JPS59117479A

JPS59117479A - サーボモータの速度検出装置

Info

Publication number: JPS59117479A
Application number: JP57224177A
Authority: JP
Inventors: Mitsuo Kurakake; 鞍掛　三津雄; Keiji Sakamoto; 坂本　啓二
Original assignee: Fanuc Corp
Current assignee: Fanuc Corp
Priority date: 1982-12-21
Filing date: 1982-12-21
Publication date: 1984-07-06
Also published as: JPH0145319B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、サーボモータの速度制御装置においてサーボ
モータの低速回転時て実速度を高精度に検出するだめの
サーボモータの速度検出方式に関し、特にサーボモータ
の低速回転時に演算回路の負荷を増加させずに速度検出
しつるサーボモータの速度検出力式に関する。

直流モータや交流モータを速度制御するには、モータの
実速度を検出して、指令速度と比較してモータを制御す
る必要がある。第１図は、一般的なサーボ制御回路のブ
ロック図であり、サーボモータ１の回転軸に直結された
ロータリエンコーダ（位置検出器）２からサーボモータ
１の所定回転量毎に発住する位置検出ノくルスＰＰと、
外部から指令される位置指令パルスＰＣＭＤとの差（位
置誤差）が演算回路６でとられ、エラーレジスタ４にセ
ットされる。エラーレジスタ４の内容は、デジタルアナ
ログ変換器５でアナログ電圧に変換され速度指令電圧と
して速度制御回路７に入力さハる。

一方、位置検出パルスＰＰから速度検出口ｌｌ１２ｉ６
によって実速度が検出さね、速度制御回８７へ入力され
、速度制御回路７は速度指令電圧と実速度の速度誤差に
基いて電４流制御回路８がサーボモータ１を速度制御す
る。

この様なサーボ制御同局の内、速度制御ループ、電流制
御ループの回路、即ち演算回路３から電流制御回路８ま
での回路の動作をマイクロプロセッサによって行なうも
のが開発されている。マイクロプロセッサはデジタル演
算を行なうことから、デジタル的に速度検出を行なう必
袈がある。

第２図は従来のデジタル的速度検出回鮎構成図であり、
ｍ６図はその動作説明図である。図中、６ａはカウンタ
であシ、サンプリング周期Ｔの間に入力される位置パル
スなＨ１数し、サンプリングパルスＳＰによって七の割
数値がリセットされるもの、６ｂはレジスタであり、サ
ンプリングパルスＳＰによってカウンタ６ａの計数値が
セットされるもの、９はマイクロプロセッサであり、前
述の演算回路６と四球位置誤差を演算して速度指令ＶＣ
Ｍを算出し、又レジスタ６ｂからの引数値により実速度
ＴＳＣを得て、速度指令ＶＣＭと実速度ＴＳＣの差であ
る速度誤差を出力するものである。

第６図を用いて第２図従来Ｍ成の動作を説明すると、カ
ウンタ６ａは一定周期毎に発注されるサンプリングパル
スＳＰ　Ｋよってリセットされるから各サンプリング周
期の時間Ｔの間に入力される位置検出パルスの数を計数
していることＫなり、この位置検出パルスの数はレジス
タ６ｂにセットされる。マイクロコンピュータ９は各サ
ンプリングパルス発生時にレジスタ６ｂの引数値を読ｍ
ｂ、これにより実速度ＴＳＣを得て、速度誤ｉ　ＥＢ−
を演算し出力する。

しかしながら係る従来の速度検出方式では、次の様な欠
点が生じていた。

第一に、低速回転時、特に位置検出パルスＰＰの間隔が
サンプリング周期より大きい場合には、１サンプリング
周期内に１つの位置検出パルスも入力しないから、速度
検出がサンプリング周期毎に不可能となる。

第二に、高速回転時には、サンプリング周期の間に入力
された位置検出パルスＰＰの数を百１数しても、これは
サンプリング周期の間の平均速度であって、サンプリン
グパルス発生時の瞬時速度ではない。このため、マイク
ロプロセッサによる速度制御の応答特性が劣化し、高応
答性を達成できない。

このため、本発明者は即に係る欠点を除去した速度検出
力式を出願している。

係る提案では、サンプリング周期内に位置検出パルスＰ
Ｐが１つも入力しない低速回転時には、位置検出パルス
から速度検出を行なうことができないため、サーボモー
タの物理的特性に基く微分方程式から誘導された状態推
移方程式を用いて、サーボモータの笥機子電、流、電機
子電圧からサンプリング時の瞬時速度を推定する。

−力、高速回転時には、サンプリング時の直前に入力さ
れた位置検出パルスＰＰの周期を引数し、その逆数から
サンプリング時の瞬時速度を求める。

更に、中速回転時には、低速回転時の速度推定法で求め
た瞬時速度の推定値を高速回転時の速度検出法で求めた
瞬時速度によって修正する。

これにより、マイクロプロセッサはサンプリング時の瞬
時速度が低速から高速１で得られる。

一方、サーボモータの速度制御装置をマイクロプロセッ
サによシ鞠取する場合には、マイクロプロセッサが、指
令速度とサーボモータの実速度との差速度から電流指令
を演算する速度ループ演算と、電流指令とサーボモータ
の電機子電流との差圧基づき、サーボモータの電流駆動
回路への指令を演算する電流ループ演算とを少プよくと
も実行する磨製がある。サーボモータの動作特性を望せ
しいものとするには、速度ループに比べて電流ループの
応答特性が早いことが要求されるが、電流ループに要求
されるサンプリング周期で速度ループの演算を実行する
と、マイクロプロセッサの負荷が過重となることから、
第４図に示す様に電１流ループ演算と速度ループ演算と
を分けて制御し、それぞれのサンプリング周期を異なら
せることによりマイクロプロセッサの負荷を軽減し、賛
求される電流ループの応答特性を満足する方式が既に提
案されている。即ち、第４図のマイクロプロセンサの動
作をブロック的に示した図の速度制御ループにおいてサ
ーボモータ１の実回転速度Ｖを検出し、指令速度Ｖ’Ｃ
ＭＤ　との差を演舞Ｆａ　０ＰＣ１で求め、得られた差
速度を速度ループ演舞回１Ｒ３ＶＬＣで電流指令Ｉｓ　
に変襖後、次に電流制御ループにおいてサーボモータ１
に流れる実電流ｉとの差を演算器０ＰＣ２で求め、この
差Ｎ流を電流ループ演算回路ＣＬＣで演算１−１電力増
幅してサーボモータ１に与える様に構成されている。そ
して動作周期は電流ループの周期ＴＩを速度ループの周
期Ｔ２よりも小さくシ、例えばＴ２＝ｎＴ、、電流ルー
プの応答を早くする様にしている。

この様なマイタロプロセッサの動作による速度制御装置
に前述の既提案の低速回転時の速度検出方式を用いると
、電流ループにおける電、根子電流及び電圧指令を利用
していることから、電流ループにおける周期Ｉｌｌ、で
速度推定演算を行なう必要がある。しかしながら、速度
ループは周期Ｔ２で動作しているから速度推定値は周期
Ｔ、で必要であり、それ以外の間ｌ要としないから、周
期Ｔ、で演算しても無駄となり、かえってマイクロプロ
セッサの処理時間を余分に必要とするという欠点を生じ
る。

従って、本発明の目的は、速度ループ演算と電流ループ
演算とを周期を変えて実行する速度制御装置において、
サーボモータの低速回転時に電流ループの出力を用いて
速度ループの演算周期で速度推定演算することのできる
サーボモータの速度検出方式を提供するにある。

以下、本発明な一実施例により詳細に説明する。

先づ既提案の低速回転時Ｇておける速度推定方式を第５
図により説明する。

第５図は既提案による低速回転時の速度検出原理説明図
であジ、サーボモータ１の特性を伝達関数によって示し
たブロック図である。図中、Ｕは電１機子電圧指令、ｉ
は電機子実電流、■は実速度、丘は負荷トルク、Ｋｅは
サーボモータの逆起電力定数、Ｋｔはサーボモータのト
ルク定数、ＲａＦｉ電機子直流抵抗、ムは電機子インダ
クタンス、Ｊはモータと負荷のイナーシャである。即は
ホールド回路、Ｔはサンプリング周期である。

第５図からサーボモータの物理的特性に基づく微分方程
式を求めると、マイクロプロセッサで処理するため、離散値形式に変換
すると、ば、（４）式を展開して、を祷る。

（５）式から負荷トルクＴｔ、［ｋｌを消去して変形す
ると、（６）式を見ると、電機子電流検出値１（ｋ−１
）、１（ｋｌ、電機予電、圧指令値ｕ（ｋ−１）を用い
てモータの実速度Ｖの推定値が検出出来ることになる。

しかし、第（６）式によって速度推定を行なうには、電
機子電流検出値１（ｋｔ、電機子霜圧指令価ｕ　（ｋｌ
は電流ループにおける出力であるから、電流ループの演
算周期毎に発生し、これに伴ない速度推定演算を行なう
必要が生じる。このため速度ループの演算も電流ループ
の周期に合わ七る必要があり、マイクロプロセッサの負
荷が増大する。

このため、本発明では、速度ループの演算周期で速度推
定演算を行なえる様に改良されている。

第６図は本発明による速度ループと電流ループとの演算
周期の関係を示す図である。

ここで霜、流ループ演算のサンプリング周期Ｔ１をＴと
し、速度ループ演算のサンプリング周期Ｔ２を４Ｔとす
ると、（ｋ＋４）時点の状態推定式は、第（４）式を変
形して、次の椋になる。

−ＦＰ（２Ｔ）　Ｑ（Ｔ）ｕ（ｋ＋１）＋　Ｐ（３Ｔ）
　Ｑｆｆｌ　ｕ　（ｋｌ−１（Ｒ（Ｔｌ　＋　Ｐ（ＴＩ
　Ｒけ７＋Ｐ（２Ｔ）ＥＪＴｌ＋Ｐ（ｓＴ）訓ＤＴ以ｋ
）・・・・　　（７）但し、Ｔｔ、（ｋ＋３　）＝ＴＬ（ｋ＋２　）＝Ｔｂ（
ｋ＋１　）−Ｔｃ（ｋｌとし、期間４Ｔの間負荷トルク
−の変動がないものとする。

前述の第（５）式への展開と同様にしてＴｔ、（ｋｌを
消去すると、但し、Δ１．Δ２．ψ１．〜ψ２４を行列Ｐ、　Ｑ、　
Ｆ−の要素から決捷る係数である。

第（８）式をみると、ｋ時点の推定速度ｖ　（ｋｌ、電
機子電流値１（ｋｌ、　　（ｋ＋４　）時点の電機子電
流値ｒ　（ｋ　＋４）ｐ　ｋ、　（ｋ　＋　１　）、　
（ｋ＋２）、（ｋ＋３）時点の電機子電圧指令値ｕ（ｋ
ｌ、　　ｕ　（ｋ＋１　）、　ｕ　（ｋ＋２）。

ｕ（ｋ−１−３）　　によって（ｋ＋’ｌ　）時点の推
定速度ｖ（ｋ−１−４）を求めることができる。

即ち、推定速度は速度ループの演９周期である４Ｔ毎の
演署によって求めることができる。

次に本発明を実現するための構成について説明する。

第７図は本発明の一実施例回路図であり、１つのマイク
ワコンピュータで速度ループ、電流ループの演脚を行な
うものである。

図中、１０１は回転界磁形の同期電動機、１０８は演算
制御部であり、第４図の演算回路０ＰＣ１、速度ループ
演算回路ＶＬＣ，演算回路０ＰＣ２、電流ループ演算回
ｆｊ８ｃＬｃの動作をプログラム制御による演算動作に
よって行なうものである。演算制御部１０８はモータ制
御プログラムに従い演に動作を行うプロセッサ１０日ａ
と、モータ制御プログラムを格納するプログラムメモリ
１０８ｂと、データの記憶のためのデータメモｊ１１０
８ｃ　　と、ＮＣ装置等の外部からの指令を受けるため
の入出カポ−）　１０８ｄと、パルス幅変調回路１１４
にアナログの電流指令を与えるためのデジタル・アナロ
グ（１）Ａ）変換器１０８ｅ　　と、検流５１１２Ｕ、
　１１２Ｖ、　１１２Ｗからの実相電流Ｉａｕ、　Ｉａ
ｖ、　Ｉａｗを受け、デジタル値に変換するためのアナ
ログ・デジタル（ＡＤ）変換器１０８ｆと、パルスコー
グ１１３から最初に同期モータ１０１の界磁極の回転位
置αを示、す位置コードがロードされ、坩降パルスコー
ダ１１３から同期モータ１０１が所定角回転する毎に発
任される回転パルスＰ、、Ｐ２を討数するカウンタ１０
８ｇと、後述する低速／高速判別回路の出力を受ける入
出カポ−）　１０８ｉと、これらを接続するためのアド
レス・データバス１０８ｈとで構成されている。尚、パ
ルスコーグ１１３は、同期モータ１０１の界磁極の位置
を示す位置コードと、同期モータ１０１が所定角回転毎
に出力される回転パルスを発生するものである。１１４
はパルス幅変調回路、１１５はパルス幅変調回路の出力
信号により制御されるインバータ、１１６は６相交流電
源、１１７は３相又流を直流に整流する公知の整流回路
でダイオード群１１７ａ　及びコンデンサ１１７ｂを有
している。パルス幅変調回路１１４は第８図に示す如く
は鋸歯状波ＳＴＳ　　を発生する鋸歯状波発／４Ｅ回Ｎ
５ＴＳＧ　と、比Ｍ　？’４　ＣＯＭＵ、　ＣＯＭＶ、
　ＣＯＭＷと、ノットゲー）ＮＯ’Ｔ、〜Ｎ０Ｔ３　と
、ドライバＤＶ、〜ＤＶ、とからなり、又インバータＩ
ＮＶは６個のパワー・トランジスタＱ−ｑとダイオード
Ｄ１〜Ｄ、を有している。パルス幅変調５　ＰＷＭの各
比較器ＣＯＭＵ　ＣＯＭＶ　ＣＯＭＷは七れぞれ鋸歯状
波信号ＳＴＳと三相交流信号Ｉｕ　Ｉｖ　Ｉｗの振幅を
比較し、Ｉｕ、　Ｉｖ、　ＩｗがＳＴＳの値より太きい
ときにｔＬ１７１を、小さいときにｌｌＯ７′をＪｃ′
ＦＬそれ出力する。従って、ｉｕ　ＶＣ，ついて着目す
れば比較器ＣＯＭＵから第９図に示す電流指令ｉｕｃが
出力される。即ち、ｉｕ、　ｉｖ。

ｉｗ　の振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指
令ｉｕｃ、　ｉｖｃ、　ｉｗｃが出力される。そして、
これら三相の電、流指令ｉｕｃ、　ｉｖｃ、　ｉｗｃ　
は、ノットゲートＮ０Ｔ１〜Ｎ０Ｔ３、ドライバＤＶＩ
〜ＤＶ６をブｒしてインバータ駆動信号ＳＱ、−５Ｑ６
として出力され、インバータ１１５に人力される。イン
バータ１１５に入力されたこれらインバータ駆動信号Ｓ
　Ｑ１〜ｓＱｅはそれぞれパワートランジスタＱ、〜Ｑ
６のベースに入力さハ、該パワートランジスタＱ〜Ｑ６
　をオン／オフ制御して同期モータ１０１に三相電流を
供給する。１１８は低速／高速判別回路であり、位首検
出パルスＰＰから低速／高速を判定し、更に前述の間隔
Ｔ。を訂迎］シ出力するものであり、第１０図に示す椋
にサンプリングパルスＳＰによシセットされ、位置検出
パルスＰＰ　によシリセットされ、低速／高速判別信号
ＦＦＱを出力するフリップフロップＦＦと、クロックパ
ルスＣＬを割数し、位置検出パルスＰＰによりリセット
され、各位置検出パルスＰＰの間隔を計測するカウンタ
ＣＴと、カウンタＣＴの計測値が位置検出パルスＰＰの
到来毎にセットされる第１のレジスタＲＥＣｈ　　と、
レジスタＲＥ（ｈ　の内容がサンプリングパルスＳＰの
到来毎にセットされる第２のレジスタＲＥＧ　２　とを
有しており、ノリツブフロップ壬’Ｆよりサンプリング
周期４Ｔ内に位置検出パルスＰＰが到来しないとハイレ
ベル（”　１　”　）の低速判別出力を、位置検出パル
スＰＰが１個でも到来するとローレベル（“０”）の高
速判別出力を発し、第２のレジスタ几ＥＧ２からはサン
プリングパルスＳＰの到来直前の位置ノくルスＰＰの間
隔Ｔ。が出力谷れる。

次に、第７図実施例構成の動作について同期モータ１０
１が低速で回転しているものとして、高速回転指令Ｃ■
が入力した場合てついて説明する。

■サンプリングパルスＳＰの周期間に位置検出ノくルス
ＰＰが到来しないと、低速／高速判別回路１１８のフリ
ップフロップＦＦはハイレベル出力を発するので、プロ
セッサ１０８ａ　　は入出カポ−）　１０８ｉ。

バス１０８ｈ　　を介し各サンプリング周期毎にこれを
読堆シ、低速回転であると判別し、低速回転の速度推定
式第（８）式を実行する。即ち、（ｋ＋４）時点には、
データメモＩＪ　１０８ＣＫ予じめ、ｋ時点の電機子電
流ｉ［ｋｌ、に時点で演算した推定実速度Ｖ　（ｋｌが
格納されている。尚、電機子電流ｉ　ｌｋｌはに時点の
実相電流Ｉａｕ、　Ｉａｖ、　Ｉａｗから次式により得
られる。

又、データメモリ１０８ＣＫはに、　（ｋ＋１　）、（
ｋ＋２＞。

（ｋ＋５）時点の電機予電、圧指令ｕ　（ｋｌ、　ｕ　
（ｋ＋１　）。

ｕ　（ｋ＋２　）、　ｕ　（ｋ−１−３）が格納されて
いる。ここでｕｔＡｉＡ時点でのＤ／Ａコンバータ指令
値ｉｕ、ｉｖｉｗから次式により得られる。

ｕり一±（ｉｕ’＋　ｉ　ｖ２＋　１ｗ２）２　　　　
　　　　　　　　　　　　　　α０そこで、プロセッサ
１０８ａは先づＡＤ変換器１０８ｆから（ｋ＋４）時点
の実相電流Ｉａｕ（ｋ＋ａ）。

し１（ｋ−１−４）を演躊し、データメモリ１０８０に
格納する。

次に、プロセッサ１０８ａは、　データメモリ１０８ｃ
に格納されたｖ（ｋｌ、　ｉ［ｋｌ、　ｕ（ｋｌ、ｕ　
（ｋ−１−１）、　ｕ　（ｋ＋２　）。

ｕ　（ｋ＋３）、　ｉ　（ｋ＋４）　　を読出し、第（
８）式を実行する。

この場合第（３）式のψ１１〜ψ２４．Δ０．Δ２は同
期モータ１０１の特性であるから、予じめ実験等で求め
ておき、固定値として制御プログラムのパラメータとし
て記憶されているので、ｆｆ１（８）式の演算により（
ｋ＋４）時点の実速度ｖ　（ｋ＋ａ　）　（＝ＲＶ（ｋ
＋４）　）は求まる。

（低速時実速度演鏝ステップ）。

一方、位置検出パルスＰＰが速度ループのサンプリング
周期Ｔ２内に１ケでも到来すると低速／高速判別回路１
１８のフリップフロップＦＦ’の出力はローレベルの出
力となるので、プロセッサ１０８ａは各サンプリング周
期Ｔ２毎に入出カポ−）　１ｏｓｉ。

１０８ｈ　　を弁し読取シ、中速又は高速回転であると
判別する。次にプロセッサ１０８ａは低速／高速判別回
路１１８の第２のレジスタＲＥＧ２がら間隔％を読出し
、中速か高速か判別する。即ち、間隔Ｔ。がＴ２／ｎ　
塚上であれば中速、以下であれば高速であると判断する
。ここでｎは２乃至３とする。高速と判別した場合には
次の様にして実速度を求める。

即ち、高速時にはナサンプリング周期Ｔ内に多数の位置
検出パルスＰＰが入力されることがら各サンプリングパ
ルス直前の位置検出パルスＰＰの間隔を測定する。第１
１図ではサンプリングパルスＳｎの直前の位置検出パル
スＰｎとＰｎ−１との間隔％を測定し、モータの速度ｖ
　（ｋ）を、ｖ　（ｋｌ　＝　− Ｔ。

により求める。

このため、ザンブリングパルス１ｍ前の瞬間速度を得る
ことができる。

又、回転速度にムラがあることからサンプリングパルス
直前の裸数の位置検出パルスの間隔、例えば、第１１図
において、位置検出パルスＰｎ−ｓとＰｎ−２の間隔Ｔ
２、位置検出パルスＰｎ−２とＰｎ−１の間隔Ｔ１、位
置検出パルスＰｎ−１とＰｎの間隔Ｔ。の平均値ＴＭを
次式よシ求める。

ＴＭ　＝　、　（ＴＯ＋’ｆ’ｌ　＋Ｔ２　）　　　　
　　　　　　　　　　αηこれを一般式に直すと、となシ、第叫式のＴＫ代入して速度を次式より求めても
よい。

ｖ（ｋ）＝ＴＭ（Ｌｌすなわち、通常の高速時ＫＨ（７＋式を用いればよいが
、極めて高速回転の時には、第９０式の間隔Ｔ。

が非常に小さくなり、これをクロックパルスで計数する
と、クロックパルスの間隔が尤に影響を及ぼすため、上
述の第＠式、第α■式を利用しても速度検出してもよい
。（高速時実速度演算ステップ次に、プロセッサ１０８
ａが中速回転と判別し六場合には次の様にして実速度を
演算する。

位置検出パルスＰＰを用いる速度検出方式では１サンプ
リング周期Ｔ２内に１ケでも位置検出パルスＰＰが入力
すれば、速度検出が可能となるが、この位置検出パルス
は周期の初めに来る場合や、周期の終りにくる場合もあ
り、サンプリングパルス発生時の瞬間速度とはいえなく
なる。同様に１位置検出パルスＰＰが１サンプリング周
期Ｔ２内に２〜３個入力されるときも、瞬間速度といえ
なくなる。そこで、１サンプリング周期Ｔ、内に位置検
出パルスＰＰが１〜数個発生する中速回転時には、低速
回転時の瞬時速度推定方式（第（８）式）と、高速回転
時の実速度検出方式（第（イ）式）とを組合せて瞬時速
度を求める様にしている。即ち、中速回転時には、瞬時
速度推定方式で求めた推定速度を実速度検出方式で求め
た実速度によって修正して瞬間速度としているもので、
次式で与えられる。

Ｋ一定数であり、０＜Ｋ＜１とする。

尚、定数には一足でもよく、又１サンプリング周期内の
位置検出パルスＰＰＯ数ｎＫよって変化させてもよく、
例えば、ｎ−１の場合に＝０．ｘ。

ｎ＝２の場合に＝０．５．ｎ＝３の場合Ｋ　＝　０．８
とすることができる。

従って、プロセッサ１０８ａは低速時実速度演算ステッ
プと高速時演算ステップとを実行し、各々ｖａ　（ｋ＋
４）−を求め、更に第（ロ）式を実行し、中速回Ｔ０転時の実速度ｖ（ｋ＋ａ）を求める。（中速時実速度演
算ステップ）。

■次に、入出カポ−）１０８ｄ、バス１０８ｈ　をブｒ
し入力された指令速度ｃｖと求めた実速度ＲＶ　（ｋｌ
との差をプロセッサ１０８ａが演舞し、次式に示す比例
積分を行なって振幅指令ｌ５（ｋ＋４）を演舞する。

尚、００式の演舞結果Ｉｓは市１機子電流の振幅に相当
する。耶も、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化す
ると速度誤差ＥＲ（＝Ｖｃ　−Ｖａ　）　が太きくなシ
、これに応じて電機子電流振幅Ｉｓ　　も太きぐなる。

Ｉｓが大きくなｒしば、仁シ大きなトルクが発住し、こ
のトルクにより電動機の実速度が指令速度にもたらされ
る。（振幅指令演算ステップ）５更に、データメモリー
、０８　ｅのｖ　（ｋｌをｖ（ｋ−１−Ｊに、１（ｋｌ
を１（ｋ−）−４）　　に更新する。（メモリ更新ステ
ップ）。

以上が速度ループ演算ステップであり、第６図の如くサ
ンプリング周期Ｔ、毎に行なわれる。

０次に、プロセッサ１０８ａはカウンター０８ｇのカウ
ント値から、同期モーター０１の界磁極の回転位２π 置αを示すＳＩＮαのディジタル麟、およびα十τの回
転位１４を示す５ＩＮ（α＋で）のディジタル値を１デ
ータメモリ１０８０に記憶されカニテーブルから検索し
て求める。この値を用いて、プロセッサー０８ａは、次
式から３相の電流指令Ｉｕ、　Ｉｖ、　Ｉｗを演算する
。

（電流指令波層ステップ）。

■更に、プロセッサー０８ａは検流器１１２Ｕ、　１１
２Ｖ。

１１２Ｗから得られた実相電流Ｉａｖ、　Ｉａｗ　Ｉａ
ｕをＡＤ変換器ＩＤ８ｆでデジタル化さ汎た＠東電流を
ノくス１０８ｈを弁し読み増９、前述の３相の電流指令
Ｉｕ、　Ｉｖ、　Ｉｗと実相電流１ａｖ、　Ｉａｖ＜　
Ｉａｕ　　との差分ＥＲを演算し、次式に示す比例積分
演舊をおこなって、ＤＡコンバータ１０８ｅへの指令値
ｉｕ、ｉｖ。

（指令値演算ステップ）。

０次に、プロセッサ１０日ａは、前述の速度ループの速
度演舞ステップで荀た実速度Ｖａ　　ＶＣ前述の係数ｋ
ｆを乗じ、速度補償出力■ＣＯを得、前述の１）／Ａコ
ンバータへの指令値ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗから差引き、
補償された１）／Ａコンバータへの指令値ｉｕ、　ｉｖ
、　ｉｗを得る。

これは、同期モータｉｏｉの逆起電力による電流ループ
への速度帰還を打消すために設けられ、これにより霜１
流ループの特性を同期モータ１０１の速度と無関係にし
、速度ループと電流ループとを独立に制御している。（
補償ステップ）０次に、プロセッサ１０１は前述の第００式によりＵ（
ｋ−１−４）を演曖し、データメモリ１０８Ｃのｕ　（
ｋｌをＵ（ｋ−１−４）ｌ’ｉ：更新する。（霜５機子
電圧指令演算ステップ）以上が電流ループ演算ステップであり第６図のサンプリ
ング周期Ｔ、恒に行なわれる。

従って、（ｋ＋ｓ）時点では、データメモリ１０８０に
は電機子電圧指令としてｕ　（ｋ−１−４）、　ｕ　（
ｋ＋５　）。

ｕ（ｋ＋６）、ｕ（ｋ＋７）が格納される。

この様にして得ｉ串た補償されたＤ／Ａコンバータ指令
値ｉｕ、　ｉｖ、　ｉｗ　　をプロセッサ１０８ａがノ
くス１０８ｈを介しＤＡ変換器１０８ｅへ送９、アナロ
グ変換してパルス幅変調回路１１４へ送り、以降同様に
して同期モータ１０１ニ三相電流がインノく一夕１１５
から送られる。

上述の実施例ではサーボモータとして同期モータを例に
説明したが、その他の電流モータや血流モータにも適用
でき、又、電流ループと速度ループの演舞を一つの演算
制御部で行なっているが、これを別々の演算制御部によ
って行なってもよい。

更に、パルス幅変調回路１１４をタイマで構成し、プロ
セッサ１０８ａがＤＡコンバータ指令ｉｕ、ｉＶ。

ｉｗをパルス幅変調して、デジタルのパルス幅変調指令
を出力し、直接タイマを動作させパルス幅変調信号をイ
ンバータ１１５へ送る様にしてもよい。

り上説明したＯｉに、本発明によれば電流ループ演算を
周期Ｔ１て、速度ループ演舞を周期Ｔ１の整数倍の周期
Ｔ２で制御部が行ってサーボモータの速度制御を行なう
サーボモータの速度制御装置において、低速時の実速度
を得るため周期Ｔ、毎の実電流値（電機子電流価）と、
周期Ｔ、毎の電機子重圧指令値とから周期Ｔ２毎の演算
を行なっているので、周期Ｔ２テ動作する速度ループ演
算において低速時の実速度の推定が可能となる効果を奏
する。このもめ、実速度の演算を電４流ループの周期Ｔ
１で行なわなくても良いから、制御部の負荷が軽減し、
しかも速度検出波Ｗを速度ループ演舞の中に絹み込むこ
とができ制＠１部の処理時間を短縮できる。

又、周期Ｔ、で速度ループ演算を実行してもサンプリン
グ時の瞬間速度が検出できるので、速度ループの応答特
性が向上するという効果も奏し、更に周期Ｔ２で速度検
出ができるので、速度制御ループ演算のための負荷が減
少し、−要電流ループの周期Ｔ１を短くシ、電流ループ
の応答特性を向上しうるという効果も奏する。

尚、本発明な一実施例によシ説明したが、本発明の主旨
の範囲内で釉々の変形が可能であり、これらを本発明の
範囲から排除するものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的なサーボ制御回路のブロック図、第２図
は従来の速度検出方式の構成図、第３図は第２図構成の
動作説明図、第４図は既提案のマイクロプロセッサによ
る速度、電流ループの動作ブロック図、第５図は既提案
の低速回転時の速度検出原理説明図、第６図は本発明に
よる演算周期関係図、第７図は本発明の一実施例回路図
、第８図は第７図構成の要部構成図、第９図は第８図構
成の動作説明図、第１０図は第７図構成の要部構成図、
第１１図は第１０図輛成の動作説明図である。図中、１０１・・・モータ、１ｏ８・・・演算制御部、
１１２Ｕ１１２Ｖ、１１２Ｗ・・・検流器、１１５・・
・、インバータ。特許出願人　ファナック株式会社代理人　弁理士　辻　　　　　實　外２名第４図等５図、　　　　　　　　　　　　　　　　　／−第６図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）サーボモータに流れる実電流を検出する検出器と
、該サーボモータの電、刃駆動回路と、速度指令と該サ
ーボモータの実速度との差速度に基き振幅指令を得、該
得られた振幅指令から電流指令を求める速度ループ演算
と、該電流指令と該検出された実電流との差から電機子
電圧指令を得る電流ループ演算とを行なう制御部とを有
し、該制御部が該電流ループ演算を周期Ｔ、毎に行ない
該電機子電圧指令を出力し、該速度ループ演算を周期Ｔ
１の整数倍の周期Ｔ２で実行する様にし、該電機子電圧
指令を該電力駆動回路に与えるサーボモータの速度制御
装置において、該制御部は周期Ｔ２毎に該検出器から読
取った実電流値と、周期Ｔ、毎に出力される電機予電、
圧指令値とから周期Ｔ２毎に実速度を演算することを特
徴としたサーボモータの速度検出方式。
（２）前記実速度の演算は１サンプリング周期前の演算
された実速度と、１サンプリング周期前の実電流値と、
現サンプリング周期の実電流値と、周期Ｔ、毎の電機子
電圧指令値とを用いて前記制御部が行なうことを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項記載のサーボモータの速
度検出方式。