JP2001352775A - 誘導電動機の回転速度検出装置 - Google Patents
誘導電動機の回転速度検出装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成で誘導電動機の回転速度の高精度
な検出を容易にすることにある。 【解決手段】 誘導電動機３の回転速度を検出するＰＧ
センサ４の出力パルス信号を入力し、パルス信号の数を
検出するアップ／ダウンカウンタ１０と、一定周期のク
ロック発生器１４の周期を検出するクロックカウンタ１
１と、アップ／ダウンカウンタとクロックカウンタの値
を同期して読み込み、これらパルス信号の数（Ｎ）と周
期（Ｔ）との比率から回転速度Ｆｒの演算を行う回転速
度演算部１５と、誘導電動機のすべり周波数指令Ｆｓと
演算した回転速度Ｆｒとの和によって誘導電動機の出力
周波数Ｆｉを求める加算器１７とからなる構成に、出力
周波数の大きさに基づいて回転速度の演算周期（Ｔｓ）
を設定するサンプリング周期設定部２２と、演算周期の
可変指令を出力するシステムタイマ発生器１６を設け、
誘導電動機の出力周波数の上昇に伴って回転速度の演算
周期を長くする。
な検出を容易にすることにある。 【解決手段】 誘導電動機３の回転速度を検出するＰＧ
センサ４の出力パルス信号を入力し、パルス信号の数を
検出するアップ／ダウンカウンタ１０と、一定周期のク
ロック発生器１４の周期を検出するクロックカウンタ１
１と、アップ／ダウンカウンタとクロックカウンタの値
を同期して読み込み、これらパルス信号の数（Ｎ）と周
期（Ｔ）との比率から回転速度Ｆｒの演算を行う回転速
度演算部１５と、誘導電動機のすべり周波数指令Ｆｓと
演算した回転速度Ｆｒとの和によって誘導電動機の出力
周波数Ｆｉを求める加算器１７とからなる構成に、出力
周波数の大きさに基づいて回転速度の演算周期（Ｔｓ）
を設定するサンプリング周期設定部２２と、演算周期の
可変指令を出力するシステムタイマ発生器１６を設け、
誘導電動機の出力周波数の上昇に伴って回転速度の演算
周期を長くする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、可変電圧、可変周
波数インバータにより電気車を走行制御する誘導電動機
の回転速度検出装置に関する。
波数インバータにより電気車を走行制御する誘導電動機
の回転速度検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】可変電圧、可変周波数インバータにより
走行用誘導電動機を駆動する方式の電気車では、誘導電
動機のベクトル制御や粘着制御のために誘導電動機の回
転速度を精度良く検出する必要がある。一般に回転速度
の検出には、誘導電動機に連結し、誘導電動機の回転速
度に反比例する周期のパルス信号を出力する回転速度検
出器（ＰＧセンサ）が用いられ、ＰＧセンサ出力のパル
ス信号の数（Ｎ）と周期（Ｔ）との比率から、ディジタ
ル制御装置（例えば、マイクロコンピュータ）で演算を
行い、誘導電動機の回転速度を算出している。誘導電動
機の回転速度を精度良く検出する方式として、特開昭６
２−７３８３号公報に開示されている方式がある。この
方式は、電気車で用いられるＰＧセンサに対して誘導電
動機の１回転におけるパルス信号の周波数が少なくとも
２桁以上高いパルスエンコーダを用いるものであり、回
転速度が高速の場合、マイクロコンピュータの演算周期
に伴う速度の応答遅れにより、トルク変動を生じる恐れ
があるため、回転速度の上昇に伴って演算周期を短くし
て精度を上げている。しかし、インバータ方式の電気車
の場合、前述したようにＰＧセンサのパルス信号の周波
数が低く、マイクロコンピュータの演算周期を短くする
と、回転速度の精度が悪くなり、かつ、誘導電動機の制
御を行うための処理時間も不足してしまう欠点がある。
他に誘導電動機の回転速度を精度良く検出する方式とし
て、特開昭６０−８２０７７号公報に開示されている方
式がある。この方式は、回転速度演算のための基準時間
を設定しておき、ＰＧセンサのパルス信号で割り込みを
かけて、基準時間がマイコンのクロックを分周した一定
時間以上になったら、回転速度を演算する方式であり、
誘導電動機の制御を行う処理は、この割り込み処理後の
残り時間で行っている。回転速度が上昇すれば、割り込
みの周期が短くなり、基準時間が一定では演算時間が不
足し、処理可能な回転速度の範囲が制限されてしまうた
め、回転速度の上昇に伴い、この基準時間を長くして回
転速度の制御範囲を広げている。しかし、インバータ方
式の電気車の場合、回転速度の精度と同時に制御応答の
遅れも少ないことが求められる。この方式では、基準時
間は演算時間の不足を基準時間を長くすることで補って
いるが、これが制御応答の遅れになる欠点がある。
走行用誘導電動機を駆動する方式の電気車では、誘導電
動機のベクトル制御や粘着制御のために誘導電動機の回
転速度を精度良く検出する必要がある。一般に回転速度
の検出には、誘導電動機に連結し、誘導電動機の回転速
度に反比例する周期のパルス信号を出力する回転速度検
出器（ＰＧセンサ）が用いられ、ＰＧセンサ出力のパル
ス信号の数（Ｎ）と周期（Ｔ）との比率から、ディジタ
ル制御装置（例えば、マイクロコンピュータ）で演算を
行い、誘導電動機の回転速度を算出している。誘導電動
機の回転速度を精度良く検出する方式として、特開昭６
２−７３８３号公報に開示されている方式がある。この
方式は、電気車で用いられるＰＧセンサに対して誘導電
動機の１回転におけるパルス信号の周波数が少なくとも
２桁以上高いパルスエンコーダを用いるものであり、回
転速度が高速の場合、マイクロコンピュータの演算周期
に伴う速度の応答遅れにより、トルク変動を生じる恐れ
があるため、回転速度の上昇に伴って演算周期を短くし
て精度を上げている。しかし、インバータ方式の電気車
の場合、前述したようにＰＧセンサのパルス信号の周波
数が低く、マイクロコンピュータの演算周期を短くする
と、回転速度の精度が悪くなり、かつ、誘導電動機の制
御を行うための処理時間も不足してしまう欠点がある。
他に誘導電動機の回転速度を精度良く検出する方式とし
て、特開昭６０−８２０７７号公報に開示されている方
式がある。この方式は、回転速度演算のための基準時間
を設定しておき、ＰＧセンサのパルス信号で割り込みを
かけて、基準時間がマイコンのクロックを分周した一定
時間以上になったら、回転速度を演算する方式であり、
誘導電動機の制御を行う処理は、この割り込み処理後の
残り時間で行っている。回転速度が上昇すれば、割り込
みの周期が短くなり、基準時間が一定では演算時間が不
足し、処理可能な回転速度の範囲が制限されてしまうた
め、回転速度の上昇に伴い、この基準時間を長くして回
転速度の制御範囲を広げている。しかし、インバータ方
式の電気車の場合、回転速度の精度と同時に制御応答の
遅れも少ないことが求められる。この方式では、基準時
間は演算時間の不足を基準時間を長くすることで補って
いるが、これが制御応答の遅れになる欠点がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、上記
事情に鑑み、簡単な構成で誘導電動機の回転速度の高精
度な検出を容易にした誘導電動機の回転速度検出装置を
提供することにある。
事情に鑑み、簡単な構成で誘導電動機の回転速度の高精
度な検出を容易にした誘導電動機の回転速度検出装置を
提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、誘導電動機に連結されたＰＧセンサ出力のパルス信
号を入力し、パルス信号の立ち上がりエッジをカウント
してパルス信号の数を検出するアップ／ダウンカウンタ
と、一定周期のクロック発生器の周期を検出するクロッ
クカウンタと、アップ／ダウンカウンタとクロックカウ
ンタの値を同期して読み込み、これらパルス信号の数
（Ｎ）と周期（Ｔ）との比率から回転速度の演算を行う
回転速度演算手段と、誘導電動機のすべり周波数指令と
前記演算した回転速度との和によって誘導電動機の出力
周波数を求める演算手段とからなる構成に、出力周波数
の大きさに基づいて回転速度の演算周期を設定するサン
プリング周期設定手段と、演算周期の可変指令を出力す
るシステムタイマ発生手段を設け、誘導電動機の出力周
波数の上昇に伴って回転速度の演算周期を長くする。
に、誘導電動機に連結されたＰＧセンサ出力のパルス信
号を入力し、パルス信号の立ち上がりエッジをカウント
してパルス信号の数を検出するアップ／ダウンカウンタ
と、一定周期のクロック発生器の周期を検出するクロッ
クカウンタと、アップ／ダウンカウンタとクロックカウ
ンタの値を同期して読み込み、これらパルス信号の数
（Ｎ）と周期（Ｔ）との比率から回転速度の演算を行う
回転速度演算手段と、誘導電動機のすべり周波数指令と
前記演算した回転速度との和によって誘導電動機の出力
周波数を求める演算手段とからなる構成に、出力周波数
の大きさに基づいて回転速度の演算周期を設定するサン
プリング周期設定手段と、演算周期の可変指令を出力す
るシステムタイマ発生手段を設け、誘導電動機の出力周
波数の上昇に伴って回転速度の演算周期を長くする。
【０００５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す誘
導電動機の回転速度検出装置である。図１において、架
線２から電力を供給された電力変換器１は、可変電圧、
可変周波数制御された出力を誘導電動機３に供給する。
誘導電動機３は、電気車の車輪（図示せず）と機械的に
連結され、電力変換器１の出力に応じて電気車は制御さ
れる。誘導電動機３の回転速度は、誘導電動機３に連結
されたＰＧセンサ４によって検出され、誘導電動機３の
回転速度に反比例する周期のパルス信号を演算して求ま
る。すなわち、ＰＧセンサ４の出力をアップ／ダウンカ
ウンタ１０に入力し、パルス信号の立ち上がりエッジを
検出してパルス数（Ｎ）をカウントする。クロックカウ
ンタ１１は、クロック発生器１４の出力を分周し、Ｔカ
ウンタ値（Ｔ）としてカウントする。回転速度演算部１
５は、サンプリング周期Ｔｓ毎にリード信号ＲＤをラッ
チ１２、ラッチ１３に出力する。ラッチ１２、ラッチ１
３がリード信号ＲＤを受け取ると、クロックカウンタ１
１でカウントしたＴのカウント値をラッチ１２でラッチ
し、また、アップ／ダウンカウンタ１０でカウントした
Ｎのカウント値をラッチ１３でラッチし、同期して回転
速度演算部１５に入力される。回転速度演算部１５で
は、リード信号ＲＤを出力した同じサンプリング周期内
でＮカウンタ値とＴカウンタ値との比率（Ｎ／Ｔ）から
誘導電動機３の回転速度Ｆｒを算出する。ここで、サン
プリング周期Ｔｓはシステムタイマ発生器１６から発生
させる。
用いて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す誘
導電動機の回転速度検出装置である。図１において、架
線２から電力を供給された電力変換器１は、可変電圧、
可変周波数制御された出力を誘導電動機３に供給する。
誘導電動機３は、電気車の車輪（図示せず）と機械的に
連結され、電力変換器１の出力に応じて電気車は制御さ
れる。誘導電動機３の回転速度は、誘導電動機３に連結
されたＰＧセンサ４によって検出され、誘導電動機３の
回転速度に反比例する周期のパルス信号を演算して求ま
る。すなわち、ＰＧセンサ４の出力をアップ／ダウンカ
ウンタ１０に入力し、パルス信号の立ち上がりエッジを
検出してパルス数（Ｎ）をカウントする。クロックカウ
ンタ１１は、クロック発生器１４の出力を分周し、Ｔカ
ウンタ値（Ｔ）としてカウントする。回転速度演算部１
５は、サンプリング周期Ｔｓ毎にリード信号ＲＤをラッ
チ１２、ラッチ１３に出力する。ラッチ１２、ラッチ１
３がリード信号ＲＤを受け取ると、クロックカウンタ１
１でカウントしたＴのカウント値をラッチ１２でラッチ
し、また、アップ／ダウンカウンタ１０でカウントした
Ｎのカウント値をラッチ１３でラッチし、同期して回転
速度演算部１５に入力される。回転速度演算部１５で
は、リード信号ＲＤを出力した同じサンプリング周期内
でＮカウンタ値とＴカウンタ値との比率（Ｎ／Ｔ）から
誘導電動機３の回転速度Ｆｒを算出する。ここで、サン
プリング周期Ｔｓはシステムタイマ発生器１６から発生
させる。
【０００６】図２に、Ｎカウント値とＴカウント値及び
回転速度演算部１５のカウント値のリードタイミングの
関係の一例を示す。Ｎカウント値はＰＧセンサ４の出力
のカウント値、Ｔカウント値はクロック発生器１４の出
力のカウント値である。すなわち、回転速度演算部１５
では、リードタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３のタイミング
でリード信号ＲＤを出力し、ｔ１では各カウント値Ｎ
１、Ｔ１、ｔ２では各カウント値Ｎ２、Ｔ２、ｔ３では
各カウント値Ｎ３、Ｔ３をそれぞれ同期をとって入力す
る。そして、前回のサンプリング処理での各カウント値
との差分を求め、回転速度Ｆｒを算出する。例えば、ｔ
２における回転速度Ｆｒの演算は（１）式のようにな
る。なお、Ｔ0はリードタイミング時間幅を示す。 Ｆｒ＝ｋ×（ΔＮ／ΔＴ） ＝ｋ×（Ｎ２−Ｎ１）／（Ｔ２−Ｔ１） （１） ここで、ｋ：演算係数
回転速度演算部１５のカウント値のリードタイミングの
関係の一例を示す。Ｎカウント値はＰＧセンサ４の出力
のカウント値、Ｔカウント値はクロック発生器１４の出
力のカウント値である。すなわち、回転速度演算部１５
では、リードタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３のタイミング
でリード信号ＲＤを出力し、ｔ１では各カウント値Ｎ
１、Ｔ１、ｔ２では各カウント値Ｎ２、Ｔ２、ｔ３では
各カウント値Ｎ３、Ｔ３をそれぞれ同期をとって入力す
る。そして、前回のサンプリング処理での各カウント値
との差分を求め、回転速度Ｆｒを算出する。例えば、ｔ
２における回転速度Ｆｒの演算は（１）式のようにな
る。なお、Ｔ0はリードタイミング時間幅を示す。 Ｆｒ＝ｋ×（ΔＮ／ΔＴ） ＝ｋ×（Ｎ２−Ｎ１）／（Ｔ２−Ｔ１） （１） ここで、ｋ：演算係数
【０００７】一方、電力変換器１の三相出力電流を変流
器（ＣＴ）２３によって検出し、座標変換部２１に入力
して三相電流をベクトル分解し、その出力をすべり周波
数演算部１９に入力してすべり周波数Ｆｓを演算する。
これより、加算器１７で上記で演算した回転速度Ｆｒと
すべり周波数Ｆｓを加算し、出力周波数Ｆｉが求められ
る。出力周波数Ｆｉは電圧演算部１８に入力し、図示し
ない電圧指令値とともに電力変換器１の瞬時の電圧指令
値の演算を行う。得られた瞬時の電圧指令値は、ＰＷＭ
制御部２０によつてＰＷＭ信号に変換され、電力変換器
１を制御する。ここで、Ｎカウンタ１０、Ｔカウンタ１
１、ラッチ１２、１３などはプログラマブルなハードロ
ジック１００により簡単に構成でき、また、回転速度演
算部１５、加算器１７、電圧演算部１８、すべり周波数
演算部１９、ＰＷＭ制御部２０、座標変換部２１などは
マイクロコンピュータ１１０によつてソフト的に処理す
る方式が適している。
器（ＣＴ）２３によって検出し、座標変換部２１に入力
して三相電流をベクトル分解し、その出力をすべり周波
数演算部１９に入力してすべり周波数Ｆｓを演算する。
これより、加算器１７で上記で演算した回転速度Ｆｒと
すべり周波数Ｆｓを加算し、出力周波数Ｆｉが求められ
る。出力周波数Ｆｉは電圧演算部１８に入力し、図示し
ない電圧指令値とともに電力変換器１の瞬時の電圧指令
値の演算を行う。得られた瞬時の電圧指令値は、ＰＷＭ
制御部２０によつてＰＷＭ信号に変換され、電力変換器
１を制御する。ここで、Ｎカウンタ１０、Ｔカウンタ１
１、ラッチ１２、１３などはプログラマブルなハードロ
ジック１００により簡単に構成でき、また、回転速度演
算部１５、加算器１７、電圧演算部１８、すべり周波数
演算部１９、ＰＷＭ制御部２０、座標変換部２１などは
マイクロコンピュータ１１０によつてソフト的に処理す
る方式が適している。
【０００８】このような構成において、回転速度演算部
１５のサンプリング周期Ｔｓは、演算の遅れの影響など
を考慮すると、例えばＴｓ＝１ｍｓ程度で処理する必要
がある。一方、Ｔカウンタ１１のクロック周波数として
は、ロジックを動作させるクロック発生器１４を分周す
るため、１ＭＨｚ以下の値を採用するのが現実的であ
る。一例として４００ｋＨｚとしてみると、Ｔカウンタ
の時間分解能は２．５μｓとなる。この場合速度演算の
誤差は２．５μｓ／１ｍｓ＝０．２５％である。ここ
で、サンプリング周期Ｔｓを一定のままとすると、演算
する回転速度Ｆｒの分解能は高速になるにつれて低下す
ることになる。インバータ方式の電気車の出力周波数Ｆ
ｉを最大で２００Ｈｚ程度とすると、Ｆｉ＝２００Ｈｚ
での演算の分解能は２００Ｈｚ×０．２５％＝０．５Ｈ
ｚとなり、低すべりの誘導電動機を使用する場合には、
この出力周波数の不連続が電流のリップルの発生原因と
して無視できなくなってしまう。そこで、出力周波数Ｆ
ｉの上昇に伴って回転速度演算のサンプリング周期Ｔｓ
を長くすることにより、速度演算の誤差を一定値以内に
させれば、低すべりの誘導電動機でも電流のリップルを
抑制できることになる。すなわち、図１において、サン
プリング周期設定部２２では、出力周波数Ｆｉの大きさ
を判定し、図３に示すように、サンプリング周期Ｔｓを
サンプリング周期初期値Ｔｓ０から最大周波数Ｆ１でＴ
ｓ１とするような特性に設定し、システムタイマ発生器
１６にＴｓ可変指令を与える。ここで、Ｔｓ０＝１ｍ
ｓ、Ｔｓ１＝３ｍｓ、Ｆ１＝２００Ｈｚとすると、Ｔｓ
１＝３ｍｓでの速度演算誤差は２．５μｓ／３ｍｓ≒
０．０８３％であるので、Ｆｒの演算の分解能は２００
Ｈｚ×０．０８３％≒０．１７Ｈｚとなり、周波数の不
連続を従来の約１／３に抑制することができ、電流のリ
ップルを低減することができる。
１５のサンプリング周期Ｔｓは、演算の遅れの影響など
を考慮すると、例えばＴｓ＝１ｍｓ程度で処理する必要
がある。一方、Ｔカウンタ１１のクロック周波数として
は、ロジックを動作させるクロック発生器１４を分周す
るため、１ＭＨｚ以下の値を採用するのが現実的であ
る。一例として４００ｋＨｚとしてみると、Ｔカウンタ
の時間分解能は２．５μｓとなる。この場合速度演算の
誤差は２．５μｓ／１ｍｓ＝０．２５％である。ここ
で、サンプリング周期Ｔｓを一定のままとすると、演算
する回転速度Ｆｒの分解能は高速になるにつれて低下す
ることになる。インバータ方式の電気車の出力周波数Ｆ
ｉを最大で２００Ｈｚ程度とすると、Ｆｉ＝２００Ｈｚ
での演算の分解能は２００Ｈｚ×０．２５％＝０．５Ｈ
ｚとなり、低すべりの誘導電動機を使用する場合には、
この出力周波数の不連続が電流のリップルの発生原因と
して無視できなくなってしまう。そこで、出力周波数Ｆ
ｉの上昇に伴って回転速度演算のサンプリング周期Ｔｓ
を長くすることにより、速度演算の誤差を一定値以内に
させれば、低すべりの誘導電動機でも電流のリップルを
抑制できることになる。すなわち、図１において、サン
プリング周期設定部２２では、出力周波数Ｆｉの大きさ
を判定し、図３に示すように、サンプリング周期Ｔｓを
サンプリング周期初期値Ｔｓ０から最大周波数Ｆ１でＴ
ｓ１とするような特性に設定し、システムタイマ発生器
１６にＴｓ可変指令を与える。ここで、Ｔｓ０＝１ｍ
ｓ、Ｔｓ１＝３ｍｓ、Ｆ１＝２００Ｈｚとすると、Ｔｓ
１＝３ｍｓでの速度演算誤差は２．５μｓ／３ｍｓ≒
０．０８３％であるので、Ｆｒの演算の分解能は２００
Ｈｚ×０．０８３％≒０．１７Ｈｚとなり、周波数の不
連続を従来の約１／３に抑制することができ、電流のリ
ップルを低減することができる。
【０００９】図３の例では、サンプリング周期Ｔｓを出
力周波数Ｆｉに対して連続的に変化させたが、インバー
タ方式の電気車では誘導電動機の最大出力電圧Ｅｍ以上
の領域でも制御を行い、その速度制御範囲は同期速度の
２倍以上にもなる。そこで、図４に示すようなサンプリ
ング周期の特性としてもよい。すなわち、最大出力電圧
Ｅｍ（同期速度Ｆ０）までの速度領域では一定のサンプ
リング周期Ｔｓ０とし、最大出力電圧Ｅｍ以上の領域で
はサンプリング周期をＴｓ０からＴｓ１まで連続的に可
変させる。同期速度が７０Ｈｚ程度の誘導電動機では、
前記と同様、Ｔｓ０＝１ｍｓ、Ｔｓ１＝３ｍｓ、Ｆ１＝
２００Ｈｚとすると、Ｆｉ＝７０Ｈｚまでの速度演算誤
差は２．５μｓ／１ｍｓ＝０．２５％であるから、Ｆｒ
の分解能は最大でも７０Ｈｚ×０．２５％≒０．１７５
Ｈｚとなる。また、Ｆｉ＝２００Ｈｚでは前記と同様分
解能は≒０．１７Ｈｚであり、この方式でも図３の例と
同様に電流のリップルの低減効果がある。
力周波数Ｆｉに対して連続的に変化させたが、インバー
タ方式の電気車では誘導電動機の最大出力電圧Ｅｍ以上
の領域でも制御を行い、その速度制御範囲は同期速度の
２倍以上にもなる。そこで、図４に示すようなサンプリ
ング周期の特性としてもよい。すなわち、最大出力電圧
Ｅｍ（同期速度Ｆ０）までの速度領域では一定のサンプ
リング周期Ｔｓ０とし、最大出力電圧Ｅｍ以上の領域で
はサンプリング周期をＴｓ０からＴｓ１まで連続的に可
変させる。同期速度が７０Ｈｚ程度の誘導電動機では、
前記と同様、Ｔｓ０＝１ｍｓ、Ｔｓ１＝３ｍｓ、Ｆ１＝
２００Ｈｚとすると、Ｆｉ＝７０Ｈｚまでの速度演算誤
差は２．５μｓ／１ｍｓ＝０．２５％であるから、Ｆｒ
の分解能は最大でも７０Ｈｚ×０．２５％≒０．１７５
Ｈｚとなる。また、Ｆｉ＝２００Ｈｚでは前記と同様分
解能は≒０．１７Ｈｚであり、この方式でも図３の例と
同様に電流のリップルの低減効果がある。
【００１０】図５は、回転速度Ｆｒとサンプリング周期
Ｔｓの演算処理のフローチャートを示す。サンプリング
周期Ｔｓ毎にこの処理が起動され、（ａ）、（ｂ）とも
Ｎカウント値とＴカウント値を読み込み、前回のサンプ
リング時との差分ΔＮ、ΔＴを求めて、回転速度Ｆｒの
演算を行い、最後に次回のサンプリング周期Ｔｓの演算
を行う。演算したＴｓはフローチャートには図示してい
ないが、システムタイマ発生器１６において次回のＴｓ
起動のデータに置き換えられる。なお、（ａ）は、図３
の例のサンプリング周期Ｔｓを求める処理であり、次回
のＴｓの演算は（２）式のようになる。 Ｔｓ＝Ｔｓ０＋（Ｔｓ１−Ｔｓ０）×（Ｆｉ／Ｆ１） （２） また、（ｂ）は、図４の例のサンプリング周期Ｔｓの特
性を求める処理であり、Ｆｉ≦Ｆ０のとき、次回のＴｓ
は、Ｔｓ＝Ｔｓ０であり、Ｆｉ＞Ｆ０のとき、次回のＴ
ｓの演算は（３）式のようになる。 Ｔｓ＝Ｔｓ０＋（Ｔｓ１−Ｔｓ０） ×｛（Ｆｉ−Ｆ０）／（Ｆ１−Ｆ０）｝ （３）
Ｔｓの演算処理のフローチャートを示す。サンプリング
周期Ｔｓ毎にこの処理が起動され、（ａ）、（ｂ）とも
Ｎカウント値とＴカウント値を読み込み、前回のサンプ
リング時との差分ΔＮ、ΔＴを求めて、回転速度Ｆｒの
演算を行い、最後に次回のサンプリング周期Ｔｓの演算
を行う。演算したＴｓはフローチャートには図示してい
ないが、システムタイマ発生器１６において次回のＴｓ
起動のデータに置き換えられる。なお、（ａ）は、図３
の例のサンプリング周期Ｔｓを求める処理であり、次回
のＴｓの演算は（２）式のようになる。 Ｔｓ＝Ｔｓ０＋（Ｔｓ１−Ｔｓ０）×（Ｆｉ／Ｆ１） （２） また、（ｂ）は、図４の例のサンプリング周期Ｔｓの特
性を求める処理であり、Ｆｉ≦Ｆ０のとき、次回のＴｓ
は、Ｔｓ＝Ｔｓ０であり、Ｆｉ＞Ｆ０のとき、次回のＴ
ｓの演算は（３）式のようになる。 Ｔｓ＝Ｔｓ０＋（Ｔｓ１−Ｔｓ０） ×｛（Ｆｉ−Ｆ０）／（Ｆ１−Ｆ０）｝ （３）
【００１１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
簡単な構成により誘導電動機の回転速度を広範囲に精度
良く検出することができ、これにより、インバータ方式
の電気車における誘導電動機のベクトル制御や粘着制御
を高精度に行うことができる。また、誘導電動機の高速
域での演算誤差を低速域と同等にすることができるた
め、誘導電動機の出力周波数の不連続を抑制することが
でき、電動機電流のリップルを低減することができる。
簡単な構成により誘導電動機の回転速度を広範囲に精度
良く検出することができ、これにより、インバータ方式
の電気車における誘導電動機のベクトル制御や粘着制御
を高精度に行うことができる。また、誘導電動機の高速
域での演算誤差を低速域と同等にすることができるた
め、誘導電動機の出力周波数の不連続を抑制することが
でき、電動機電流のリップルを低減することができる。
【図１】本発明の一実施形態を示す誘導電動機の回転速
度検出装置
度検出装置
【図２】本発明の回転速度演算とＮカウンタ、Ｔカウン
タとの関係を示す図
タとの関係を示す図
【図３】本発明の回転速度演算部のサンプリング周期と
回転速度の関係の一例を示す図
回転速度の関係の一例を示す図
【図４】本発明の回転速度演算部のサンプリング周期と
回転速度の関係の他の例を示す図
回転速度の関係の他の例を示す図
【図５】本発明の回転速度演算部とサンプリング周期設
定部の処理を説明するフローチャート
定部の処理を説明するフローチャート
１…電力変換器、２…架線、３…誘導電動機、４…ＰＧ
センサ、１０…アップ／ダウンカウンタ、１１…クロッ
クカウンタ、１２、１３…ラッチ、１４…クロック発生
器、１５…回転速度演算部、１６…システムタイマ発生
器、１７…加算器、１８…電圧演算部、１９…すべり周
波数演算部、２０…ＰＷＭ変換部、２１…座標変換部、
２２…サンプリング周期設定部、２３…変流器（ＣＴ）
センサ、１０…アップ／ダウンカウンタ、１１…クロッ
クカウンタ、１２、１３…ラッチ、１４…クロック発生
器、１５…回転速度演算部、１６…システムタイマ発生
器、１７…加算器、１８…電圧演算部、１９…すべり周
波数演算部、２０…ＰＷＭ変換部、２１…座標変換部、
２２…サンプリング周期設定部、２３…変流器（ＣＴ）
Claims (3)
- 【請求項１】 可変電圧、可変周波数インバータにより
電気車を走行制御する誘導電動機と、前記誘導電動機の
回転速度に反比例する周期の信号を発生する回転速度検
出手段と、前記周期信号を入力し、前記周期信号の数を
計数するカウンタと、一定周期のクロックを計数するカ
ウンタと、前記周期信号の数と前記クロックカウンタ出
力を一定周期で入力し、前記周期信号の数と前記クロッ
ク周期の比率から前記誘導電動機の回転速度を得る回転
速度演算手段と、前記誘導電動機のすべり周波数指令と
前記回転速度との和によって前記誘導電動機の出力周波
数を求める演算手段とを備え、前記誘導電動機の出力周
波数の上昇に伴って前記回転速度演算手段の演算周期を
長くすることを特徴とする誘導電動機の回転速度検出装
置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記回転速度演算手
段の演算周期は、前記誘導電動機の最大出力電圧までは
一定とし、最大出力電圧領域では前記誘導電動機の出力
周波数の上昇に伴って長くすることを特徴とする誘導電
動機の回転速度検出装置。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２において、前記
出力周波数の大きさに基づいて前記回転速度の演算周期
を設定するサンプリング周期設定手段と、前記演算周期
の可変指令を出力するシステムタイマ発生手段を設ける
ことを特徴とする誘導電動機の回転速度検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000168517A JP2001352775A (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 誘導電動機の回転速度検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000168517A JP2001352775A (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 誘導電動機の回転速度検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001352775A true JP2001352775A (ja) | 2001-12-21 |
Family
ID=18671508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000168517A Pending JP2001352775A (ja) | 2000-06-06 | 2000-06-06 | 誘導電動機の回転速度検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001352775A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100466927B1 (ko) * | 2001-09-20 | 2005-01-24 | 주식회사 히타치엘지 데이터 스토리지 코리아 | 스핀들 모터의 회전 방향 및 속도 검출장치 및 방법 |
| WO2014064836A1 (ja) * | 2012-10-26 | 2014-05-01 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | モータ制御装置及びモータ駆動装置 |
| CN114531137A (zh) * | 2022-02-24 | 2022-05-24 | 中国科学院空间应用工程与技术中心 | 基于分频数字滤波的转速信号采集方法、装置及存储介质 |
-
2000
- 2000-06-06 JP JP2000168517A patent/JP2001352775A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100466927B1 (ko) * | 2001-09-20 | 2005-01-24 | 주식회사 히타치엘지 데이터 스토리지 코리아 | 스핀들 모터의 회전 방향 및 속도 검출장치 및 방법 |
| WO2014064836A1 (ja) * | 2012-10-26 | 2014-05-01 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | モータ制御装置及びモータ駆動装置 |
| US10038396B2 (en) | 2012-10-26 | 2018-07-31 | Renesas Electronics Corporation | Motor control device and motor drive device |
| CN114531137A (zh) * | 2022-02-24 | 2022-05-24 | 中国科学院空间应用工程与技术中心 | 基于分频数字滤波的转速信号采集方法、装置及存储介质 |
| CN114531137B (zh) * | 2022-02-24 | 2022-08-05 | 中国科学院空间应用工程与技术中心 | 基于分频数字滤波的转速信号采集方法、装置及存储介质 |
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