JPS5910157B2 - 誘道電動機のすべり合成方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は周波数変換装置によつて給電される誘導電動
機の制御におけるすベー合成方法に関する。

従来から誘導電動機を出力電圧及び周波数を可変制御出
来る周波数変換装置により駆動する場合、すベー周波数
制御による運転方法がある。

このすベー周波数制御を行なうため誘導電動機の回転軸
に取付けられた回転検出器で検出した回転周波数とすベ
ー周波数を加算して合成した値で周波数変換装置の周波
数を制御する必要がある。従来このすベー周波数合成の
ために行なわれていた方法はアナログ合成とパルス合成
が代表的である。

前者のアナログ合成方法の回路のブロック図を第１図に
示した。回転検出器としては回転速度発電機１を使用し
、この出力の回転数に比例したアナログ信号とすベー周
波数設定器２のアナログ信号がアナログ加算器３により
加算され、この加算された信号に比例した周波数のパル
ス列に電圧一周波数変換器４で変換される。この方法の
欠点はすベー周波数合成の精度が出せないことにある。
一般に誘導電動機をすベー周波数制御した場合の適当な
すベー周波数は１Ｈ２程度であり、回転周波数が５０Ｈ
２程度の場合にすベー周波数合成精度を５％程度に制御
する場合、回転速度発電機１、アナログ加算器３及び電
圧一周波数変換器４のそれぞれの精度が０．１％以下で
ある必要がある。誘導電動機の負荷状態によりすベー周
波数を１Ｈ２以下に変化させて制御する場合等はさらに
高い精度が必要となり実現が困難になる。そこで考えら
れたのが第２図にブロック図を示したパルス合成方法で
ある。回転検出器としては、回転数に比例した周波数の
パルス列を出力する回転パルス発生器５を使用し、この
パルス列出力と、すベー周波数設定器６のアナログ信号
を電圧一周波数変換器でパレス列に変換した出力とをパ
ルス合成回路８に入力する。パルス合成回路８はこの２
つ。のパルス列の論理和を取るように構成され、同時に
パルスが入力された場合は一方を遅らせる等して・ゞル
ス合成を行なう。すベー周波数設定器６のすベー周波数
設定値が負の場合は電圧一周波数変換器Ｔはパルス列と
してはすベー周波数設定値の絶体値の周波数を発生し、
すベー周波数が負であることを伝える信号をパルス合成
回路８に送る。パルス合成回路８はこの信号を受けて電
圧一周波数変換器７からのすべり周波数に比例したパル
スが入力されるごとに回転数に比例したパルス列からパ
ルスを１パルスずつ消去させて２つのパルス列の差の周
波数のパルス列を合成する。アナログ合成方法に比べ出
力パルス列が均一な周期とはならないが、回転周波数及
びすべり周波数及びすべり周波数に対する回転パルス検
出器５及び電圧一周波数変換器ｒの出力パルス周波数の
比率を大きくし、パルス合成回路８の出力を分周して制
御に使用することにより制御上問題ない程度の周期変動
とすることができる。このように制御上はパルス合成方
法は特に大きな問題点はないが回路構成上パルスの同時
入力をさける回路等が必要で複雑になる。また誘導電動
機を連続４象限運転（たとえば正転の状態からすべり周
波数を負にして減速して、零速度を経てすべり周波数を
正にして逆転加速を行なう運転）等を行なう場合は回転
周波数よりすベリ周波数の方が大きくなる場合があり、
連続したすべり周波数合成が難しく、これを行なうため
にはさらに複雑な回路構成となる。即ち、誘導電動機を
例えば正転運転から減速運転を経過して逆転運転する場
合には、回転角周波数ωと、すべり角周波数ωＳとの合
成角周波数ω０はωｏ＝ω−ωｓとなり、この関係を保
つて誘導電動機は減速する。

従つてωｏとωは次第に低減することになるが、この場
合のすべり合成を例えば前述の第２図に示した方法で行
えば、回転パルス発生器５の出力パルスを電圧一周波数
変換器７の出力パルスで間引くことになるため、回転角
周波数ωと、すべり角周波数ωｓの絶体値が等しくなつ
た時点で差は零となり、これよりも回転角周波数ωが低
下し、回転角周波数ωが零になるまでの期間のすべり合
成は極めて困難である。

即ち、回転角周波数ωと、すべり角周波数ωｓの絶体値
が等しくなつた時点からは、原理的には電圧一周波数変
換器７の出力パルスを回転パルス発生器５の出力パルス
で間引くことになるが、回転パルス発生器５の出力パル
ス及び電圧一周波数変換器７の出力パルスは常に一定の
条件でパルス合成回路に入力されるものとは限らないた
め、更に減速過程においては、回転パルス発生器５の出
力パルスの間隔は次第に長くなるため、或るサンプリン
グ期間内で電圧一周波数変換器７の出力パルスと、回転
パルス発生器５の出力パルスが等しくなつた時点を迅速
かつ正確に検出することは極めて困難である。また最近
マイクロプロセツサ等の半導体が比較的安価に入手でき
るようになり、従来個別の論理集積回路で構成する布線
論理回路（ハードワイヤドロジツク）により制御回路を
構成していたものが、ソフトウエア化したプログラムに
より信号をデジタル値として扱つて処理する方向へ向つ
てきた。

これは異なつた種類の制御に同じ構成のハードウエアで
プログラムの変更により対処でき、大量生産により大幅
なコストダウンが期待できる。このようにマイクロプロ
セツサを応用しようとすると、パルス合成方法は回転パ
ルス発生器からのパルス周波数が非常に高くなり適さな
い。たとえば回転パルス発生器の１回転当りのパルス数
を１０００パルスとし、誘導電動機の回転数を３０００
回転／分とすると５０ＫＨｚとなりパルスとパルス間隔
は２０μｓであり、現在のマイクロプロセツサの演算処
理速度ではすべり周波数のみがなんとか可能な程度で他
の制御たとえば周波数変換器のスイツチング素子の点弧
制御等を同じマイクロプロセツサで処理することができ
ない。本発明は上記事情に鑑みなされたもので、周波数
変換装置の周波数制御は一般に出力周波数に比例した周
波数のパルスをカウンタ回路等に入力して角度に比例し
た値に変換してスイツチング素子の点弧制御を行なつて
いる点に注目し、すべり周波数合成をすべて角度で行な
い、デジタル比、特にマイクロプロセツサによる制御に
適し、さらに誘導電動機の定数の変化に対するすべり周
波数の補償が簡単に出来るすべり合成方法を提供するこ
とにある。以下、本発明の一実施例の説明に先立つて、
この発明の原理を説明する。

第３図は一般に行なわれている周波数変換装置のスイツ
チング素子のゲート信号をすべり周波数合成されたパル
ス信号から作り出す回路の例である。すべり周波数合成
されたパルス信号がカウンタ回路９により周波数変換装
置のスイツチング素子の制御に必要な周波数まで分周さ
れる。この分周されたパルス信号はさらにカウンタ回路
１０に入力され、このカウンタ回路１０の計数値に従つ
てゲート信号論理回路１１により各スイツチング素子の
ゲート信号が作られて各スイツチング素子へ送られる。
このように周波数変換装置の制御のためにはすべり周波
数合成された周波数のパルスが必要なのではなく、この
パルスをカウンタ等により計数した値である角度に比例
した値が必要なことがわかる。本発明の原理はこの点を
考えて周波数で合成せずに角度を使用して誘導電動機の
すべり周波数制御に必要なすべり合成を行なう。すなわ
ち従来は回転角周波数をω、すべり角周波数をωＳ１す
べり合成された角周波数をωｏとすると（１）式に従つ
てすべり合成を行なつているωｏ＝ω＋ω８
・・・・・・・・・ （１）両辺を時間積分すると
（２）式となるθｏ＝θ＋θ８ ・・・・
・・・・・（２）θは回転周波数ωの時間積分値で回転
角となり、θｓはすべり角周波数の時間積分値ですべり
角と呼ぶことにする。

θｏはすべり周波数合成された角周波数ωＯの積分値で
出力角と呼ぶことにする。出力角θｏは第３図における
カウンタ回路１０で計数された値に対応する。従つて誘
導電動機の回転角θとすべり角θｓを与えれば簡単に演
算できる。

回転角θは回転検出器を回転位置検出器に置きかえるか
、回転パルス発生器のパルスをカウンタ回路で計数して
おけば良い。すべり角θｓはすべり角周波数ωａの積分
値で与えれば良いが、この積分の一方法としてデジタル
化に適したサンプリング演算を説明する。すべり角θｓ
はすべり角周波数ωｓの積分値であるから（３）式の関
係である。θ８−ｆω８ｄｔ・・・・・・・・・（３）
これをサンプリング演算で求めると、そのサンプリング
時間間隔を△ｔとしθｓの△ｔ前のサンプリング演算値
をθｓ（ｎ−１）とし、△ｔ後の演算値をθｓ（ｎ）と
するとθｓ（ｎ）３θｓ（ｎ−１）＋（ｔ）ｓ″６ｔ゜
゜゜（４）となり、簡単な加算のくりかえしで演算でき
る。

また、ある負荷状態で必要なすべり角周波数ωｓが定ま
つたとすると、誘導電動機の二次時定数Ｔ２が変化する
と誘導電動機の特性に比例推移を生じ、最適なすべり周
波数は二次時定数Ｔ２に反比例させなければならない。
この二次時定数Ｔ２は誘導電動機の二次インダクタンス
Ｌ２と二次抵抗Ｒ２の比Ｌ２／Ｒ２であり、二次インダ
クタンスＬ２は磁気飽和により、二次抵抗Ｒ２は温度に
より運転中に変化することが考えられる。たとえば二次
抵抗Ｒ２のみが温度により変化しているとし、ある基準
の温度における二次抵抗をＲ２Ｏｌこの温度での負荷状
態で必要なすべり角周波数をωＳＯとし、任意の温度に
おける二次抵抗をＲ２、その温度における同じ負荷状態
における必要なすべり角周波をωｓとするととなる。

従つて（４）式は（６）式となるＲ ここでサンプリング時間間隔ΔｔをΔｔ＝Ｊｃ（Ｃは比
列定数）即ち二次抵抗値Ｒ２に逆比例した時間とすると
θｓ（ｎ戸θｓ（ｎ−１）＋ＣＯｓＯ゜゜゜゛゜゜（７
）となりＲ２の演算を行なう必要がなくなる。

このことは二次抵抗値Ｒ２が変化してもサンプリング時
間間隔Δｔを可変することにより、これに関する掛算等
の演算が必要なく同じ加算のくりかえしのみで良いこと
を意味する。例えば理解し易いように、二次抵抗値Ｒ２
がある値から温度上昇で２倍に変化した場合のサンプリ
ング演算の様子を第４図に示す。

第４図Ａは二次抵抗値がＲ２の場合で第４図Ｂは２Ｒ２
の場合を示し、いずれの場合も各サンプリング周期毎に
Ｃ（ｌ）ＳＯのみを演算しているにもかかわらず、△ｔ
がＲ２に応じて変化しているので所望のすべり角θｓが
得られることを示している。

二次抵抗値が変化した場合について述べたが二次インダ
クタンス値が変化した場合も同様に対処できる。

また動作中の誘導電動機の定数変化のみでなく異なつた
誘導電動機を制御する場合にも適用でき、誘導電動機の
変更のためにサンプリング演算を変更しなくても良い。
第５図はその具体的な一実施例を示すプロツク図、第６
図は、時刻ｔにおいてすべり角周波数に比例したデジタ
ル値ωｓを正から負に変えた場合の第５図の各部の波形
をアナログ的に示した波形図である。

第５図において外部から与えられたすべり角周波数に比
例したデジタル値ωｓとラツチ回路１４に保持された前
のすべり角θｓと加算器１６により加算され遅延回路１
５を経てラツチ回路１４に入力される。この新しいすべ
り角θｓに対応する信号はサンプリングクロツク回路１
７から出力されるサンプリングクロツク周期Δｔごとの
クロツクパルスにより、ラツチ回路１４に保持される。
遅延回路１５はこの時ラツチ回路１４の出力が新しいθ
ｓに変化してこれに伴ないラツチ回路１４の入力が同時
に新しいθｓにさらにすべり角周波数に比例した値ωｓ
が加算された値に変化してラツチ回路１４が新しいθｓ
を保持できなくなるのを防ぐためである。一般にラツチ
回路１４、加算回路１６が遅延時間を持つているため、
特に遅延回路１５を必要としない事が多い。ラツチ回路
１４の出力であるサンプリングクロツク周期Δｔごとに
変化するすべり角信号θｓは回転位置検出器１２からの
回転角信号θと加算器１３で加算され、すべり合成され
た角度信号である出力角信号θｏとなる。角信号θＳ１
θ、θｏは０及び２πに対応する値でアンダーフロー、
オーバーフローするＯ〜２πの間の値である。サンプリ
ングクロツク回路１１は必要に応じて誘導電動機の回転
子温度検出器等を含んでいてクロツク周波数を可変制御
する。一実施例として布線論理回路（ハードワイアード
ロジック）で構成したプロツク図を示して説明したが、
このすべり合成のみをマイクロプロセツサを使用してソ
フトウエア化したプログラムで行なうためにはマイクロ
プロセツサとプログラムを格納するメモリの他に回転角
信号θを入力する入力回路、すべり角周波数ωＳを入力
する入力回路、出力角信号θｏを出力する出力回路及び
サンプリングクロツク回路が必要である。

サンプリングクロツクはすべり合成の演算のプログラム
の起動用として、割込クロツクとしてマイクロプロセツ
サに入力する。演算プログラムとしては割込みが発生す
ると、入力回路からすべり角周波数を入力し、マイクロ
プロセツサ内のレジスタに貯えられている前のすべり角
の演算値θｓと加算する。さらに入力回路から回転角信
号θを入力し、新しく演算されたθｓを加算する。これ
を出力回路に出力角信号θｏとして出力する。以上の手
順で一連の演算が終了する。マイクロプロセツサの種類
にもよるが以上の５ステツプ程度のプログラム処理であ
ると５０１ｔｓ以下の時間で十分に処理することができ
る。周波数変換装置の出力周波数が５０Ｈｚ程度とし出
力角θｏの精度を角度にして２度程度とするためにはサ
ンプリングクロツク周波数としては１ＫＨｚ１すなわち
１ｍｓの周期程度で良くすべり合成の演算に必要な５０
μｓを除いた残りの９５０μｓは他の制御、たとえばス
イツチング素子の点弧制御、速度制御のために必要な演
算等に使用することができる。本発明はこの他に回転方
向、すべり周波数の正負に対して何んら特別の処置を必
要とせず誘導電動機の４象限運転に必要な連続的なすべ
り合成が可能である特長を持つ。

従つて本発明のすべり合成方法によれば、角度信号とし
て出力が得られるため、すべり周波数制御を行なう誘導
電動機の速度制御装置が簡単な構成で実現できる。

第ｒ図に周波数変換装置としてサイリスタ整流装置と電
流形インバータの組合せを用いたすべり周波数を一定と
して制御した実施例を示した。交流電流１８を周波数変
換装置１９により周波数変換する。周波数変換装置１９
はサイリスタ整流装置Ｒ１で直流に変換した後、リアク
トルＬ１、サイリスタＳ１〜Ｓ６、ダイオードＤ１〜Ｄ
６、コンデンサＣ１〜Ｃ６で構成される直列ダイオード
形と呼ばれる電流形インバータ装置で交流に周波数変換
する構成となつている。これらの公知の技術で構成され
る周波数変換装置１９の詳しい説明は省略するが、出力
電流の振幅はサイリスタ整流装置Ｒ１で制御し、周波数
は電流形インバータ装置のサイリスタＳ１〜Ｓ６を順次
点弧することにより制御できる特徴を持つている。誘導
電動機２０の軸に取りつけられた回転速度発電機２２の
出力と速度設定器３２の出力が速度制御回路３０に入力
される。速度制御回路３０の出力速度偏差に応じた信号
は絶体値回路２８により絶体値の信号ＡＢＳと符号を示
す信号ＳＩＧＮに分離される。絶体値の信号ＡＢＳは電
流基準信号として電流検出器２３の電流検出値とともに
位相制御回路２４に入力され、サイリスタ整流装置Ｒ１
の各サイリスタの点弧位相が制御されて電流が制御され
る。一方すべり周波数設定器３１のすべり周波数設定値
は補数回路２９に入力され、絶体値回路２８の符号を示
す信号ＳＩＧＮにより、そのままの正のすべり周波数に
比例した信号又は補数を取つた負のすべり周波数に比例
した信号として、回転位置検出器２１の回転位置信号と
ともに本発明のすべり合成回路２７に入力される。すべ
り合成された出力角信号θｏはリードオンリメモリに入
力され、このメモリにあらかじめ設定された出力角信号
θｏに対応した電流形インバータの主サイリスタＳ１〜
Ｓ６の点弧信号が出力される。この点弧信号はゲート増
幅器２５により増幅絶縁されて各主サイリスタのゲート
に与えられる。この出力角信号θｏに対する各サイリス
タの点弧信号の関係を第８図に、又このような関係に制
御する時の出力角信号θｏの時間的変化に対する誘導電
動機２０の各相電流波形を第９図に示す。第９図におい
て時刻ｔ以降は時刻ｔ以前より誘導電動機２０に加わる
周波数が低下していることを示している。このような構
成により、回転位置検出器及びすべり周波数の正負に応
じて出力角信号が増減し、主サイリスタの点弧の相順が
切換り、正転から逆転、逆転から正転の連続した制御が
簡単に行なえる。誘導電動機の堅牢な構造とブラシがな
い特長を生かした保守が容易な連続した可逆運転が可能
な電動機の速度制御装置となる。以上説明したように本
発明によれば、すべり合成をデイジタル量として取り扱
うため、特にマイクロプロセツサの応用に適した少ない
演算時間で行なえ、誘導電動機の定数の変化や誘動電動
機の変更に容易に対処できる。

特に誘導電動機の制御装置全体にマイクロプロセ１ツサ
による制御を適用していく場合に適したすべり合成方法
である。これにより制御回路の大幅なコストダウンと信
頼性の向上が計れる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は従来のすべり周波数合成方法のプロツ
ク図、第３図はすべり周波数合成されたパルス信号から
周波数変換装置のスイツチング素子の点弧制御を行なう
場合のプロツク図、第４図はサンプリング演算ですべり
角を導出する方法を説明するための図、第５図は本発明
の一実施例のプロツク図、第６図は第５図の各部の動作
波形図、第７図は本発明を誘導電動機の速度制御に適し
た応用例のプロツク図、第８図は第７図における出力角
度とサイリスタの点弧信号の関係を示した図、第９図は
第７図における出力角度の時間的変化に対する誘導電動
機の各相電流との関係を示した波形図である。 １，２２・・・・・・回転速度発電機、２，６・・・・
・・すべり周波数設定器、３・・・・・・アナログ加算
器、４，７・・・・・・電圧一周波数変換器、５・・・
・・・回転パルス発生器、８・・・・・・パルス合成回
路、９，１０・・・・・・カウンタ回路、１１・・・・
・・ゲート信号論理回路、１２，２１・・・・・・回転
位置検出器、１３，１６・・・・・・デジタル加算器、
１４・・・・・・ラツチ回路、１５・・・・・・遅延回
路、１７・・・・・・サンプリングクロツク発生回路、
１８・・・・・・交流電源、１９・・・・・・周波数変
換装置、２０・・・・・・誘導電動機、２３・・・・・
・電流検出器、２４・・・・・・位相制御回路、２５・
・・・・・ゲート増幅器、２６・・・・・・りードオン
メモリ、２７・・・・・・すべり合成回路、２８・・・
・・・絶体値回路、２９・・・・・・補数回路、３０・
・・・・・速度制御回路、３１・・・・・・すべり周波
数設定器、３２・・・・・・速度設定器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機のすべり角に比例したデジタル量を得る
   手段と、前記誘導電動機の回転角に比例したデジタル量
   を得る手段を具備し、これらの手段で得られるデジタル
   量を加算することを特徴とする誘導電動機のすべり合成
   方法。 ２ 前記すべり角に比例したデジタル量は、誘導電動機
   のすべり周波数に応じたデジタル量を所定の時間間隔で
   順次加算した値とすることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の誘導電動機のすべり合成方法。 ３ 前記すべり角に比例したデジタル量は、誘導電動機
   のすべり周波数に応じたデジタル量を前記誘導電動機の
   二次時定数に比例した時間間隔で順次加算した値とする
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導電動
   機のすべり合成方法。