FI113227B - Menetelmä ja laite viestinnän koherentiksi vastaanottamiseksi hajaspektriviestintäjärjestelmässä - Google Patents

Description

113227

Menetelmä ja laite viestinnän koherentiksi vastaanottamiseksi haj aspektriviestintäjärjestelmässä Tämä patenttihakemus on osittain jatkoa US-patenttihake-5 mukselle sarjanumero 08/317,501, joka on jätetty lokakuun 4. päivänä 1994.

Esillä oleva keksintö liittyy hajaspektrisignaaleja käyttäviin viestintäjärjestelmiin ja erityisesti menetelmään 10 ja laitteeseen viestinnän koherentiksi vastaanottamiseksi haj aspektriviestintäj ärj estelmässä.

Viestintäjärjestelmät voivat esiintyä monissa muodoissa. Eräs viestintäjärjestelmätyyppi on kanavoitu hajaspektri-15 järjestelmä (multiple access spread-spectrum system).

Hajaspektrijärjestelmässä käytetään modulointitekniikkaa, jossa lähetettävä signaali hajotetaan laajalle taajuuskaistalle viestintäkanavalla. Tämä taajuuskaista on paljon leveämpi kuin pienin lähetettävän informaation siirtämi-20 seksi vaadittu kaistanleveys. Esimerkiksi puhesignaali voidaan lähettää amplitudimoduloituna (AM, amplitude modu-' lation) kaistanleveydellä, joka on vain kaksi kertaa itse *,· informaation kaistanleveys. Myös muut modulointitavat, > · kuten pientä devivaatiota käyttävä taajuusmodulointi (FM, *, ·. 25 frequency modulation) tai yksisivukaistainen AM, sallivat informaation siirtämisen itse informaation kaistanleveyttä ' · vastaavalla kaistaleveydellä. Hajaspektrijärj estelmässä

* I

‘ siirrettävän signaalin modulointi käsittää kuitenkin usein vain muutaman kilohertsin kaistanleveyden omaavan kanta- * · 30 taajuuskaistan signaalin (esim. puhekanavan) käyttämisen ja signaalin hajauttamisen lähetettäväksi monen megahert-. sin levyisellä taajuuskaistalla. Tämä saadaan aikaan modu-.···. loimalla lähetettävä signaali lähetettävällä informaatiol- I » 1 •t la ja laajakaistaisella koodaussignaalilla.

35 2 113227

On olemassa kolme yleistä hajaspektriviestintätekniikka-tyyppiä, joihin kuuluvat suorasekvenssimodulointi (direct sequence modulation), taajuus- ja/tai aikahyppelymoduloin-ti (frequency and/or time hopping modulation) ja sirinä-5 modulointi (chirp modulation). Suorasekvenssimoduloinnissa kantoaaltosignaali moduloidaan digitaalisella koodisek-venssillä, jonka bittinopeus on paljon suurempi kuin in-formaatiosignaalin kaistanleveys.

10 Informaatio (so. puheesta ja/tai datasta muodostunut sano- masignaali) voidaan sulauttaa suorasekvenssi-hajaspekt-risignaaliin useilla menetelmillä. Eräässä menetelmässä informaatio lisätään hajotuskoodiin ennen sen käyttämistä hajaspektrimoduloinnissa. Pantakoon merkille, että lähe-15 tettävän informaation täytyy olla digitaalisessa muodossa ennen sen lisäämistä hajotuskoodiin, koska hajotuskoodin ja informaation yhdistelmä, binäärikoodi, tuo tyypillisesti mukanaan modulo 2 summauksen. Vaihtoehtoisesti informaatiota eli sanomasignaalia voidaan käyttää kantoaallon 20 moduloimiseksi ennen sen hajottamista.

Suorasekvenssi-ha jaspektriviest intä järjestelmät voidaan •\ j helposti suunnitella kanavoiduiksi viestintäjärjestelmik- : ‘ ; si. Hajaspektrijärjestelmä voidaan suunnitella esimerkiksi 25 suorasekvenssi-koodijakokanavoiduksi (DS-CDMA, direct se quence code division multiple access) järjestelmäksi. DS-CDMA-järjestelmässä viesti liikenne kahden viestintäyksikön välillä saadaan aikaan hajottamalla kukin siirrettävä sig-.. naali viestintäkanavan taajuuskaistalle yksiselitteisellä 30 käyttäjäkohtaisella hajotuskoodilla. Nämä yksiselitteiset käyttäjäkohtaiset hajotuskoodit ovat mieluummin keskenään : ortogonaaliset siten, että hajotuskoodien keskinäinen ris- tikorrelaatio on likimäärin nolla.

* » a ;··. 35 1 » 3 113227

Kukin siirretty signaali voidaan poimia viestintäkanavalta kokoamalla (despreading) signaalien summaa viestintäkanavalla edustava signaali kuhunkin viestintäkanavalta poimittavaan siirrettyyn signaaliin liittyvän hajotuskoodin 5 avulla. Lisäksi jos käyttäjäkohtaiset hajotuskoodit ovat keskenään ortogonaaliset, vastaanotettu signaali voidaan korreloida kunkin käyttäjäkohtaisen hajotuskoodin kanssa siten, että vain kuhunkin hajotuskoodiin liittyvää haluttua käyttäjäsignaalia vahvistetaan, kun taas muita kaikki- 10 en muiden käyttäjien signaaleja ei vahvisteta.

Alan asiantuntijoille on selvää, että on olemassa useita erilaisia hajotuskoodeja, joita voidaan käyttää datasig-naalien erottamiseksi toisistaan DS-CDMA-järjestelmässä.

15 Näihin hajoituskoodeihin kuuluvat, mutta ei näihin rajoittuen, pseudokohinakoodit (PN codes, pseudo noise codes; PN-koodit) ja Walsh-koodit. Walsh-koodi vastaa Hadamard-matriisin yhtä vaaka- tai pystyriviä.

20 Alan asiantuntijoille on lisäksi selvää, että hajotuskoodeja voidaan käyttää datasignaalien kanavakoodaamiseksi. ,· Datasignaalit kanavakoodataan viestintäjärjestelmän suori- tuskyvyn parantamiseksi tekemällä mahdolliseksi, että ‘ : siirrettävät signaalit paremmin kestävät erilaisten kana- ,· 25 van huononnusten, kuten kohinan, häipymän ja häirinnän vaikutuksia. Kanavakoodaus tyypillisesti pienentää bitti-, virheen todennäköisyyttä ja/tai pienentää vaadittavaa signaalikohinasuhdetta, joka tavallisesti ilmaistaan vir-, . hebitteinä kohinatiheyttä kohti (so. Eb/N0, joka määritel- 30 lään energian informaatiobittiä kohti ja kohinan spektri- tiheyden suhteena) , signaalin talteenottamiseksi sillä : kustannuksella, että kulutetaan enemmän kaistanleveyttä kuin mitä muutoin olisi välttämätöntä datasignaalin siir- * » 1 \ tämiseksi. Esimerkiksi Walsh-koodisanoja voidaan käyttää r · t 35 datasignaalin kanavakoodaamiseksi ennen datasignaalin » » » 4 113227 modulointia myöhempää lähettämistä varten. PN-koodeja voidaan samaten käyttää datasignaalin kanavakoodaamiseksi.

Yksin kanvakoodaus ei ehkä kuitenkaan saa aikaan vaaditta-5 vaa signaalikohinasuhdetta joillakin viestintäjärjestelmä-rakenteilla, jotka edellyttävät järjestelmän pystyvän käsittelemään tietyn määrän samanaikaista viestiliikennet-tä (missä kaikilla on minimi signaalikohinasuhde). Tämä suunnittelurajoitus voidaan täyttää joissakin tapauksissa 10 suunnittelemalla viestintäjärjestelmä sellaiseksi, että se ilmaisee siirretyt signaalin koherentisti ei-koherenttien vastaanottotekniikoiden käyttämisen asemesta. Alan asiantuntijoille on selvää, että koherentti vastaanotin vaatii pienemmän signaalikohinasuhteen (Eb/N0) kuin minkä saman 15 bittivirhesuhteen omaava ei-koherentti vastaanotin vaatii (ts. tietyn suunnittelurajoituksen, joka ilmaisee hyväksyttävän häiriötason). Karkeasti ottaen näiden välillä on kolmen desibelin (dB) ero Rayleigh-häipyneellä kanavalla. Koherentin vastaanottimen etu on merkittävämpi toistevas-20 taanottoa (diversity reception) käytettäessä, koska optimaalisella koherentilla vastaanottimella ei ole yhdistä-;f! mishäviötä (combining loss), kun taas ei-koherentilla vastaanottimella on aina yhdistämishäviöitä.

» . : 25 Eräs sellainen menetelmä siirrettyjen signaalien koheren tin vastaanoton helpottamiseksi on pilottisignaalin käyt-! täminen. Esimerkiksi solukkojärjestelmässä myötäkanava eli alaspäinen yhteys (down-link, so. tukiasemalta matkaviestinlaitteelle) voidaan ilmaista koherentisti, jos tuki-30 asema lähettää pilottisignaalin. Silloin kaikki matkavies-,· tinlaitteen käyttävät pilottikanavan signaalia kanavan ; V; vaihe- ja itseisarvoparametrien estimoimiseksi. Vasta- .·**. kanavalla (up-link, so. matkaviestimeltä tukiasemalle) tällaisen yhteisen pilottisignaalin käyttö ei ole miele- ’ 35 kästä. Tämän johdosta alan asiantuntijat usein olettavat, 5 113227 että vain ei-koherentit ilmaisutekniikat soveltuvat ylä-päisen yhteyden viestiliikenteelle.

Eräs ratkaisu koherentin ylöspäisen yhteyden kanavan tar-5 peelle löytyy US-patenttijulkaisusta n:o 5,329,547, patentti myönnetty Fuyun Lingille, siirretty yhdessä esillä olevan patenttihakemuksen kanssa Motorola, Inc.:ille. Tämä patenttijulkaisu esittää referenssibittien sijoittamista informaatiodatavirtaan ennen hajotusta ja lähetystä ja 10 näiden referenssinäytteiden myöhempää erottamista ja niiden käyttämistä kanavavasteen estimaatin muodostamisessa. Tätä estimoitua kanavavastetta vuorostaan käytetään estimoitujen datasymbolien ilmaisemiseksi koherentisti.

15 Vaikka tämä ratkaisu sallii koherentin ilmaisun, siinä on oletettu, että käytetään enemmän tai vähemmän standardin mukaisia tahdistus- ja nopeudenilmaisutekniikkoja. Tällaiset tekniikat eivät kuitenkaan käytä hyväksi tunnettua tahdistuskuviota, ja vastaanottimen suorituskyvyssä on 20 lisähuononnuksia, joita voitaisiin parantaa, jos pystyttäisiin käyttämään hyväksi tätä tunnettua tahdistusku-,·,· viota. Tällaisten ongelmien joukossa ovat taajuuserot, leveän haaran aiheuttama häipymä ("fat" finger fading) ja n/4 QPSK (quaternary phase shift keying; kvatemaarinen * : 25 vaihemodulointi) -tahdistus. Taajuuserot voivat aiheutua esimerkiksi siitä, että kideoskillaattorin epätarkkuuksien « · !!! vuoksi lähettimen/vastaanottimen kello ei ole täydellisesti lukittu, sekä suurista Doppler-taajuussiir-tymistä (kuten suurilla nopeuksilla avoimilla alueilla ·’ 30 liikkuvista ajoneuvoista). Leveä haara ("fat" finger) on ...* demodulaattoripiirin haara (finger) , joka on enemmän kuin yhden säteen levyinen ja jolla on pienempi kuin yhden ali-bitin differentiaalinen viive. Mikäli leveä haara esiintyy ilman jonkin muotoista kompensointia, niin on mahdollista, 35 että haara keskittyy heikommalle säteelle, mistä aiheutuu 6 113227 signaalin laadun heikkeneminen. Edelleen, jos nopeuden ilmaisu on joko rajoitettu ainoastaan niihin kehyksiin, joita aina käytetään kaikilla puhenopeuksilla (esim. kehyksiin, jotka herätetään 1/8-nopeuksisen puhekoodauksen 5 aikana), tai suoritetaan kaikilla kehyksillä, virheellisen nopeudenmäärityksen todennäköisyys on suurempi ja äärimmillään heikentää sekä signaalin saantoa että kanavan estimointia. Siten on olemassa sellaisen parannetun koherentin viestintäjärjestelmän tarve, joka kompensoi 10 nämä sekä muut ongelmat.

Kuvio 1 on lohkokaavio, joka esittää esillä olevan keksinnön mukaisen viestintäjärjestelmän parhaana pidettyä suoritusmuotoa.

15

Kuvio 2 esittää parhaana pidetyn suoritusmuodon viestintäkanavan kehysrakennetta, jota käytetään kuviossa 1 esitetyssä viestintäjärjestelmässä.

20 Kuvio 3 on lohkokaavio, joka esittää parhaana pidetyn suoritusmuodon vastaanottimen etuosaa (front end) ja näyt-teitintä, joita käytetään kuviossa 1 esitetyssä vastaanot-: timessa.

| 25 Kuvio 4 on lohkokaavio, joka esittää parhaana pidetyn I » suoritusmuodon demodulointipiirejä, joita käytetään ku-viossa 1 esitetyssä vastaanottimessa.

» ·

Kuvio 5 on lohkokaavio, joka esittää toisen suoritusmuodon * · 30 demodulointipiirejä, joita käytetään kuviossa 1 esitetyssä vastaanottimessa.

Kuvio 6 on lohkokaavio, joka esittää parhaana pidetyn ·, suoritusmuodon puskuria ja ajoituksen ohjausta, joita ;··’ 35 käytetään kuviossa 1 esitetyssä vastaanottimessa.

> · 7 113227

Kuvio 7 on lohkokaavio, joka esittää parhaana pidetyn suoritusmuodon tehon estimaattori- ja ajoituksen ohjaus-piirejä, joita käytetään kuviossa 1 esitetyssä vastaanot-timessa.

5

Kuvio 8 esittää kuviossa 1 esitetyssä viestintäjärjestelmässä käytettävää viestintäkanavan kehysrakennetta eri nopeuksilla .

10 Kuvio 9 on lohkokaavio, joka esittää parhaana pidetyn suoritusmuodon nopeuden estimointi- ja kanavan estimointi-piirejä, joita käytetään kuviossa 1 esitetyssä vastaanot-timessa.

15 Kuvio 10 on vuokaavio, joka esittää parhaana pidetyn suoritusmuodon menetelmää nopeuden estimoimiseksi ja kanavan estimoimiseksi kuviossa 1 esitetyssä vastaanottimessa.

Kuvio 11 esittää vastaanotettua signaalia ja sen suodatet-20 tuja segmenttejä kuvion 10 nopeuden estimointimenetelmää käytettäessä.

;* * Kuvio 12 on graafinen kuvio, joka esittää kanavan esti- « * :v. moinnin ulostulojen vertailua kuviossa 1 esitetyssä vas- • * ; 25 taanottimessa.

Kuvio 13 on graafinen kuvio, joka esittää ajoituksen esti- « i · *' ’ moinnin ulostulojen vertailua kuviossa 1 esitetyssä vas taanottimessa .

i V 30 ·,,,·’ Seuraavassa tarkastelussa esitetään parannus ylöspäisen yhteyden (up-link) DS-CDMA-viestiliikenteeseen. Tämä mene-,···, telmä käyttää koherenttia ilmaisua yhdessä referenssisym- ’’ boleihin perustuvan kanavaestimoinnin kanssa ja käyttää \i.: 35 erityisesti parannettuja ajoituksen, taajuuden ja nopeuden 8 113227 estimointitekniikkoja vastaanotetun signaalin ilmaisemiseksi optimaalisesti. Alan asiantuntijoille on selvää, että muuntyyppiset viestintäjärjestelmät (esim. henkilökohtaiset viestintäjärjestelmät (personal communication 5 systems), yhteiskäyttöiset järjestelmät (trunked systems), satelliittiviestintäjärjestelmät, dataverkot ja muut sellaiset) voidaan myös sovittaa ja/tai suunnitella käyttämään tässä selitettyjä periaatteita. On jo esitetty, että soveltamalla ylöspäisen yhteyden (up-link) DS-CDMA-viesti-10 liikenteeseen koherenttia ilmaisumenetelmää voidaan saavuttaa olennainen signaalinlaadun (Eb/N0) parannus ei-koherentteihin ilmaisutekniikkoihin verrattuna. Jäljempänä tarkastellut parannukset saavat aikaan vielä suuremman suorituskyvyn lisäyksen vastaanottimen parannetun tahdis-15 tuksen ja kanavan estimoinnin avulla.

Tehokkaan koherentin ilmaisun suorittamiseksi on välttämätöntä saada tarkka kanavaestimaatti. Kanavan estimointi-menetelmiä on pohjimmiltaan kahta tyyppiä: dataan perustu-20 va ja referenssiin perustuva. Dataan perustuva kanavaesti-mointi voidaan toteuttaa päätösohjattuna tai ei-päätösoh-jattuna. Ylöspäisen yhteyden DS-CDMA-viestiliikenteellä : kanavaestimaattorin täytyy toimia pienillä signaaliko- hinasuhteilla, ja häipyminen on suhteellisen nopeata.

. . : 25 Tämän johdosta päätösohjattu menetelmä ei ole tarkoituk senmukainen suuren päätösvirhesuhteen vuoksi. Toisaalta ,! ei-päätösohjatulla menetelmällä, kuten menetelmällä, joka on kuvattu A. J. Viterbin ja A. M. Viterbin kirjoituksessa "Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrier Phase with * 30 Application to Burst Digital Transmission", IEEE Trans, on Info. Theory, Vol. IT-29, n:o 4, ss. 543-551, heinäkuu 1983, kanavaestimaatin vaihe on aina moniarvoinen, esim. 180°:n moniarvoisuus binaarisella vaihemoduloidulla (binary phase shift key (BPSK)) signaloinnilla tai 90°:n moni-* '- 35 arvoisuus kvaternaarisella vaihemoduloidulla (quaternary 9 113227 phase shift key (QPSK)) signaloinnilla. Tämän johdosta on välttämätöntä käyttää differentiaalista koodausta sen vaikutuksen eliminoimiseksi. Kuten alan asiantuntijoille on selvää, viestintäjärjestelmät, joissa differentiaali-5 sesti koodattuja signaaleja siirretään Rayleigh-häipyvien kanavien kautta, myös koherenttia ilmaisua käytettäessä, tarvitsevat kuitenkin silti yli 3 dB suuremman Eb/N0:n kuin ei-differentiaalisesti koodattu vaihemoduloitu (phase shift keying (PSK)) signalointi.

10

Eräs tapa päätösvirhe- ja vaiheen moniarvoisuusongelman ratkaisemiseksi on käyttää referenssisymboleja kanavan estimoimiseksi. Referenssisymboleihin perustuva kanavaes-timointi on selitetty seuraavassa. Vastaanottimen tuntemat 15 referenssisymbolit sijoitetaan informaatiota siirtävien databittien sekvenssiin, joka voi käsittää koodattuja symboleja. Vastaanottimessa referenssisymboleja vastaavia vastaanotettuja signaalinäytteitä käytetään kanavaestimaa-tin kehittämiseksi. Koska referenssisymbolit ovat koheren-20 tin suorasekvenssi-hajaspektrivastaanottimen tuntemat, niin päätösvirheitä ei ole, ja tulokseksi saatavan kanava-' estimaatin vaihe ei ole moniarvoinen. Tämän johdosta on • ,1 saatu aikaan virhesietoinen viestintäjärjestelmä, jossa käytetään ei-differentiaalisesti koodattua signalointia.

25

Sijoitetut referenssisymbolit voidaan organisoida lohkoi-! hin tai hajauttaa tasaisesti. Tasaisesti häipyvällä kana-

> I

valla on toivottavaa, että referenssisymbolit sijoitetaan datavirtaan jaksollisesti ja tasaisesti. DS-CDMA:n ylös-30 päisellä yhteydellä RAKE-vastaanottimellä edustakäsitte- .* lyssä kunkin "RAKE-haaran" (RAKE "finger") ulostuloa voi- V: daan käsitellä ikäänkuin se olisi tasaisesti häipynyt ·, signaali. Parhaana pidetyn suoritusmuodon viestintäjärjes telmä sijoittaa siten yhden referenssisymbolin tasaisesti 35 kuhunkin M koodattuun datasymboliin.

10 113227 RAKE-vastaanottimien toimintaperiaate on kuvattu R. Pricen ja P. E. Green, Jr.:n kirjoituksessa "A Communication Technique for Multipath Channels", Proceedings of the IREt maaliskuu 1958, sivut 555-570. Lyhyesti sanoen RAKE-vas-5 taanotin suorittaa vastaanotetun signaalin monitieominai-suuksien jatkuvaa, yksityiskohtaista mittausta. Täten saatuja tietoja käytetään sen jälkeen selektiivisen häipymän voittamiseksi ilmaisemalla signaali kutakin haarasta erikseen käyttäen korrelointimenetelmää ja yhdistämällä 10 nämä kaikusignaalit algebrallisesti yhdeksi ainoaksi ilmaistuksi signaaliksi.

Kuviossa 1 on esitetty järjestelmä koherenttia viestilii-kennettä varten hajaspektriviestintäjärjestelmässä. Jäl-15 jempänä esitetyn parhaana pidetyn suoritusmuodon vastaanottimen ymmärtämiseksi paremmin on ensin esitetty tällaisen vastaanottimen yhteydessä käytettävän parhaana pidetyn lähettimen kuvaus. Aluksi viestintäjärjestelmän lähettimen 101 koodaus- ja lomitteluosassa 104 liikennekanavan data-20 bitit 102 syötetään kooderiin tietyllä bittinopeudella (esim. 9,6 kilobit/sekunti (kbit/s)). Syötettävät liiken-nekanavan databitit voivat sisältää vokooderin dataksi muuntamaa puhetta, puhdasta dataa (video mukaanlukien), näiden kahden datatyypin yhdistelmän jne. Kooderi koodaa : 25 syötetyt databitit 102 databiteiksi kiinteällä koodausno- peudella (1/r) koodausalgoritmilla, joka helpottaa vas-! taanotettujen datanäytteiden myöhempää maksimitodennäköi- syysdekoodausta databiteiksi (esim. konvoluutio- ja lohko-koodausalgoritmit) . Kooderi koodaa syötetyt databitit 102 ·' 30 (esim. 192 syötettyä databittiä, jotka vastaanotettiin datanopeudella 9,6 kbit/s) kiinteällä koodausnopeudella esimerkiksi yksi databitti kolmea koodattua databittiä kohti (so. 1/3) siten, että kooderi antaa databitit, esim. 576 databittiä, tulostettuna nopeudella 28,8 kbit/s). Nämä ’’ 35 databitit syötetään sen jälkeen lomittimeen, joka järjes- 11 113227 telee datan bittilohkoihin (so. kehyksiin) ja lohkolomit-telee syötetyt databitit. Lomittimessa databitit syötetään yksitellen matriisiin, joka määrittelee ennalta määrätyn kokoisen databittilohkon. Databitit syötetään matriisissa 5 oleviin paikkoihin siten, että matriisia täytetään pysty-riveittäin. Databitit tulostetaan yksitellen matriisissa olevista paikoista siten, että matriisia tyhjennetään vaakariveittäin. Matriisi on tyypillisesti neliömatriisi, jonka vaakarivien lukumäärä on yhtä suuri kuin pystyrivien 10 lukumäärä. Voidaan kuitenkin valita muita matriisimuotoja peräkkäin syötettyjen ei-lomiteltujen databittien välisen lomitteluetäisyyden suurentamiseksi ulostulossa. Koode-ri/lomitin 104 tuottaa ulostulona lomitellut databitit 110 samalla databittinopeudella kuin ne syötettiin lomittimeen 15 (esim. 28,8 kbit/s (kilobittiä/sekunti)). Matriisin määrittelemän databittilohkon ennalta määrätty koko johdetaan niiden databittien enimmäismäärästä, jotka voidaan siirtää koodatulla bittinopeudella ennalta määrätyn pituuden omaavassa siirtolohkossa. Esimerkiksi jos 20 databitit tuotetaan ulostulona kooderista nopeudella 28,8 kbit/s ja jos siirtolohkon ennalta määrätty pituus on 20 millisekuntia, niin databittilohkon ennalta määrätty koko • | on 28,8 kbit/s kertaa 20 millisekuntia, joka on yhtä kuin ' 576 databittiä, mikä määrittelee 18 kertaa 32 matriisin.

25 / Lomitellut databitit 110 syötetään sen jälkeen referenssi- ; bittien sijoittimeen 112, joka sijoittaa L tunnettua refe- renssibittiparia (jotka tahtibittigeneraattori 111 kehittää, joka vastaanottaa nopeusinformaation 105 vokooderil-30 ta, kuvatussa tapauksessa kooderin 104 kautta) jokaista M / lomiteltua databittiparia 110 kohti. Seuraavan tarkastelun \ yksinkertaistamiseksi on oletettu, että L=1 ja M=3 (kuten kuviossa 2 on esitetty), mikä muodostaa neljän symbolin ryhmän. Alan asiantuntijoille on selvää, että esillä ole-35 van keksinnön piiristä ja hengestä poikkeamatta L:llä ja * > • · > » 12 113227 M:llä voi olla mikä tahansa arvo. Parhaana pidetyssä suoritusmuodossa sijoitetuilla referenssibiteillä on sellaiset arvot, että ne muodostavat ennalta määrättyjä sekvenssejä, joista vastaanotin voi määrittää kyseessä olevan no-5 peusinformaation. Siten esimerkiksi käytettäessä IS-95:n tapaista rakennetta, jossa on 16 tehonsäätöryhmää kehystä kohti ja niissä kussakin 24 symbolia, yhdessä esillä olevan keksinnön referenssibittirakenteen kanssa (kussakin tehonsäätöryhmässä on esim. 6 segmenttiä ja kussakin niis-10 tä 1 referenssisymboli (L=l) ja 3 datasymbolia (M=3, jossa M on referenssibittiparien välissä olevien databittiparien lukumäärä), voitaisiin käyttää seuraavia sekvenssejä: 1) täydellä nopeudella sijoitetaan referenssisymboleille (rO - r95, so. kaikille symboleille (6:lie kussakin) 16 tehon-15 säätöryhmässä) arvo 1+j (=r0); 2) puolella nopeudella si joitetaan symbolit =r0 ensimmäiseen ja yhdeksänteen ryhmään, parilliset symbolit = rO sekä parittomat symbolit = -rO kolmanteen, viidenteen, seitsemänteen, yhdenteentoista, kolmanteentoista ja viidenteentoista ryhmään, ja 20 kaikki muut jäljellä olevat symbolit = X (jossa X tarkoittaa "merkityksetön" ("don't care"), koska näitä ryhmiä ei lähetetä); ja 3) kahdeksasosanopeudella sijoitetaan paril-j liset symbolit = rO ja parittomat symbolit = -rO ensimmäi seen ja yhdeksänteen ryhmään ja kaikki muut symbolit = 0.

; 25 Jos käytettäisiin tehonsäätöryhmien positioiden satunnais tamista, niin kuvaus herätettyjen ryhmien sekvenssissä ; satunnaistamisen avulla valittuihin voidaan saada aikaan helposti. (IS-95:ssä satunnaistaminen edellyttää, että mahdolliset käytettävät kahdeksasosanopeuksiset ryhmät .· 30 ovat mahdollisten neljäsosanopeuksisten ryhmien osajoukko, joka on mahdollisten puolinopeuksisten ryhmien osajoukko, kuten kuviossa 8 on esitetty). Alan asiantuntijalle on selvää, että voidaan käyttää eri sekvenssiperheitä ja että näitä voidaan myös laajentaa, jos lisää informaatiosanomia 35 on määrä lähettää. Siten esimerkiksi jos kehystä kohti on t 13 113227 lisäksi määrä lähettää informaatiobitti B (esim. tehonsää-töbitti tai vastaanotettu kehysvirhesuhde lähetysyksikössä 101) , niin voitaisiin käyttää ensimmäistä referenssisek-venssiperhettä (kuten edellä kuvattua), jos B = 0. Jos 5 B = 1, voitaisiin käyttää seuraavia lisäsekvenssejä: 1) täydellä nopeudella kaikki symbolit = rO parittomissa (1, 3, ... 15) ryhmissä ja = -rO parillisissa (2, 4, ... 16) ryhmissä; 2) puolella nopeudella käytetään samaa sekvenssiä kuin täydellä nopeudella lukuunottamatta ryhmiä 3, 7, 10 11 ja 15, joissa ryhmän referenssi symboli jono on rhJ1f = {rO rO rO -rO -rO -rO}; 3) neljäsosanopeudella ryhmiin 5 ja 13 sijoitetaan symbolijono r^j, kun taas ryhmät 1 ja 9 pysyvät samanlaisina kuin edellä; ja 4) kahdeksasosanopeu-della ryhmiin 1 ja 9 sijoitetaan myös symbolijono rha1f. 15 Vaikka todennäköisyys B:n lähettämiselle oikein täydellä nopeudella pysyy suurena (Pr{virhe) < 10 % voi olla hyväksyttävä tässä tarkoituksessa), niin virheen todennäköisyys on pienillä nopeuksilla suurempi, koska pienemmillä nopeuksilla sekvensseillä ei ylläpidetä nollan suuruista ris-20 tikorrelaatiota.

: Jos L=1 ja M=3, referenssibittien sijoitin 112 tuottaa ulostulona 768 referenssikoodattua bittiä 114 kutakin loh-koa (so. kehystä) kohti siten, että kunkin kuuden data-,·, : 25 bitin ryhmän väliin sijoitetaan kaksi referenssibittiä.

·] Kuviossa 2 on esitetty esimerkki hajotettavaksi valmiista referenssikoodattujen databittien 114 lohkosta (so.

* kehyksestä), joka on muodostunut 48 bitistä (missä kukin d edustaa databittiä ja kukin r edustaa referenssibittiä).

: 30

Referenssikoodatut databitit 114 syötetään viestintäjär-; jestelmän modulointiosaan 116. Databitit 114 vastaanote- taan puskuriin 118, josta bittivirran reaali- ja imaginaa- • riosa myöhemmin luetaan ja hajotetaan erikseen Walsh-koo- ' 35 din Wj ja PN-koodisekvenssien PNi avulla kertojilla 120- » * 14 113227 121. Vaihtoehtoisesti reaali- ja imaginaarihaaroilla voidaan käyttää eri koodisekvenssiä PNi ja PNq. Jos sekä reaali- että imaginaaridatavirroilla käytetään samaa PNi-koodia, niin Walsh-koodi toimii käyttäjäkohtaisena symbo-5 lisekvenssinä eli yksiselitteisenä käyttäjäkoodina. Refe-renssikoodattu datavirta saapuu modulointiosaan 116 nopeudella 38,4 kbit/s. Databittien kukin 6 ryhmän jakso (so. 3 paria (parin muodostaessa 1 QPSK-symbolin), 1 referenssi-bittipari x 6 ryhmää = 48 bittiä) hajotetaan sen jälkeen 10 yhden ainoan 64 symbolin pituisen koodin tulostamiseksi syötettyä symbolia kohti suuremmalla kiinteällä symbo-linopeudella (esim. 1228,8 kilosymbolia/sekunti, joka esitetään myös muodossa 1,2288 mega alibittiä/sekunti). Alan asiantuntijoille on selvää, että referenssikoodattu-15 jen databittien virrassa 114 olevat referenssibitit ja databitit voidaan hajottaa useiden muiden algoritmien mukaan suuremman pituuden omaavien koodien sekvenssiksi esillä olevan keksinnön piiristä ja hengestä poikkeamatta.

20 n/4 QPSK-modulointia käytettäessä hajotettua symbolivirtaa kierretään sen jälkeen kertojalla 122 n/4:n verran jokai-sella alibitillä; vaihtoehtoisissa moduloinneissa kuten • QPSK tämä vaihe jätetään pois. Sen jälkeen symbolivirrat \ FIR-suodatetaan (finite impulse response; äärellinen im- , ; 25 pulssivaste) kaistan ulkopuolisen energian vähentämiseksi asetetun arvon alapuolelle, muunnetaan analogiseksi sig-; naalivirraksi ja lisäksi alipäästösuodatetaan suoti- men/DAM:ien (digitaali-analogimuuntimien) 124, 125 avulla. Analogisignaaliksi muuntamisen jälkeen näistä kahdesta 30 symbolivirrasta saadut symbolit kvadartuurimoduloidaan ja ,,· summataan summaimilla 126, 127 ja 128; vaihtoehtoisesti V. signaalit voitaisiin yhdistää suoran digitaalisen syntee- ··, sin avulla. Lopuksi moduloitu signaali vielä vahvistetaan ·’ LPA:11a (linear power amplifier; lineaarinen tehovahvis- 35 15 113227 tin) 129 ja annetaan antenniin 130 viestintäkanavalla 131 lähetettäväksi.

Viestintäjärjestelmän parhaana pidetyn suoritusmuodon 5 vastaanotin 135 vastaanottaa lähetetyn hajaspektrisignaa-lin viestintäkanavalta 131 antennin 137 kautta. Vastaanotettu referenssisymboleilla koodattu hajaspektrisignaali suodatetaan ja alassekoitetaan analogisella etuosalla 139 ja syötetään demodulaattoripiireihin 140. Antennia 136 ja 10 demodulaattoria 138 käytetään samalla tavoin signaalin toistevastaanoton suorittamiseksi.

Kokoaja ja näytteitin (despreader and sampler) 126 näyt-teittävät seuraavaksi hajaspektrisignaalin kootuiksi (de-15 spread) näytteiksi 148. Nämä näytteet 148 käsittävät sekä referenssi- että datanäytteitä, joten referenssinäytteiden erotinta 150 käytetään erottamaan referenssinäyteinformaa-tio datasignaalinäytteistä. Referenssinäytteet 152 tuotetaan ulostulona kanavaestimaattoriin 154, kun taas koo-20 tusta näytteitetystä signaalista 148 jäljellä olevat data-näytteet 158 tuotetaan ulostulona koherenttiin ilmaisimeen 160 datasymbolien 162 ilmaisemiseksi myöhemmin koherentis-ti datanäytteistä 158. Lopuksi ilmaistut datasymbolit 162-164 summataan summaimessa 180 muista haaroista tai toiste-: 25 haaroista saatujen muiden ilmaistujen datasymbolien kanssa ·. ja tuotetaan ulostulona viestintäjärjestelmän dekoodaus- osaan 182.

Kokoaja ja näytteitin 146 näytteittävät vastaanotetun 30 hajaspektrisignaalin mieluummin ennalta määrätyllä no- * peudella (esim. 1,2288 x 8 = 9,8304 meganäytettä/sekunti). V: Seuraavaksi näytteitetty signaali desimoidaan nopeudelle 1,2288 meganäytettä/sekunti ja kootaan korreloimalla vastaanotetut näytteitetyt signaalit hajotuskoodin kanssa. :·* 35 Tulokseksi saatava näytteitetty signaali 148 näytteitetään 16 113227 ennalta määrätyllä nopeudella ja tuotetaan ulostulona referenssinäytteiden erottimelle 150 (esim. 19,2 kilonäytettä/sekunti siten, että vastaanotetun hajaspektrisignaalin 64 näytteen sekvenssi kootaan yhdeksi 5 datanäytteeksi ja/tai esitetään yhdellä datanäytteellä).

Referenssinäytteiden erotin 150 erottaa referenssinäytteet 152 mieluummin kootusta näytteitetystä signaalista 148 ja tuottaa ulostulona referenssinäytteet 152 kanava-10 estimaattorille 154. Kootusta näytteitetystä signaalista 148 saadut datanäytteet 158 tuotetaan ulostulona koherentille ilmaisimelle 160 datasymbolien myöhempää koherenttia ilmaisua varten.

15 Voi kuitenkin ilmaantua eräs ongelma, jos kanavaestimaat-torin 154 ulostuloa käytetään vain standardinmukaisten tahdistusmenetelmien yhteydessä. Tässä tapauksessa vastaanotetun signaalin vaiheenkiertymisnopeus voi olla jopa useita kilohertsejä huonontaen signaalin saantia. Paranne-20 tun tahdistuksen ja saannin aikaansaamiseksi referenssi- näytteet 152 ja datanäytteet 158 syötetään myös tahdis-tuslaitteelle, joka mieluummin käsittää taajuuseron estimaattorin 172 ja ajoituksen ohjauksen 176. Tahdistuksen ja kanavaestimoinnin laadun parantamiseksi entisestään ; 25 nopeusestimaattori 171 määrittää sen nopeuden, jolla koo dattu data oli lähetetty (esim. täysi nopeus, puoli- tai kahdeksasosanopeus), demultipleksoiduista referenssinäyt-teistä 151 (selitetty jäljempänä) ja tuottaa ulostulona nopeusestimaatin 173 kunkin vastaanotetun kehyksen 30 päätyttyä taajuuseron estimaattorille 172 ja ajoituksen ohjaukselle 176 sekä kanavaestimaattorille 154. Tämä nopeusestimaattorin käyttö sallii kehyksen kaikkien herätettyjen aikavälien tai tehonsäätöryhmien käyttämisen muiden estimaattien johtamiseksi sen sijaan että käy-35 tettäisiin vain niitä aikavälejä, jotka on herätetty kai- 17 113227 kiila nopeuksilla. Taajuuseron estimaattori 172 johtaa estimaatin sellaiselle erotaajuudelle, jollaisen suuret dopplersiirrot tai epätarkka oskillaattori voivat aiheuttaa, ja tämä estimaatti ohjaa taajuuslukitun silmukan 5 lähettämään ohjaussignaalin 177 analogisen etuosan 139 tai näytteittimen/kokoajan 146 paikallisoskillaattorin taajuuden, digitaalisen vaiheenkorjaimen (-kiertimen) tai sentapaisen piirin asettelemiseksi. Tämä sallii jäljellä olevan taajuuseron lukitsemisen pienemmäksi kuin 50 Hz (hertsiä), 10 mikä suuresti parantaa signaalin saantoa ja ilmaisua. Lisää suorituskykyparannuksia saadaan aikaan ajoituksen ohjauksella 176, joka johtaa ja yhdistää referenssi- ja datasignaalien 152, 158 tehon estimaatit (jotka voivat olla biasoimattomia), jotka sen jälkeen vähennetään 15 toisistaan ja suodatetaan ja syötetään viivelukittuun silmukkaan ajoituksen ohjaamiseksi siten, että haara (finger) keskitetään säteen saapumisajan pitkäaikaisen keskiarvon kohdalle. Nopea ajoituksen (tyypillisesti vähemmän kuin yksi alibitti) korjaus saavutetaan myös vertaamalla usei-20 den ajoitushaarojen ajoituseroulostuloja ja poimimalla maksimiarvon omaava haara, mikä sallii demoduloinnin seu-rata huipputehoa. Tämä korjaus suoritetaan ohjaamalla t *,· veräjää 179 nopealla ajoituksen kompensointi signaali 11a , \ 178. Ajoituksen ohjaus 176, taajuuseron estimaattori 172, , ; 25 veräjä 179 ja niiden toiminta on selitetty jäljempänä yksityiskohtaisemmin kuvioiden 3-7 yhteydessä.

Lopuksi kanavaestimaattori 154 suodattaa valitun ajoitus-haaran vaihekierretyt, erotetut referenssinäytteet 152 30 nopeusestimaattiin perustuvalla suotimella biasoimattomi-en, mutta kohinallisten kanavaestimaattien saamiseksi. ,·. Paremman kanavaestimaatin 156 saamiseksi nämä kohinalliset estimaatit voidaan siirtää alipäästösuotimen kautta, joka voi olla kiinteä tai adaptiivinen, suurtaajuisten kohina-’ 35 komponenttien poistamiseksi. Tulokseksi saadut kanavaesti- 18 113227 maatit 156 ovat suhteellisen kohinattomia, ja niitä voidaan käyttää koherentissa ilmaisussa. Pantakoon merkille, että alipäästösuodatus antaa kanavaestimaatin ainoastaan (M+l)T:n välein, missä M on referenssibittien sijoittimen 5 112 kunkin referenssibittiparin väliin sijoittamien data- bittiparien lukumäärä (esim. M=3) ja missä T on kunkin da-tabittiparin (tai QPSK:lla symbolin) aikaväli. Lähetettyjen datanäytteiden koherentin ilmaisun suorittamiseksi ka-navaestimaatti täytyy saada vain T:n välein. Jos (M+1)T on 10 lyhyt suhteessa kanavan variaatioaikavakioon, niin yksinkertainen mutta tehokas menetelmä kanavaestimaatin saamiseksi T:n välein on lineaarisen interpoloinnin suorittaminen kahden, (M+l)T:n erottaman kanavaestimaatin välillä. Kuten alan asiantuntijoille on selvää, tarvittaessa voi-15 daan kuitenkin käyttää mutkikkaampia interpolointitekniik-koja.

Parhaana pidetyn suoritusmuodon koherentissa viestintäjärjestelmässä voidaan käyttää myös tehonsäätöä koko järjes-20 telmän suorituskyvyn parantamiseksi. Tehonsäätöalgoritmit voivat olla hyvin samanlaisia kuin ei-koherenteissa vies-^ tintäjärjestelmissä käytettävät algoritmit. Parhaana pide- tyn suoritusmuodon tehonsäätöalgoritmi käsittää mieluummin vastaanotetun tehon estimoinnin 1,25 ms:n (millisekunnin) : 25 välein (so. tehonsäätöryhmän joka aikavälillä) tai joka 6 *. referenssi-informaationäytteellä, so. joka 18 koodatulla datanäytteellä tai 24 kaikiaan vastaanotetulla signaali-näytteellä. Tehon estimaatti voidaan laskea useilla eri tekniikoilla. Eräs tekniikka on kanavaestimaatin laskemi-30 nen tehon estimaattorilla 146 yksinkertaisesti käyttäen 6 referenssisignaalinäytettä (so. referenssinäytteiden erot-timesta 150 saatavia referenssinäytteitä 152) kussakin 24 ·. näytteen pituisessa ryhmässä. Tehon estimaattori 166 tuottaa sen jälkeen ulostulona kanavaestimaatin /·' 35 itseisarvon neliön tehon estimaattina 168.

19 113227

Sen jälkeen kun kanavaestimaatit 158 on kehitetty, vastaanottimen jäljellä oleva osa on tavanomainen. Koherentti ilmaisin 160 kertoo kootusta näytteitetystä signaalista 148 jäljellä olevat datanäytteet 158 kanavestimaattien 156 5 konjugaatilla koherentisti ilmaistujen symbolien 162 kehittämiseksi .

Kuten alan asiantuntijoille on selvää, voidaan käyttää useita vastaanotinhaaroja 138, 140 ja vastaavia antenneja 10 136, 137 parannetun vastaanoton aikaansaamiseksi monitie- tekniikan (space diversity) avulla. Kaikki N toistevas-taanotinhaaraa toimisivat olennaisesti samalla tavalla kuin edellä kuvattu vastaanotinhaara 140 datanäytteiden noutamiseksi vastaanotetusta hajaspektrisignaalista vies-15 tintäkanavalla 131. Näiden N vastaanotinhaaran ulostulot 162 - 164 syötetään mieluummin summaimeen 180, joka yhdistää syötettyjen datasymbolien toisteet koherentisti ilmaistujen datasymbolien 181 yhdistetyksi virraksi.

20 Yksittäiset datasymbolit 181, jotka muodostavat ehdolliset päätöstiedot (soft decision data), syötetään sen jälkeen : dekoodausosaan 182, joka käsittää lomittelun poistimen ·.· (deinterleaver) , joka poistaa syötettyjen ehdollisten pää- » » ' töstietojen (so. ilmaistujen datasymbolien) lomittelun.

* ; 25 Lomittelun poistimessa ehdolliset päätöstiedot syötetään yksitellen matriisiin, joka määrittelee ennalta määrätyn ! kokoisen ehdollisten päätöstietojen lohkon. Ehdolliset päätöstiedot syötetään matriisissa oleviin paikkoihin siten, että matriisia täytetään vaakariveittäin. Ehdolliset 30 päätöstiedot, joiden lomittelu on poistettu, tuotetaan yk-silöllisesti matriisissa olevista paikoista ulostulona si-ten, että matriisia tyhjennetään pystyriveittäin. Lomit-,telun poistin tuottaa ulostulona ehdolliset päätöstiedot, • joiden lomittelu on poistettu, samalla nopeudella kuin ne ’ 35 syötettiin (esim. 28,8 kilovertauslukua/sekunti (kilomet- 20 113227 rics/second). Matriisin määrittelemä ennalta määrätty ehdollisten päätöstietojen lohkon koko johdetaan ennalta määrätyn pituisessa siirtolohkossa vastaanotetusta hajaspektrisignaalista saatujen datanäytteiden suurimmasta 5 näytteitysnopeudesta.

Ehdolliset päätöstiedot, joiden lomittelu on poistettu, syötetään sen jälkeen dekooderiin, joka käyttää maksimito-dennäköisyysdekoodaustekniikkaa estimoidun liikennekanavan 10 datasymbolien 185 kehittämiseksi. Maksimitodennäköisyysde-koodaustekniikkaa voidaan tehostaa käyttämällä olennaisesti samanlaista algoritmia kuin Viterbi-dekoodausalgoritmi. Dekooderi käyttää yksittäisten ehdollisten päätöstietojen ryhmää ehdollisen päätöksenteon muutosvertauslukujen jou-15 kon muodostamiseksi, jota käytetään maksimitodennäköisyys-sekvenssinestimointidekooderin kussakin erityisessä aikatilassa. Ehdollisten päätöstietojen lukumäärä kunkin ehdollisen päätöksenteon muutosvertauslukujen joukon muodostamiseksi käytettävässä ryhmässä vastaa kustakin syötetys-20 tä databitistä 102 kehitettyjen databittiparien lukumäärää konvoluutiokoodertin 104 ulostulossa. Ehdollisen päätök- * senteon muutosvertauslukujen lukumäärä kussakin joukossa ·,: on yhtä kuin kaksi korotettuna kussakin ryhmässä olevien ehdollisten päätöstietojen lukumäärän ilmaisemaan potens-: 25 siin. Esimerkiksi jos 1/3 konvoluutiodekooderia käytetään ·, lähettimessä 101, niin kustakin syötetystä databitistä 102 kehitetään kolme databittiä. Dekooderi 182 käyttää siten kolmen yksittäisen ehdollisen päätöstiedon ryhmiä kahdeksan ehdollisen päätöksenteon muutosvertausluvun muodosta-30 miseksi, joita käytetään maksimitodennäköisyys-sekvens- sinestimointidekooderissa kussakin erityisessä aikatilas-sa. Estimoidut datasymbolit 185 kehitetään nopeudella, joka liittyy siihen nopeuteen, jolla ehdolliset päätöstie-dot syötetään dekooderiin, ja siihen kiinteään taajuuteen, 35 jota käytetään alun perin syötettyjen databittien 102 1 · » * » t < · 21 113227 koodaamiseksi (esim. jos ehdolliset päätöstiedot syötetään nopeudella 28,8 kilovertauslukua/sekunti ja alkuperäinen koodausnopeus oli 1/3, niin estimoidut datasymbolit 185 tuotetaan ulostulona nopeudella 9600 bit/s). Vaikka tätä 5 informaatiota voidaan käyttää määritettäessä eri aikavälien käyttö kussakin kehyksessä, niin parhaana pidetyssä suoritusmuodossa nopeusestimaattori 171, joka on kuvattu kuviossa 9 jäljempänä, syöttää jo tämän informaation.

10 Parhaana pidetyn suoritusmuodon vastaanottimen 135 yksityiskohtaisempi selitys on esitetty seuraavassa kuvioiden 3-7 yhteydessä. Selvyyden vuoksi kunkin useammassa kuin yhdessä kuviossa esiintyvän elementin yksilöimiseksi on käytetty vain yhtä viitenumeroa. Alan asiantuntija havait-15 see, että kuvattu suoritusmuoto on erityisesti suunniteltu n/4 QPSK (tai QPSK jos nollakierto) -moduloiduille signaaleille. Esillä oleva keksintö ei kuitenkaan ole rajoittunut käytettäväksi vain QPSK-signaalin vastaanottamiseen, vaan sitä voidaan soveltaa mihin tahansa moduloituun sig-20 naaliin, joka voidaan vastaanottaa koherentisti, mukaanlukien, mutta ei näihin rajoittuen, OQPSK- ja BPSK-signaalit (binary phase shift keying; binaarinen vaihemodulointi).

Kuvio 3 esittää vastaanottimen 135 analogiosaa. Hajaspekt-j 25 risignaalin VT-versio (välitaajuinen, alassekoitettu versio) kaistanpäästösuodatetaan suotimella 301 kiinnostavan ( taajuuskaistan tienoilla. Suodatetulle ulostulolle suori tetaan automaattinen vahvistuksensäätö (AGC, automatic gain control) 302, minkä jälkeen se erotetaan imaginaari- » 30 seksi (Im) ja reaaliseksi (Re) signaalivirraksi L0:n (lo- t cal oscillator; paikallisoskillaattorin) 305 avulla. L0:n 305 taajuuseron säätämiseksi estimoitu erotaajuus syö-tetään LO:lie 305 kuvion 4 taajuuslukitusta silmukka-suotimesta 456 sisäänmenon "I" kautta. Sen jälkeen Im- ja ’ 35 Re-signaalit alipäästösuodatetaan ja digitoidaan sitten » 22 113227 näytteittimen 310 AD-muuntimilla (analogi-digitaali-muuntimilla) 311 ja 312. Digitoidut Im- ja Re-näytevirrat 313 ja 314 tuotetaan ulostulona demodulaattorin 140 kuhunkin haaraan (finger) sekä AGC:n ohjauspiiriin. AGC:n oh-5 jauspiiri on tyypillisesti sellainen kuin esiintyy haja-spektrivastaanottimissa, ja sitä käytetään AD-muuntimien 311 ja 312 suorituskyvyn sekä yleensä vastanottimen suorituskyvyn optimoimiseksi. Tämä säätöpiiri toimii neliöimäl-lä ja summaamalla digitoidut VT-näytevirrat, antamalla tulo loksena olevan signaalin erovahvistimelle 315 ja keski-arvoittamalla ulostulon AGC:n ohjaussignaalin kehittämiseksi .

Kuvioissa 4 - 7 on lähemmin kuvattu vastaanottimen 135 15 yhden haaran (finger) demodulaattoriosa. Jos käytetään n/4 QPSK-modulointia, niin digitoidut Im- ja Re-näytteitä 313 ja 314 kierretään vastakkaisiin suuntiin n/4:n verran kertojan/vaiheenkiertimen 420 avulla; tämä sallii edullisesti n/4 QPSK -signaalin siirtämisen kantataajuuskaistal-20 la eikä RF:llä (radio frequency; radiotaajuus). Näytteet vastaanotetaan puskuriin/ajoituksen ohjauslaitteelle 421, joka on esitetty yksityiskohtaisemmin kuviossa 6. Kukin | symboli ylinäytteitetään mieluummin nopeudella, joka on 8 ·. kertaa alibittinopeus 1,2288 M alibittiä/s. Rekistereissä ; 25 510 ja 512 on siten saman alibittijakson (so. hajotetun symbolin jakson) 8 peräkkäistä näytettä, jotka voidaan * ottaa ulos eli osoittaa esim. väliottojen 513 - 515 kautta. Kulloisetkin osoitetut rekisteripaikat ohjataan ajoi-tushaaran tulo-ohjaimella 520. Parhaana pidetyssä suori-30 tusmuodossa ohjaimen 520 avulla ohjataan kolmea eri ajoi-tushaaran tulo johtoa 422 - 424. Ohjain 520 reagoi ajoituk-sen ohjaussignaaliin 177 ("G") puskurien 510, 512 osoituk-sen asettamiseksi siten, että signaali pidetään optimoitu- * * na keskimmäisessä "oikea-aikaisessa" johdossa 422. Kaksi 35 muuta johtoa 423, 424 näytteittävät sen, jonka pitäisi

I I

23 113227 optimaalisesti olla likimäärin saman tehon omaavan symbolin joko myöhässä oleva näyte (tai viivästetty toisinto) tai ennenaikainen näyte (tai aikaistettu toisinto). Jos näyte-energia ei ole maksimoitu, so. jos myöhässä olevan 5 ja ennenaikaisen ajoitushaaran tehojen välillä on eroa, ohjaimen tehtävänä on asetella vällottojen tai johtojen osoitteita yhden näytteen (so. yhden puskurirekisterin) verran ennen seuraavan alibitin lukemista (so. 1/1,2288 μβ:η välein), kunnes keskimmäisellä väliotolla 514 jälleen 10 on suurin energia (ts. se on "oikea-aikainen" haara). Tämä saadaan aikaan kuviossa 7 esitetyssä ja jäljempänä lähemmin selitetyssä parhaana pidetyssä suoritusmuodossa suorittamalla vähennysoperaatio ennenaikaisen ja myöhässä olevan ajoitushaaran tehon estimointien välillä.

15

Puskurin ja ajoituksen ohjauksen 421 jälkeen Re- ja Im-näytteet kootaan (despread) kokoajassa (despreader) 425. Kokoaja 425 käsittää kertojat 426 ja 427 Re- ja Im-näyt-teiden kertomiseksi PN- ja Walsh-koodisekvensseillä (koon-20 tisignaaleilla) ja siten korreloimalla vastaanotettu signaali osoitettujen hajotuskoodien kanssa. Alan asiantunti-. jalle on selvää, että jos lähettimessä 101 käytetään komp- ;·'* leksista hajotussekvenssiä (esim. PNi ja PNq) ’· referenssikoodattujen databittien hajottamiseksi, mikä on > < > : 25 olennaista joissakin sovelluksissa ja vaadittaisiin BPSK:lla, niin kompleksisten vastaanotettujen hajotettujen '/_/· symbolien kokoamiseksi pitää käyttää kaksoiskertojia.

Kokoaja 425 toistuu samanlaisena kussakin ajoitushaarassa, joten saadaan muodostetuksi ennenaikaiset, myöhässä olevat 30 ja oikea-aikaiset kootut signaalit (näytteet) . Tulokseksi ,···, saadut signaalit oikea-aikaisessa haarassa integroidaan kunkin näyte jakson yli integrointi- ja dumppauspiireillä ..· 428 ja 429 siten, että ulostulona on I- (in-phase; samavaiheiset) ja Q- (quadrature phase; 90° vaihe-erossa 35 olevat) -näytteet 431 ja 432, jotka vastaavat reaalisia ja ; imaginaarisia 90° vaihe-erossa olevia näytteitä Re ja Im.

24 113227

Referenssinäytteiden erotuspiirin 150 parhaana pidetty suoritusmuoto toimii kertomalla kunkin I- ja Q-näytteen 431 ja 432 synch(I)-signaalilla (kertojien/korrelaattorien 433 ja 437 avulla) ja synch(Q)-signaalilla (kertojien 434 5 ja 436 avulla) ja summaamalla vastaavat I- ja Q-haarat summaimilla 435 ja 438. synch(I) ja synch(Q) ovat tunnettujen referenssisymbolien (tahtisymbolien), esimerkiksi pelkkiä -l:iä tai l:iä, kompleksiset konjugaatit tarkan sekvenssin ollessa tunnettu sen jälkeen kun nopeusesti-10 maatti R on käytettävissä kehyksen päätyttyä. Tämän rakenteen tarkoituksena on johtaa kanavavasteen kohinallinen estimaatti I- ja Q-komponenteista. Koska DS-CDMA:n ylös-päinen yhteys voidaan nähdä useina tasaisesti häipyvinä kanavina, niin kullakin häipyvällä kanavalla vastaanotettu 15 signaali kokoamisen jälkeen voidaan esittää muodossa: r(n) = h(n)a(n) + z(n) (1) jossa r(n) on vastaanotettu näyte arvolla n (eli nT on se 20 väli, jolla kiinnostava signaali, esim. referenssinäyt- teet, sijaitsee kokoamisen jälkeen), a(n) on vastaava ; lähetetty symboli, h (n) on häipyvää kanavaa kuvaava ali- päästetty satunnainen kompleksimuuttuja ja z(n) on summau- tuva kohina tai häiriö, joka on likimäärin valkoista ja ; 25 satunnaiskohinaa. Koska vain lähetetyt referenssisymbolit aref(n) ovat tunnetut, kanavaestimaatti muodostetaan käyttäen lähetettyä referenssisymbolia vastaavia vastaanotettuja I- ja Q-näytteitä 431 ja 432. Tässä tapauksessa kanavakertoimen kohinallinen estimaatti .* 30 voidaan esittää seuraavasti: » V. kn) = r{n)aref*{n) (2) > * i · 25 113227

Kvadratuurisella kompleksiesitystavalla tästä tulee Ä/ (») + jhQ (n) = (r, (n) + jrQ (n))(are/I (n) - jareJQ (n)) (3) 5 + + (4)

Yhtälön (4) ensimmäinen komponentti vastaa referenssinäyt-teen I-komponenttiulostuloa 439, kun taas yhtälön (4) 10 toinen komponentti vastaa referenssinäytteen Q-komponent-tiulostuloa 440 (jotka yhdessä vastaavat kuvion 1 sisään-menoja 152), kun r(n) on vastaanotettu referenssinäyte. Kumpikin referenssinäytteen I- ja Q-ulostulo 439 ja 440 syötetään kanavaestimaattoriin 154, kun taas I- ja Q-da-15 tanäytteet syötetään koherenttiin ilmaisimeen 160.

Vaikka kanavaestimaattori 154 pystyy referenssinäytteen I-ja Q-ulostuloja 439 ja 440 käyttäen määrittämään kanavan hetkellisen vaiheen ja itseisarvon koherentin ilmaisun 20 tarkoituksissa, niin se on arka taajuusajautuman ongelmille. Suhteellisen stabiileja, suuria taajuuseroja voi '·' aiheutua sellaisista vaikutuksista kuten epätarkan oskil- • laattorin aiheuttamasta lähettimen/vastaanottimen kellon t epätäydellisestä lukittumisesta sekä suurista ja pysyvistä \: 25 dopplersiirtymistä. Tavanomaisissa viestintäjärjestelmissä tällaiset poikkeamat korjataan tyypillisesti vaihelukitun silmukan (PLL, phase locked loop) avulla. Koska parhaana pidetyssä suoritusmuodossa kanavaestimaattori 154 kuitenkin pystyy estimoimaan hetkellisen vaiheen varsin tarkas- ♦ 30 ti, niin taajuuslukittua silmukkaa (FLL, frequency locked loop) voidaan käyttää PLL:n asemesta.

Parhaana pidetyssä suoritusmuodossa taajuuseron esti-maattori 172 käsittää kaksi osaa, joiden kummankin esti-i". 35 maatti perustuu vastaaviin data- (431 ja 432) ja referens- 26 113227 siulostulosignaaleihin (439 ja 440) . Viimeksi mainitussa tapauksessa erotaajuuden ilmaisin 445 käsittää kaksi viivettä 446 ja 447, kaksi kertojaa 448 ja 449 sekä sum-maimen 450. Ilmaisin toimii kertomalla viivästetyn I-kom-5 ponenttisignaalin 439 Q-komponenttisignaalilla 440 kertojassa 448 ja kertomaalla viivästetyn Q-komponenttisignaa-lin 440 I-komponenttisignaalilla 439 kertojassa 449. Ilmaisimen summattu ulostulo voidaan esittää seuraavasti: 10 f est = h, (n-1 )hQ (n) -hQ{n- \)h, (n) (5) jossa fest on erotaajuuden skaalattu estimaatti.

Erotaajuus voidaan estimoida myös informaatiota sisältäviä 15 (data) vastaanotettuja signaalinäytteitä 431 ja 432 käyttäen. Koska todellisuudessa lähetettyjä databittejä ei tunneta, niin vaihe-estimaattiin sisältyy vaiheen 90°: n (tai BPSK:lla 180°:n) moniarvoisuus. Tämän moniarvoisuuden eliminoimiseksi kullakin vastaanotetulla näytteellä suori-20 tetaan kompleksinen 4:nteen potenssiin korotusoperaatio (neliöinti BPSK:lla) piirissä 442. Neljänteen potenssiin korotettujen näytteiden reaali- (I) ja imaginaarikomponen-l tit (Q) lähetetään erotaajuuden ilmaisimeen 443, joka on samanlainen kuin erotaajuuden ilmaisin 445 referens-: 25 sinäytteillä. Tällä tavoin erotaajuuden ilmaisin 443 kehittää myös erotaajuuden skaalatun estimaatin.

Jompaakumpaa näistä kahdesta ilmaisimesta 443, 445 saatavaa taajuuspoikkeaman skaalatuista estimaateista voidaan 30 käyttää taajuuslukitun silmukan ohjaamiseksi. Toisaalta ne '>' voidaan yhdistää vielä paremman taajuuspoikkeaman estimaa- V: tin muodostamiseksi, jota vuorostaan käytetään taajuuslu- kitun silmukan ohjaamiseksi. Jos referenssinäytteistä 439, 440 ja datanäytteistä 431, 432 saatuja taajuusestimaatteja 35 27 113227 merkitään vastaavasti fd:llä ja fr:llä, niin yhdistetyksi estimaatiksi saadaan: fc = Wz£r + tyjfa (6) 5 jossa wr ja wd ovat kaksi painotuskerrointa, joiden arvot valitaan ilmaistun taajuuspoikkeaman neliöidyn arvon ja sen varianssin suhteen maksimoimiseksi. Näiden painotus-kertoimien optimiarvot ovat näytteen signaalikohinasuhteen 10 funktioita, joiden johtamistapa on alan asiantuntijan tiedossa. Jos koottujen näytteiden signaalikohinasuhde on suhteellisen suuri, voidaan yksinkertaisesti merkitä wr = wd. Nämä painotuskertoimet syötetään ilmaisimien 443, 445 ulostuloihin kertojien 451, 452 kautta, ja painotetut 15 ulostulot summataan summaimella 453. Jos vastaanottimessa 135 käytetään useita RAKE-haaroja (RAKE fingers), kuten kuvatussa suoritusmuodossa, kaikkien haarojen erotaajuuden ilmaisimien ulostulot voidaan yhdistää yhdistimellä 454 erotaajuuden skaalatun kokoniasestimaatin kehittämiseksi. 20 Nämä ulostulot voidaan myös painottaa esim. hylkäämällä sellaiset ulostulot, joiden arvo on kynnyksen alapuolella, ja/tai käyttämällä itseisarvon mukaan suurenevaa skaalat-tua painotusta.

: 25 Tämä skaalattu yhdistetty erotaajuuden estimaatti lähe- ·, tetään silmukkasuotimelle 456 veräjän 455 kautta (jonka •t toiminta on selitetty jäljempänä). Yksinkertaisimmalla ensimmäisen kertaluvun FLL:llä silmukkasuodin voi muodostua skaalausvakiosta ja integraattorista. Ensimmäisen 30 kertaluvun FLL on riittävä useimmissa sovelluksissa; kor- *' keamman kertaluvun FLL, jolla on navat silmukkasuotimessa, voi olla hyödyllinen joissakin erikoistapauksissa. FLL:n rakenne ja parametrien valinta ovat alan asiantuntijoiden tuntemat. (Katso esim. F. M. Gardner, "Characteristics of [ 35 Frequency-Tracking Loops", julkaisussa Phase-Locked Loops * * · 28 113227 (toimittajat W. C. Lindsey ja C. M. Chie), IEEE Press, New York, 1956.) Suotimen ulostulon "I" 457 jännitettä käytetään taajuuspoikkeaman korjaamiseksi syöttämällä se LO:lie 305. Vaihtoehtoisesti ulostulo 457 voidaan syöttää digi-5 taaliseen vaiheenkorjaimeen (-kiertimeen) kuten vaiheen-kiertimeen 420; esimerkki tällaisesta on esitetty kuviossa 5, jossa ulostulo 457 syötetään vaiheenkiertimeen 420 eikä LO:lie 305.

10 Myös tehon estimaattori 467 vastaanottaa referenssinäyte-439, 440 ja datanäyteulostulot 431, 432, jonka tehon esti-maattorin parhaana pidetty suoritusmuoto on esitetty kuviossa 7. Referenssinäyteulostulot 439, 440 suodatetaan FIR:llä 611 kohinan poistamiseksi. Suodatettu ulostulo 15 neliöidään piirissä 612, ja neliöity itseisarvo tuottaa referenssinäytteen (koherentin) signaalin tehon estimaatin.

Vaikka koherentin signaalin tehon estimaatti voi olla 20 riittävä ajoituksen ohjaamiseksi, parannettu ohjaus voidaan saada aikaan myös muodostamalla signaalin tehon esti- • maatti datanäyteulostulojen 431, 432 perusteella. Parhaana ; pidetyssä suoritusmuodossa nämä ulostulot 431, 432 ovat • \· kompleksisia korotettuna ' neljänteen potenssiin piirissä , : 25 615 (joka voi olla kompleksinen tehon estimaattori), ja sen jälkeen ne kumuloidaan tai keskiarvoitetaan akkurekis- ! terillä 616 kullakin referenssinäytevälillä (so. 3 data- > * näytettä referenssinäytettä kohti edellä kuvatussa suoritusmuodossa eli 1,25 ms/aikaväli -s. (42 näytettä/aikaväli 30 3 referenssinäyteparia) « 89,3 ps (mikrosekuntia)) . Akku- .* rekisterin ulostulon itseisarvon neliöjuuri johdetaan pii- rillä 617, joka antaa ei-koherentin haaran signaalitehon *. estimaatin. Lopuksi vielä kumpikin signaalitehon estimaat ti painotetaan, esimerkiksi maksimoimalla tehon estimaatin I 35 » · 29 113227 ja sen varianssin suhde, ja summataan yhdistimessä/summai-messa 618 tehon estimaatin tuottamiseksi ajoitushaaralle.

Tämä estimaatti ajoitushaaralle 602 yhdessä samanlaisten 5 estimaattien kanssa ajoitushaaroille 604 ja 606 (jotka vastaavat edellä kuvion 6 yhteydessä tarkasteltua myöhässä olevaa ja ennenaikaista ajoitushaaraa) lähetetään ajoituksen ohjausyksikköön 176 veräjien 468, 624 ja 626 kautta.

(Veräjien 468, 624 ja 626 toimintaa on käsitelty jäljempä-10 nä nopeusestimaattorin 171 yhteydessä). Ajoituksen ohjauksen 176 tehtävänä on kompensoida ajoituksen ajautuma, joka tyypillisesti on enintään yhden alibitin luokkaa sekuntia kohti.

15 Ajoituksen ajautuma kompensoidaan vähentämällä kahden tai useamman ajoitushaaran tehon estimaatit toisistaan. Parhaana pidetyssä menetelmässä, jossa käytetään kolmea ajoitushaaraa, "oikea-aikainen", "myöhässä" ja "ennenaikainen" -haarat 602-606, voidaan edullisesti käyttää myöhässä- ja 20 ennenaikainen- haaraa 604, 606 tehon estimaattien saami seksi näytteille näyteajoituksella tn+i ja tn-i, missä tn on "oikea-aikaisen" näytteen ajoitus. Myöhässä- ja ennen-I aikainen-ajoitushaarojen estimaattien erotus, jonka *. vähennin 632 määrittää, ilmaisee oikean ajoituksen ajautu- ; 25 missuunnan. Tämä erotus voidaan ajallisesti keskiarvoit- .* taa, ja jos erotus on keskimäärin nolla, näytteitysaika on ; oikea eikä mitään asettelua tehdä. Jos suodatettu erotus on positiivinen tai negatiivinen, viivelukittu silmukka-suodin 634 kehittää ohjaussignaalin 177 ("G"), joka ai- .· 30 heuttaa sen, että ohjain 520 (katso kuvio 6) asettelee if! näytteityksen ajoituksen kohti +t:ta tai -x:ta edellisestä näytteitysajasta lukien, ts. kohti oikean näytteitysajan sijaintikohtaa. Alan asiantuntija ymmärtää, miten viivelukitulle silmukalle ja suotimelle 634 asetetaan .* 35 tarkoituksenmukaiset parametrit muista tekijöistä kuten

» I

113227 30 järjestelmän rakenteesta riippuvasti. (Katso esim. Simon ym., Spread Spectrum Communications Voi. 3, Computer Science Press, 1985.) Esimerkiksi suodinvakio nopeudella 150 km/h (kilometriä/tunti) tukiaseman suhteen liikkuvan 5 matkaviestimen kompensoimiseksi olisi 6 sekunnin luokkaa (so. ((299706 km/s (valon nopeus)) (1228800 ali- bittiä/s) ) ((150 km/h) ^ (3600 s/h) ) =5,8 s/alibitti) , mikä ilmaisee täyden alibitin kelloliukumaa 5,8 sekunnissa matkaviestimen liikkumisesta johtuen. Tarvittava suurin 10 seurantanopeus (slew rate) voi olla 2-5 kertaa nopeampi hyvin nopeiden junien ja alkutilan väärien asetusten huomioonottamiseksi. Tämän pitkäaikaisen ajoituskompensoinnin tuloksena on haaran (finger) keskitys pitkäaikaisesti keskiarvoisen säteen saapumisajan kohdalle.

15

Lyhytaikainen ajoitus on myös toivottava sellaisten olosuhteiden kompensoimiseksi kuten leveä haara ("fat finger") tai sellainen, joka vastaanottaa kaksi sädettä kummankin riippumattomasti häipyneen alibitin aikana. Parhaa-20 na pidetty menetelmä ajoituksen nopeaksi asettelemiseksi on määrittää vertaimella 636, millä ajoitushaaroista 602, ; 604 tai 606 saatavalla veräjöidyllä tehon estimaatilla on • suurin arvo. Lyhyen aikavakion (esim. pienempi kuin 1 se kunti) omaavaa alipäästösuodinta (ei esitetty) voidaan 25 valinnaisesti käyttää veräjöityjen tehon estimaattien .’ kohinan vähentämiseksi ennen vertailua. Vertain 636 antaa ; ohjaussignaalin 178 ("F") valitsimelle tai veräjälle 179, joka suorittaa vaihdon eri ajoitushaarojen data- ja refe-renssinäyteulostulojen välillä riippuen siitä, millä on .· 30 suurin estimoitu teho. Kuviossa 4 esitetyssä tapauksessa valitsimen 179 veräjät 462 ja 463 on suljettu ennenaikai-*. nen-ajoitushaaran 606 erottimen ulostuloihin K^ ja Kd, mikä ilmaisee, että suurin signaaliteho on määritetty vastaanotetuksi puskurin 421 väliotosta 513. Tällä tavoin vain 35 yhden ajoitushaaran ulostuloa, jolla on määritetty olevan » 31 113227 haaran (finger) suurin teho sillä hetkellä, käytetään kanavan estimointiin ja koherenttiin ilmaisuun tällä haaralla sillä hetkellä. Otaksutaan, että ikkunan rajajakso (limit cycle) keskittyy tyypillisesti pitkäaikaisen kom-5 pensoinnin suorittavan kompensointihaaran määrittämän arvon tienoille, ja tämä raja on tyypillisesti enintään noin ±0,5 alibittiä. Mitään lisäsiirtoa ei tarvita, koska tyypillisesti jokin toinen haara (finger) on osoitettu viereiselle oikea-aikaiselle energialle.

10

Lisäparannus voidaan saada aikaan siinä tapauksessa, että viestintäsignaali on TDM (time division multiplexed; aika-jakomultipleksoitu) signaali. Kuvio 8 esittää erästä tällaista signaalia, jolla on 20 ms:n kehys, jossa kehystä 15 kohti on kuusitoista 1,25 ms:n aikaväliä (esim. tehonsää-töryhmää). Jos lähetetään pienemmän kuin täyden nopeuden omaava signaali, käyttämättömät aikavälit voidaan edullisesti veräjöidä tai peittää kohinan vähentämiseksi ja parannetun kanavaestimaatin aikaansaamiseksi. Se käyttääkö 20 signaali 2, 4, 8 tai kaikkia 16 aikaväliä, ratkaistaan tarvittavan nopeuden mukaan, mutta esimerkiksi täydellä nopeudella käytettävät aikavälit voivat olla erilaiset : kehyksestä toiseen nopeudesta riippuen. Lisäksi aikaväli- ryhmä 1/8 nopeudella on 1/4 nopeuden aikäväliryhmän osa-| 25 joukko, joka a ikävä li ryhmä on 1/2 nopeuden a ikävä li ryhmän osajoukko. Tämä sovitelma on esitetty kuviossa 8, jossa varjostetut välit edustavat lähetettyä energiaa.

Kuvion 4 integrointi- ja dumppauspiirit 428 ja 429 asete-*' 30 taan kattamaan 1,25 ms:n aikaväli. Nopeusestimaattori 171 t vastaanottaa referenssiulostulon (so. ulostulot 439 ja 440). Todellisen (edellä tarkastellun sekvenssiperheen välityksellä) lähetettävän nopeusinformaation puuttuessa nopeusinformaatio voitaisiin silti määrittää, vaikka vä-' 35 hemmän tehokkaasti. Tällaisessa tapauksessa nopeusesti- 113227 32 maattori voitaisiin toteuttaa seuraavasti, kuten kuvion 5 vaihtoehtoisessa suoritusmuodossa on esitetty. Ensiksikin nopeusestimaattori 171 voisi myös vastaanottaa ulostulot 431 ja 432 sekä samanlaiset ulostulot muista haaroista ja 5 voi myös vastaanottaa informaation kehysdekooderilta ja käyttää näitä ulostuloja sen määrittämiseksi, mitkä välit voidaan summata ja mitkä täytyy peittää. Pitkäaikaisen ajoituksen kompensoinnin suorittamiseksi nopeusestimaatto-rin kuormituksen (tehon) estimaattia voidaan viivästää, 10 kunnes kehyksen dekoodausratkaisu ja sen aikavälien käytön määritys on tehty. Lyhytaikaisen ajoituksen kompensointi-haaroilla voi olla edullisempaa estimoita aikavälien käyttö mittaamalla tehojen erotus aikavälistä seuraavaan. Tätä estimaattia tehtäessä on avuksi, jos voimakkaimman vas-15 taanotetun signaalin omaavien haarojen sisäänmenoa painotetaan enemmän. Koska kussakin kehyksessä on vähintään kaksi käytettyä aikaväliä, niin seuraavien kahden käyttö voidaan estimoida vertaamalla tehoa näillä aikaväleillä kahden ensimmäisen tehoon. Tätä estimaattia pitää suurem-20 man tehon omaavilla haaroilla (fingers) painottaa enemmän. Mahdollinen menettelytapa olisi se, että tehdään nopeus-: ratkaisu vain voimakkaimman haaran (finger) sisäänmenon ;* ,· avulla (tai kahdesta voimakkaimmasta muodostetun keskiar- von avulla, jos ne ovat likimäärin yhtäsuuret) . Eräs vaih-: 25 toehto on määrittää estimaattien tehojen summa kokonaises- timaatin saamiseksi. Odotettu kohinateho on tyypillisesti ! suurempi kuin näytteen teho tässä kohdassa, joten keskiar- voittamalla seuraavien kahden ehdolla olevan aikavälin 24 näytteen yli saavutetaan 6,9 dB:n parannus, jonka pitäisi .* 30 olla riittävän hyvä, jotta se estimoisi aikavälien käyttöä ; * oikein enimmän osan ajasta, jos voimakkainta haaraa (fin-*. ger) käytetään estimaatin määrittämiseksi. Jos alkuratkai- . *·. su on, että ollaan vastaanottamassa 1/8 nopeuden omaavaa • kehystä, niin menettelyä mieluummin jatketaan sen varmis- i 35 tamiseksi, että tämä on oikea ratkaisu. Tässä menetelmässä » i 33 113227 seuraavat 4 aikaväliä keskiarvoitettaisiin ja, jos keskiarvo on tarpeeksi suuri, alkuperäistä 1/8 nopeusrat-kaisua muutetaan. Tätä voidaan jatkaa täyden nopeuden välin tehojen tutkimiseen asti.

5

Samanlaista veräjöintisovitelmaa käytetään taajuuspoikkea-man estimaattorissa 172. Tässä tapauksessa taajuuspoik-keaman ilmaisimien 443, 445 ulostuloa täytyy painottaa, ja se veräjöidään veräjän 455 kautta. Jos taajuus muuttuu no-10 peasti, päivityksen täytyy olla 20 ms:n datakehyksen luokkaa. Koska kanavaestimaattori 154 pystyy käsittelemään dopplersiirtymistä aiheutuvan nopean vaiheenmuutoksen, niin taajuuslukitun silmukan tarkoituksena on kompensoida suurten mutta suhteellisen stabiilien taajuuspoikkeamien 15 hitaat vaihtelut aiheuttamatta ei-hyväksyttävää lisäkohi-naa. Siitä syystä taajuuslukittu silmukka suorittaa pitkäaikaisesti keskiarvo!tetun ohjauksen taajuuspoikkeamien ja vakiotilan dopplertaajuussiirtymien huomioonottamiseksi (kuten esimerkiksi liikuttaessa tukiasemaa kohti Rician-20 häipyvällä radiokanavalla). Pitkäaikainen ohjaus voi käyttää hyödyksi dekooderin 182 nopeusratkaisua veräjöitäessä signaalisisäänmeno FLL:n suotimelle 456.

Nykyisin parhaana pidetty menetelmä nopeuden estimoimisek-: 25 si käyttää kuitenkin hyödyksi kykyä lähettää referenssi- '. symbolisekvenssiperhe, jossa kukin sekvenssi määrittelee eri nopeuden ja siten aikavälin käytön. Tämä antaa tarkemman nopeusestimaatin vähemmällä monimutkaisuudella sekä , välttää dekooderista 182 saatavan vanhemman tai viiväste- 30 tyn informaation käyttämisen.

Nopeusestimaattorin 171 nykyisin parhaana pidetyn suori-tusmuodon toiminta on esitetty lähemmin kuvioissa 9-11. Kuvio 9 esittää loogista lohkokaaviota, ja kuvio 10 on * 35 parhaana pidetyn menetelmän vuokaavio nopeuden ja kanavan i 34 113227 estimoimiseksi kuvion 4 vastaanottimessa. Nopeusestimaat-tori 171 vastaanottaa kohinalliset, häipyneet referens-sinäytteet 151 demultiplekseristä 430 (joka tietää koottujen näytteiden paikat riittävällä tarkkuudella referens-5 sinäytteiden multipleksoimiseksi datanäytteistä), kun ne on erotettu (vaiheet 802-804) . Näitä referenssinäytteitä 151 puskuroidaan nopeusestimaattorin 171 puskuriin 705, kunnes kaikki kehyksen symbolit on vastaanotettu (esim. 96 symbolia täydellä nopeudella). Referenssisymbolivirta 10 ajoituksen ohjaukseen 176, taajuuspoikkeaman estimaatto- rille 172 ja kanavaestimaattorille 154 on puskuroitu aikaisemmin (katso esim. demultiplekseriä 430 seuraava puskuri 707; ei-kierrettyjä demultipleksoituja referenssi-näytteitä puskuroidaan sillä tavoin, kunnes tarkoituksen-15 mukainen sekvenssiperhe voidaan syöttää kiertimiin 433, 434, 436 ja 437) niiden käsittelyn viivästämiseksi, kunnes nopeusestimaatti 173 on vastaanotettu. Koska kaikki vastaanotetut "symbolit" eivät vastaa lähetettyjä symboleja (esim. täyttä nopeutta pienemmällä nopeudella vain infor-20 maatiota siirtävien tehonsäätöryhmien verhokäyrä on moduloitu, joten jäljelle jäävä informaatio on kohinaa), no-/ peusestimaattori 171 suorittaa vastaanotetun referenssi- ! symbolivirran kvasikoherentin korreloinnin nopeudenmää- rittimessä 706 (joka parhaana pidetyssä suoritusmuodossa : 25 saadaan aikaan asianmukaisesti ohjelmoidulla ASIC:illa (application specific integrated circuit; sovelluspiiri) tai DSP:llä (digital signal processor; digitaalinen signaaliprosessori) . Kvasikoherenttia korrelointia käytetään, koska kanava on koherentti tehonsäätöryhmän kestoaikana ' 30 (ts. 100 km/h ja 900 MHz Rayleigh-häipyneellä kanavalla kanava on koherentti alle 4 ms:n ajan). Korrelointi suoritetaan (vaihe 812) kutakin mahdollista lähetettyä sekvenssiä, esimerkiksi edellä tarkasteltuja täyden nopeuden, puolen nopeuden, neljäsosa- ja kahdeksasosanopeuden sek-35 venssejä vastaan. Käytetään mieluummin osittaisen sisätu- 35 113227 lon neliöiden summaa (jota merkitään MJ kertoimella kA skaalattuna. M. voidaan määrittää seuraavan yhtälön mukaan: 5 ^,=£ii>A/ia m g=l j=\ jossa rn on vastaanotettu referenssisymboli ja sn i on yksi mahdollisista sekvensseistä, joita merkitään {s0}, {sj, {s2}, {s3} ja jotka vastaavat nopeuksia täydestä nopeudesta 10 kahdeksasosanopeuteen. Kussakin 16 tehonsäätöryhmässä on 6 referenssisymbolia, joten koherentti korrelointi tehdään kunkin tehosäätöryhmän aikajänteellä. Osittainen korre-lointitulos neliöidään kullakin ryhmällä, ja määritetään neliösumma näiden 16 ryhmän yli. Tämä skaalataan kertoi-15 mella ki = 1, 2, 4 tai 8, kun i = 0, 1, 2 tai 3.

Skaalattujen tulosten suurimman arvon indeksi annetaan nopeusestimaattina 173 eli R:nä. Vaihtoehtoisesti referenssisekvenssit voitaisiin laajentaa käsittämään muuta informaatiota, esim. tehonsäätöinformaatiota lä- 20 hettävältä tilaajalta. Esimerkiksi siirrettäessä täydellä, : puolella ja kahdeksasosanopeudella, plus yksi bitti > tehonsäätöinformaatiota, käytetään 6 sekvenssiä {sj, i = 0,...,5.

25 Tämä nopeuden estimointimenetelmä on vähemmän monimutkainen ja tarkempi täydellä nopeudella kuin IS-95:n ylöspäi-selle viestiliikenteelle ehdotettu tekniikka, jota voitaisiin soveltaa tässä selitettyyn IS-95-tapaiseen radiolaitteeseen. Ehdotetussa IS-95-tekniikassa nopeudenmääritys 30 tehdään käyttämällä 256-tilaista Viterbi-dekooderia neljä kertaa, yksi kerta kutakin mahdollista nopeutta kohti.

, Pariteetintarkistussanat (CRC (cyclic redundancy check) eli syklinen redundanssitarkistus tai jokin muu kehyksen t * » laadun ilmaisin) tutkitaan sen jälkeen kullakin neljällä » * 36 113227 dekoodatulla virralla sen toteamiseksi, mikä niistä ilmaisee todennäköisimmän (so. virheettömimmän) nopeuden. Alan asiantuntijalle on selvää, että tämä ehdotettu menetelmä on laskennallisesti raskaampi ja vähemmän tarkka kuin 5 esillä olevan keksinnön mukainen ratkaisu. Simuloinnit osoittavat, että energiaan perustuva nopeusilmaisin tai perusteelliset dekoodausmenetelmät ilmaisevat virheellisesti täyden nopeuden kehyksen osanopeuksiseksi kehykseksi noin 0,3 - 0,5 %:ssa ajasta, kun taas referenssisymbolei-10 hin perustuvan nopeusilmaisimen virhesuhde on pienempi kuin 0,1 %.

Nopeusestimaatin 171 määrittämisen jälkeen tämä syötetään kuhunkin kanavaestimaattoriin 154, taajuuspoikkeaman esti-15 maattoriin 172 ja ajoituksen ohjaukseen (vaiheet 814-818). Nopeusestimaattia 171 käytetään referenssinä olevan demo-dulointisekvenssin (kuvion 4 synch(I) ja synch(Q), mikä vastaa kuvion 9 lohkon 171 {sR}:ää ja on myös täysin sama kuin yhtälön (2) aref(n)) valitsemiseksi, jota sekvenssiä 20 käytetään erottimessa 150 DEMUX:ista 430 saatavien demul-tipleksoitujen referenssisymbolien kiertämiseksi. Sen t'· jälkeen kun estimaatti on tullut käytettäväksi ja kierti- men sisäänmenot ja kanavaestimaattorin suodin on valittu, kiertimen ja suotimen toiminta voidaan suorittaa rinnak-' : 25 käin. Toisin sanoen, sen jälkeen kun kukin kiertimen näyte on tullut käytettäväksi, lasketaan yksi kanavaestimaatto-^ rin suotimen ulostulo. Nopeusestimaattia 171 käytetään suotimen valinnan ohjaamiseksi operoimaan kiertimen ulostuloilla kanavaestimaattorissa 154. Mikäli nopeusestimaat-·’ 30 ti on R = 0 (so. täysi nopeus) , kaikki kehyksen symbolit .· syötetään täyden nopeuden suotimeen 711. Tämän on lähemmin esitetty kuviossa 11 signaalilla 905, joka esittää vain > niitä referenssisymboleja, signaalivirrasta 902, jotka ovat sillä kehysjaksolla 906, jolla suodin 711 operoi. 35 Täyden nopeuden suotimen ulostulo 712 tuotetaan sen 37 113227 jälkeen kanavaestimaattorista 154 ulostulona kanavaestimaatiksi 156. Jos nopeusestimaatti on jokin muu kuin R = 0 (esim. 1, 2 tai 3), referenssisymbolit 152 syötetään suotimeen 714, jolloin ulostulo 715 toimii kanava-5 estimaattina 156. Sisäänmeno suotimeen 714 (esitetty kuviossa 11) on rajoittunut herätetyillä tehonsäätöjaksoi11a 904 oleviin referenssiymboleihin 903. Vaikka ainoastaan kaksi suodinta on esitetty, alan asiantuntijalle on selvää, että kullakin nopeusestimaatilla 173 voidaan käyttää 10 eri suodinta (tai algoritmia). Esimerkiksi puolella nopeudella jotkin 2 ja 3 peräkkäisen herätetyn tehonsäätöryhmän ryhmitykset tulevat esiintymään satunnaistettuina. Tässä tapauksessa hyvä kanavan estimointisuodin antaa jonkin nollasta eriävän painon viereisille herätetyille ryhmille 15 tuotettaessa kanavaestimaatti tietylle kehyksessä olevalle ryhmälle. Lienee myös selvää, että suotimen toiminta kokonaisuudessaan on epälineaarinen, koska itse referenssisymbolit määräävät suotimen siirtofunktion.

20 Kanavaestimaattorin suotimien 711, 714 tehtävänä on muo dostaa kanavaestimaatti 156 ainakin osasta vastaanotettua : kohinallista, häipynyttä referenssisymbolivirtaa. Kanava ,· vaihtelee paljon kehyksen kestoaikana, joten kanavaesti maatti lasketaan toistuvasti; kanavaestimaattien sekvenssi : 25 ilmenee 156:ssa. Kanava voidaan estimoida esimerkiksi / siten, että ulostulo saadaan kerran vastaanotetun kehyksen ! tehonsäätöryhmän segmenttiä kohti, toisin sanoen 16 esti maattia kehystä kohti. Ilmaisin 160 käyttää näitä kanava-estimaatteja kaikkien vastaanotettujen datasymbolien 158 30 vaiheen kohdistamiseksi vaihereferenssiin 0 koko kehyksen kestoaikana (vaihe 820). Tällä tavoin ne voidaan tehok-\ kaasti yhdistää muista antenneista tai kanavaviiveistä saatujen saman sekvenssin vääristyneiden kopioiden kanssa ennen niiden lähes optimaalista koodausta Viterbi-dekoode-35 rissa 182. Aivan kuten dekooderin 182 suorituskyky on 38 113227 parempi, jos sisäänmeno on koherentti kehyksen pituuden yli, kanavan estimointisuodin 711 tai 714 tuottaa paremman kanavaestimaatin, jos sisäänmeno on koherentti koko tarkasteltavan aikajänteen yli. Tarkasteltakoon esimerkiksi 5 vastaanotettua kehystä, joka on täydellä nopeudella, mikä merkitsee sitä, että kaikki 16 tehonsäätöryhmää sisältävät energiaa. Kanavan estimointisuodin 711 tai 714 vähentää kohinaa ulostulossaan eniten (tuottaen suurimman signaali-kohinasuhde-estimaatin), jos se toimii kohinallisten, häi-10 pyneiden näytteiden aikajänteellä T£, joka on suurin piirtein yhtä suuri kuin kanavan koherenssiaika Tc.

Kanavaestimaattori 154 on eräässä mielessä "tasoitusidean" eikä "suodatusidean" sovellus. Estimaattori 154 estimoi kanavan ajanhetkellä t0 ja itse asiassa se pääsee käsiksi 15 mittaustietoihin ajanhetkestä t=-o© ajanhetkeen t=+oo-

Olosuhteissa 100 km/h ja 900 MHz Tc on noin 4 ms eli 3 tehonsäätöryhmää (1,25 ms tehonsäätöryhmää kohti). Tc muuttuu kääntäen verrannollisena ajoneuvon nopeuteen. Estimaatin signaalikohinasuhde on suurimmillaan, jos T£ on 20 likimain yhtäsuuri kuin Tc (suotimen tarkka muoto johdetaan helposti Weinerin suodinteorian pohjalta, jos häipymän ja kohinaprosessin statistiikka ovat tunnetut); ·.· suotimen tulisi operoida 3 tehonsäätöryhmän yli.

: 25 Tämä viimeksi mainittu näkökohta on merkittävä. Jos suodin • ( 711 tai 714 operoi aina 3 tehosäätöryhmän yli, se antaa osanopeuksisella datalla erittäin suboptimaalisen kanava-‘ estimaatin, koska ei-herätettyjen tehonsäätöryhmien välityksellä suotimeen syötetään säännönmukaisesti pelkkää 30 kohinaa. Vaihtoehto ennestään tunnetuilla menetelmillä, osanopeudelle suunnitellun suotimen käyttäminen, on subop-timaalinen, jos käy ilmi, että vastaanotettu kehys oli täydellä nopeudella (suboptimaalinen, koska T£<<Tc) . Esillä oleva keksintö on ratkaissut tämän ongelman estimoimalla *’ 35 puheen nopeuden suurella tarkkuudella ennen kanavaestimaa- 39 113227 tin muodostamista. Tämä sallii tarkoituksenmukaisen suotimen 711 tai 714 toteuttamisen kulloisellekin kehykselle, mikä tuottaa parhaan kanavaestimaatin täyden nopeuden tapauksessa ja hyvän estimaatin osanopeuden tapauksessa.

5 Vaihtoehtoisessa suoritusmuodossa, jossa suotimien lukumäärää on suurennettu, kukin erillisistä osanopeustapauksista (esim. puoli, neljäsosa tai kahdeksasosa) suodatetaan optimaalisesti.

10 Samoin kuin kanavaestimaattoria 154 ajoituksen ohjaus 176 käyttää nopeusestimaattoria 173 herätettyjen tehonsäätö-ryhmien suodattamiseksi, ja taajuuspoikkeaman estimaattori 172 käyttää sitä ei-herätettyjen ryhmien peittämiseksi (814-816). Tarkoituksenmukaisen suodatuksen jälkeen ajoi-15 tuksen ohjaus 176 laskee ajoituksen mitan (so. erotuksen) ja asettelee väliotot edellä selitetyllä tavalla herätettyjen ryhmien perusteella (vaihe 808). Vaihe 806 kuvaa menetelmää, jolla oikea-aikaisen haaran energiaestimaatti, laskettuna kohinallisia referenssibittejä käyttäen, voi-20 daan laskea kerran tehonsäätöryhmää kohti, ja sitä käytetään alaspäisen yhteyden (downlink) tehonsäätöbitin aset-tamiseksi tai nollaamiseksi (ts. ilmoittamaan matkaviesti-melle, onko sen teho liian suuri tai pieni) . Lisäksi nopeus informaatiot a voidaan käyttää ilmaisemaan, mitkä aika-: 25 välit ovat käyttämättömiä, esimerkiksi informaationa Vi- terbi-dekooderille 182 siitä, missä kohinalliset näytteet ovat, signaalikohinasuhteen estimaattorin käytettäväksi skaalattaessa dekooderin 182 sisäänmenoa osanopeuksisten kehysten aikana.

30

Kuviot 12 ja 13 kuvaavat joitakin hyötyjä, joita on saatu nopeusestimaatti-informaatiota käytettäessä. Kuvio 12 esittää reaaliulostuloja kanavasuotimesta 154, missä suotimen tulosignaalin 910 signaalikohinasuhde (SNR, signal ·[ 35 to noise ratio) on -0,5 dB. Osanopeus suodin 714, jossa 40 1 13227

Tf<<Tc, tuottaa kanavaestimaatin 916 lasketun SNR:n ollessa SNR = 8,0 dB. Toisaalta täyden nopeuden suodin, jossa T£=Tc, tuottaa parannetun kanavaestimaatin 914 lasketun SNR:n ollessa 10,9 dB.

5

Ajoituksen estimoinnin tapauksessa kuvio 13 esittää, miten, jos nopeusinformaatio on käytettävissä, ajoitusvir-hettä voidaan seurata varsin hyvin täyden nopeuden kehysten aikana. Esillä olevaa keksintöä käytettäessä kaikkia 10 16 ryhmää käytetään, jos kaikki on herätetty, ja tarvitta essa käytetään vain 2:ta 16:sta (so. kahdeksasosanopeudel-la). Kuviossa 13 todellista kanava-ajoitusta 920 on simuloitu sinimuotoisesti muuttuvalla tavalla, missä huippu-arvot saavutetaan vain puolen alibitin verran sivussa 15 keskiarvosta 0. Ajoituspiirin suorittama seuranta on esitetty käyrällä 924. Kolmas viiva 926 esittää nettovirhet-tä. Ajanhetkien 10 ja 10,2 sekuntia välillä kuluneena aikana virheen on esitetty suurenevan arvoon 0,2 alibitti-jaksoa. Tämän ajan kuluessa melkein kaikki vastaanotetut 20 kehykset olivat osanopeuksisia, ja ajoituspäivitysten tulo oli hidasta. Likimain ajanhetken 10,38 sekuntia kohdalla alettiin vastaanottaa täysnopeuksisten kehysten purskeita. Nopeusestimaattori 171 ilmaisi, että kehykset olivat nyt täysnopeuksisia ja salli ajoituspiirin vaikuttaa kaikilla , : 25 vastaanotetuilla symboleilla. Tämä johti nopeisiin ja oikeisiin ajoituksen korjauksiin palauttaen ajoitusvirheen ! likimain 0:ksi.

Vaikka keksintö on selitetty ja kuvattu tietynasteisella 30 yksityiskohtaisuudella, niin on ymmärrettävää, että esillä oleva suoritusmuotojen patenttiselitys on tehty vain esimerkinomaisesti ja että alan asiantuntijat voivat turvau-*. tua osien ja suoritusvaiheiden sovitelmassa ja yhdistel mässä lukuisiin muutoksiin ja vaihdoksiin patenttivaati-’’ 35 muksen määrittelemästä keksinnöstä poikkeamatta. Esimer- 41 113227 kiksi kuvatun parhaana pidetyn suoritusmuodon viestintäjärjestelmän modulaattori, antennit ja demodulaattoriosat oli tarkoitettu radioviestintäkanavalla siirrettäville CDMA-hajaspektrisignaaleille. Kuten alan asiantuntijat 5 ymmärtävät, tässä selitettyjä ja patenttivaatimuksissa määriteltyjä koodaus- ja dekoodaustekniikkoja voidaan kuitenkin soveltaa myös käytettäväksi muuntyyppisissä siirtojärjestelmissä kuten aikajakokanavointiin (TDMA, time division multiple access) ja taajuusjakokanavointiin 10 (FDMA, frequency division multiple access) perustuvissa siirtojärjestelmissä. Lisäksi viestintäkanava voi vaihtoehtoisesti olla elektroninen tietoväylä, kaapelijohto, optinen kuituyhteys, satelliittiyhteys tai mikä tahansa muuntyyppinen viestintäkanava. Alan asiantuntijalle on 15 siten selvää, että vaikka tämä keksintö on selitetty sen erityisten suoritusmuotojen yhteydessä, niin on ilmeistä, että monet vaihdokset, muutokset ja muunnokset ovat mahdollisia edellä esitetyn selityksen valossa. Näin ollen tämän keksinnön on tarkoitettu käsittävän kaikki oheisten 20 patenttivaatimuksen hengessä tehdyt ja niiden suojapiiriin kuuluvat vaihdokset, muutokset ja muunnokset.

1 »

Claims (11)

42 113227

1. Menetelmä koherentin hajaspektrivastaanoton suorittamiseksi vastaanottimella, johon kuuluu näytteitin (samp- 5 ler) vastaanotetun hajaspektrisignaalin digitoimiseksi ja näytteittimen jäljessä oleva kokoaja (despreader), joka kokoaa vastaanotetun hajaspektrisignaalin datasignaaliksi, tunnettu siitä, että menetelmä käsittää vaiheet, joissa: 10 (a) erotetaan referenssinäyteinformaatio datasignaalista, ja (b) estimoidaan nopeusestimaattorilla, mitkä ensimmäisen 15 kehyksen aikavälit sisältävät referenssinäyteinformaatio- ta, ja tuotetaan ulostulona nopeusestimaatti.

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että se käsittää lisäksi vaiheen, jossa: 20 (c) määritetään kanavaestimaatti korreloimalla referenssi sinäyteinformaatio nopeusestimaatin määräämän tunnetun sekvenssin kanssa ja tuotetaan ulostulona kanavaestimaatti. : 25 *

3. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n - !t n e t t u siitä, että se käsittää lisäksi vaiheen, jossa: (c) määritetään kanavaestimaatti suodattamalla referens-30 sinäyteinformaatio ennalta määrätyllä useista suotimista nopeusestimaatin perusteella ja tuotetaan ulostulona kanavaestimaatti.

4. I 44 113227

4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n - ’ 35 n e t t u siitä, että se käsittää lisäksi vaiheen, jossa: 43 113227 (c) sovitetaan taajuusero nopeusestimaatin perusteella yhdelle ryhmästä, joka käsittää vastaanotetun hajaspektrisignaalin vaiheen ja taajuuden.

5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että se käsittää lisäksi vaiheen, jossa: (c) vastaanotetun hajaspektrisignaalin ajoitus asetellaan sekä nopeusestimaatin että ainakin joko datasignaalin tai 10 referenssinäyteinformaation perusteella.

6. Koherentti hajaspektrivastaanotin, johon kuuluu näyt-teitin (sampler) vastaanotetun hajaspektrisignaalin digitoimiseksi ja näytteittimen jäljessä oleva kokoaja (desp-15 reader), joka kokoaa vastaanotetun hajaspektrisignaalin datasignaaliksi, tunnettu siitä, että se käsittää: (a) erotusvälineet, jotka on kytketty kokoajaan, refe- 20 renssinäyteinformaation erottamiseksi datasignaalista; sekä (b) nopeusestimaattorivälineet, jotka on kytketty erotus- välineisiin, sen estimoimiseksi, mitkä ensimmäisen kehyk- ·’ 25 sen aikavälit sisältävät referenssinäyteinformaatiota, ja i nopeusestimaatin tulostamiseksi.

: 7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin, tun nettu siitä, että referenssinäyteinformaatio käsittää 30 useita referenssinäytteitä ja että nopeusestimaattoriväli- *. neet käsittävät puskurin ensimmäisen kehyksen kaikkien referenssinäytteiden tallentamiseksi ja tallennettujen referenssinäytteiden tuottamiseksi ulostuloon aikavälikohtaisesti, sekä nopeudenmääritysvälineet sen ; 35 määrittämiseksi, mitkä aikavälit ovat käytössä.

8. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin, tunnettu siitä, että se käsittää lisäksi: (c) kanavaestimaattorivälineet, jotka on kytketty erotus-5 välineisiin ja nopeusestimaattorivälineisiin kanavaesti- maatin määrittämiseksi korreloimalla referenssinäyteinfor-maatio nopeusestimaatin määräämän tunnetun sekvenssin kanssa sekä kanavaestimaatin tuottamiseksi ulostuloon.

9. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin, tun nettu siitä, että se käsittää lisäksi: (c) kanavaestimaattorivälineet, jotka on kytketty erotus-välineisiin ja nopeusestimaattorivälineisiin kanavaesti-15 maatin määrittämiseksi ja jotka käsittävät useita suodin-välineitä referenssinäyteinformaation suodattamiseksi ennalta määrätyllä useista suotimista nopeusestimaatin perusteella sekä kanavaestimaatin tuottamiseksi ulostuloon.

10. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin, tun nettu siitä, että se käsittää lisäksi: (c) taajuuserovälineet, jotka on kytketty erotusvä-lineisiin ja nopeusestimaattorivälineisiin toisen siitä 25 ryhmästä, jonka muodostavat vastaanotetun hajaspektrisig- ·; naalin vaihe ja taajuus, asettelemiseksi nopeusestimaatin ,· perusteella.

11. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin, t u n -30 n e t t u siitä, että se käsittää lisäksi: ,.· ajoituksen ohjausvälineet, jotka on kytketty erotus- ..j välineisiin ja nopeusestimaattorivälineisiin vastaanotetun hajaspektrisignaalin ajoituksen asettelemiseksi sekä no-; 35 peusestimaatin että datasignaalin ja/tai refe- ·' renssinäyteinformaation perusteella. 45 1 13 2 2 7