DE60133006T2

DE60133006T2 - Gleitfensterverarbeitung zum empfang von mehrträgersignalen

Info

Publication number: DE60133006T2
Application number: DE60133006T
Authority: DE
Inventors: Kevin J. Bountiful SMART; Trenton D. Sandy STODDARD; Sachindev Sandy SHETTY
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2000-06-16
Filing date: 2001-06-18
Publication date: 2009-07-02
Anticipated expiration: 2021-06-19
Also published as: US20020041637A1; DE60133006D1; WO2001099362A8; EP1303962A2; EP1303962B1; WO2001099362A3; WO2001099362A2; US7058140B2; AU2001271322A1; ATE387788T1

Description

Die Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, in denen mehrere Träger verwendet werden, um die Bandbreiteneffizienz des Kommunikationssystems zu verbessern, wobei die Träger lokal orthogonal (jedoch nicht notwendigerweise global orthogonal) gemäß einer gewünschten Transformierten sind.
Beschreibung des Stands der Technik
Viele Kommunikationskanäle wie beispielsweise Hochfrequenz(HF)-Kanäle, Powerline-Kanäle und dergleichen, stellen den gewünschten Kommunikationssignalen häufig eine ungünstige Übertragungsumgebung entgegen. Diese ungünstigen Kanäle können unterschiedlichste Interferenzmechanismen hervorrufen, unter anderem Mehrwegeinterferenz, Amplitudenschwund, Phasenverschiebung, Rauschen etc.
Auf einem idealen Kommunikationskanal würde das empfangene Signal lediglich aus einem einzelnen auf direktem Weg empfangenen Signal bestehen, welches eine perfekte Rekonstruktion des gesendeten Signals wäre. Auf einem realen Kanal jedoch wird das Signal während der Übertragung über den Kanal modifiziert. Das empfangene Signal besteht in der Regel aus einer Kombination von gedämpften, reflektierten, gebrochenen und gebeugten Repliken des gesendeten Signals. Darüber hinaus fügt der Kanal typischerweise Rauschen in das Signal ein und kann in einigen Umgebungen eine Verschiebung der Trägerfrequenz bewirken. Es ist wichtig, diese Auswirkungen auf das Signal zu verstehen, da die Leistung eines Kommunikationssystems von den Kanalcharakteristiken abhängig ist.
Unter Dämpfung ist ein Abfall der Empfangssignalstärke zu verstehen. Dämpfung kann verursacht werden durch die Länge des Übertragungsweges, Hindernisse im Signalweg, Leistungsverlust im Signalweg und Mehrwegeeffekte. In vielen Systemen, insbesondere funkbasierten Systemen, kann das von dem Sender ausgestrahlte Signal von Unregelmäßigkeiten wie beispielsweise Hügeln, Gebäuden oder Fahrzeugen zurückgeworfen werden. Dadurch entstehen von dem Sender zum Empfänger mehrere Übertragungswege. In Kommunikationssystemen, die einen Leiter verwenden, beispielsweise einen Hohlleiter, ein Koaxialkabel, ein Glasfaserkabel, ein Kupferkabel mit verdrillten Leiterpaaren (Twisted-Pair-Kabel), eine Stromversorgungsleitung (Powerline) etc., können Mehrwegeeffekte durch Unregelmäßigkeiten hervorgerufen werden, die auf nicht übereinstimmende Impedanzen der Kabel, Anschlüsse, Abzweigstellen etc. zurückgehen.
Als Folge hiervon ist die Kanalspektralantwort in der Regel nicht flach oder gleichförmig. Die Spektralantwort weist Täler oder Spitzen auf, die auf Leistungsverluste im Kanal oder Reflexionen von Unregelmäßigkeiten zurückgehen. Reflexionen von nahe gelegenen Unregelmäßigkeiten können zu Mehrwegesignalen mit einer ähnlichen Signalleistung wie das direkte Signal führen. Dies kann tiefe Nullstellen in der Empfangssignalleistung aufgrund von destruktiver Interferenz verursachen. Bei Schmalbandkanälen kann, wenn die Nullstelle in der Frequenzantwort auf der Sendefrequenz auftritt, das gesamte Signal verloren gehen. Dies lässt sich auf verschiedenen Wegen überwinden. Indem beispielsweise ein Signal mit großer Bandbreite (zum Beispiel mit Frequenzspreizung, Spread-Spectrum) gesendet wird, führen eventuelle Täler im Frequenzspektrum lediglich zu einem geringen Verlust der Signalleistung. Ein anderes Verfahren ist, das Sendesignal in eine Mehrzahl von Trägern mit jeweils kleiner Bandbreite aufzuspalten, wie dies bei FDM/OFDM-Systemen erfolgt. Das ursprüngliche Signal wird über eine große Bandbreite gespreizt, sodass die Wahrscheinlichkeit gering ist, dass eventuelle Nullstellen im Frequenzspektrum auf allen Trägerfrequenzen auftreten. Dies bewirkt, dass lediglich einige der Träger verloren gehen, nicht jedoch das gesamte Signal. Die Informationen von den verloren gegangenen Trägern können mithilfe verschiedener Verfahren zurückgewonnen werden, unter anderem beispielsweise Vorwärts fehlerkorrektur, wiederholte Übertragung über einwandfreie Träger etc.
Das empfangene Signal von einem Sender beinhaltet üblicherweise ein direktes Signal sowie zusätzlich Reflexionen von verschiedenen Unregelmäßigkeiten im Kanal. Die reflektierten Signale treffen häufig später ein als das direkte Signal, bedingt durch die zusätzliche Weglänge zu der Unregelmäßigkeit, was zu geringfügig unterschiedlichen Ankunftszeiten des gesendeten Impulses führt, wodurch die Energie des empfangenen Signals verteilt (gespreizt) wird. Die Verzögerungsspreizung ist die zeitliche Spreizung zwischen der Ankunft des ersten und des letzten Mehrwegesignals aus Sicht des Empfängers.
In einem digitalen System kann die Verzögerungsspreizung zu Intersymbol-Interferenz führen. Dies geht darauf zurück, dass das verzögerte Mehrwegesignal die folgenden Symbole überlappt. Hierdurch können in Systemen mit hoher Bitrate erhebliche Fehler verursacht werden, besonders wenn das Zeitmultiplex-Vielfachzugriffsverfahren (TDMA, Time Division Multiple Access) eingesetzt wird. Sowie die gesendete Bitrate erhöht wird, verstärkt sich in der Regel auch die Intersymbol-Interferenz. Dieser Effekt wird üblicherweise signifikant, sobald die Verzögerungsspreizung größer wird als ca. 50% der Bitzeit.
Für digitale Kommunikationssysteme, die mit relativ hohen Datenraten arbeiten, also Datenraten, die sich dem Shannon-Grenzwert für den Kanal annähern, werden Datenbits häufig in Gruppen zusammengefasst und als Symbole übertragen. Jedes empfangene Symbol repräsentiert ein oder mehrere Bit(s). Ein häufig eingesetztes Verfahren zur Verbesserung der Kommunikation über einen ungünstigen Kanal besteht darin, die Dauer der Symbole auszudehnen, indem die Dimension des Symbolalphabets vergrößert wird. In Systemen mit Frequenzspreizung (Spread-Spectrum-Systemen) weisen die Symbole ein breites Frequenzspektrum und eine begrenzte Autokorrelationsfunktion auf. Ungünstigerweise ist die Spektraleffizienz dieser Art von System relativ gering und daher ungeeignet für Systeme, in denen eine hohe Spektraleffizienz gewünscht ist.
Ein anderer Ansatz für den Umgang mit einem feindlichen Kanal beinhaltet, die zu übertragenden Informationen in eine große Zahl elementarer Teilkanäle zu teilen, wobei jeder Teilkanal eine relativ geringe Bitrate transportiert. Dieses Verfahren, das als Frequenzmultiplexing (Frequency Division Multiplexing, FDM) bezeichnet wird, verwandelt einen hochselektiven Breitband-Kanal in eine große Zahl nicht selektiver Schmalband-Kanäle, die frequenzgeteilt sind. Mit dem Frequenzmultiplexing FDM bleibt das Problem des Schwunds bestehen. Das heißt, die Amplitude jedes der Teilkanäle folgt einem Rayleighschen Gesetz oder einem Rice-Nakagami-Gesetz. Die Verwendung eines Codierungssystems, das dem Schwundverhalten des Kanals angepasst ist, ermöglicht eine beträchtliche Verbesserung der Leistung.
In einem herkömmlichen (nicht orthogonalen) Frequenzmultiplexing(FDM)-System sind die zahlreichen Träger in einem derartigen Abstand angeordnet, dass die Signale mithilfe konventioneller Filter und Demodulatoren empfangen werden können. In derartigen Empfängern werden zwischen den verschiedenen Trägern Schutzbänder eingefügt. Die Schutzbänder stellen eine Verschwendung von Frequenzbereichen dar und führen zu einer Verschlechterung der Spektraleffizienz.
Im Frequenzmultiplex-Vielfachzugriffsverfahren FDMA wird jedem Benutzer (oder jedem Datenpaket in einem paketbasierten System) üblicherweise ein einzelner Kanal zugewiesen, der dazu genutzt wird, sämtliche Benutzerinformationen zu übertragen. Beispielsweise beträgt die Bandbreite jedes Kanals für die Sprachkommunikation in der Regel 10 kHz–30 kHz. Die minimal für Sprache erforderliche Bandbreite beträgt jedoch nur 3 kHz. Die zugewiesene Bandbreite wird breiter gewählt als die minimal erforderliche Bandbreite, um zu verhindern, dass Kanäle sich gegenseitig stören. Diese zusätzliche Bandbreite soll es ermöglichen, Signale von benachbarten Kanälen herauszufiltern, und ausreichend Freiraum für eine eventuelle Verschiebung der Mittenfrequenz des Senders oder Empfängers bieten. In einem typischen System werden bis zu 50% des gesamten Frequenzspektrums aufgrund dieser zusätzlichen Abstände zwischen den Kanälen verschwendet. Dieses Problem wird noch gravierender, wenn die Kanalbandbreite geringer wird und sich das Frequenzband verbreitert.
Das orthogonale Frequenzmultiplexing (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM) ist eine Sonderform des Frequenzmultiplexing FDM, bei der die verschiedenen Träger orthogonal zueinander gelegt werden. Orthogonale Träger stören sich gegenseitig nicht und können daher in geringem Abstand angeordnet werden. Das orthogonale Frequenzmultiplexing OFDM ist dem Frequenzmultiplexing FDM darin ähnlich, dass der Vielfachzugriff der Benutzer dadurch realisiert wird, dass die verfügbare Bandbreite in eine Vielzahl von Kanälen unterteilt wird, die dann Benutzern (oder Datenpaketen) zugeteilt werden. Allerdings nutzt das orthogonale Frequenzmultiplexing OFDM das Frequenzspektrum erheblich effizienter, da die Kanäle wesentlich dichter beieinander liegen.
Das codierte orthogonale Frequenzmultiplexing (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing, COFDM) ist gleich dem orthogonalen Frequenzmultiplexing OFDM mit dem einzigen Unterschied, dass auf das Signal vor der Übertragung eine Vorwärtsfehlerkorrektur (Forward Error Correction, FEC) angewandt wird. Dies dient dazu, Fehler in der Übertragung aufgrund von verloren gegangenen Trägern durch frequenzselektiven Schwund, Kanalrauschen und andere Ausbreitungseffekte zu beheben. Für die Zwecke der vorliegenden Diskussion werden die Begriffe orthogonales und codiertes orthogonales Frequenzmultiplexing, OFDM und COFDM, austauschbar verwendet, da Vorwärtsfehlerkorrektur(FEC)-Bits in die Daten in einem OFDM-System eingefügt werden können.
Mit dem orthogonalen Frequenzmultiplexing OFDM kann die maximale Signalisierungsrate für den gegebenen Kanal (Nyquist-Rate) annähernd erreicht werden, ohne dass scharfe Abschneidefilter (Sharp-Cutoff-Filter) eingesetzt werden müssen, wodurch die Datenübertragung mit hoher Geschwindigkeit ermöglicht wird. Das OFDM-System ist weniger anfällig für Interferenzen durch breitbandiges Impulsrauschen als Systeme mit Zeitmultiplexing TDM.
Konzeptionell werden in einem FDM-System die Träger durch eine Bank von Sinusgeneratoren erzeugt und anschließend durch eine Bank von Modulatoren moduliert. Die Sinusträger werden allgemeiner als Basisfunktionen bezeichnet.
Die empfangenen Träger werden durch eine Bank von Demodulatoren demoduliert. Bei einer großen Anzahl von Teilkanälen könnend die Gruppen von Sinusgeneratoren, Modulatoren und Demodulatoren unverhältnismäßig teuer und komplex werden. Glücklicherweise handelt es sich bei einem OFDM-Datensignal effektiv um die Fourier-Transformierte der ursprünglichen Signalfolge und ist die Bank kohärenter Demodulatoren effektiv ein Generator für die invertierte Fourier-Transformierte. Ein digitaler OFDM-Modem kann rund um einen Rechner aufgebaut werden, der Fourier-Transformationen und invertierte Fourier-Transformationen durchführt.
Die Orthogonalität der Träger bedeutet, dass jeder Träger eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen über eine Basisfunktionsperiode aufweist. Das Frequenzspektrum jedes Trägers zeigt eine Nullstelle bei der Mittenfrequenz jedes der anderen Träger im System. Orthogonalität bedeutet auch, dass es keinerlei Interferenzen zwischen den Trägern gibt, sodass die Träger näher beieinander angeordnet werden können als in FDM-Systemen. Dies überwindet zum großen Teil die Spektralineffizienzen, die in nicht orthogonalen FDMA-Systemen zu finden sind.
Jeder einzelne Kanal in einem OFDM-Signal besitzt eine relativ geringe Bandbreite, weshalb die daraus resultierende Symbolrate auf jedem Kanal niedriger ist als die Symbolrate, die mithilfe des Zeitduplex-Vielfachzugriffsverfahrens TDMA auf demselben Medium erzielt werden könnte. Dies führt dazu, dass das Signal eine hohe Toleranz gegenüber Mehrwege-Verzögerungsspreizung aufweist, da die Verzögerungsspreizung sehr lang sein muss, um eine signifikante Intersymbol-Interferenz zu verursachen. Außerdem ist ein OFDM-System spektral erheblich effizienter als ein herkömmliches System des FDMA-Typs, in dem keine spektrale Überlappung zulässig ist.
Um orthogonales Frequenzmultiplexing OFDM zu erzeugen, wird das Verhältnis zwischen den Trägern gesteuert, um die Orthogonalität der Träger zu erhalten. Jedem zu erzeugenden Träger wird eine gewisse Menge Daten zugewiesen, die übertragen werden sollen. Anschließend werden die erforderliche Amplitude und Phase jedes Trägers auf der Grundlage des gewünschten Modulationsschemas (beispielsweise differentielles BPSK, QPSK, QAM etc.) berechnet. Danach wird das erforderliche Frequenzspektrum mithilfe der invertierten Fourier-Transformation (Inverse Fourier Transform, IFT) zurückgewandelt in das entsprechende Signal des Zeitbereichs. Bei den meisten Anwendungen wird eine invertierte schnelle Fourier-Transformation (Inverse Fast Fourier Transform, IFFT) verwendet. Die IFFT führt die Transformation sehr effizient durch und bietet eine einfache Möglichkeit sicherzustellen, dass die Trägersignale orthogonal zueinander liegen.
Die schnelle Fourier-Transformation FFT wandelt ein zyklisches Signal des Zeitbereichs um in das entsprechende Frequenzspektrum. Dies erfolgt, indem die entsprechende Wellenform gefunden wird, die durch eine Summe von orthogonalen Sinuskomponenten erzeugt wird. Die Amplitude und die Phase der Sinuskomponenten repräsentieren das Frequenzspektrum des Zeitbereichsignals. Die invertierte schnelle Fourier-Transformation IFFT führt den umgekehrten Prozess durch, indem sie ein Frequenzspektrum (Amplitude und Phase jeder Komponente) in ein Signal des Zeitbereichs transformiert. Eine IFFT wandelt eine Anzahl von komplexen Datenpunkten in das Signal des Zeitbereichs derselben Anzahl von Punkten um. Jeder Datenpunkt im Frequenzspektrum, der für eine FFT oder IFFT verwendet wird, wird als ein Bin bezeichnet.
Die orthogonalen Träger für das OFDM-Signal können erzeugt werden, indem die Amplitude und Phase jedes Bin eingestellt und anschließend die invertierte schnelle Fourier-Transformation IFFT durchgeführt wird. Da jedes Bin einer IFFT der Amplitude und Phase einer Gruppe von orthogonalen Sinuswellen entspricht, garantiert die schnelle Fourier-Transformation FFT, welche der umgekehrte Prozess ist, dass die Träger orthogonal sind.
Einer der Vorteile von OFDM-Übertragungen ist ihre Robustheit gegenüber Mehrwege-Verzögerungsspreizung. Diese wird durch eine lange Symbolperiode erzielt, die die Intersymbol-Interferenz verringert. Der Grad der Robustheit kann sogar noch weiter gesteigert werden durch das Einfügen eines Schutzzeitraums zwischen den übertragenen Symbolen. Der Schutzzeitraum lässt ausreichend Zeit, dass Mehrwege-Signale des vorhergehenden Symbols abklingen können, bevor die Informationen des aktuellen Symbols erfasst werden. Eine Art von Schutzzeitraum ist eine zyklische Verlängerung des Symbols. Der Einsatz eines Spiegels zum Zeitpunkt des Endes der Symbolwellenform und das Platzieren dieses Spiegelbildes am Anfang des Symbols vergrößert effektiv die Länge des Symbols, wobei gleichzeitig die Orthogonalität der Wellenform gewahrt bleibt. Mithilfe dieses zyklisch verlängerten Symbols können die Samples, die für die Durchführung der schnellen Fourier-Transformation FFT (zum Decodieren des Symbols) benötigt werden, an einer beliebigen Stelle über die Länge des Symbols platziert werden. Dies gewährt Immunität gegen Mehrwege-Ausbreitung und Symbolzeit-Synchronisationstoleranz.
Solange die Mehrwegeverzögerungsechos innerhalb der Dauer des Schutzzeitraums bleiben, besteht streng genommen keinerlei Beschränkung hinsichtlich des Signalpegels der Echos. Die Echos können sogar den Signalpegel des direkten Ausbreitungsweges übersteigen. Die Signalenergie aller Ausbreitungswege addiert sich am Eingang des Empfängers, und da die schnelle Fourier-Transformation FFT energiekonservativ ist, fließt die gesamte verfügbare Leistung an den Decodierer. Wenn die Verzögerungsspreizung größer ist als das Schutzintervall, dann beginnen sie, Intersymbol-Interferenzen zu verursachen. Glücklicherweise entsprechen längere Verzögerungsspreizungen in aller Regel Reflexionen von entfernten Unregelmäßigkeiten, und diese Reflexionen treffen tendenziell mit einer relativ kleinen Amplitude beim Empfänger ein (und verursachen darum nur eine relativ geringe Interferenz). Zu Intersymbol- Interferenz kommt es, wenn das Frequenzspektrum eines Symbols auf einem Teilkanal das Frequenzspektrum eines folgenden oder vorhergehenden Symbols auf demselben Teilkanal überlagert. Zwischenträger-Interferenz tritt auf, wenn das Frequenzspektrum eines Symbols auf einem Kanal das Frequenzspektrum eines Symbols auf einem anderen Kanal überlagert.
Unglücklicherweise reduziert die Notwendigkeit eines Schutzzeitraums die Symbolrate, die auf dem Kanal übertragen werden kann. Eine reduzierte Symbolrate entspricht einer reduzierten Datenrate. Somit ist es wünschenswert, die Länge des Schutzzeitraums zu verringern. Die Länge des Schutzzeitraums wird durch zwei Faktoren bestimmt. Zum einen muss der Schutzzeitraum lang genug sein, um Intersymbol-Interferenzen auf jedem Kanal zu reduzieren. Zum zweiten muss der Schutzzeitraum lang genug sein, um alle Verzögerungsspreizungen von Kanal zu Kanal abzudecken. Um diese zweite Anforderung zu verstehen, ist zu beachten, dass die FFT- und IFFT-Operationen, wie sie in herkömmlichen OFDM-Systemen eingesetzt werden, Blockoperationen sind, die auf alle Kanäle gleichzeitig angewendet werden. Somit muss in einem herkömmlichen OFDM-System der Schutzzeitraum ausreichend lang sein, um eine genügende Verzögerungsspreizung über sämtliche Kanäle bereitzustellen, selbst wenn es üblicherweise keine Mehrwegeeffekte zwischen den Kanälen gibt. Das bedeutet, dass der Schutzzeitraum in einem herkömmlichen OFDM-System die Datenrate des Systems insgesamt erheblich verringern kann. Die Länge des Schutzbandes wird durch die Verzögerungsspreizung über die Kanäle negativ beeinflusst, da das Schutzband lang genug sein muss, um den ungünstigsten Fall von Verzögerungsspreizung über sämtliche Kanäle hinweg abzudecken. In manchen Umgebungen, insbesondere in denen die Verzögerungsspreizung von Kanal zu Kanal sehr groß ist, kann die Länge des Schutzbandes untragbar groß werden und den Durchsatz signifikant verringern.
Weitere Informationen zum bisherigen Stand der Technik sind in EP 0 967 763 , WO 96/41458 und WO 98/10545 zu finden.
EP 0 967 763 offenbart einen Mehrträger-Empfänger, der eine Kaskadenverbindung aus einem Gleitfenster-Fourier-Wandler, der nachfolgend Teile eines ankommenden zyklisch verlängerten Mehrträger-Symbols fouriertransformiert, und einem Pro-Träger-Frequenzbereichentzerrer, der für jeden Träger eine abgegriffene Verzögerungszeile zum Entzerren der fouriertransformierten Teile des ankommenden Mehrträger-Symbols beinhaltet. Der Pro-Träger-Frequenzbereichentzerrer ermöglicht es, die Systemkapazität einzeln für jeden Träger zu optimieren, und beinhaltet in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung abgegriffene Verzögerungszeilen mit adaptiv-komplexen Abgriffen, mit einer adaptiven Länge und mit einer individuellen Verzögerung, die für die verschiedenen Träger jeweils unterschiedlich sein kann.
WO 96/41458 offenbart ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Verbessern der Trägertrennung bei der Übertragung von OFDM-Signalen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung stellt einen Empfänger gemäß dem unabhängigen Patentanspruch 1 bereit. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen beschrieben.
Die vorliegende Erfindung löst die vorstehend beschriebenen und weitere Probleme, indem ein Mehrkanalempfänger bereitgestellt wird, der mit Gleitfensterverarbeitung der empfangenen Signale arbeitet, um eine verbesserte Leistung gegenüber blockbasierten OFDM-Systemen bereitzustellen. Die empfangenen Signale werden entsprechend einer Transformation verarbeitet, die auf einem gleitenden Fenster basiert. In einer Ausführungsform verwendet die Gleitfenstertransformation einen Satz von Basisfunktionen. Die Breite des Gleitfensters ist typischerweise im Verhältnis kürzer als die Symbolzeit, jedoch kann die Breite des Gleitfensters gleich der Symbolzeit sein, selbst wenn die Verzögerungsspreizung von Teilkanal zu Teilkanal bedeutend ist. In einer Ausführungsform ist die Basisfunktionslänge nicht wesentlich kürzer als die Symbolzeit, selbst angesichts großer Verzögerungsspreizungen von Kanal zu Kanal. Das Gleitfenstersystem stellt verhältnismäßig mehr lokale Orthogonalität (das heißt, Orthogonalität zwischen benachbarten oder nahe beieinander liegenden Teilträgern) und verhältnismäßig weniger globale Orthogonalität (das heißt, Orthogonalität zwischen allen Teilträgern) bereit als ein herkömmlicher blockbasierter OFDM-Empfänger.
In einer Ausführungsform ist/sind eine oder mehrere Basisfunktion(en) orthogonal. In einer Ausführungsform sind die Basisfunktionen nicht orthogonal. In einer Ausführungsform sind die Basisfunktionen nicht sinusbasierte Basisfunktionen wie üblicherweise in Wavelets zu finden, bei denen die Basisfunktionen von einem Mutter-Wavelet erzeugt werden, das nicht notwendigerweise Sinuscharakter hat.
In einer Ausführungsform ist die Gleitfenstertransformation von der diskreten Fourier-Transformierten (DFT) abgeleitet. In einer Ausführungsform ergibt die DFT M Ausgangssignale (ein Ausgangssignal für jeden der M Teilkanäle) für die empfangenen Zeitbereich-Eingangssignale. In einer Ausführungsform ergibt die DFT Ausgangssignale für M Teilkanäle von N Samples, wobei N die Länge der Basisfunktion ist. In einer Ausführungsform stellt der Gleitfensterempfänger eine einstellbare Basisfunktionslänge bereit. In einer Ausführungsform kann die Basisfunktionslänge für jeden Teilkanal separat gewählt werden.
In einer Ausführungsform erlaubt der Empfänger mit kontinuierlicher Verarbeitung unterschiedliche Intersymbol-Zeiten über verschiedene Teilbänder des Kommunikationskanals. Der Wert der Symbolzeit kann adaptiv in Abhängigkeit von der Verzögerungsspreizung gemäß der zeitvarianten Natur des Kommunikationskanals geregelt werden. In einer Ausführungsform wird dies dadurch erzielt, dass Daten am Empfänger in kontinuierlicher Weise verarbeitet werden, sowie durch Partitionierung der Übertragungsbandbreite des Kommunikationskanals in verschiedene Teilbänder, wobei jedes Teilband eine Mehrzahl von Trägern beinhaltet, die innerhalb des betreffenden Teilbandes orthogonal zueinander liegen. Die kontinuierliche Verarbeitung im System ermöglicht außerdem variable Symbolzeiten auf derselben Trägerfrequenz. Dementsprechend kann für Frequenzen, auf denen Kanalschwund und andere Arten von Schmalband-Interferenzen auftreten, die Symbolzeit lang genug gewählt werden, sodass die relativen Effekte der Interferenz vermindert werden, während für andere Frequenzen eine im Verhältnis kürzere Symbolzeit verwendet wird.
Dieses Gleitfenstersystem legt stärkeres Gewicht auf lokale Orthogonalität der Teilträger (das heißt, der Träger, die in einem bestimmten Teilband des Frequenzspektrums in einem Abstand zueinander angeordnet sind) und weniger Gewicht auf globale Orthogonalität (das heißt der Träger im gesamten Frequenzspektrum des Übertragungskanals). Die Auswirkungen nicht orthogonaler Träger werden durch Teilbandfilterung gemindert. In einer Ausführungsform wird auf einigen Trägern eine verhältnismäßig höhere Leistung bereitgestellt, bei denen die Symbollänge verringert ist. Im Gegensatz dazu stellt ein blockbasiertes OFDM-System üblicherweise eine verhältnismäßig geringere Leistung bereit, da die Schutzzeit (die Bestandteil der Symbolzeit ist) die maximal mögliche Verzögerungsspreizung über alle Teilkanäle berücksichtigen muss und sich daher die Symbolzeit verlängert.
In einer Ausführungsform wird die kontinuierliche Natur des Empfängers dafür genutzt, eine unabhängige Synchronisation und Entzerrung für jeden Kanal bereitzustellen, indem aus einem Paketkopf Informationen für die Entzerrung extrahiert werden. Der Paketkopf kann für alle Kanäle derselbe sein, oder der Paketkopf kann spezifisch für einen bestimmten Kanal sein. In einer Ausführungsform wird die differenzielle Erkennung von kontinuierlich verarbeiteten Daten dazu genutzt, die Eigenschaften des Kommunikationskanals zu ermitteln.
In einer Ausführungsform sind die Basisfunktionen sinusförmig und werden von einer Quarter-Wave Sine Look Up Table (QSLUT) erzeugt. In einer Ausführungsform wird die Synthese der Basisfunktion dadurch bereitgestellt, dass ein CORDIC-(und ein modifizierter)Algorithmus verwendet wird. Bei Implementierung in Hardware-Form bietet die CORDIC-Architektur (COordinate Rotation Digital Computer) die effiziente Nutzung von auf dem Chip vorhandenen Ressourcen wie beispielsweise Stromversorgung und Platz im ROM (Read Only Memory, Nur-Lesen-Speicher).
In einer Ausführungsform sind die Basisfunktionen komplexe Sinuswellen, die mithilfe einer diskreten Fourier-Transformation DFT erzeugt werden können. In einer Ausführungsform werden die komplexen Sinuswellen durch Verwendung einer schnellen Fourier-Transformation FFT erzeugt. In einer Ausführungsform werden die komplexen Sinuswellen mithilfe der QSLUT erzeugt. Da die diskrete Fourier-Transformation DFT unter Verwendung von Phasendrehungen statt komplexer Multiplikationen effektiv implementiert werden kann, kann sie demnach auch effizient mithilfe des CORDIC-Algorithmus implementiert werden. In einer Ausführungsform wird die CORDIC-Implementierung der DFT mit Festpunkt-Arithmetik verwendet.
In einer Ausführungsform sind die Basisfunktionen diskrete orthogonale Wavelets. In einer Ausführungsform werden die diskreten orthogonalen Wavelets von einem M-Band-Wavelet-Filter erzeugt, das effizient mittels der schnellen Wavelet-Transformation (Fast Wavelet Transform, FWT) implementiert werden kann. Wavelets stellen eine logarithmische Frequenzlokalisierung mit einer im Verhältnis feineren Zeitlokalisierung bei höheren Frequenzen bereit.
In einer Ausführungsform ist die Basisfunktionslänge auf einem bestimmten Teilband einstellbar und ist es nicht erforderlich, dass sie für ein anderes Teilband oder Symbol, das zu einem späteren Zeitpunkt erzeugt wurde, dieselbe Länge hat.
In einer Ausführungsform wird im Empfänger eine erste diskrete Gleitfenster-Fourier-Transformation DFT (im Folgenden als Typ-1-Transformation bezeichnet) verwendet. Die Typ-1-Transformation erzeugt M verschiedene Ausgangssignale, die den verschiedenen Teilkanälen auf jedem bestimmten Teilband für jedes Zeitbereichs-Sample entsprechen. Die Anzahl der Ausgangssignale, M, kann auf verschiedenen Teilbändern unterschiedlich sein. Die Länge des Fensters für die Gleitfenster-Fourier-Transformation ist einstellbar und basiert auf dem gewünschten Frequenzabstand zwischen den Teilträgern innerhalb desselben Teilbands. In einer Ausführungsform ist die diskrete Gleitfenster-Fourier-Transformation DFT mithilfe des CORDIC-Algorithmus implementiert.
In einer anderen Ausführungsform wird eine zweite, modifizierte Gleitfenster-DFT (im Folgenden als Typ-2-Transformation bezeichnet) verwendet. Wie bei der Ausführungsform mit Typ 1 erzeugt die Typ-2-Transformation M verschiedene Ausgangssignale, die den verschiedenen Kanälen entsprechen. Die Länge des Fensters und die Anzahl der Ausgangssignale können in derselben Weise variiert werden. Die Ausführungsform mit Typ 2 ähnelt der Ausführungsform mit Typ 1 (hinsichtlich eines komplexen zeitabhängigen Korrekturfaktors), weist aber in der Regel eine stabilere Rückkopplungsschleife auf und erfordert üblicherweise verhältnismäßig weniger Bitauflösung in den numerischen Verarbeitungseinheiten (beispielsweise Multiplizierern). In einer Ausführungsform ist die modifizierte diskrete Gleitfenster-Fourier-Transformation DFT auch mithilfe des CORDIC-Algorithmus implementiert.
In einer Ausführungsform stellt der Empfänger mit kontinuierlicher Verarbeitung Entzerrung und Synchronisation auf Einzelkanal-Basis bereit, indem Informationen aus einem Paketkopf extrahiert werden.
In einer Ausführungsform wird das empfangene Signal durch ein oder mehrere Teilbandfilter geführt, das/die das empfangene Signal in verschiedene Frequenzteilbänder teilt/teilen. Beim Teilen des empfangenen Signals in Teilbänder wird tendenziell das Spitzenleistung-zu-Durchschnittsleistung-Verhältnis (Peak-to-Average-Power Ratio, PAR) für die verschiedenen Teilbänder verkleinert und wird tendenziell die Komplexität der Analog/Digital-Wandler A/D verringert.
In einer Ausführungsform wird das Spitzenleistung-zu-Durchschnittsleistung-Verhältnis PAR durch die Verwendung von Spreizcodes reduziert, die Symbole erzeugen, für die das PAR niedriger ist. In einer Ausführungsform werden die Codes von den klassischen Rudin-Shapiro-Polynomen abgeleitet und weisen einen Crest-Faktor (definiert als der maximale Signalwert geteilt durch den effektiven Signalwert) von weniger als √2 auf.
In einer Ausführungsform wird das Gleitfenstersystem dazu benutzt, Daten über ein Stromversorgungsnetzwerk zu übertragen und zu empfangen. In einer Ausführungsform wird das Gleitfenstersystem dazu benutzt, Daten über ein Funkübertragungsnetzwerk zu übertragen und zu empfangen. In einer Ausführungsform stellt das Gleitfenstersystem eine einstellbare Basisfunktionslänge bereit.
In einer Ausführungsform wird das Gleitfenstersystem dazu benutzt, Daten innerhalb eines Verkehrsmittels, beispielsweise eines Flugzeugs, Schiffs, Landfahrzeugs etc., zu übertragen und zu empfangen. In einer Ausführungsform wird das Gleitfenstersystem dazu benutzt, Daten über die in einem Verkehrsmittel vorhandene Verdrahtung, beispielsweise über die Stromleitungen der Kabinenbeleuchtung in einem Flugzeug, zu übertragen und zu empfangen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Diese und andere Merkmale der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen beschrieben.
1 ist ein Blockdiagramm eines Mehrkanal-Kommunikationssystems.
2 zeigt ein Frequenzspektrum eines herkömmlichen Systems mit nicht orthogonalem Frequenzmultiplexing (FDM).
3A zeigt das Frequenzspektrum eines Systems mit orthogonalem Frequenzmultiplexing (OFDM), welches eine Hauptkeule eines ersten Kanals, die einen Teil der Hauptkeule eines zweiten Kanals überlappt, sowie eine Hauptkeule eines dritten Kanals, der einen Teil der Hauptkeule des zweiten Kanals überlappt, beinhaltet.
3B ist ein Blockdiagramm eines auf der schnellen Fourier-Transformation (FFT) basierenden OFDM-Systems.
4 veranschaulicht die Einfügung eines Schutzzeitraums zur Reduzierung der Intersymbol-Interferenz auf einem Kanal.
5 zeigt ein Beispiel der Gruppenverzögerung τ_g über M Kanäle, entsprechend M Trägern mit den Frequenzen f₀ bis f_M-1.
6 ist ein Zeit-Frequenz-Diagramm, das eine zeitliche Historie der Gruppenverzögerungskurve für M Kanäle in einem FDM-System zeigt.
7 ist ein Zeit-Frequenz-Diagramm eines OFDM-Systems, das veranschaulicht, wie bei der dem FFT-Betrieb eigenen blockweisen Verarbeitung die Symbollänge durch die maximale Verzögerungsspreizung vorgegeben wird.
8 ist ein Zeit-Frequenz-Diagramm der Symbolzeit in einem auf Gleitfenstertransformation basierenden System, in dem die Symbollänge über das gesamte System durch die mittlere Verzögerungsspreizung vorgegeben sein könnte.
9A ist ein Blockdiagramm eines auf Gleitfenstertransformation basierenden Systems.
9B ist ein Blockdiagramm eines auf Gleitfenstertransformation basierenden Mehrkanal-Systems.
10A ist ein Blockdiagramm eines Gleitfensterempfängers, der eine Gleitfenstertransformation des Typs 1 verwendet.
10B ist ein Blockdiagramm eines Gleitfensterempfängers, der eine Gleitfenstertransformation des Typs 2 verwendet.
11 ist ein Blockdiagramm eines Gleitfensterempfängers, der eine variable Basisfunktionslänge bereitstellt.
12 ist ein Blockdiagramm eines Kanalentzerrers zur Verwendung mit einem Gleitfenstersystem.
13 ist ein Blockdiagramm eines paketbasierten Entzerrungssystems.
14 ist ein Blockdiagramm eines Mehrband-Senders zur Verwendung mit einem Mehrband-Gleitfensterempfänger.
15 ist ein Blockdiagramm eines Mehrband-Gleitfensterempfängers.
16 ist ein Blockdiagramm einer CORDIC-Implementierung der Gleitfenstertransformation mit vier Verarbeitungseinheit-Stufen entsprechend der verwendeten Fensterlänge.
17A ist ein Blockdiagramm einer CORDIC-Verarbeitungseinheit, das die in 10A dargestellte Typ-1-Transformation implementiert.
17B ist ein Blockdiagramm einer CORDIC-Verarbeitungseinheit, das die in 10B dargestellte Typ-2-Transformation implementiert.
18 ist ein Blockdiagramm eines Basisfunktionsgenerators, der für die Erzeugung von Sinus- und Kosinuswellen eine Verweistabelle (Lookup-Tabelle) verwendet.
19 ist ein Blockdiagramm eines Basisfunktionsgenerators, der für die Erzeugung von Sinus- und Kosinuswellen einen CORDIC verwendet.
20 ist ein Blockdiagramm einer Gleitfenster-DFT des Typs 2 mit zusätzlicher Filterung.
21 ist ein Blockdiagramm einer Gleitfenster-DFT des Typs 2 mit einer zusätzlichen Filterungsstufe, die in die diskrete Fourier-Transformation DFT integriert ist.
22 ist ein Blockdiagramm einer Gleitfenster-DFT des Typs 2 mit zwei zusätzlichen Filterungsstufen, die in die diskrete Fourier-Transformation DFT integriert sind.
In den Zeichnungen werden gleiche Bezugsnummern verwendet, um gleiche oder in ihrer Funktion ähnliche Elemente zu kennzeichnen. Die erste Stelle jeder dreistelligen Bezugsnummer gibt allgemein die Nummer der Figur an, in der das so gekennzeichnete Element erstmalig erscheint. Die ersten beiden Ziffern jeder vierstelligen Bezugsnummer geben allgemein die Nummer der Figur an, in der das so gekennzeichnete Element erstmalig erscheint.
Ausführliche Beschreibung
Aus Gründen der Klarheit wird in der folgenden Beschreibung unterschieden zwischen Teilträgern und Teilkanälen, wenn es um Sinus-Basisfunktionen geht. Allgemein ist ein Teilkanal eine Frequenzbandbreite, die für die Übertragung der modulierten Signale zugewiesen ist. Die Trägerfrequenz ist üblicherweise die Trägerfrequenz des Sinussignals, das zum Modulieren eines Basisbandsignals in die Bandbreite des Teilkanals verwendet wird. Der Teilträger ist das Sinussignal.
1 ist ein Blockdiagramm, das ein Mehrkanal-Medium 112 zeigt, welches einen Mehrkanal-Sender 111 mit einem Mehrkanal-Empfänger 113 verbindet. Das Mehrkanal-Medium 112 ist dafür konfiguriert, m separate Datenkanäle 101–103 bereitzustellen, die als ein erster Kanal 101, ein zweiter Kanal 102 und ein M-ter Kanal 103 dargestellt sind. Der Mehrkanal-Sender 111 führt jedem Kanal 101–103 ein separates Datenausgangssignal zu und jeder der mehreren Kanäle 101–103 wird einem separaten Dateneingang des Mahrkanal-Empfängers 113 zugeführt. In einer Ausführungsform empfängt der Mehrkanal-Sender 111 einen einzigen logischen Eingangsdatenstrom und teilt den Eingangsdatenstrom in M Datenströme auf, ein Datenstrom für jeden der M Kanäle. Ähnlich empfängt der Mehrkanal- Empfänger 113 die Daten von dem Mehrkanal-Sender 111 auf M Datenströmen und kombiniert die empfangenen Daten zu einem einzigen logischen Ausgangsdatenstrom. In einer Ausführungsform empfängt der Mehrkanal-Sender 111 mehrere Datenströme und gibt der Mehrkanal-Empfänger 113 mehrer Datenströme aus. Das Mehrkanal-Medium 112 kann beispielsweise eine Drahtleitung, ein Kabel, eine Glasfaser, ein Koaxialkabel, ein Hohleiter, ein Hochfrequenz-Ausbreitungsweg, ein optischer Ausbreitungsweg, ein Twisted-Pair-Kabel etc. sein.
Das Mehrkanal-Medium 112 kann in separate Kanäle aufgeteilt werden, und zwar mithilfe von Zeitmultiplexing (Time Division Multiplexing, TDM, auch als TDMA oder Time Division Multiple Access, Zeitmultiplex-Vielfachzugriff, bezeichnet), Frequenzmultiplexing (Frequency Division Multiplexing, FDM, auch als Frequency Division Multiple Access oder FDMA, Frequenzmultiplex-Vielfachzugriff, bezeichnet), Codemultiplexing (Code Division Multiplexing, CDM, auch bekannt als Code Division Multiple Access oder CDMA, Codemultiplex-Vielfachzugriff) sowie von Kombinationen aus Zeitmultiplexing TDM, Frequenzmultiplexing FDM und Codemultiplexing CDM. 1 zeigt die einzelnen FDM-Kanäle als separate Einheiten. Somit ist 1 vom Aufbau her eine Darstellung des Frequenzbereichs des Kommunikationsprozesses zwischen Sender und Empfänger. Ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik wird einsehen, dass in der Praxis das Mehrkanal-Medium 112 üblicherweise eine einzelne physische Verbindung (beispielsweise eine Drahtleitung, eine Glasfaser, ein Hochfrequenz-Ausbreitungsweg etc.) ist und dass die separaten Kanäle 0 bis (M-1) sämtlich über dieselbe physische Verbindung übertragen werden.
2 zeigt ein Frequenzspektrum eines herkömmlichen FDM-Systems, welches einen ersten Kanal aufweist, der einer Trägerfrequenz f_i entspricht, und einen zweiten Kanal, der einer Trägerfrequenz f_i+1 entspricht. Das modulierte Frequenzspektrum des ersten Kanals (welches das Frequenzspektrum ist, das man durch Modulation des Trägers f_i erhält) enthält eine erste Hauptkeule 201 des Kanals, erste obere und untere Nebenkeulen 211 bzw. 212 sowie zweite obere und untere Nebenkeulen 213 bzw. 214. Das modulierte Frequenzspektrum des zweiten Kanals (welches das Frequenzspektrum ist, das man durch Modulation des Trägers f_i+1 erhält) enthält eine zweite Hauptkeule 202 des Kanals, erste obere und untere Nebenkeulen 221 bzw. 222 sowie zweite obere und untere Nebenkeulen 223 bzw. 224.
In der Regel weisen die ersten Nebenkeulen eine erheblich geringere Amplitude auf als die Hauptkeulen und haben die zweiten Nebenkeulen eine niedrigere Amplitude als die ersten Nebenkeulen. Ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik wird erkennen, dass in den meisten Situationen zahlreiche weitere Nebenkeulen vorhanden sind und dass die Amplitude der Nebenkeulen höherer Ordnung mehr oder weniger monoton abfällt.
Unglücklicherweise überlappen die oberen Nebenkeulen des ersten Kanals (beispielsweise die Nebenkeulen 211 und 213) die unteren Nebenkeulen des zweiten Kanals (beispielsweise die Nebenkeulen 224 und 222). Diese Überlappung bedeutet, dass zwischen dem ersten Kanal und dem zweiten Kanal ein gewisser Grad an Interferenz vorhanden ist. Im Allgemeinen kann diese Interferenz durch die konventionelle Bandpassfilterung nicht beseitigt werden. Da jedoch die Amplitude der einander überlappenden Nebenkeulen verhältnismäßig klein ist im Vergleich mit den Hauptkeulen (Abfall als Funktionen des Typs sinc²(x)), ist die durch Nebenkeulen erzeugte Interferenz üblicherweise akzeptabel gering.
In 2 wird die Bandbreite der beiden Hauptkeulen 201 und 202 jeweils als eine Bandbreite β_c dargestellt, die um die Trägerfrequenzen f_i und f_i+1 zentriert ist. Ein. Schutzband, welches eine Bandbreite β_g hat, ist zwischen den beiden Regionen β_c dargestellt. Das Schutzband β_g repräsentiert ungenutztes (verlorenes) Frequenzspektrum. Das Schutzband β_g wird lediglich dazu verwendet, ausreichend trennenden Raum zwischen den beiden Regionen β_c bereitzustellen, sodass die Nebenkeulen eines Teilträgers die Hauptkeule des benachbarten Teilträgers nicht erheblich stören. Mit anderen Worten heißt das, dass das Schutzband β_g vorgesehen wird, um sicherzustellen, dass die Hauptkeule 202 des zweiten Teilträgers oberhalb der kleineren Nebenkeulen des ersten Teilträgers fällt (und umgekehrt), um so die Interkanal-Interferenz zu reduzieren.
Beim orthogonalen Frequenzmultiplexing OFDM wird das Schutzband β_g eliminiert, indem das Frequenzspektrum der Teilträger in einer derartigen Weise erzeugt wird, dass die Träger orthogonal zueinander liegen. 3A zeigt das Frequenzspektrum eines OFDM-Systems, welches eine Hauptkeule eines ersten Teilträgers 301, eine Hauptkeule eines zweiten Teilträgers 302 und eine Hauptkeule eines dritten Teilträgers 303 umfasst. Jede der Hauptkeulen 301–303 weist üblicherweise eine große Anzahl von oberen und unteren Nebenkeulen auf (nicht dargestellt). Die Trägerfrequenz des ersten, zweiten und dritten Teilträgers ist als f_i-1, f_i bzw. f_i+1 dargestellt. Die Spitze der Hauptkeule des zweiten Teilträgers 302 fällt auf f_i, und die ersten Nullstellen der Hauptkeule des zweiten Teilträgers 302 fallen auf f_i-1 und f_i+1.
Wenn das Frequenzspektrum konfiguriert wird wie in 3A dargestellt, ist die verfügbare Frequenzbandbreite besser nutzbar. Dabei wurde nicht nur auf das Schutzband β_g verzichtet, sondern überlappen sich in der Tat die benachbarten Bänder β_c. Aber obwohl sich die benachbarten Teilträger im Frequenzbereich überlappen, können die Träger durch korrekte Verarbeitung voneinander getrennt werden. Dies wird erreicht, indem der modulierte Träger für jeden Kanal (das heißt, die Basisfunktionen) derart erzeugt werden, dass die Teilträger unter einem inneren Produkt orthogonal sind. Wie vorstehend bereits angesprochen besteht ein Verfahren, wie diese Orthogonalität erreicht werden kann, darin, die Eigenschaften der Fourier-Transformation (deren Basisfunktionen orthogonal sind) zu nutzen. Andere orthogonale Basisfunktionen wie beispielsweise etwa verschiedene Wavelet-Funktionen oder gewichtete Fourier-Basis, können ebenfalls für die Entwicklung von orthogonalen Basisfunktionen (Teilträgern) verwendet werden.
3B zeigt ein auf der Fourier-Transformation basierendes OFDM-System, das einen Sender 311 und einen Empfänger 313 enthält. Der Sender 311 umfasst einen Modulator 320, eine invertierte schnelle Fourier-Transformation IFFT 321, einen Parallel/Seriell-Wandler 331 und einen Digital/Analog-Wandler D/A 322. Der Empfänger 312 beinhaltet einen Analog/Digital-Wandler A/D 323, einen Seriell/Parallel-Wandler 332, eine schnelle Fourier-Transformation FFT 324, einen Demodulator 325. Eingangsdaten werden einem Eingang des Modulators 320 zugeführt. Der Modulator 320 weist jedem der Träger Datenbits (Symbole) zu und moduliert die Träger entsprechend. Die Träger werden in die IFFT 321 eingegeben. Die IFFT 321 wandelt die Träger (Frequenzbereich) in Samples (Zeitbereich) um. Die Zeitbereich-Samples werden durch den Parallel/Seriell-Wandler 331 serialisiert und dem Digital/Analog-Wandler D/A 322 zugeführt. Das analoge Ausgangssignal des Digital/Analog-Wandlers D/A wird über das Medium 112 dem Analog/Digital-Wandler A/D 323 zugeführt. Der Analog/Digital-Wandler A/D 323 wandelt die analogen Samples in digitale Samples um. Die digitalen Samples werden von dem Seriell/Parallel-Wandler 332 aus seriellen in parallele Datenströme umgewandelt und der Fourier-Transformation FFT 324 zugeführt. Die FFT 324 wandelt die digitalen Samples (Zeitbereich) zurück in modulierte Träger. Die modulierten Träger werden dem Demodulator 325 zugeführt. Der Demodulator 325 demoduliert die Träger, um die Ausgangsdaten zu extrahieren. Ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik wird erkennen, dass auch andere konventionelle Operationen, wie etwa Rahmenbildung, Blockbildung und Fehlerkorrektur, bereitgestellt werden können.
Wie in 3B gezeigt, wird in einem OFDM-System das Verhältnis zwischen den Teilträgern kontrolliert, um die Orthogonalität der Träger zu wahren. Jedem Träger, der erzeugt werden soll, wird von dem Modulator 320 eine gewisse Menge zu übertragender Daten zugewiesen. Üblicherweise wird jeder Träger entsprechend Symbolen moduliert, wobei jedes Symbol eine Mehrzahl von digitalen Bits repräsentiert. Die erforderliche Amplitude und Phase des Teilträgers wird danach auf der Grundlage des Modulationsschemas (differenzielle BPSK, QPSK, QAM etc.) und des für den betreffenden Träger gewählten Symbols berechnet. Anschließend wird das erforderliche Frequenzspektrum mithilfe einer IFFT 321 zurückgewandelt in ein Zeitbereich-Signal. Die IFFT 321 führt die Transformationen sehr effizient durch und stellt eine einfache Möglichkeit dar, die Trägersignale orthogonal zueinander zu gestalten. Die IFFT 321 wandelt ein Frequenzspektrum (Amplitude und Phase jeder Komponente) in ein Zeitbereichsignal um. Die IFFT 321 wandelt eine Anzahl komplexer Datenwerte in Zeit-Samples um. Jeder Datenpunkt im Frequenzspektrum, der für eine FFT oder IFFT verwendet wird, wird als Bin bezeichnet. Die orthogonalen Träger, die für das OFDM-Signal benötigt werden, können problemlos erzeugt werden, indem die Amplitude und Phase jedes Bins eingestellt werden und dann die IFFT 321 durchgeführt wird.
Die FFT 324 transformiert ein zyklisches Zeitbereich-Signal in das entsprechende Frequenzspektrum. Dies erfolgt, indem die entsprechende Wellenform gesucht wird, die durch eine Summe von orthogonalen Sinuskomponenten erzeugt wird. Die Amplitude und Phase der Sinuskomponenten repräsentieren das Frequenzspektrum des Zeitbereich-Signals. Da jedes Bin der IFFT 321 der Amplitude und Phase eines Satzes von orthogonalen Sinuswellen entspricht, garantiert der Umkehrprozess (die FFT 324), zumindest im mathematischen Sinne, dass die erzeugten Träger orthogonal sind und es (zumindest theoretisch) keine Interkanal-Interferenzen gibt. In der Praxis tritt in einem gewissen Maß Interkanal-Interferenz dennoch auf, bedingt durch Effekte realer Umgebungen, beispielsweise Taktabweichungen zwischen dem Taktgeber des Senders und dem Taktgeber des Empfängers, Nichtlinearitäten im Kanal und die elektronischen Geräte, die im Sender bzw. Empfänger verwendet werden, etc.
Während der OFDM-Prozess zum Erzeugen von orthogonalen Trägern mithilfe der IFFT und der FFT die Interkanal-Interferenz beträchtlich verringert, trägt er nichts zur Reduzierung der Intersymbol-Interferenz bei. Die Intersymbol-Interferenz, das heißt, die Störungen zwischen einem Symbol und dem nächsten Symbol auf demselben Kanal, wird in der Regel durch die Anordnung der Symbole mit einem ausreichend großen zeitlichen Abstand vermieden (das heißt, durch Reduzierung der effektiven Symbolrate), sodass die Mehrwegeeffekte und andere zeitabhängige Effekte, die durch ein Symbol hervorgerufen werden, bereits abgeklungen sind, bevor das nächste Symbol übertragen wird. Entsprechend macht sich das OFDM-System 300 Elemente sowohl des FDM als auch des TDM zunutze. Die Symbole werden mittels Frequenz zwischen den Kanälen (FDM) und mittels Zeit innerhalb des Kanals (TDM) getrennt.
Die Intersymbol-Interferenz wird verringert, indem ein Schutzzeitraum eingefügt wird, wie in 4 dargestellt. 4 zeigt die Übertragung einer ersten Gruppe von Symbolen (der Gruppe S_i) und einer zweiten Gruppe von Symbolen S_i+1. Jede Gruppe repräsentiert M Symbole, die über M Kanäle übertragen werden, in jeder Gruppe ein Symbol pro Kanal. Die Symbole haben jeweils eine Basisfunktionszeit N_b (die der Anzahl der Zeitbereich-Samples entspricht, welche von der IFFT 321 erzeugt wurden) und einen Schutzzeitraum N_g. Die Gesamt-Symbolzeit N_s ist die Summe aus N_b und N_g. Der Schutzzeitraum lässt ausreichend Zeit, dass Mehrwege-Signale des vorhergehenden Symbols innerhalb jedes Kanals abklingen können, bevor die Informationen des aktuellen Symbols erfasst werden. Eine der wirksameren Arten von Schutzzeitraum ist eine zyklische Verlängerung des Symbols. Indem eine Wiederholung eines Teils vom Ende der Symbolwellenform an den Anfang des Symbols platziert wird, wird die Länge des Symbols effektiv vergrößert, während gleichzeitig die Orthogonalität der Wellenform von Kanal zu Kanal gewahrt bleibt. Mithilfe dieses zyklisch verlängerten Symbols können die N_b Samples, die für die Durchführung der FFT 324 (zum Decodieren des Symbols) benötigt werden, an einer beliebigen Stelle über die Länge des Symbols (das heißt, an jeder beliebigen Stelle innerhalb der Gruppe von Samples N_s) platziert werden. Dies gewährt Immunität gegen Mehrwege-Ausbreitung und Symbolzeit-Synchronisationstoleranz.
Solange die zeitliche Dauer der Mehrwegeverzögerungsechos innerhalb der Dauer des Schutzzeitraums bleibt, besteht streng genommen keinerlei Beschränkung hinsichtlich des Signalpegels der Echos, sie können sogar den Signalpegel des direkten Übertragungsweges übersteigen. Die Signalenergie aller Übertragungswege addiert sich am Eingang des Empfängers, und da die FFT energiekonservativ ist, fließt die gesamte verfügbare Leistung an den Demodulator 325. Wenn die Verzögerungsspreizung größer ist als das Schutzintervall, kommt es zu Intersymbol-Interferenzen. Glücklicherweise entsprechen längere Verzögerungsspreizungen in aller Regel Reflexionen von entfernten Unregelmäßigkeiten, und diese Reflexionen treffen tendenziell mit einer relativ kleinen Amplitude beim Empfänger 313 ein (und verursachen darum nur eine relativ geringe Interferenz).
Unglücklicherweise reduziert die Notwendigkeit eines Schutzzeitraums die Symbolrate, die auf dem Kanal übertragen werden kann. Somit ist es wünschenswert, die Länge des Schutzzeitraums zu verringern. Die Länge des Schutzzeitraums wird durch zwei Faktoren bestimmt. Zum einen muss der Schutzzeitraum lang genug sein, um Intersymbol-Interferenzen auf jedem Kanal zu reduzieren. Zum zweiten muss der Schutzzeitraum lang genug sein, um alle Verzögerungsspreizungen von Kanal zu Kanal abzudecken. Um diese zweite Anforderung zu verstehen, ist zu beachten, dass die Prozesse IFFT 321 und die FFT 324, die in 3B dargestellt sind, über einen Block von Daten über alle Kanäle ablaufen. Die IFFT wird für jedes Symbol einmal durchgeführt (gleichzeitig auf allen Kanälen), um die Symbolgruppe S_i zu übertragen, und die FFT wird ebenfalls für jedes Symbol einmal durchgeführt (auch hier wieder gleichzeitig auf allen Kanälen), um die Symbolgruppe S_i zu empfangen. Dies ist die blockweise Art der Verarbeitung (oder Stapelverarbeitungs-Modus) über alle Kanäle gleichzeitig und ist ineffizient, wenn eine signifikante Verzögerungsspreizung von Kanal zu Kanal vorliegt.
5 zeigt ein Beispiel der Gruppenverzögerung τ_g über M Kanäle, entsprechend M Trägern mit den Frequenzen f₀ bis f_M-1. Wie in 5 dargestellt weisen einige Kanäle eine weit höhere Gruppenverzögerung auf als andere Kanäle. Darüber hinaus ist die in 5 gezeigte Kurve üblicherweise unvorhersagbar und zeitvariant.
6 zeigt ein Beispiel für eine zeitliche Historie der Gruppenverzögerungskurve für M Kanäle. 6 zeigt eine erste Gruppenverzögerungskurve 601 und eine zweite Gruppenverzögerungskurve 602. Die Kurve 602 folgt auf die Kurve 601 um einen Symbolzeitraum. Da die Symbolzeit verhältnismäßig kurz ist, kann mit Recht davon ausgegangen werden, dass die beiden Kurven 601 und 602 einander ähnlich sein werden. Mit anderen Worten, es kann mit einiger Berechtigung angenommen werden, dass die Gruppenverzögerungs-Eigenschaften jedes Kanals sich in aller Regel während der Dauer eines einzelnen Symbolzeitraums nicht wesentlich ändern werden. Allerdings können zu einem beliebigen späteren Zeitpunkt die Gruppenverzögerungs-Eigenschaften jedes Kanals deutlich unterschiedlich sein, wie durch eine Kurve 603 veranschaulicht.
Dass die IFFT 321 und die FFT 324 blockweise arbeiten bedeutet, dass die Mehrwege-Effekte sämtlicher Kanäle zunächst abklingen müssen, bevor das nächste Symbol auf einem der Kanäle übertragen werden kann. Somit muss wie in 6 dargestellt die Schutzzeit N_g verlängert werden, um die Gruppenverzögerungseffekte des Kanals abzudecken, der die längste Gruppenverzögerung aufweist. Dies ist auch in 7 veranschaulicht, in der gezeigt wird, dass die IFFT 321 und die FFT 324 innerhalb eines Zeitfrequenzblocks 701 liegen. Eine Frequenzachse des Blocks 701 entspricht den M Frequenz-Gins, welche den M Kanälen entsprechen. Eine Zeitachse des Blocks 701 entspricht den N_s Samples einer Symbolzeit. Von den N_s Samples werden N_b Samples in dem FFT-Block 324 verwendet (wobei N_b = M).
Mit der Durchführung im Block 701 gewährleistet die FFT 324 die globale Orthogonalität zwischen allen der Teilträger 0 bis M – 1. Somit stellt die FFT 324 beispielsweise sicher, dass der erste Kanal mit einem Teilträger, der auf einer Frequenz f₀ arbeitet, zu dem (M – 1)-ten Kanal mit einem Teilträger, der auf einer Frequenz f_M-1 arbeitet, orthogonal liegt (das heißt, diesen nicht stört). Der Nachteil der globalen Orthogonalität ist, dass der Schutzzeitraum lang genug sein muss, um die Schwankungen der Verzögerungsspreizungen über alle Kanäle abzudecken, und daher durch die maximale Verzögerungsspreizung vorgegeben wird. Glücklicherweise ist eine globale Orthogonalität nicht erforderlich. Wie in 2 gezeigt sind die Nebenkeulen eines Trägers bei Frequenzen gedämpft, die von der Trägerfrequenz entfernt liegen. Somit müssen in vielen Fällen der Teilträger, der auf der Frequenz f₀ arbeitet, und der Teilträger, der auf der Frequenz f_M-1 arbeitet, nicht orthogonal sein, da die Haupt-Nebenkeulen des Trägers f₀ nicht störend auf die Hauptkeule des Trägers f_M-1 einwirken und umgekehrt. In vielen Situationen müssen nur benachbarte Träger oder nahe beieinander liegende Träger orthogonal zueinander liegen, um jegliche bemerkbaren Interkanal-Interferenzen zu vermeiden.
Wie in 8 grafisch dargestellt, kann bei Verwendung der Gleitfensterverarbeitung auf globale Orthogonalität verzichtet werden, um die Länge der Symbolzeit N_s zu verringern. 8 zeigt die Kurven 601–602 und die Basisfunktionszeit N_b wie zuvor. Die Basisfunktionszeit N_b kann nicht verkürzt werden, da N_b = M ist. Die Symbolzeit N_s kann jedoch wie in 8 gezeigt verkürzt werden. In 8 wird die Symbolzeit N_s auf einen Wert verkürzt, der nur wenig größer ist als die Basisfunktionszeit N_b. Die zusätzliche Länge der Symbolzeit ist lang genug, um die Schwankungen der Gruppenverzögerung zwischen benachbarten Kanälen zu berücksichtigen. Somit wird die Differenz zwischen der Symbolzeit N_s und der Basisfunktionszeit N_b stärker abhängig von der Struktur der Nebenkeulen der Träger und der Steilheit der Kurven 601 und 602 statt von der Breite der Kurven 601 und 602. Dies ist vom Konzept her ähnlich (wenn auch streng genommen nicht mathematisch äquivalent) der Durchführung der Transformation vom Frequenzbereich in den Zeitbereich an dem in 8 dargestellten Block 810 statt an dem Block 701 aus 7. Für einen beliebigen Kanal, dessen Teilträger-Frequenz f_i ist, gewährleistet die Struktur des Fourier-Kernels, dass die benachbarten und nahe beieinander liegenden Kanäle (das heißt, Kanäle mit Teilträger-Frequenzen f_i+k, wobei k irgendeine kleine Ganzzahl ist) im Wesentlichen orthogonal zueinander liegen, während weiter entfernte Kanäle (beispielsweise Kanäle f_i+j, bei denen j > k) aufgrund des natürlichen Abklingens der Nebenkeulen nicht störend auf den Kanal f_i einwirken. Für einen Träger mit der Frequenz f_n ergibt sich die Interferenz aufgrund des Verlusts der Orthogonalität mit der Trägerfrequenz f_n+1 > f_n+k aus:
Es ist klar zu ersehen, das die Interferenz aus der vorstehenden Gleichung in quadratischem Sinne abnimmt, je größer der Abstand der Träger wird.
Anders als das OFDM-System erlaubt das Gleitfenstersystem, dass Träger orthogonal, quasi-orthogonal oder nicht orthogonal sind. Orthogonalität wird mathematisch wie folgt beschrieben:
Es forme der Satz, {x i}, i = 0, 1, ... N – 1 einen orthonormalen Basissatz der Länge N, wobei
Die folgende innere Produktbeziehung besteht zwischen den Vektoren:
wobei * die komplexe Konjugierte bezeichnet. Die Vektoren des Basissatzelements liegen demnach perfekt orthogonal zueinander, und in Matrixform lässt sich diese Beziehung darstellen als: XTX = Iwobei:
und wobei I die Identitätsmatrix und X^T die konjugiertkomplexe Transponierte der Matrix X ist.
Als Verallgemeinerung ist es nützlich, ein Maß für annähernd orthogonal und ein Maß für relative Orthogonalität zu definieren, die eng an das Konzept von globaler und lokaler Orthogonalität geknüpft sind.
Es sei {x Ai }, eine Annäherung der vorstehend definierten Basisfunktion {x i}, i = 0, 1, ... N – 1, wobei die Annäherung ein Ergebnis von Quantisierungsrauschen, Kanaleffekten etc. sein kann. Die Näherungsvektoren werden nun nicht exakt orthogonal zueinander sein, daher gilt die folgende Beziehung:
In diesem Fall heißt es, dass x A1 stärker orthogonal zu x A1 ist als x A3 , wenn |δ₁₂| < |δ₁₃|.
Lokale Orthogonalität der Träger kann definiert werden als Träger, die sich zu Trägern innerhalb einer bestimmten Bandbreite stärker orthogonal und zu Trägern außerhalb einer bestimmten Bandbreite weniger orthogonal verhalten.
9A zeigt ein Gleitfenstersystem 900, das einen Sender 311 und einen Empfänger 913 enthält. Der Sender 311 beinhaltet einen Modulator 320, eine IFFT 321 und einen Digital/Analog-Wandler D/A 322. Der Empfänger 913 beinhaltet einen Analog/Digital-Wandler A/D 323, einen Gleitfenstertransformator vom Zeitbereich in den Frequenzbereich, beispielsweise etwa eine diskrete Fourier-Transformation (DFT) 924, sowie einen Demodulator 925. Eingangsdaten werden einem Eingang des Modulators 320 zugeführt. Der Modulator 320 weist jedem der Träger Datenbits (Symbole) zu und moduliert die Träger entsprechend. Die Träger werden der IFFT 321 zugeführt. Die IFFT 321 wandelt die Träger (Frequenzbereich) in Samples (Zeitbereich) um. Die Zeitbereich-Samples werden serialisiert und dem Digital/Analog-Wandler D/A 322 zugeführt. Das analoge Ausgangssignal des Digital/Analog-Wandlers D/A wird über das Medium 112 dem Analog/Digital-Wandler A/D 323 zugeführt. Der Analog/Digital-Wandler A/D 323 wandelt die analogen Samples in digitale Samples um. Die digitalen Samples werden der Gleitfenstertransformation 924 zugeführt. Die Gleitfenstertransformation 924 wandelt die digitalen Samples (Zeitbereich) zurück in Frequenzbereich-Werte. Die Frequenzbereich-Werte werden dem Demodulator 925 zugeführt. Der Demodulator 925 demoduliert die Werte, um die Ausgangsdaten zu extrahieren. Ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik wird erkennen, dass auch andere konventionelle Operationen, wie etwa Rahmenbildung, Blockbildung und Fehlerkorrektur, bereitgestellt werden können.
Die Verwendung einer Gleitfenstertransformationsoperation im Block 924 bedeutet, dass die Anzahl der Eingangs-Samples und die Anzahl der Ausgangskanäle unterschiedlich sein können (anders als bei der FFT 324, bei der die Anzahl der Eingänge in der Regel gleich der Anzahl der Ausgänge ist).
9B zeigt das Gleitfenstertransformationssystem aus 9A erweitert auf mehrere Kanäle. In 9B wird das Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers A/D 323 einem Eingang einer ersten Gleitfenstertransformation 921, einer zweiten Gleitfenstertransformation 922 und einer M-ten Gleitfenstertransformation 923 zugeführt. Ein Ausgangssignal der ersten Gleitfenstertransformation 921 wird einem Eingang eines ersten Demappers 931 zugeführt. Ein Ausgangssignal der zweiten Gleitfenstertransformation 922 wird einem Eingang eines zweiten Demappers 932 zugeführt. Ein Ausgangssignal der M-ten Gleitfenstertransformation 923 wird einem Eingang eines M-ten Demappers 933 zugeführt.
10A ist ein Blockdiagramm eines Gleitfensterempfängers 1000, der eine DFT-Transformation des Typs 1 verwendet. Der Empfänger 1000 ist eine Ausführungsform des Empfängers 913, der in 9A dargestellt ist. Der Kommunikationskanal 112 wird einem Eingang eines Kopplers 1050 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Kopplers 1050 wird einem Eingang eines optionalen Teilbandfilters 1051 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Teilbandfilters 1051 wird einem analogen Eingang des Analog/Digital-Wandlers A/D 323 zugeführt. Im Empfänger 1000 beinhaltet die DFT 924 ein einstellbares Schieberegister mit einer Länge von N Wörtern 1010, welches einen einstellbaren Abgriff 1016 aufweist, der N bestimmt. Das Schieberegister 1010 speichert N Wörter mit einer Länge von n Bits, die von dem Analog/Digital-Wandler A/D 323 bereitgestellt werden. Jedes neue digitale Sample von dem Analog/Digital-Wandler A/D 323 wird einem ersten Wort im Schieberegister 1010 und einem nicht invertierenden Eingang eines Addierers 1011 zugeführt. Sowie jedes neue Sample empfangen wird, verschiebt sich das Schieberegister 1010 um ein Wort nach rechts. Ein letztes Wort des Schieberegisters 1010 wird einem invertierenden Eingang des Addierers 1011 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 1011 wird einem ersten Eingang eines Addierers 1012 und einem ersten Eingang eines Addierers 1022 zugeführt.
Ein Ausgangssignal des Addierers 1012 wird einem ersten Eingang eines Multiplizierers 1013 zugeführt. Eine komplexe Konstante φ_o wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 1013 zugeführt. Der Konstanten-Multiplizierer wird anhand der folgenden Gleichung berechnet
wobei i der Kanal, k_i die Wellennummer für die Trägerfrequenz, welche durch den Kanal i repräsentiert wird, und N die Anzahl der Samples ist.
Ein Ausgangssignal des Multiplizierers 1013 wird einem Eingang eines Ein-Sample-Zeitverzögerungselements 1014 und einem Eingang eines Demodulators 1030 zugeführt. Der Demodulator 1030 ist der Demodulator für den ersten Kanal. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 1014 wird einem zweiten Eingang des Addierers 1012 zugeführt.
Ein Ausgangssignal des Addierers 1022 wird einem ersten Eingang eines Multiplizierers 1023 zugeführt. Eine komplexe Konstante φ_M-1 wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 1023 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Multiplizierers 1013 wird einem Eingang eines Ein-Sample-Zeitverzögerungselements 1024 und einem Eingang eines Demodulators 1031 zugeführt. Der Demodulator 1031 ist der Demodulator für den letzten Kanal. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 1024 wird einem zweiten Eingang des Addierers 1022 zugeführt.
10B ist ein Blockdiagramm eines Gleitfensterempfängers 1080, der eine Fourier-Transformation des Typs 2 verwendet. Der Empfänger 1080 ist eine Ausführungsform des Empfängers 913, der in 9A dargestellt ist. Der Empfänger 1080 ist dem Empfänger 1000 ähnlich, ausgenommen die Anordnung der Addierer 1012, 1022 und der Multiplizierer 1013, 1023. In dem Empfänger 1080 wird das Ausgangssignal des Addierers 1011 dem ersten Eingang der Multiplizierer 1013 bzw. 1023 zugeführt. Die komplexe Sinuswelle
wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 1013 zugeführt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 1013 wird dem ersten Eingang des Addierers 1012 zugeführt. Die komplexe Konstante φ_M-1 wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 1023 zugeführt. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 1023 wird dem ersten Eingang des Addierers 1022 zugeführt.
Bei der Typ-1-Transformation können die von den Multiplizierern 1013 und 1023 erzeugten numerischen Ergebnisse größer werden und Instabilität verursachen. Diese Instabilität ist in der Typ-2-Transformation eher unwahrscheinlich. Somit besteht ein Vorteil der Typ-2-Transformation in der verhältnismäßig geringeren Bitauflösung, die für die Multiplizierer 1013 und 1023 erforderlich ist.
Ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik wird erkennen, dass in den 10A und 10B lediglich der erste und der letzte Kanal explizit dargestellt sind und dass sich die Struktur aus dem Addierer 1012, dem Multiplizierer 1013, dem Zeitverzögerungselement 1014 und dem Demodulator 1030 für die Kanäle 0 bis M – 2 wiederholt. Die DFT 924 läuft in einem Gleitfenstermodus ab (statt im Stapelverarbeitungs-Modus wie die FFT 324). Aus diesem Grund erzeugt die DFT 924 für jedes Eingangs-Sample von dem Analog/Digital-Wandler A/D 323 genau einen Ausgangswert an jeden der Demodulatoren 1030–1031.
Die Typ-1-Transformation ist mathematisch wie folgt zu beschreiben: Es sei X ^n(k) (k = 0, 1, ... N – 1) die N-Punkt-DFT der Sequenz
{x[n – (N – 1)], x[n – (N – 2)], ..., x[n – 1], x[n]}
Dann besteht aufgrund der Definition der DT eine rekursive Beziehung zwischen X ^n(k) und X ^n+1(k) die in der folgenden rekursiven Gleichung ausgedrückt ist:
welche mit N Multiplikationen und 2N Additionen berechnet werden kann.
Die Gleitfenstertransformation des Typs 2 wird berechnet als:
wobei X ^n(ωl) der Fourier-Transformation der vorhergehenden N Samples (von Sample n) entspricht, die bei Frequenz ω_t entsprechend Teilkanal l ausgewertet wurde.
... x[n – N – 1], x[n – N], x[n – N + 1], ... x[n – 1], x[n], x[n + 1], ...
Die rekursive Beziehung für die vorstehende Gleichung lautet wie folgt:
Hier ist das neue Ausgangssignal gleich dem vorherigen Ausgangssignal, zu dem das neueste gemischte Eingangssignal addiert und von dem das älteste gemischte Eingangssignal subtrahiert wurde. Feststellend, dass
für jedes Bin ist, lässt sich dies weiter vereinfachen in eine Form, die das Verzögerungselement vor dem Multiplizierer anordnet:
Dies ist die in 10B gezeigte Form. Diese Struktur bietet mehrere Vorteile. Erstens wird nur ein reales Verzögerungselement benötigt. Zweitens ist die Wortbreite des Verzögerungselements diejenige der Daten des Analog/Digital-Wandlers A/D. Drittens kann in einer Ausführungsform das Verzögerungselement für alle Bins gemeinsam verwendet werden.
Die Typ-1- und Typ-2-Transformationen weisen dieselbe rechnerische Komplexität auf. Es seien X ^1n (k) und X ^2n (k) die diskreten Versionen der beiden Formen der vorstehend bezeichneten Gleitfenstertransformation. In diesem Fall gilt die folgende Beziehung:
Es sei m' = m – (N – 1)). In diesem Fall reduziert sich die obige Addition wie folgt:
was impliziert, dass
Somit sind, wenn n –(N – 1) = kN, k = 0, ±1, ±2, ..., die beiden Transformationen gleich, wenn n = –1, N – 1, 2N – 1 und so fort.
11 zeigt eine alternative Ausführungsform des einstellbaren Schieberegisters 1010. Wie in 11 dargestellt, kann der Wert von N (der Anzahl von Wörtern, die in der DFT-Operation verwendet wird) ohne weiteres verändert werden, indem der Ausgabe-Abgriff am Schieberegister 1010 geändert wird. In 11 wird das Eingangssignal an den invertierenden Eingang des Addierers 1011 von einem ausgewählten Abgriff des Schieberegisters 1010 abgenommen statt von dem letzten Abgriff. Der Wert N (die Länge der Basisfunktion) ist die Anzahl der Abgriffe zwischen dem Eingangs-Abgriff und dem Ausgangs-Abgriff. Der Wert von N kann verringert werden für kürzere Symbolzeiten (die höheren Symbolraten entsprechen) und der Wert N kann vergrößert werden für längere Symbolzeiten (die geringeren Symbolraten entsprechen). Der Addierer 1011 kann über sämtliche der M Kanäle repliziert werden, um eine unabhängige Auswahl der Basisfunktionslänge N auf jedem Kanal zu ermöglichen. Die Basisfunktions-Koeffizienten φ_i, die in 10A und in der vorstehenden Gleichung enthalten sind, hängen ebenfalls von N ab. Wenn also N für einen bestimmten Kanal geändert wird, sollte üblicherweise auch φ_i für diesen Kanal geändert werden.
Wie in 12 dargestellt kann jeder der separaten Kanäle getrennt und auf paketweiser Basis entzerrt werden, indem ein einfacher Multiplikationsfaktor am Ausgang der Demodulatoren angewendet wird (Entzerrung im Frequenzbereich). In 12 wird das Ausgangssignal des Demodulators 1030 einem ersten Eingang eines Multiplizierers 1201 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Multiplizierers 1201 wird einem Eingang eines Paketkopf-Detektors und einem Dateneingang eines Symboldetektors 1203 zugeführt. Der Symboldetektor 1203 führt Symbole einem Rahmenbildungsmodul 1204 zu. Ein Paketausgang des Rahmenbildungsmoduls 1204 stellt empfangene Pakete bereit. Das Rahmenbildungsmodul 1204 gibt ein Paketende-Ausgangssignal an einen Paketkopf-Detektor 1202 aus. Ein von dem Paketkopf-Detektor 1202 ausgegebener Entzerrungsvektor wird einem Entzerrungsrechner 1206 zugeführt. Ein von dem Entzerrungsrechner 1206 ausgegebener Entzerrungskoeffizient wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 1201 zugeführt. Ein Paketbeginn-Ausgangssignal von dem Paketkopf-Detektor 1202 wird einem Paketbeginn-Eingang des Symboldetektors 1203 zugeführt.
Der Paketkopf-Detektor 1202 empfängt Signale von dem Demodulator über den Multiplizierer 1201. Der Entzerrungsrechner setzt anfänglich den Entzerrungskoeffizienten auf einen bekannten Wert, beispielsweise etwa Eins. Der Paketkopf-Detektor 1202 erkennt eine Paket-Präambel, indem er in den Signalen, die er von dem Demodulator 1030 empfängt, nach einem vorab festgelegten Bitmuster sucht. Der Paketkopf-Detektor 1202 erkennt das Bitmuster als einen Präambel-Vektor p_r, welcher eine Amplitude und eine Phase aufweist. In einer Ausführungsform erkennt der Paketkopf-Detektor 1202 die Präambel mithilfe eines Korrelationsprozesses, der einen Korrelationswert als den Präambel-Vektor p_r ergibt. In einer Ausführungsform erkennt der Paketkopf-Detektor 1202 die Präambel mithilfe eines Präambel-Filters, das einen Filterwert als den Präambel-Vektor p_r ausgibt. In einer Ausführungsform ist das Präambel-Filter ein adaptives Filter. Der empfangene Präambel-Vektor p_r wird dem Entzerrungsrechner 1206 zugeführt und ein Paketbeginn-Befehl wird an den Symboldetektor 1203 gesendet.
Der Entzerrungsrechner 1206 berechnet den Entzerrungskoeffizienten c_e, indem er den tatsächlich empfangenen Präambel-Vektor p_r mit einem erwarteten Präambel-Vektor p_e vergleicht. Der Entzerrungskoeffizient c_e wird dem Multiplizierer 1201 zugeführt, um die Daten von dem Demodulator 1030 für das Paket, das der erkannten Präambel entspricht, zu entzerren. Der Entzerrungskoeffizient c_e entzerrt die von dem Demodulator 1030 empfangenen Daten, um die Auswirkungen von durch den Kanal induzierten Verzerrungen des empfangenen Signals zu vermindern.
Nachdem er den Paketbeginn-Befehl von dem Paketkopf-Detektor 1202 empfangen hat, empfängt der Symboldetektor 1203 entzerrte Daten, extrahiert Symbole aus den entzerrten Daten und führt die Symbole dem Paket-Rahmenbildungsmodul 1204 zu. Das Paket-Rahmenbildungsmodul 1204 fasst die empfangenen Symbole zu Paketen zusammen.
Wie in 13 dargestellt, kann jeder der separaten Kanäle getrennt und auf symbolweiser Basis entzerrt werden, indem ein einfacher Multiplikationsfaktor am Ausgang der Demodulatoren angewendet wird. In 13 wird ein Ausgangssignal des Demodulators 1030 einem ersten Eingang des Multiplizierers 1201 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Multiplizierers 1201 wird einem Eingang des Paketkopf-Detektors und einem Dateneingang eines Symboldetektors 1203. zugeführt. Der Symboldetektor 1203 führt Symbole einem Rahmenbildungsmodul 1204 sowie Symbolentzerrungsdaten einem Entzerrungsrechner 1306 zu. Ein Paketausgang des Rahmenbildungsmoduls 1204 stellt empfangene Pakete bereit. Das Rahmenbildungsmodul 1204 führt ein Paketende-Ausgangssignal einem Paketkopf-Detektor 1202 zu. Ein von dem Paketkopf-Detektor 1202 ausgegebener Entzerrungsvektor wird dem Entzerrungsrechner 1306 zugeführt. Ein von dem Entzerrungsrechner 1306 ausgegebener Entzerrungskoeffizient wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 1201 zugeführt. Ein Paketbeginn-Ausgangssignal von dem Paketkopf-Detektor 1202 wird einem Paketbeginn-Eingang des Symboldetektors 1203 zugeführt.
Der Paketkopf-Detektor 1202 empfängt Signale von dem Demodulator über den Multiplizierer 1201. Wie auch bei dem Entzerrungssystem, das in 12 dargestellt ist, setzt in 13 der Entzerrungsrechner 1306 anfänglich den Entzerrungskoeffizienten auf einen bekannten Wert, beispielsweise etwa Eins. Der Paketkopf-Detektor 1202 erkennt eine Paket-Präambel, indem er in den Signalen, die er von dem Demodulator 1030 empfängt, nach einem vorab festgelegten Bitmuster sucht. Der Paketkopf-Detektor 1202 erkennt das Bitmuster als einen Präambel-Vektor v_r, welcher eine Amplitude und eine Phase aufweist. Der empfangene Präambel-Vektor v_r wird dem Entzerrungsrechner 1306 zugeführt und ein Paketbeginn-Befehl wird an den Symboldetektor 1203 gesendet.
Der Entzerrungsrechner 1306 berechnet den Entzerrungskoeffizienten c_e, indem er den tatsächlich empfangenen Präambel-Vektor v_r mit einem erwarteten Präambel-Vektor p_e vergleicht. Der Entzerrungskoeffizient c_e wird dem Multiplizierer 1201 zugeführt, um die Daten von dem Demodulator 1030 für das Paket, das der erkannten Präambel entspricht, zu entzerren. Der Entzerrungskoeffizient c_e entzerrt die von dem Demodulator 1030 empfangenen Daten, um die Auswirkungen von durch den Kanal induzierten Verzerrungen des empfangenen Signals zu vermindern.
Nachdem er den Paketbeginn-Befehl von dem Paketkopf-Detektor 1202 empfangen hat, empfängt der Symboldetektor 1203 entzerrte Daten, extrahiert das erste Symbol aus den entzerrten Daten und führt das Symbol dem Paket-Rahmenbildungsmodul 1204 zu. Der Symboldetektor 1203 führt außerdem einen empfangenen Symbolvektor s_r und einen erwarteten Symbolvektor s_e als Symbolentzerrungsdaten dem Entzerrungsrechner 1306 zu. Der empfangene Symbolvektor s_r ist der tatsächlich für das empfangene Symbol erkannte Vektor und der Vektor s_e ist der erwartete Vektor für das betreffende Symbol. Sobald er die Vektoren s_r und s_e empfangen hat, berechnet der Entzerrungsrechner 1306 den Entzerrungskoeffizienten neu und führt den Entzerrungskoeffizienten dem Multiplizierer 1201 zu, um die Daten für das nächste Symbol zu entzerren.
Dieser Vorgang wird für jedes Symbol im Paket wiederholt. Das Paket-Rahmenbildungsmodul 1204 fasst die empfangenen Symbole zu Paketen zusammen.
Taktsynchronisation
Fehler im Empfänger (Bitfehler) werden prinzipiell von drei Quellen verursacht. Erstens gehen Fehler auf Rauschen im Kanal zurück. Durch Rauschen bedingte Fehler werden dadurch bekämpft, dass ein geeigneter Signal-Rausch-Abstand festgelegt wird, sowie durch Fehlererkennungsmechanismen wie beispielsweise zyklische Redundanzprüfungen (Cyclic Redundancy Checks, CRC), Fehlerkorrektur-Codes und dergleichen. Zweitens werden Fehler durch Schwankungen in der Antwort (beispielsweise der Amplituden- und Phasenantwort) des Kanals verursacht. Bei einem statischen oder relativ statischen Kanal wird der durch die Antwort hervorgerufene Fehler konstant sein und kann durch Frequenzbereich-Entzerrung entweder auf paketweiser Basis oder auf symbolweiser Basis behoben werden.
Die dritte Haupt-Fehlerquelle ist ein Phasendrehungs-Fehler, der durch Frequenzunterschiede zwischen dem Taktgeber des Senders (Zeitbasis des Senders) und dem Taktgeber des Empfängers (Zeitbasis des Empfängers) verursacht wird. Der Frequenzfehler zwischen der Zeitbasis des Senders und der Zeitbasis des Empfängers kann am Empfänger wie folgt erkannt werden:
Auf der Senderseite erzeugt der Sender einen Takt mit einer Frequenz f_c, die ausgedrückt wird als: Tx = cos(ωcT)
Das Signal wird mit einer Rate f_sr = 1/T_sr abgetastet, wobei t = nT_sr ist. Somit ist: Tx = cos(ωcnTsr)
Wenn eine Basisfunktion N Samples enthält, dann ist f_cT_sr = k_c/N, wobei k_c und N ganze Zahlen sind, und somit ist:
Auf der Empfängerseite erzeugt der Empfänger ein Taktsignal R_x, das dargestellt wird durch:
wobei T_rxsr auf der Zeitbasis des Empfängers beruht und somit das Verhältnis T_rxsr/T_x nicht notwendigerweise Eins beträgt.
Wenn wir annehmen, dass der Sender zwei Signale der Länge T_s (eine Symbolzeit) mit derselben Startphase sendet, dann ist:
Die Durchführung einer Fourier-Transformation der obigen Gleichungen ergibt dieselben Werte. Auf der Empfängerseite ist jedoch
Die vorstehende Gleichung kann umgeschrieben werden als ein Frequenzfehler, der definiert ist als
Bei mehreren Werten werden die Werte für φ und k kanalabhängig, sodass ein Frequenzfehler von Kanal zu Kanal für den Kanal i ausgedrückt werden kann als:
Wenn der Frequenzversatz zwischen der Zeitbasis des Senders und der Zeitbasis des Empfängers der einzige Fehler ist, ist der Fehler auf allen Kanälen derselbe, daher gilt für die Kanäle i und j: Δfi = Δfj
Somit lässt sich der Frequenzfehler Δf_ave in der Zeitbasis des Empfängers berechnen als der Durchschnitt der Fehler Δf_i für eine Anzahl von Kanälen. In einer Ausführungsform wird der Frequenzfehler Δf_ave dazu verwendet, die Frequenz eines Empfänger-Taktgebers mit variabler Taktrate wie beispielsweise eines spannungsgesteuerten Oszillators (Voltage Controlled Oscillator, VCO) zu ändern, um die Frequenz des Taktgebers des Empfängers auf die Taktfrequenz des Senders zu synchronisieren.
Grobe Symbolsynchronisation und AGC
Der Sender fügt ein bekanntes Symbolmuster, die so genannte Präambel, am Anfang jedes Pakets ein. Der Empfänger erkennt den Beginn eines Pakets, indem er auf einem stillen Kanal nach der Präambel sucht. Zusätzlich zur Erkennung des Beginns eines Pakets kann der Empfänger die Präambel dafür nutzen, eine grobe Synchronisation des Symboldetektors sowie eine automatische Verstärkungsregelung (Automatic Gain Control, AGC) bereitzustellen. Der Paketdetektor arbeitet in der Weise, dass er nach einem Übergang von einem ersten Symbol zu einem zweiten Symbol sucht.
Zum Vergleichen der Äquivalenz der beiden Symbole wird ein inneres Produkt p(t) berechnet als:
wobei T_b die Länge der Basisfunktion ist. In einem zeitdiskreten System, in dem f(t) die Summe von M Sinuswellen ist, kann f(t) notiert werden als:
wobei f_i beschränkt ist auf Frequenzen, die eine ganzzahlige Anzahl von Perioden in T_b aufweisen. Somit ist in der vorstehenden Gleichung:
wobei N_b die Anzahl der Samples in einer Basisfunktion ist und T_sr die Sample-Zeit ist, sodass die abgetastete Wellenform folgende Form hat:
Dann ist:
In Diskretzeit ausgedrückt ist p(t):
Wenn dann die Basisfunktionen orthogonal sind, vereinfacht sich die vorstehende Gleichung zu:
was eine positive zeitunabhängige Konstante ist.
Das innere Produkt p(n) sollte eine verhältnismäßig große positive Konstante sein, wenn das zweite Symbol der Präambel erkannt wird. Diese Spitze wird benutzt, um den Symboldetektor im Empfänger zu „starten". Wenn eine relativ große Anzahl von Samples für jede Basisfunktion verwendet wird, kann p(n) berechnet werden, indem lediglich das Vorzeichen-Bit jedes Samples verwendet wird.
Verschiedene Varianten von obigem können ebenfalls verwendet werden. Wenn beispielsweise die Symbole die Symbolzeit N_s haben, dann kann p(n) berechnet werden als:
Wenn die Präambel mit drei Symbolen beginnt, wobei die ersten beiden identisch sind und das dritte Symbol um 180° phasenverschoben ist, dann weist p(n) eine relativ große positive Spitze gefolgt von einer negativen Spitze auf. Die beiden Spitzen können benutzt werden, um eine grobe Synchronisation des Empfängers bereitzustellen. Dies lässt sich sehr leicht erzielen, indem p(n) mit der Sequenz s(n) = 1, 0, ... 0, –1 korreliert wird, wobei 1 und –1 durch die bekannte Entfernung zwischen den beiden Korrelationsspitzen getrennt sind. Das Ergebnis der Korrelation von p(n) mit der Sequenz s(n) ist die grobe Synchronisation für den Symboldetektor des Empfängers.
Die Erkennung einer Spitze in p(n) zeigt an, dass auf dem Kanal ein gültiges Signal vorhanden ist (ohne dass hochgenaue Berechnungen erforderlich sind). Lediglich das Vorzeichen-Bit wird für das innere Produkt benötigt, sodass die automatische Verstärkungsregelung AGC nicht in vollem Umfang angewandt werden muss. Die automatische Verstärkungsregelung AGC kann gleitend sein (veränderliche Verstärkung), bis das gültige Signal erkannt wird. Sobald das Signal erkannt ist, kann die Energie im Signal berechnet werden und kann die Verstärkung durch die AGC eingestellt und für die Dauer des empfangenen Pakets verriegelt werden.
14 ist ein Blockdiagramm eines Mehrband-Senders 1400 zur Verwendung in einem Mehrband-Gleitfensterempfänger. In dem Sender 1400 werden Daten für einen ersten Kanal (das heißt, den Kanal 0) eines Bandes mit M Kanälen (das heißt, des Bandes 0) einem Eingang eines Vorwärtsfehlerkorrektur(FEC)-Blocks 1402 zugeführt. Ein Ausgangssignal des FEC-Blocks 1402 wird einem Eingang eines Interleaver/Scrambler-Blocks 1403 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Interleaver/Scrambler-Blocks 1403 wird einem Eingang eines Modulator/Mapper-Blocks 1404 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Modulator/Mapper-Blocks 1404 wird einem Eingang eines PAR-(Spreiz)Codierungsblocks 1405 zugeführt. Ein Ausgangssignal des PAR-Spreizcodierungsblocks 1405 wird einem Eingang eines Basisfunktionsgenerators 1406 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Basisfunktionsgenerators 1406 wird einem ersten Eingang eines Addierers 1419 zugeführt.
Daten für einen M-ten Kanal (das heißt, den Kanal M – 1) des Bandes mit M Kanälen (das heißt, Band 0) werden einem Eingang eines FEC-Blocks 1412 zugeführt. Ein Ausgangssignal des FEC-Blocks 1412 wird einem Eingang eines Interleaver/Scrambler-Blocks 1413 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Interleaver/Scrambler-Blocks 1413 wird einem Eingang eines Modulator/Mapper-Blocks 1414 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Modulator/Mapper-Blocks 1414 wird einem Eingang eines PAR-Spreizcodierungsblocks 1415 zugeführt. Ein Ausgangssignal des PAR-Spreizcodierungsblocks 1415 wird einem Eingang eines Basisfunktionsgenerators 1416 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Basisfunktionsgenerators 1416 wird einem M-ten Eingang eines Addierers 1419 zugeführt.
Ein Ausgangssignal des Addierers 1419 wird einem Eingang eines Fensterungs-Filters 1420 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Fensterungs-Filters 1420 wird einem Eingang eines Teilband-Filters 1421 zugeführt. Bin Ausgangssignal des Teilband-Filters wird einem ersten Eingang eines Addierers 1430 zugeführt. Die Senderstruktur für alle anderen Bänder als das Band 0 ist ähnlich derjenigen des Bandes 0. Der Addierer 1430 besitzt M_B – 1 Eingänge, wobei M_B die Anzahl der Bänder ist. Somit stellt das Ausgangssignal des Addierers 1430 die Summe aller Bänder 0 bis M_B dar. Das Ausgangssignal des Addierers 1430 wird einem Digital/Analog-Wandler D/A (nicht dargestellt) zugeführt, um das Signal des Senders in ein analoges Signal für die Übertragung über das Kommunikationsmedium umzuwandeln.
Die FEC-Blöcke 1402 und 1412 sorgen für die Berechnung von Vorwärtsfehlerkorrektur(FEC)-Codes. Die Interleaver/Scrambler-Blöcke 1403 und 1413 verschachteln Datenbits und verwürfeln wahlweise die Datenbits, um die Übertragungseigenschaften der Daten zu verbessern. Beispielsweise führt der Interleaver/Scrambler in einer Ausführungsform eine RLL-Codierung (Run Length Limited, Lauflängenbegrenzung) der Datenbits durch. Die Modulator/Mapper-Blöcke 1404 und 1414 bilden die Datenbits in Symbolen ab. Die PAR-Spreizcodierungsblöcke 1405 und 1415 berechnen Spreizcodes, die das Spitzenleistung-zu- Durchschnittsleistung-Verhältnis PAR des übertragenen Ausgangssignals verbessern. Die Basisfunktions-Generatorblöcke 1406 und 1416 wandeln die Symbole für die Übertragung in Basisfunktionen um (beispielsweise in modulierte Sinuswellen).
Der Addierer 1419 addiert sämtliche Kanäle im Band 0. Das Fensterungs-Filter 1420 stellt eine erste Stufe der Filterung bereit, um sicherzustellen, dass das Frequenzspektrum von Band 0 innerhalb der gewünschten Grenzen liegt und keine Spektralkomponenten mit unerwünschten Frequenzen (das heißt, per Gesetz unzulässige Frequenzen, aus praktischen Erwägungen unzulässige Frequenzen etc.) erzeugt. Das Teilbandfilter 1421 stellt eine zweite Stufe der Filterung bereit, um das Frequenzspektrum von Band 0 derart zu formen, dass Interferenzen mit anderen Bändern (beispielsweise Band 1) verringert werden. Ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik wird erkennen, dass die Filter (oder Fenster) 1420 und 1421 kombiniert oder weiter unterteilt werden können.
Ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik wird erkennen, dass die FEC-Blöcke 1402 und 1412, die Interleaver/Scrambler-Blöcke 1403 und 1413, die PAR-Spreizcodierungsblöcke 1405 und 1415 und die Filter 1420 und 1421 optional sind und insgesamt oder zum Teil entfallen können. Allerdings wird ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik erkennen, dass die FEC-Blöcke 1402 und 1412, die Interleaver/Scrambler-Blöcke 1403 und 1413, die PAR-Spreizcodierungsblöcke 1405 und 1415 und die Filter 1420 und 1421 die Gesamtleistung des Senders 1400 verbessern – um den Preis einiger zusätzlicher Komplexität.
In einer Ausführungsform werden die Spreizcodes von den klassischen Rudin-Shapiro-Polynomen abgeleitet und weisen einen Crest-Faktor (definiert als der maximale Signalwert geteilt durch den effektiven Signalwert) von weniger als √2 auf. Die mathematische Theorie des RSONS-Systems (Rudin-Shapiro-Orthonormalsequenz) wird von der Shapiro-Transformation der unimodularen Sequenz abgeleitet. Es sei (α₀, α₁, ...) eine beliebige Sequenz von unimodular komplexen Zahlen. In diesem Fall ist eine Sequenz (P_m, Q_m) polynomer Paare (mit unimodularen Koeffizienten und der gemeinsamen Länge 2^m induktiv definiert als: P0(x) = 1 : Q0(x) = 1und
Für die Erstellung von RSONS-Matrizen wird angenommen, dass die Parameter α₀, α₁, ... lediglich die Werte + oder –1 annehmen können. Andere Optionen finden ebenfalls interessante Anwendungsmöglichkeiten.
Es gibt typischerweise zwei Möglichkeiten, die RSONS-Sequenz zu definieren. Die erste beinhaltet die Erzeugung unter Verwendung einer Verkettungsregel. Die zweite kommt von der lexikografischen Ordnung des Satzes aller endlichen Sequenzen:
wobei A und B zwei aufeinander folgende Zeilen der Matrix sind, beginnend bei der 2×2-Matrix:
Die PONS-Matrix (P der Dimension 2^m) ist eine Hadamard Matrix der Ordnung 2^m. Wenn A_r(z) als das Polynom bezeichnet wird, das der r-ten Zeile zugeordnet ist, dann ist A2r(z)|2 + |Ar2+1(z)|2 = 2Loder, in anderen Worten, sie sind komplementäre Golay-Paare.
Jedes Zeilenpolynom ist QMF, das heißt |Ar(z)|2 + |Ar(–z)|2 = 2L für alle |z| = I
Die beiden Hälften des Zeilenpolynoms sind dual, jede dieser beiden Hälften ist dual, und so weiter. Diese Unterteilungseigenschaft ist nützlich für Anwendungen im Zusammenhang mit Energiespreizung.
Jedes Zeilenpolynom besitz einen Crest-Faktor ≤ √2. Es bezeichne c_j die aperiodische Autokorrelation dieser RSONS-Zeile. Der maximale Schätzwert ist dann:
wobei K eine absolute Konstante ist. Die Energiespreizungseigenschaften der RSONS-Sequenzen sind gut geeignet, das Problem zu lösen, wie das Peak to Mean Envelope Power Ratio (Enveloppe für das Verhältnis von Spitzen- zu Durchschnittswert) für OFDM-Systeme kontrolliert werden kann. Die Zeilen der RSONS-Matrix können gemeinsam mit ihren antipodalen Gegenstücken mithilfe eines weiteren Satzes des Reed-Muller-Codes erster Ordnung innerhalb eines Codes zweiter Ordnung identifiziert werden, wodurch eine Verbindung zwischen den RSONS-Sequenzen und den klassischen FEC-Codes hergestellt wird.
15 ist ein Blockdiagramm eines Mehrband-Gleitfensterempfängers 1500, das die Empfängerelemente für ein Band darstellt. In dem Empfänger 1500 wird ein empfangenes analoges Signal einem ersten Eingang eines Teilbandfilters 1501 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Teilbandfilters 1501 wird einem Signaleingang eines automatischen Verstärkungsregelungs(AGC)-Blocks 1502 zugeführt. Ein Ausgangssignal des AGC-Blocks 1502 wird einem analogen Eingang eines Analog/Digital-Wandlers A/D 1503 zugeführt. Ein Ausgangssignal von einem Taktgeber 1505 wird einem Takteingang des Analog/Digital-Wandlers A/D 1503 zugeführt. Ein digitales Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers A/D wird einem Eingang eines Fensterungs-Filters 1510 eines ersten Kanals (Kanal 0) und einem Eingang eines Fensterungs-Filters 1520 eines M-ten Kanals (Kanal M – 1) zugeführt.
Ein Ausgangssignal des Fensterungs-Filters 1510 wird einem Eingang einer Gleitfenstertransformation 1511 zugeführt. Ein Ausgangssignal der Gleitfenstertransformation 1511 wird einem Eingang eines Spreizdecodierers 1512 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Spreizdecodierers 1512 wird einem Eingang eines Synchronisationsblocks 1514 und einem Eingang eines Datenausrichters 1513 zugeführt. Ein Ausrichtungssteuerungs-Ausgangssignal von dem Synchronisationsblock 1514 wird einem Steuerungseingang des Datenausrichters 1513 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Datenausrichters 1513 wird einem Entzerrer 1515 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Entzerrers 1515 wird einem Eingang eines Demappers 1516 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Demappers 1516 ist der Datenstrom, der dem Kanal 0 entspricht. Ein AGC-Steuerungs-Ausgangssignal von dem Synchronisationsblock 1514 wird einem Rücksetzeingang des AGC-Blocks 1502 zugeführt.
Ein Ausgang des Fensterungs-Filters 1520 wird einem Eingang einer Gleitfenstertransformation 1521 zugeführt. Ein Ausgangssignal der Gleitfenstertransformation 1521 wird einem Eingang eines Spreizcodierers 1522 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Spreizcodierers 1522 wird einem Eingang eines Synchronisationsblocks 1524 und einem Eingang eines Datenausrichters 1523 zugeführt. Ein Ausrichtungssteuerungs-Ausgangssignal von dem Synchronisationsblock 1524 wird einem Steuerungseingang des Datenausrichters 1523 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Datenausrichters 1523 wird einem Entzerrer 1525 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Entzerrers 1525 wird einem Eingang eines Demappers 1526 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Demappers 1526 ist der Datenstrom, der dem Kanal M – 1 entspricht.
Ein optionaler Kanal-Manager 1530 bewirkt eine verbesserte Leistung des Empfängers 1500. Ein Amplituden-Ausgangssignal und ein Phasenausgangssignal von jedem der Entzerrer 1515 und 1525 werden entsprechenden Eingängen des Kanal-Managers 1530 zugeführt. Ein Taktsteuerungs-Ausgangssignal von dem Kanal-Manager 1530 wird einem Steuerungseingang des Taktgebers 1505 zugeführt. Ein AGC-Steuerungs-Ausgangssignal wird von dem Kanal-Manager 1530 einem Verstärkungsregelungseingang des AGC-Blocks 1502 zugeführt.
In dem Empfänger 1500 wählt das Teilbandfilter 1501 Teile des Frequenzspektrums, die dem gewünschten Band entsprechen. Das Teilbandfilter 1501 kann als ein aktives Filter, ein passives Filter, ein akustisches Oberflächenwellenfilter (Surface Acoustic Wave, SAW) etc. implementiert werden. Der AGC-Block 1502 justiert die Verstärkung des analogen Signals auf ein gewünschtes Niveau. Der Spreizdecodierer 1512 bzw. 1522 decodiert die Spreizcodes (sofern vorhanden), die im Sender angewandt wurden. Die optionalen Fensterblöcke 1510 und 1520 stellen eine Filterung des Frequenzspektrums im Vorfeld der Transformation für jeden der gewünschten Kanäle innerhalb des Bandes bereit. Die Gleitfenstertransformations-Blöcke 1511 und 1521, die Synchronisationsblöcke 1514 und 1524 sowie die Datenausrichterblöcke 1513 und 1523 arbeiten wie weiter oben in diesem Dokument beschrieben (und gemäß der Beschreibung beispielsweise im Zusammenhang mit den 10–13 sowie in der US-amerikanischen Patentanmeldung mit der Nummer 09/794761, die durch diesen Verweis als insgesamt in diese Patentanmeldung aufgenommen gilt). Die Entzerrer 1515 und 1525 entzerren die Amplitude und die Phase jedes Kanals. Die Demapper 1516 und 1526 bilden die Symbole wieder in Datenbits ab.
Das Steuerungssignal von dem Synchronisationsblock 1514 an den AGC-Block 1502 sowie ein optionales Steuerungssignal von dem Synchronisationsblock 1524 an den AGC-Block 1502 sind Rücksetzsignale, die dem AGC-Block signalisieren, wenn ein falscher Paketkopf erkannt wird. Wenn ein falscher Paketkopf erkannt wird, setzt das Rücksetzsignal den AGC-Block zurück in seinen ursprünglichen Hunt-Modus, in dem der AGC-Block die Verstärkung auf Basis einer internen Rückkopplungsschleife korrigiert. Das Steuerungssignal von dem Kanal-Manager 1530 an den AGC-Block 1502 stellt den AGC-Block auf einen festen Verstärkungswert ein, der auf den Amplitudendaten basiert, die von den Entzerrerblöcken 1515 und 1525 bereitgestellt werden. In einer Ausführungsform stellt der Kanal-Manager 1530 den AGC-Block 1502 auf einen durchschnittlichen Verstärkungswert der Kanalentzerrer ein. In einer Ausführungsform stellt der Kanal-Manager 1530 den AGC-Block 1502 auf einen maximalen Verstärkungswert der Kanalentzerrer ein.
Der Gleitfensterempfänger 1500 führt die Synchronisation auf kanalweiser Basis durch (im Gegensatz zu einem konventionellen System, bei dem die Synchronisation von Symbol und Frequenz für die Kanäle auf blockweiser Basis erfolgt). Die einzelnen Kanäle werden getrennt voneinander entzerrt, indem ein einfacher Multiplikationsfaktor am Ausgang der Datenausrichter (Demodulatoren) 1513 und 1523 angewandt wird.
Das Ausgangssignal der Gleitfenstertransformation auf jedem Kanal wird differenziell erkannt. Eine differenzielle Erkennung erfolgt durch Vergleichen jedes Symbols mit einem vorhergehenden Symbol auf demselben Teilträger. Die differenzielle Erkennung erfolgt auf kanalweiser Basis, wodurch sie in dem Gleitfenstersystem verhältnismäßig einfach ist. Das Ausgangssignal der Gleitfenstertransformation am Empfänger für jeden Kanal wird durch die programmierbare Verzögerung um ein Symbol verzögert und die Phasendifferenz wird berechnet, indem das aktuelle Ausgangssignal mit der Konjugierten des Samples des vorhergehenden Symbols multipliziert wird. Die Verwendung einer programmierbaren Verzögerung ermöglicht es, die Symbolzeit zu verändern, um die Datenrate des Kanals in Abhängigkeit von der Verzögerungsspreizung über den betreffenden Kanal zu optimieren. Wenn die Verzögerungsspreizung eines bestimmten Kanals geringer ist, kann für diesen Kanal eine kürzere Symbolzeit verwendet werden. Die Phase des Ausgangssignals des Multiplizierers ist die Phasendifferenz zwischen den beiden Samples.
Am Empfänger kann das Ausgangssignal der Gleitfenstertransformation des Symbols i und des Teilträgers j wie folgt notiert werden:
wobei θ_ij die differenziell codierte Phase in Symbol i und Teilträger j ist.
Da die differenzielle Phasenerkennung durchgeführt wird, indem jedes Ausgangssignal mit der Konjugierten des vorhergehenden Symbols multipliziert wird (wodurch somit die Abhängigkeit von dem Referenzsymbol entfällt), gilt:
wobei θ_v die gewünschte Phase ist. In der Praxis können andere Phaseneinstellungen und Amplitudenkorrekturen bereitgestellt werden, um beispielsweise Kanaleffekte, numerische Effekte etc. zu korrigieren.
Da die Symbolzeit in der Regel größer ist als die Länge der Basisfunktion, kann die Redundanz (die üblicherweise lediglich eine Verlängerung des Signals ist) dafür genutzt werden, die Kanaleigenschaften festzustellen, einschließlich der Dämpfung und der Phasenverzerrung für den betreffenden Kanal. Dies kann zum Teil dadurch realisiert werden, dass die Gleitfenstertransformation N aufeinander folgende Samples und die Beziehung zwischen der Transformation der Blöcke verarbeitet, während das Fenster über die Symbollänge gleitet. Spezieller wird die Beziehung zwischen der diskreten Fourier-Transformation DFT eines Blocks S und eines Blocks S', wobei S = {a₀, a₁, ..., a_n-1} und S' = {a_N-M, a_N-M+1, a_N-M-1} ist, für einen Kanal, dessen Trägerfrequenzindex p wie folgt angegeben ist:
Wenn x_ij gegeben ist, dann ist der Schiebefenster-Ausgang für den Träger i und das Symbol j:
wobei a_ij die Kanaldämpfung, θ_ij die differenziell codierte Phase und ϕ_ij die Phasenverzerrung ist.
Da bei der differenziellen Erkennung das Ergebnis der Gleitfenstertransformation des Trägers i und des Symbols j mit dem konjugierten Ausgang des Trägers i und des Symbols j – 1 multipliziert wird, ist
Beide Gleitfenstertransformationen (Typ 1 und Typ 2) können mithilfe einer auf einem COordinate Rotation DIgital Computer (CORDIC) basierenden systolischen Architektur implementiert werden. Für die Gleitfenstertransformationen des Fourier-Typs (Typ 1) wird die DFT eines Fensters Wn(i) von komplexen Datenelementen x[i], x[i + 1], ... x[i + N – 1] angegeben durch:
Da x_i(k) und x[i + n] komplex sind, können sie als Terme für den Realteil und den Imaginärteil geschrieben werden: Xi(k) = Pi(k) + jQi(k) X[i + n] = p[i + n] + jq [i + n]
Schreibt man die DFT als Terme für den Realteil und den Imaginärteil um, ergibt sich:
oder in Form eines Matrix-Vektors
Die rekursive Aktualisierung zwischen den DFTs zweier aufeinander folgender Fenster kann erhalten werden als:
Um ein Transformationselement zu aktualisieren, bedarf es lediglich einer einzelnen CORDIC-Rotation. Für eine Gleitfenstertransformation des Typs 2 kann die rekursive Aktualisierung zwischen den DFTs zweier aufeinander folgender Fenster erhalten werden als:
16 ist ein Blockdiagramm einer Implementierung der Gleitfenstertransformation unter Verwendung des CORDIC mit vier Verarbeitungseinheiten (Processing Elements, PE) 1601–1604. Eingangsdatenwerte b₁ und b₂ werden den jeweiligen Eingängen der Verarbeitungseinheit 1601 zugeführt. Ausgangsdatenwerte b₁' und b₂' von der Verarbeitungseinheit 1601 werden den entsprechenden Eingängen der Verarbeitungseinheit 1602 zugeführt. Ausgangsdatenwerte b₁' und b₂' von der Verarbeitungseinheit 1602 werden den entsprechenden Eingängen der Verarbeitungseinheit 1603 zugeführt. Ausgangsdatenwerte b₁' und b₂' von der Verarbeitungseinheit 1603 werden den entsprechenden Eingängen der Verarbeitungseinheit 1604 zugeführt. Ein Rotationswert θ₀ wird einem Theta-Eingang der Verarbeitungseinheit 1601 zugeführt. Ein Rotationswert θ₁ wird einem Theta-Eingang der Verarbeitungseinheit 1602 zugeführt. Ein Rotationswert θ₂ wird einem Theta-Eingang der Verarbeitungseinheit 1603 zugeführt. Ein Rotationswert θ₃ wird einem Theta-Eingang der Verarbeitungseinheit 1604 zugeführt. Jede der Verarbeitungseinheiten 1601–1604 stellt jeweilige Ausgänge x' und y' bereit.
17A ist ein Blockdiagramm einer CORDIC-Verarbeitungseinheit 1700, das die in 10A dargestellte Typ-1-Transformation implementiert. In der Verarbeitungseinheit 1700 wird der Eingangsdatenwert b₁ einem Eingang eines Registers 1701 zugeführt und wird der Eingangsdatenwert b₂ einem Eingang eines Registers 1702 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Registers 1701 wird einem ersten Eingang eines Addierers 1704 und dem Ausgang b₁' zugeführt. Ein Ausgangssignal des Registers 1702 wird einem ersten Eingang eines Addierers 1705 und dem Ausgang b₂' zugeführt. Das Eingangssignal θ_k wird einem Rotationseingang eines CORDIC-Rotationsblocks 1703 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 1704 wird einem ersten Dateneingang, x_k, des Rotationsblocks 1703 zugeführt und ein Ausgangssignal des Addierers 1705 wird einem zweiten Eingang, y_k, des Rotationsblocks 1703 zugeführt. Ein erstes Datenausgangssignal, x_k', des Rotationsblocks 1703 wird einem zweiten Eingang des Addierers 1704 zugeführt, und ein zweites Datenausgangssignal, y_k', des Rotationsblocks 1703 wird einem zweiten Eingang des Addierers 1705 zugeführt.
17B ist ein Blockdiagramm einer CORDIC-Verarbeitungseinheit 1710, das die in 10B dargestellte Typ-2-Transformation implementiert. In der Verarbeitungseinheit 1710 wird der Eingangsdatenwert b₁ einem Eingang eines Registers 1701 zugeführt und wird der Eingangsdatenwert b₂ einem Eingang eines Registers 1702 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Registers 1701 wird einem ersten Dateneingang, x_k, des Rotationsblocks 1703 und dem Ausgang b₁' zugeführt. Ein Ausgangssignal des Registers 1702 wird einem zweiten Eingang, y_k, des Rotationsblocks 1703 und dem Ausgang b₂' zugeführt. Das Eingangssignal θ_k wird einem Rotationseingang eines CORDIC-Rotationsblocks 1703. zugeführt. Der Rotationsblock 1703 stellt das erste Datenausgangssignal, x_k', und das zweite Datenausgangssignal, y_k', bereit.
18 ist ein Blockdiagramm eines Basisfunktionsgenerators 1800, der für die Erzeugung von Sinus- und/oder Cosinuswellen eine Verweistabelle verwendet. In dem Basisfunktionsgenerator 1800 wird ein Frequenz-/Phase-Kontrollwert α einem ersten Eingang eines Addierers 1801 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 1801 ist ein Signal θ, das einem Eingang eines Registers 1802 und einem Eingang einer Sinus-/Cosinus-Lookup-Tabelle 1803 zugeführt wird. Ein Ausgangssignal des Registers 1802 wird einem zweiten Eingang des Addierers 1801 zugeführt. Ein Ausgangssignal der Sinus-/Cosinus-Lookup-Tabelle 1803 ist die erzeugte Basisfunktion sin(θ) oder cos(θ). Der Frequenz-Kontrollparameter α wird dazu benutzt, die Frequenz und die Phase von sin(θ) bzw. cos(θ) zu kontrollieren. Wenn α einen konstanten Wert hat, hat sin(θ) oder cos(θ) eine feste Frequenz oder Phase. Eine Veränderung des Werts von α um ein Inkrement und das anschließende Zurücksetzen von α auf seinen ursprünglichen Wert bewirkt eine Phasenverschiebung im Ausgang des Basisfunktionsgenerators 1800.
19 ist ein Blockdiagramm eines Basisfunktionsgenerators 1900, der für die Erzeugung von Sinus- und/oder Cosinuswellen einen CORDIC-Algorithmus verwendet. In dem Basisfunktionsgenerator 1900 wird ein Frequenz-/Phase-Kontrollwert α einem ersten Eingang eines Addierers 1801 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 1801 ist ein Signal θ, das einem Eingang eines Registers 1802 und θ Eingängen der CORDIC-Rotationsblöcke 1901–1904 zugeführt wird. Ein Ausgangssignal des Registers 1802 wird einem zweiten Eingang des Addierers 1801 zugeführt. Dem CORDIC-Rotationsblock 1901 werden die Eingangssignale K bzw. 0 zugeführt. Datenausgangssignale von dem CORDIC-Rotationsblock 1901 werden entsprechenden Dateneingängen des CORDIC-Rotationsblocks 1902 zugeführt. Datenausgangssignale von dem CORDIC-Rotationsblock 1902 werden entsprechenden Dateneingängen des CORDIC-Rotationsblocks 1903 zugeführt. In ähnlicher Weise werden Datenausgangssignale von dem vorhergehenden CORDIC-Rotationsblock jedem nachfolgenden CORDIC-Rotationsblock zugeführt. Datenausgangssignale von dem CORDIC-Rotationsblock 1904 sind sin(θ) bzw. cos(θ).
Wie vorstehend beschrieben zeigt 10B die Gleitfenstertransformation des Typs 2. Diese Transformation kann effektiv in einem im Feld programmierbaren Gate-Array (Field Programmable Gate Array, FPGA) oder einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) mit Festpunkt-Arithmetik implementiert werden.
Einige Merkmale der diskreten Fourier-Transformation OFT können durch zusätzliche Rechteckfilter verbessert werden, die auf das Ausgangssignal einer Typ-2-Transformation 2001 angewendet werden wie in 20 dargestellt. Betrachtet man die OFT dahingehend, dass sie eine sinc-artige Frequenzantwortcharakteristik aufweist, kann die Durchführung einer zusätzlichen Filterung wie in 20 gezeigt zusammen mit der Gleitfensterfunktion die Filtercharakteristik der DFT verbessern (das heißt, dass sie eine sinc²- oder sinc³-Frequenzantwortcharakteristik hat). Die Filterung kann in die Gleitfenstertransformation integriert werden (statt das Filter auf das Ausgangssignal der Transformation anzuwenden). Diese Integration kann durch Hinzufügen von relativ wenig Hardware zum Gesamtsystem erfolgen. In 20 wird das Ausgangssignal der Gleitfenstertransformation des Typs 2 2001 einem Eingang eines ersten Filters 2002 zugeführt. Ein Ausgangssignal des ersten Filters 2002 wird einem Eingang eines zweiten Filters 2003 zugeführt. Ein Ausgangssignal des zweiten Filters 2003 wird als ein Ausgangssignal der gefilterten Gleitfenstertransformation bereitgestellt. Die Filter 2002 und 2003 können von beliebiger Länge sein, jedoch können Längen, die der Länge der DFT oder der halben Länge der DFT entsprechen, optimiert werden. In der Form, die in 20 dargestellt ist, erfordert jedes zusätzliche Filter zusätzlichen Speicher und zusätzliche Arithmetik. Da das Ausgangssignal der Transformation 2001 komplex ist, bearbeiten die zusätzlichen Filter 2002 und 2003 komplexe Daten.
Die 21 und 22 sind Blockdiagramme, die die Integration der Filter 2002 und 2003 in die Gleitfenster-DFT zeigen mit dem Ziel, die Hardware-Anforderungen herabzusetzen. 21 zeigt eine Gleitfenster-DFT des Typs 2 mit einem zusätzlichen Rechteckfilter. 22 zeigt eine Gleitfenster-DFT des Typs 2 mit zwei zusätzlichen Rechteckfiltern.
In 21 werden Daten von dem Analog/Digital-Wandler A/D 323 einem Eingang eines z^–N-Zeitverzögerungselements 2101 und einem ersten Eingang eines Addierers 2103 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2101 wird einem Eingang eines z^–N-Zeitverzögerungselements 2102 und einem zweiten Eingang des Addierers 2103 zugeführt (mit einer Gewichtung von –2). Ein Ausgangssignal des Addierers 2103 wird einem ersten Eingang eines Addierers 2104 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2102 wird einem zweiten Eingang des Addierers 2104 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 2104 wird einem ersten Eingang eines Multiplizierers 2105 zugeführt. Ein komplexer Koeffizient
wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 2105 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Multiplizierers 2105 wird einem ersten Eingang eines Addierers 2106 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 2106 wird einem Eingang eines z^–1-Zeitverzögerungselements 2107 und einem ersten Eingang eines Addierers 2108 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2107 wird einem zweiten Eingang des Addierers 2106 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 2108 wird einem Eingang eines z¹-Zeitverzögerungselements 2109 zugeführt und als ein Ausgangssignal einer gefilterten Gleitfenster-DFT des Typs 2 bereitgestellt. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2109 wird einem zweiten Eingang des Addierers 2108 zugeführt.
In 22 werden Daten von dem Analog/Digital-Wandler A/D 323 einem Eingang eines z^–N-Zeitverzögerungselements 2201 und einem ersten Eingang eines Addierers 2202 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2201 wird einem Eingang eines z^–N-Zeitverzögerungselements 2101 und einem zweiten Eingang des Addierers 2202 zugeführt (mit einer Gewichtung von –2). Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2101 wird dem Eingang des z^–N- Zeitverzögerungselements 2102 und dem zweiten Eingang des Addierers 2103 zugeführt (mit einer Gewichtung von 1). Das Ausgangssignal des Addierers 2103 wird dem ersten Eingang eines Addierers 2104 zugeführt. Das Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2102 wird dem zweiten Eingang des Addierers 2104 zugeführt (mit einer Gewichtung von –1). Ein Ausgangssignal des Addierers 2104 wird einem ersten Eingang eines Multiplizierers 2105 zugeführt. Ein komplexer Koeffizient
wird einem zweiten Eingang des Multiplizierers 2105 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Multiplizierers 2105 wird einem ersten Eingang eines Addierers 2106 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 2106 wird einem Eingang eines z^–1-Zeitverzögerungselements 2107 und einem ersten Eingang eines Addierers 2108 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2107 wird einem zweiten Eingang des Addierers 2106 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 2108 wird einem Eingang eines z¹-Zeitverzögerungselements 2109 und einem ersten Eingang eines Addierers 2203 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Addierers 2203 wird einem Eingang eines z^–1-Zeitverzögerungselements 2204 zugeführt und als ein Ausgangssignal einer gefilterten Gleitfenster-DFT des Typs 2 bereitgestellt. Ein Ausgangssignal des Zeitverzögerungselements 2204 wird einem zweiten Eingang des Addierers 2203 zugeführt.
Vorteilhafterweise arbeiten die Zeitverzögerungselemente 2101, 2102 und 2201 mit realen Zahlen. Die Zeitverzögerungselemente 2101, 2102 und 2201 können von einer Mehrzahl von Bins oder Teilträgern gemeinsam genutzt werden wie das Zeitverzögerungselement 1010, das in 10A und 10B dargestellt ist. Für jedes zusätzliche Rechteckfilter der Länge N muss die Symbollänge um N vergrößert werden. In einigen Systemen ist dies hinnehmbar. Selbst in Systemen, in denen das Erhöhen der Symbollänge nicht akzeptabel ist, kann die in den 21 und 22 gezeigte Struktur verwendet werden, wenn gewünscht ist, dass an bestimmten Teilen des empfangenen Signals eine Filterung durchgeführt wird, während für den Rest keine Filterung (oder eine andere Filterung) erfolgt. Ein Beispiel hierfür kann etwa die Synchronisation in dem empfangenen Signal sein. Nach der Synchronisation kann die standardmäßige Gleitfenster-DFT des Typs 2 (ohne zusätzliche Rechteckfilter) für den übrigen Teil des Pakets verwendet werden. Dies ist nützlich, wenn für die Synchronisation Symbole eingesetzt werden, die länger sind als die Datenabschnitte des Pakets. Da die Strukturen mit integrierten Filtern ähnlich sind, ist es möglich, dass ein System dieselben strukturellen Komponenten nutzt, wenn diese Umschaltung erfolgt.
Obwohl die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben worden ist, fallen auch andere Ausführungsformen, die für Durchschnittsfachleute auf diesem Gebiet der Technik offensichtlich sind, in den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung. Verschiedene Änderungen und Modifikationen können realisiert werden, ohne den Schutzbereich der Erfindung zu verlassen. Beispielsweise wird ein Fachmann auf diesem Gebiet der Technik erkennen, dass der DFT-Prozess auf andere innere Produkte gestützt werden kann, um orthogonale oder quasi-orthogonale Basisfunktionen zu erzeugen. Die Gleitfenster-Basisfunktionen können auch auf Wavelets basieren. Dementsprechend wird der Schutzbereich der Erfindung durch die folgenden Patentansprüche definiert.

Claims

Empfänger (113; 313; 913), umfassend einen Zeit/Frequenz-Wandler, wobei dieser Zeit/Frequenz-Wandler (324; 924) dafür ausgelegt ist, einen Strom von Daten-Samples zu empfangen und M Ströme von Ausgangswerten für M Kommunikationskanäle zu berechnen, wobei der Zeit/Frequenz-Wandler dafür ausgelegt ist, jeden dieser Ausgangswerte anhand von N Eingangswerten zu berechnen, wobei der Wert von N auf kanalweiser Basis derart gewählt wird, dass ein erster Kanal einen Wert für N verwendet, der verschieden ist von einem Wert für N, der von einem zweiten Kanal verwendet wird, wobei der Empfänger ferner eine erste Gleitfenstertransformation (921) enthält, die dafür ausgelegt ist, den empfangenen Strom von Daten-Samples an den ersten Kanal umzuwandeln, wozu eine erste Transformationslänge verwendet wird, und eine zweite Gleitfenstertransformation (922), die dafür ausgelegt ist, den empfangenen Strom von Daten-Samples an den zweiten Kanal umzuwandeln, wozu eine zweite Transformationslänge verwendet wird, wobei M und N ganze Zahlen sind.
Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem M nicht gleich N ist.
Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem jedes Mal, wenn der Wandler einen neuen Eingangswert empfängt, ein neuer Ausgangswert für jeden Kanal berechnet wird.
Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem der Empfänger dafür ausgelegt ist, Kommunikationssignale von einem Stromversorgungsnetzwerk zu empfangen.
Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem der Empfänger dafür ausgelegt ist, Kommunikationssignale von einem drahtlosen Netzwerk zu empfangen.
Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem N die Länge einer Basisfunktion definiert.
Empfänger gemäß Anspruch 1, ferner umfassend einen Entzerrer (1515, 1525), der dafür ausgelegt ist, einen Datenwert für den ersten Kanal zu entzerren, wobei der Entzerrer dafür ausgelegt ist, Entzerrungsparameter zu ermitteln, indem er einen Paketkopf untersucht.