複素シンボルを生成する。 これらの複素シンボルは複素平面にマッピングされ、この複素平面は時として ＱＡＭデータ点配置として呼ばれる。したがって、各複素シンボルは複素平面中 のそのｘ−ｙ位置に関して“ｘ＋ｊｙ”として表すことができ、ここでｊは負の １の平方根である（ｊ＝√（−１））。 “ｍ”の偶数値に対して、複素平面に対するマッピングは、ｘ座標に対するｍ ／２グレーコード化バイナリデジットを使用し、そしてｙ座標を表すために残り のｍ／２バイナリデジット（グレーコード化）を使用して行われる。このような マッピングでは、複素平面の象限における隣接ビットは、単一のバイナリ値だけ 値が相互に異なっていると都合がよい。いいかえると、象限中の隣接ビット間の いわゆるハミング距離が正確に１である。 これに対し“ｍ”の奇数値に対して、ＱＡＭデータ点配置がもはや矩形でない ので、２次元においてＱＡＭシンボルをもはや独立してグレーコード化すること はできない。したがって“ｍ”の奇数値に対して、以下の表１に示すような疑似 グレーコードとして考えることができるものを使用してＱＡＭシンボルをマッピ ングして、象限中のすべての異なる隣接要素対（すなわち、要素間に介在するも のがなく、相互にすぐ隣接するように表中で物理的に表されている同じ象限の要 素）（に割当てられたｍビット）間のハミング距離の合計を有効に最小にする。 表 １ ｆ ｅ ｅ ｆ ｇ ｄ ｃ ｃ ｄ ｇ ｈ ｂ ａ ａ ｂ ｈ ｈ ｂ ａ ａ ｂ ｈ ｇ ｄ ｃ ｃ ｄ ｇ ｆ ｅ ｅ ｆ 当業者が容易に理解するように、表１に示されているデータ点配置は４つの象 限を含むように考えることができ、データ点配置の原点は第３行と第４行と第３ 列と第４列との間にある。本発明に対して各ＱＡＭシンボルにより表される“ｍ ”ビットの内の２つがシンボルの象限をコード化する。したがって、第１象限中 のＱＡＭシンボルのビットの内の２つは００であり、第２象限中の各シンボルの 内の２ビットは０１であり、第３象限中の各シンボルの２ビットは１１であり、 第４象限中の各シンボルの２ビットは１０である。 したがって、表１では、各シンボルの残りの３ビットは８文字ａ−ｈの内の１ つにより示される。第１象限のシンボル割当は以下に論じられているが、表１に 示されているように、同じビット割当が他の３つの象限において反映されている ことを理解すべきである。任意の文字を任意に値“０００”に割当ててもよい。 例えば文字“ａ”がバイナリ値“０００”を表すことができる。その象限中のそ の隣接するものに対するハミング距離を単位元に等しいように保つために、本発 明はｂ＝００１およびｃ＝０１０に割当てる。これは次にｄ＝０１１，ｅ＝１１ ０，およびｆ＝１１１を導く。 象限中のシンボル間のハミング距離の合計を最小にするに際して、残りの割当 に対して２つの可能性がある。第１のものはｇ＝１００およびｈ＝１０１に割当 て、この場合には象限中のすべての隣接間のハミング距離は１であるが、ｄとｇ との間のハミング距離は例外で３である。また、ｇ＝１０１およびｈ＝１００に 割当て、この場合には象限中の隣接間のハミング距離は１であるが、ｄとｇとの 間のハミング距離は例外で２であり、ｂとｈとの間のハミング距離も例外で２で ある。しかしながら両ケースは象限中の隣接間のハミング距離の合計を最小にす る。 表１はｍ＝５のケースに対するマッピングである。しかしながら、ここに述べ られている原理は“ｍ”のより大きな奇数に適用することができることを理解す べきである。例えば“ｍ”＞５かつ奇数に対して、先の表１中の各点は２（m-5 ）点の正方配列により置換され、各シンボルのビットの内の５つを使用して特定 の正方配列を識別し、残りのｍ−５ビットを２次元グレーコードとして使用して 正方配列中の点を数え上げる。 マッピング後、複素シンボルのストリームはシリアルパラレルコンバータ３４ によりサブストリームに多重化される。コンバータ３４がシンボルを多重化する 時、コンバータ３４はパイロットシンボルを（示されているような受信機１４中 のパイロットシンボル挿入器３３により表されているように）“ｎ”個のサブス トリームｄ₀………ｄ_n-1に挿入する。当業者が認識するように、パイロット信号 は受信機１２のような受信機に対する振幅と位相の基準を確立して、受信された 複素シンボルのスケールと位相を決定するのに使用される。 多重化した後に、サブストリームは高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）３６により 周波数ドメインに変換される。その後、ガード期間発生器３８がＦＦＴ３６の出 力信号を受け取って、この出力信号中にガード期間を確立する。好ましい実施形 態では、ガード期間は、情報伝送シンボルの周期的な拡張部を信号に挿入するこ とにより確立される。 次に図３を参照すると、本発明の受信機１２の関連部分を見ることができる。 受信信号はガード期間除去器４０に送られ、このガード期間除去器４０は、有効 な信号期間中に受信されたエネルギのみを処理することにより、送信機１４によ って挿入されたガード期間を除去する。信号を変換して時間ドメインに戻すため に、除去器４０からの信号が逆ＦＦＴ４２に送られる。 図３に示されているように、逆ＦＦＴ４２は受信された複素データシンボルの て各位相回転訂正ベクトルｅ^{-j φ}と結合される。φは送信機１４において挿入さ れたパイロット信号に基づくシンボルの推定位相回転である。 次に、各サブストリーム中の各複素シンボルにより表されるビットの値が、各 軟判定量子化器４６により決定される。したがって、量子化器４６は複素シンボ ルをデコードして、それらがそれぞれ表しているデータビットに戻す。各シンボ ルのビット値を決定する方法は図４を参照して以下に説明する。しかしながら図 ３に示されているように、軟判定を促進するために、量子化器４６はパイロット 信号に基づく受信シンボルの振幅の各推定値“ｐ”を受け取る。 量子化器４６からのデータビットのサブストリームがパラレルシリアルコンバ ータ４８に送られ、サブストリームが結合されて単一の一連データビットになる 。 その後、ビットを再順序付けして、送信機の内部インターリーバ２８によりイン ターリーブされる前の順序にするために、データビットシーケンスがデインター リーバ５０に送られる。次に、技術的によく知られている畳込みコーディング方 式にしたがってビットをデコードするために、デインターリーブされたビットが デコーダ５２に送られる。畳込みデコーダ５２の１つの可能性ある実施形態はビ タビデコーダであり、その設計は技術的によく知られている。デコーダ５２の出 力は外部デインターリーバ５１に提供され、この外部デインターリーバ５１は畳 込みデコードされたシンボルを再順序付けする。その後再順序付けされたシンボ ルはリードソロモンデコーダ５３に提供され、このリードソロモンデコーダ５３ は技術的によく知られているように再順序付けされたシンボルをデコードする。 図４は、受信された複素シンボルにより表されたビットの値を決定する際にお ける、本発明の軟判定量子化器４６の論理を示している。図３を参照して理解で きるように、各量子化器４６はマイクロプロセッサとすることができ、これには データ記憶装置５３が含まれ、このデータ記憶装置５３には本発明のステップを 行うために量子化器４６により使用される命令が含まれていることが好ましい。 したがって、量子化器４６にはプログラマブル中央処理装置（ＣＰＵ）またはプ ログラマブルゲートアレイチップまたは特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を含 めることができることを当業者は認識するであろう。 図４は、記憶装置５３（図３）上のコンピュータ読取可能な論理構造において 実現されるような本発明の論理のさまざまな実施形態の構造を図示している。図 ４が本発明にしたがって機能する論理エレメントの構造を図示していることを当 業者は理解するであろう。明らかに、１つの本質的な実施形態において本発明は 機械構成部品により実施され、デジタル処理装置（すなわちコンピュータまたは マイクロコントローラ）に命令して図４に示されているものに対応する一連の動 作ステップを実行させる形態で論理エレメントを動作させる。 これらの命令は、図３に示されている記憶装置５３のようなデータ記憶媒体を 含むデータ記憶装置上の論理構造／回路に存在しても、すなわち論理構造／回路 により組込まれても。機械構成部品は記憶装置５３において実現される論理エレ エメントの組み合わせとすることができ、この記憶装置５３は都合よく電子的な リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）または電子的なランダムアクセスメモリ（ＲＡ Ｍ）または他の適切なデータ記憶装置とすることができる。代りに、この命令は 、半導体装置上の、磁気テープ上の、光ディスク上の、ＤＡＳＤアレイ上の、通 常のハードディスクドライブ上の、電子的なリードオンリーメモリ上の、電子的 なランダムアクセスメモリ上の、あるいは他の適切なデータ記憶装置上のコンピ ュータプログラムコードエレメントの形態で実現することができる。 ブロック５４で始まり、受信された各複素シンボル対する位相調整された信号 から受け取られる（ｉの値はｉ番目のシンボルを表している）。その後ブロック ５６において、受信された複素シンボルが持つことができる第１組の可能性ある 値ｐ_iαが決定される。αに対する値は予め知られている。その理由はこれらの それぞれは予め定められたデータ点配置の幾何図形的配列中の位置に対応してい るからである。この第１組には２^m-1個の要素ｐ_iαが含まれており、各要素はｋ 番目のビットにおいてバイナリ“０”を持っており、ｋ＝１からｍである。 言い換えると、ブロック５６では第１組の可能性ある値が各シンボルに対して決 定され、第１組中の各値は予め定められたビットにおいて“０”のバイナリ値を 持っている。 同様に、ブロック５８では、受信された複素シンボルが持つことができる第２ 組の可能性ある値ｐ_iαが決定される。この第２組には２^m-1個の要素ｐ_iαが含 まれており、各要素はｋ番目のビットにおいてバイナリ“１”を持っており、ｋ ＝１からｍである。言い換えると、ブロック５８では第２組の可能性ある値が各 シンボルに対して決定され、第２組中の各値は予め定められたビットにおいて“ １”のバイナリ値を持っている。したがって、表中で先に示された３２値のデー タ点配置では、１６個の可能性ある値がブロック５６において出力され、他の１ ６個の値がブロック５８において出力される。 予測信号ｐ_iαとの間の差の絶対値が決定され、最小の絶対値が第１の信号とし 中の各予測信号ｐ_iαとの間の差の絶対値が決定され、最小の絶対値が第２の信 号として選択される。ブロック６０の出力は次にように予測することができる。 ここにおいて示され詳細に説明されているようなデジタル信号の送信における 直交周波数分割多重通信用の特定のビットインターリーバは本発明の先に説明し た目的を完全に達成することができるが、これは本発明の現在の好ましい実施形 態であり、したがって本発明により広く意図されている主題を表しているもので あり、本発明の範囲は当業者にとって明らかになるであろう他の実施形態を完全 に含み、本発明の範囲はしたがって添付した請求の範囲以外の何ものにも制限さ れないことを理解すべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ， ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，Ｌ Ｓ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ， ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，Ｅ Ｅ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，Ｍ Ｄ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ， ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，Ｖ Ｎ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 ウォルフ、ジャック・ケー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037、ラ・ジョラ、プレストウィック・ ドライブ 8529 (72)発明者 ゼハビ、エファライム イスラエル国、ハイファ 34987、モシ ェ・スネー・ストリート ３ (72)発明者 リー、チョング・ユー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92124、サン・ディエゴ、カミニート・プ ラヤ・マラガ 5238

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信機に向けてのその送信用デジタルデータビットを処理する、直交周波数 分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）の送信機用装置において、 前記データビットを処理する外部インターリーバと、 前記処理されたビットをエンコードするエンコーダと、 前記エンコーダからデータビットを受け取り、このデータビットをインターリ ーブする内部インターリーバと、 前記内部インターリーバからのインターリーブされたデータビットを受け取り 、前記内部インターリーバからの“ｍ”個の連続ビットを表すシンボルを発生す る手段とを具備し、 “ｍ”が１よりも大きい整数である装置。 ２．前記外部インターリーバがリードソロモンインターリーバである請求項１記 載の装置。 ３．送信機をさらに具備する請求項１または２記載の装置。 ４．各シンボルをｍ−ａｒｙ信号スペースにマッピングする手段をさらに具備す る請求項１ないし３のいずれか１項記載の装置。 ５．前記マッピング手段が直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用して複素シンボルを発 生する請求項４記載の装置。 ６．前記複素シンボルを処理して“ｎ”個のサブストリームにするシリアルパラ レルコンバータをさらに具備し、“ｎ”が１よりも大きい整数である請求項５記 載の装置。 ７．“ｍ”が少なくとも５以上の奇数であり、前記マッピング手段が信号スペー スの象限中の隣接シンボル間のハミング距離の合計を最小にする請求項４ないし ６のいずれか１項記載の装置。 ８．前記信号ストリーム中にガード期間を確立するガード期間発生器をさらに具 備する請求項６または７記載の装置。 ９．ＯＦＤＭ送信機と組み合わされた請求項８記載の装置。 １０．ＯＦＤＭシステムとさらに組み合わされた請求項９記載の装置。 １１．直交周波数分割多重通信方式（ＯＦＤＭ）を使用してデジタルデータビッ トを送信する方法において、 前記ビットを畳込みエンコードし、 その後前記ビットをインターリーブし、 その後“ｍ”ビットをパラレルにグループ化して各シンボルを確立するステッ プを含む方法。 １２．直交振幅変調を使用して前記シンボルをｍ−ａｒｙスペースにマッピング して、複素シンボルを発生するステップをさらに含む請求項１１記載の方法。 １３．“ｍ”が７に等しい請求項１２記載の方法。 １４．畳込みエンコードするステップの前に、前記データビットをエンコードし 、外部エンコーダを使用してこのデータビットをインターリーブするステップを さらに含む請求項１２または１３記載の方法。 １５．前記複素シンボルを“ｎ”個のサブストリームに分離し、 前記サブストリームに高速フーリエ変換を実行して変換された出力を発生し、 前記変換された出力中に複数のガード期間を生成するステップをさらに含む請 求項１４記載の方法。 １６．各シンボルが“ｍ”個のデータビットを表す複素位相調整シンボルを含む 直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）された信号の“ｎ”個のサブストリームを受 信する受信機用の装置において、 各サブストリームに対して、前記サブストリーム中の各シンボルにより表され る各ビットのバイナリ値を決定する軟判定量子化器を具備する装置。 １７．前記軟判定量子化器が、 第１組中の各値が予め定められたビット中に“０”のバイナリ値を持つ、各シ ンボルに対する第１組の可能性ある値を決定する手段と、 前記シンボルと前記第１組の可能性ある値中の各可能性ある値との間の振幅差 を各シンボルに対して決定する手段と、 最小振幅差を決定し、それを表す第１の信号を発生する手段とを備えている請 求項１６記載の装置。 １８．前記軟判定量子化器が、 第２組中の各値が予め定められたビット中に“１”のバイナリ値を持つ、各 シンボルに対する第２組の可能性ある値を決定する手段と、 前記シンボルと前記第２組の可能性ある値中の各可能性ある値との間の振幅差 を各シンボルに対して決定する手段と、 最小振幅差を決定し、それを表す第２の信号を発生する手段とをさらに備えて いる請求項１７記載の装置。 １９．前記軟判定量子化器が、前記第１の信号が前記第２の信号よりも大きい時 にはバイナリ“１”を返し、そうでなければバイナリ“０”を返す手段をさらに 備えている請求項１８記載の装置。 ２０．前記軟判定量子化器が、前記第１の信号と前記第２の信号との間の差の振 幅に比例する信頼値を返す手段をさらに備えている請求項１９記載の装置。 ２１．前記ＯＦＤＭ信号を前記軟判定量子化器に入力する前に前記ＯＦＤＭ信号 中のガード期間を除去するガード期間除去器を含む受信機と組み合わせた請求項 １９または２０記載の装置。 ２２．各シンボルが“ｍ”個のデータビットを表している、直交周波数分割多重 化（ＯＦＤＭ）信号中の複素シンボルを受信するＯＦＤＭ信号受信機用のコンピ ュータ論理装置において、 デジタル処理システムにより読取可能なコンピュータ論理記憶装置と、 前記論理記憶装置中に組込まれ、各シンボルの値に関する軟判定を行う方法ス テップを実行するために前記デジタル処理システムにより実行可能な命令とを具 備し、 前記方法ステップは、 第１組中の各値が予め定められたビット中に“０”のバイナリ値を持つ、各シ ンボルに対する第１組の可能性ある値を決定し、 前記シンボルと前記第１組の可能性ある値中の各可能性ある値との間の振幅差 を各シンボルに対して決定し、 最小振幅差を決定し、それを表す第１の信号を発生するステップを含むコンピ ュータ論理装置。 ２３．ビットをマルチビットシンボルにグループ化する前に内部インターリーバ によりデータビットを処理する直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）信号送信機。