JP3464645B2 - 無線受信装置 - Google Patents
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数オフセット
を補償する無線受信装置に関する。
を補償する無線受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、受信側装置において、送信側装置
（例えば基地局装置）と受信側装置（例えば通信端末装
置）におけるキャリア周波数のずれを補償するための処
理（以下「周波数オフセット補償」という。）がなされ
ている。
（例えば基地局装置）と受信側装置（例えば通信端末装
置）におけるキャリア周波数のずれを補償するための処
理（以下「周波数オフセット補償」という。）がなされ
ている。
【０００３】以下、従来の周波数オフセット補償を行う
無線受信装置について、図８〜図１０を参照して説明す
る。図８は、周波数オフセット補償を行う無線受信装置
に対して送信される既知シンボルの様子を示す模式図で
ある。図９は、従来の周波数オフセット補償を行う無線
受信装置の構成を示すブロック図である。図１０は、従
来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置により受
信されるパスにおける既知シンボルのタイミングの様子
を示す模式図である。
無線受信装置について、図８〜図１０を参照して説明す
る。図８は、周波数オフセット補償を行う無線受信装置
に対して送信される既知シンボルの様子を示す模式図で
ある。図９は、従来の周波数オフセット補償を行う無線
受信装置の構成を示すブロック図である。図１０は、従
来の周波数オフセット補償を行う無線受信装置により受
信されるパスにおける既知シンボルのタイミングの様子
を示す模式図である。
【０００４】送信側装置（図示しない）は、図８に示す
ように、それぞれＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢにより拡
散された既知シンボル１１および既知シンボル１２を含
む信号を送信する。ただし、ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅ
Ｂのコード長を、それぞれｔ CAおよびｔCBとし、既知シ
ンボル１１と既知シンボル１２との間隔をｔgapとす
る。
ように、それぞれＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢにより拡
散された既知シンボル１１および既知シンボル１２を含
む信号を送信する。ただし、ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅ
Ｂのコード長を、それぞれｔ CAおよびｔCBとし、既知シ
ンボル１１と既知シンボル１２との間隔をｔgapとす
る。
【０００５】送信側装置により送信された信号は、図９
に示す無線受信装置によりアンテナ２１を介して受信さ
れる。図９において、アンテナ２１により受信された信
号（受信信号）は、受信ＲＦ部２２により、キャリア周
波数の信号からベースバンド信号に変換される。このと
き、受信ＲＦ部２２では後述する水晶発振器３８からの
ローカル信号が用いられる。受信ＲＦ部２２からＡ／Ｄ
変換器２３およびＡ／Ｄ変換器２４に対しては、それぞ
れ、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ−ｃｈ）および直
交成分（Ｑ−ｃｈ）が出力される。
に示す無線受信装置によりアンテナ２１を介して受信さ
れる。図９において、アンテナ２１により受信された信
号（受信信号）は、受信ＲＦ部２２により、キャリア周
波数の信号からベースバンド信号に変換される。このと
き、受信ＲＦ部２２では後述する水晶発振器３８からの
ローカル信号が用いられる。受信ＲＦ部２２からＡ／Ｄ
変換器２３およびＡ／Ｄ変換器２４に対しては、それぞ
れ、ベースバンド信号の同相成分（Ｉ−ｃｈ）および直
交成分（Ｑ−ｃｈ）が出力される。
【０００６】Ｉ−ｃｈのベースバンド信号およびＱ−ｃ
ｈのベースバンド信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器２３
およびＡ／Ｄ変換器２４により、ディジタル信号に変換
される。ディジタル信号に変換されたＩ−ｃｈのベース
バンド信号およびＱ−ｃｈのベースバンド信号は、サー
チャー２５、逆拡散器２６および逆拡散器２７に出力さ
れる。
ｈのベースバンド信号は、それぞれ、Ａ／Ｄ変換器２３
およびＡ／Ｄ変換器２４により、ディジタル信号に変換
される。ディジタル信号に変換されたＩ−ｃｈのベース
バンド信号およびＱ−ｃｈのベースバンド信号は、サー
チャー２５、逆拡散器２６および逆拡散器２７に出力さ
れる。
【０００７】サーチャー２５では、ディジタル信号に変
換されたベースバンド信号と既知コードであるＣｏｄｅ
Ａとの相関がとられることにより、図１０に示すよう
に、相関値の電力が最大となるコードタイミング（すな
わち各パスのタイミング）が検出される。また、サーチ
ャー２５では、検出されたコードタイミングを用いて、
ＣｏｄｅＢのタイミングが検出される。例えば、Ｃｏｄ
ｅＡのパス１とパス２のタイミング差をｔpとすると、
パス１のＣｏｄｅＢのタイミングは、ｔA＋ｔgapとな
り、パス２のＣｏｄｅＢのタイミングは、ｔA＋ｔgap＋
ｔpとなる。このように、検出されたＣｏｄｅＡのタイ
ミングに基づいて、ＣｏｄｅＢのタイミングもまた算出
される。以上のようにして、サーチャー２５では、逆拡
散器２６および逆拡散器２７における逆拡散タイミング
と、チャネル推定部２８におけるパイロットタイミング
と、ＲＡＫＥ合成部２９のパスタイミングが算出され
る。
換されたベースバンド信号と既知コードであるＣｏｄｅ
Ａとの相関がとられることにより、図１０に示すよう
に、相関値の電力が最大となるコードタイミング（すな
わち各パスのタイミング）が検出される。また、サーチ
ャー２５では、検出されたコードタイミングを用いて、
ＣｏｄｅＢのタイミングが検出される。例えば、Ｃｏｄ
ｅＡのパス１とパス２のタイミング差をｔpとすると、
パス１のＣｏｄｅＢのタイミングは、ｔA＋ｔgapとな
り、パス２のＣｏｄｅＢのタイミングは、ｔA＋ｔgap＋
ｔpとなる。このように、検出されたＣｏｄｅＡのタイ
ミングに基づいて、ＣｏｄｅＢのタイミングもまた算出
される。以上のようにして、サーチャー２５では、逆拡
散器２６および逆拡散器２７における逆拡散タイミング
と、チャネル推定部２８におけるパイロットタイミング
と、ＲＡＫＥ合成部２９のパスタイミングが算出され
る。
【０００８】サーチャー２５から逆拡散器２６に対して
は、パス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミング
が出力され、サーチャー２５から逆拡散器２７に対して
は、パス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミング
が出力される。また、サーチャー２５からチャネル推定
部２８に対しては、パス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅ
Ｂのタイミング、ならびに、パス２のＣｏｄｅＡおよび
ＣｏｄｅＢのタイミングが出力される。さらに、サーチ
ャー２５からＲＡＫＥ合成部２９に対しては、パス１の
タイミングおよびパス２のタイミングが出力される。
は、パス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミング
が出力され、サーチャー２５から逆拡散器２７に対して
は、パス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミング
が出力される。また、サーチャー２５からチャネル推定
部２８に対しては、パス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅ
Ｂのタイミング、ならびに、パス２のＣｏｄｅＡおよび
ＣｏｄｅＢのタイミングが出力される。さらに、サーチ
ャー２５からＲＡＫＥ合成部２９に対しては、パス１の
タイミングおよびパス２のタイミングが出力される。
【０００９】逆拡散器２６では、Ｉ−ｃｈのベースバン
ド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆
拡散処理が、それぞれ、サーチャー２５からのパス１の
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてな
される。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対する
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理が、そ
れぞれ、サーチャー２５からのパス１のＣｏｄｅＡおよ
びＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされる。また、
逆拡散器２６では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号に対する所定の拡散符号（本無線受信装置に割
り当てられた拡散符号）を用いた逆拡散処理がなされ
る。逆拡散処理後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号は、チャネル推定部２８およびＲＡＫＥ合成部
２９に出力される。
ド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆
拡散処理が、それぞれ、サーチャー２５からのパス１の
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてな
される。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対する
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理が、そ
れぞれ、サーチャー２５からのパス１のＣｏｄｅＡおよ
びＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされる。また、
逆拡散器２６では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号に対する所定の拡散符号（本無線受信装置に割
り当てられた拡散符号）を用いた逆拡散処理がなされ
る。逆拡散処理後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号は、チャネル推定部２８およびＲＡＫＥ合成部
２９に出力される。
【００１０】逆拡散器２７では、Ｉ−ｃｈのベースバン
ド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆
拡散処理が、それぞれ、サーチャー２５からのパス２の
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてな
される。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対する
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理が、そ
れぞれ、サーチャー２５からのパス２のＣｏｄｅＡおよ
びＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされる。また、
逆拡散器２７では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号に対する所定の拡散符号（本無線受信装置に割
り当てられた拡散符号）を用いた逆拡散処理がなされ
る。逆拡散処理後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号は、チャネル推定部２８およびＲＡＫＥ合成部
２９に出力される。
ド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆
拡散処理が、それぞれ、サーチャー２５からのパス２の
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてな
される。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対する
ＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理が、そ
れぞれ、サーチャー２５からのパス２のＣｏｄｅＡおよ
びＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされる。また、
逆拡散器２７では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号に対する所定の拡散符号（本無線受信装置に割
り当てられた拡散符号）を用いた逆拡散処理がなされ
る。逆拡散処理後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号は、チャネル推定部２８およびＲＡＫＥ合成部
２９に出力される。
【００１１】チャネル推定部２８では、サーチャー２５
からのパス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミン
グに基づいて、逆拡散器２６からの逆拡散処理後のＩ−
ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、既知シ
ンボル１１および既知シンボル１２に対応する信号が取
り出される。この取り出された信号を用いてパス１のチ
ャネル推定値が算出される。同様に、サーチャー２５か
らのパス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミング
に基づいて逆拡散器２７からの逆拡散処理後のＩ−ｃｈ
およびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、既知シンボ
ル１１および既知シンボル１２に対応する信号が取り出
される。この取り出された信号を用いてパス２のチャネ
ル推定値が算出される。チャネル推定部２８により算出
されたパス１およびパス２のチャネル推定値は、ＲＡＫ
Ｅ合成部２９に出力される。
からのパス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミン
グに基づいて、逆拡散器２６からの逆拡散処理後のＩ−
ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、既知シ
ンボル１１および既知シンボル１２に対応する信号が取
り出される。この取り出された信号を用いてパス１のチ
ャネル推定値が算出される。同様に、サーチャー２５か
らのパス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミング
に基づいて逆拡散器２７からの逆拡散処理後のＩ−ｃｈ
およびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、既知シンボ
ル１１および既知シンボル１２に対応する信号が取り出
される。この取り出された信号を用いてパス２のチャネ
ル推定値が算出される。チャネル推定部２８により算出
されたパス１およびパス２のチャネル推定値は、ＲＡＫ
Ｅ合成部２９に出力される。
【００１２】ＲＡＫＥ合成部２９では、まず、逆拡散器
２６からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベ
ースバンド信号に対して、チャネル推定部２８からのパ
ス１のチャネル推定値の逆特性が乗算され、逆拡散器２
７からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベー
スバンド信号に対して、チャネル推定部２８からのパス
２のチャネル推定値の逆特性が乗算される。さらに、チ
ャネル推定値の逆特性が乗算されたパス１のＩ−ｃｈお
よびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド信号と、チ
ャネル推定値の逆特性が乗算されたパス２のＩ−ｃｈお
よびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド信号とは、
サーチャー２５からのパス１およびパス２のタイミング
に基づいて、ＲＡＫＥ合成される。
２６からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベ
ースバンド信号に対して、チャネル推定部２８からのパ
ス１のチャネル推定値の逆特性が乗算され、逆拡散器２
７からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベー
スバンド信号に対して、チャネル推定部２８からのパス
２のチャネル推定値の逆特性が乗算される。さらに、チ
ャネル推定値の逆特性が乗算されたパス１のＩ−ｃｈお
よびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド信号と、チ
ャネル推定値の逆特性が乗算されたパス２のＩ−ｃｈお
よびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド信号とは、
サーチャー２５からのパス１およびパス２のタイミング
に基づいて、ＲＡＫＥ合成される。
【００１３】ＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ
のベースバンド信号は、復調部３０に出力される。復調
部３０では、ＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ
のベースバンド信号に対する復調処理がなされることに
より、受信データが得られる。
のベースバンド信号は、復調部３０に出力される。復調
部３０では、ＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ
のベースバンド信号に対する復調処理がなされることに
より、受信データが得られる。
【００１４】また、ＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈのベース
バンド信号は、複素相関演算部３３に出力されるととも
に、遅延部３１によりｔAB（＝ｔCA／２＋ｔgap＋ｔCB
／２；図８参照）だけ遅延された後複素相関演算部３３
に出力される。同様に、ＲＡＫＥ合成後のＱ−ｃｈのベ
ースバンド信号は、複素相関演算部３３に出力されると
ともに、遅延部３２によりｔAB（＝ｔCA／２＋ｔgap＋
ｔCB／２）だけ遅延された後複素相関演算部３３に出力
される。
バンド信号は、複素相関演算部３３に出力されるととも
に、遅延部３１によりｔAB（＝ｔCA／２＋ｔgap＋ｔCB
／２；図８参照）だけ遅延された後複素相関演算部３３
に出力される。同様に、ＲＡＫＥ合成後のＱ−ｃｈのベ
ースバンド信号は、複素相関演算部３３に出力されると
ともに、遅延部３２によりｔAB（＝ｔCA／２＋ｔgap＋
ｔCB／２）だけ遅延された後複素相関演算部３３に出力
される。
【００１５】複素相関演算部３３では、ＲＡＫＥ合成部
２９からのＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈのベースバンド信
号と、遅延部３１からのｔABだけ遅延されたＲＡＫＥ合
成後のＩ−ｃｈのベースバンド信号と、を用いた複素相
関処理がなされる。また、ＲＡＫＥ合成部２９からのＲ
ＡＫＥ合成後のＱ−ｃｈのベースバンド信号と、遅延部
３２からのｔABだけ遅延されたＲＡＫＥ合成後のＱ−ｃ
ｈのベースバンド信号と、を用いた複素相関処理がなさ
れる。Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈについての複素相関処理
後の信号は、位相推定部３４に出力される。
２９からのＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈのベースバンド信
号と、遅延部３１からのｔABだけ遅延されたＲＡＫＥ合
成後のＩ−ｃｈのベースバンド信号と、を用いた複素相
関処理がなされる。また、ＲＡＫＥ合成部２９からのＲ
ＡＫＥ合成後のＱ−ｃｈのベースバンド信号と、遅延部
３２からのｔABだけ遅延されたＲＡＫＥ合成後のＱ−ｃ
ｈのベースバンド信号と、を用いた複素相関処理がなさ
れる。Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈについての複素相関処理
後の信号は、位相推定部３４に出力される。
【００１６】位相推定部３４では、複素相関演算部３３
からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈについての複素相関処理
後の信号を用いて、単位時間当りの位相回転量が算出さ
れる。平滑化部３５では、位相推定部３４により算出さ
れた位相回転量を用いて、周波数オフセットが算出され
る。算出された周波数オフセットは、制御電圧変換部３
６に出力される。
からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈについての複素相関処理
後の信号を用いて、単位時間当りの位相回転量が算出さ
れる。平滑化部３５では、位相推定部３４により算出さ
れた位相回転量を用いて、周波数オフセットが算出され
る。算出された周波数オフセットは、制御電圧変換部３
６に出力される。
【００１７】制御電圧変換部３６では、算出された周波
数オフセットは、水晶発振器３８に対する制御電圧に変
換される。この制御電圧は、Ｄ／Ａ変換器３７によりア
ナログ信号に変換された後、水晶発振器３８に出力され
る。これにより、水晶発振器３８におけるローカル信号
の周波数が制御される。以上のようにして周波数オフセ
ット補償がなされる。
数オフセットは、水晶発振器３８に対する制御電圧に変
換される。この制御電圧は、Ｄ／Ａ変換器３７によりア
ナログ信号に変換された後、水晶発振器３８に出力され
る。これにより、水晶発振器３８におけるローカル信号
の周波数が制御される。以上のようにして周波数オフセ
ット補償がなされる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
周波数オフセット補償を行う無線受信装置においては、
次のような問題がある。すなわち、従来の周波数オフセ
ット補償を行う無線受信装置においては、ＲＡＫＥ合成
後のベースバンド信号を用いて位相回転量を推定してい
るので、特に高速移動に起因してドップラ周波数が高く
なっている場合には、推定される位相回転量の精度が低
くなるという問題がある。例えば、図１１に示すよう
に、スロットの中心部に配置された既知シンボルを用い
てチャネル推定値を算出し、このチャネル推定値を上記
スロット間において共通に適用した場合には、チャネル
推定区間から離れるほどチャネル推定値の精度が劣化す
るので、ＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号の精度が劣
化する。この結果、推定される位相回転量の精度が低く
なる。換言すれば、推定される位相回転量の精度は、Ｒ
ＡＫＥ合成後のベースバンド信号を用いたチャネル推定
精度に依存することになる。
周波数オフセット補償を行う無線受信装置においては、
次のような問題がある。すなわち、従来の周波数オフセ
ット補償を行う無線受信装置においては、ＲＡＫＥ合成
後のベースバンド信号を用いて位相回転量を推定してい
るので、特に高速移動に起因してドップラ周波数が高く
なっている場合には、推定される位相回転量の精度が低
くなるという問題がある。例えば、図１１に示すよう
に、スロットの中心部に配置された既知シンボルを用い
てチャネル推定値を算出し、このチャネル推定値を上記
スロット間において共通に適用した場合には、チャネル
推定区間から離れるほどチャネル推定値の精度が劣化す
るので、ＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号の精度が劣
化する。この結果、推定される位相回転量の精度が低く
なる。換言すれば、推定される位相回転量の精度は、Ｒ
ＡＫＥ合成後のベースバンド信号を用いたチャネル推定
精度に依存することになる。
【００１９】推定される位相回転量の精度が低下する要
因について、さらに図１２および図１３を参照して説明
する。図１２は、従来の周波数オフセット補償を行う無
線受信装置により受信された信号における位相回転量の
様子を示す模式図である。図１３は、従来の周波数オフ
セット補償を行う無線受信装置における複素相関処理さ
れる信号の様子を示す模式図である。
因について、さらに図１２および図１３を参照して説明
する。図１２は、従来の周波数オフセット補償を行う無
線受信装置により受信された信号における位相回転量の
様子を示す模式図である。図１３は、従来の周波数オフ
セット補償を行う無線受信装置における複素相関処理さ
れる信号の様子を示す模式図である。
【００２０】図１２において、まずパス１に着目する
と、チャネル推定部２８によるチャネル推定は各パス毎
に行われるので、ＣｏｄｅＡにより得られるチャネル推
定値とＣｏｄｅＢにより得られるチャネル推定値とは略
同一（Δθ１ch）となる。ＣｏｄｅＡを用いた逆拡散処
理により得られたベースバンド信号（以下単に「Ｃｏｄ
ｅＡのベースバンド信号」という。）は、送信信号に対
して、フェージングによる位相変動量（Δθ１fad）だ
け回転している。ＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理により
得られたベースバンド信号（以下単に「ＣｏｄｅＢのベ
ースバンド信号」という。）は、ＣｏｄｅＡのベースバ
ンド信号に対して、ΔθABだけ回転する。
と、チャネル推定部２８によるチャネル推定は各パス毎
に行われるので、ＣｏｄｅＡにより得られるチャネル推
定値とＣｏｄｅＢにより得られるチャネル推定値とは略
同一（Δθ１ch）となる。ＣｏｄｅＡを用いた逆拡散処
理により得られたベースバンド信号（以下単に「Ｃｏｄ
ｅＡのベースバンド信号」という。）は、送信信号に対
して、フェージングによる位相変動量（Δθ１fad）だ
け回転している。ＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理により
得られたベースバンド信号（以下単に「ＣｏｄｅＢのベ
ースバンド信号」という。）は、ＣｏｄｅＡのベースバ
ンド信号に対して、ΔθABだけ回転する。
【００２１】一方、パス２に着目すると、ＣｏｄｅＡの
ベースバンド信号は、パス１とパス２の伝搬路が異なる
ことに起因して、パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信
号に対して、位相回転量（Δθp）およびフェージング
による位相変動量（Δθ２fad）だけ回転している。な
お、位相回転量（Δθp）は、パス１とパス２との間の
時間差（ｔp）に対応する位相回転量である。Ｃｏｄｅ
Ｂのベースバンド信号は、パス１のＣｏｄｅＡのベース
バンド信号に対してさらに、ΔθABだけ回転する。
ベースバンド信号は、パス１とパス２の伝搬路が異なる
ことに起因して、パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信
号に対して、位相回転量（Δθp）およびフェージング
による位相変動量（Δθ２fad）だけ回転している。な
お、位相回転量（Δθp）は、パス１とパス２との間の
時間差（ｔp）に対応する位相回転量である。Ｃｏｄｅ
Ｂのベースバンド信号は、パス１のＣｏｄｅＡのベース
バンド信号に対してさらに、ΔθABだけ回転する。
【００２２】次に、ＲＡＫＥ合成部２９により得られる
ＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号に着目すると、Ｃｏ
ｄｅＡのＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号（すなわ
ち、パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信号とパス２の
ＣｏｄｅＡのベースバンド信号とがＲＡＫＥ合成された
ベースバンド信号）は、チャネル推定誤差（Δθch_err
A）を含んだ信号となる。同様に、ＣｏｄｅＢのＲＡＫ
Ｅ合成後のベースバンド信号（すなわち、パス１のＣｏ
ｄｅＢのベースバンド信号とパス２のＣｏｄｅＢのベー
スバンド信号とがＲＡＫＥ合成されたベースバンド信
号）は、チャネル推定誤差（Δθch_errB）と算出すべ
き周波数オフセットによる位相回転量（ΔθA B）とを含
んだ信号となる。
ＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号に着目すると、Ｃｏ
ｄｅＡのＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号（すなわ
ち、パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信号とパス２の
ＣｏｄｅＡのベースバンド信号とがＲＡＫＥ合成された
ベースバンド信号）は、チャネル推定誤差（Δθch_err
A）を含んだ信号となる。同様に、ＣｏｄｅＢのＲＡＫ
Ｅ合成後のベースバンド信号（すなわち、パス１のＣｏ
ｄｅＢのベースバンド信号とパス２のＣｏｄｅＢのベー
スバンド信号とがＲＡＫＥ合成されたベースバンド信
号）は、チャネル推定誤差（Δθch_errB）と算出すべ
き周波数オフセットによる位相回転量（ΔθA B）とを含
んだ信号となる。
【００２３】すなわち、図１３に示すように、チャネル
推定誤差を含んだＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのＲＡＫ
Ｅ合成後のベースバンド信号を用いて、複素相関処理を
行うので、この複素相関処理により得られる信号には、
チャネル推定誤差が含まれることになる。よって、最終
的に求められる周波数オフセットによる位相回転量に
は、チャネル推定誤差すなわち（Δθch_errA＋Δθ
ch_errB）分の誤差が含まれる。この結果、チャネル推
定精度が劣化する高速移動時には、特に周波数オフセッ
トによる位相回転量の推定誤差が劣化するので、復調信
号の品質が劣化することになる。
推定誤差を含んだＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのＲＡＫ
Ｅ合成後のベースバンド信号を用いて、複素相関処理を
行うので、この複素相関処理により得られる信号には、
チャネル推定誤差が含まれることになる。よって、最終
的に求められる周波数オフセットによる位相回転量に
は、チャネル推定誤差すなわち（Δθch_errA＋Δθ
ch_errB）分の誤差が含まれる。この結果、チャネル推
定精度が劣化する高速移動時には、特に周波数オフセッ
トによる位相回転量の推定誤差が劣化するので、復調信
号の品質が劣化することになる。
【００２４】本発明は、かかる点に鑑みてなされたもの
であり、高速移動時においても正確に周波数オフセット
による位相回転量を推定する無線受信装置を提供するこ
とを目的とする。
であり、高速移動時においても正確に周波数オフセット
による位相回転量を推定する無線受信装置を提供するこ
とを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明の無線受信装置
は、受信信号に対して逆拡散処理を行うことにより所定
パスの受信信号を取り出す逆拡散手段と、逆拡散後の信
号をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成手段と、逆拡散処理
後であってＲＡＫＥ合成前の前記所定パスの受信信号に
対して複素相関処理を行う複素相関処理手段と、複素相
関処理されたすべての所定パスの受信信号を合成して合
成信号を生成するパス合成手段と、生成された合成信号
を用いて前記受信信号における位相回転量を算出する位
相回転量算出手段と、を具備する構成を採る。また、本
発明の無線受信装置は、複素相関処理手段は、ＲＡＫＥ
合成前の前記所定パスの受信信号に対して、前記所定パ
ス単位で複素相関処理を行う構成を採る。
は、受信信号に対して逆拡散処理を行うことにより所定
パスの受信信号を取り出す逆拡散手段と、逆拡散後の信
号をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成手段と、逆拡散処理
後であってＲＡＫＥ合成前の前記所定パスの受信信号に
対して複素相関処理を行う複素相関処理手段と、複素相
関処理されたすべての所定パスの受信信号を合成して合
成信号を生成するパス合成手段と、生成された合成信号
を用いて前記受信信号における位相回転量を算出する位
相回転量算出手段と、を具備する構成を採る。また、本
発明の無線受信装置は、複素相関処理手段は、ＲＡＫＥ
合成前の前記所定パスの受信信号に対して、前記所定パ
ス単位で複素相関処理を行う構成を採る。
【００２６】この構成によれば、各パスの複素相関処理
後の信号および合成された信号には、ＲＡＫＥ合成に起
因するチャネル推定誤差が含まれないので、精度の良い
位相回転量を得ることができる。
後の信号および合成された信号には、ＲＡＫＥ合成に起
因するチャネル推定誤差が含まれないので、精度の良い
位相回転量を得ることができる。
【００２７】本発明の無線受信装置は、位相回転量算出
手段が、算出された位相回転量に対して平滑化処理を行
う平滑化手段を具備し、平滑化された位相回転量を新た
な位相回転量とする構成を採る。
手段が、算出された位相回転量に対して平滑化処理を行
う平滑化手段を具備し、平滑化された位相回転量を新た
な位相回転量とする構成を採る。
【００２８】この構成によれば、雑音による位相回転量
の推定精度の誤差を抑圧することができる。
の推定精度の誤差を抑圧することができる。
【００２９】本発明の無線受信装置は、位相回転量算出
手段が、生成された合成信号に対して平滑化処理を行う
平滑化手段を具備し、平滑化処理された合成信号を用い
て位相回転量を算出する構成を採る。
手段が、生成された合成信号に対して平滑化処理を行う
平滑化手段を具備し、平滑化処理された合成信号を用い
て位相回転量を算出する構成を採る。
【００３０】この構成によれば、各パスの複素相関処理
後の受信信号が合成される前に、複素相関処理後の各受
信信号に対して平滑化処理を行うことにより、さらに雑
音による位相回転量の推定精度の誤差を抑圧することが
できる。
後の受信信号が合成される前に、複素相関処理後の各受
信信号に対して平滑化処理を行うことにより、さらに雑
音による位相回転量の推定精度の誤差を抑圧することが
できる。
【００３１】本発明の無線受信装置は、上記構成におい
て、位相回転量算出手段により算出された位相回転量を
用いて周波数オフセットを算出する周波数オフセット算
出手段と、算出された周波数オフセットに基づいてロー
カル信号の周波数を制御して、受信信号における周波数
オフセットを補償する補償手段と、を具備する構成を採
る。
て、位相回転量算出手段により算出された位相回転量を
用いて周波数オフセットを算出する周波数オフセット算
出手段と、算出された周波数オフセットに基づいてロー
カル信号の周波数を制御して、受信信号における周波数
オフセットを補償する補償手段と、を具備する構成を採
る。
【００３２】この構成によれば、高精度な位相回転量に
基づいて算出された周波数オフセットを用いて、受信信
号における周波数オフセットを補償するので、受信信号
の精度の劣化を防止することができる。
基づいて算出された周波数オフセットを用いて、受信信
号における周波数オフセットを補償するので、受信信号
の精度の劣化を防止することができる。
【００３３】本発明の無線受信装置は、位相回転量算出
手段により算出された位相回転量を用いて周波数オフセ
ットを算出する周波数オフセット算出手段と、算出され
た周波数オフセットを用いて受信信号に対してディジタ
ル演算処理を行うことにより、前記受信信号における周
波数オフセットを補償する補償手段と、を具備する構成
を採る。
手段により算出された位相回転量を用いて周波数オフセ
ットを算出する周波数オフセット算出手段と、算出され
た周波数オフセットを用いて受信信号に対してディジタ
ル演算処理を行うことにより、前記受信信号における周
波数オフセットを補償する補償手段と、を具備する構成
を採る。
【００３４】この構成によれば、ソフト処理により周波
数オフセットを補償することが可能となるので、周波数
オフセットの補償精度を水晶発振器に対する制御電圧に
よる補正精度と無関係とすることができる。また、水晶
発振器における部品のバラツキ等に起因する受信品質の
劣化を防止することができる。
数オフセットを補償することが可能となるので、周波数
オフセットの補償精度を水晶発振器に対する制御電圧に
よる補正精度と無関係とすることができる。また、水晶
発振器における部品のバラツキ等に起因する受信品質の
劣化を防止することができる。
【００３５】本発明の無線受信装置は、逆拡散手段は、
全ブランチの受信信号から所定パスの受信信号を取り出
す構成を採る。
全ブランチの受信信号から所定パスの受信信号を取り出
す構成を採る。
【００３６】この構成によれば、パスダイバーシチ効果
とスペースダイバーシチ効果により、周波数オフセット
の推定精度を劣化させる要因となる雑音をさらに抑圧す
ることができる。
とスペースダイバーシチ効果により、周波数オフセット
の推定精度を劣化させる要因となる雑音をさらに抑圧す
ることができる。
【００３７】本発明の通信端末装置は、上記いずれかの
無線受信装置を備えた構成を採る。
無線受信装置を備えた構成を採る。
【００３８】この構成によれば、高精度な位相回転量を
推定する無線受信装置を備えることにより、良好な通信
を行うことが可能な通信端末装置を提供することができ
る。
推定する無線受信装置を備えることにより、良好な通信
を行うことが可能な通信端末装置を提供することができ
る。
【００３９】
【００４０】
【００４１】本発明の無線受信方法は、受信信号に対し
て逆拡散処理を行うことにより所定パスの受信信号を取
り出す逆拡散工程と、逆拡散後の信号をＲＡＫＥ合成す
るＲＡＫＥ合成工程と、逆拡散処理後であってＲＡＫＥ
合成前の前記所定パスの受信信号に対して複素相関処理
を行う複素相関処理工程と、複素相関処理されたすべて
の所定パスの受信信号を合成して合成信号を生成するパ
ス合成工程と、生成された合成信号を用いて前記受信信
号における位相回転量を算出する位相回転量算出工程
と、を具備する。
て逆拡散処理を行うことにより所定パスの受信信号を取
り出す逆拡散工程と、逆拡散後の信号をＲＡＫＥ合成す
るＲＡＫＥ合成工程と、逆拡散処理後であってＲＡＫＥ
合成前の前記所定パスの受信信号に対して複素相関処理
を行う複素相関処理工程と、複素相関処理されたすべて
の所定パスの受信信号を合成して合成信号を生成するパ
ス合成工程と、生成された合成信号を用いて前記受信信
号における位相回転量を算出する位相回転量算出工程
と、を具備する。
【００４２】この方法によれば、各パスの複素相関処理
後の信号および合成された信号には、ＲＡＫＥ合成に起
因するチャネル推定誤差が含まれないので、精度の良い
位相回転量を得ることができる。
後の信号および合成された信号には、ＲＡＫＥ合成に起
因するチャネル推定誤差が含まれないので、精度の良い
位相回転量を得ることができる。
【００４３】
【発明の実施の形態】本発明者は、ＲＡＫＥ合成後のベ
ースバンド信号には、チャネル推定値の逆特性が乗算さ
れることに起因するチャネル推定誤差が含まれているた
めに、ＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号を用いて推定
した位相回転量の精度が劣化することに着目し、ＲＡＫ
Ｅ合成前のベースバンド信号（すなわち、ベースバンド
信号を用いて推定されたチャネル推定値の逆特性が乗算
される前の、ベースバンド信号）を用いることにより、
高精度な位相回転量を推定できることを見出し本発明を
するに至った。
ースバンド信号には、チャネル推定値の逆特性が乗算さ
れることに起因するチャネル推定誤差が含まれているた
めに、ＲＡＫＥ合成後のベースバンド信号を用いて推定
した位相回転量の精度が劣化することに着目し、ＲＡＫ
Ｅ合成前のベースバンド信号（すなわち、ベースバンド
信号を用いて推定されたチャネル推定値の逆特性が乗算
される前の、ベースバンド信号）を用いることにより、
高精度な位相回転量を推定できることを見出し本発明を
するに至った。
【００４４】すなわち、本発明の骨子は、受信信号（ベ
ースバンド信号）を用いて推定されたチャネル推定値の
逆特性が乗算される前の、上記受信信号に対して、複素
相関処理を行って上記受信信号における位相回転量を推
定するようにしたことである。
ースバンド信号）を用いて推定されたチャネル推定値の
逆特性が乗算される前の、上記受信信号に対して、複素
相関処理を行って上記受信信号における位相回転量を推
定するようにしたことである。
【００４５】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参照して詳細に説明する。 （実施の形態１）図１は、本発明の実施の形態１にかか
る無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、
図１には、一例として、２つのパスの受信信号を扱うと
ともに、通信相手により１スロットにおいてそれぞれＣ
ｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢで拡散された２つの既知シン
ボルを受信する場合の構成が示されている。
を参照して詳細に説明する。 （実施の形態１）図１は、本発明の実施の形態１にかか
る無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、
図１には、一例として、２つのパスの受信信号を扱うと
ともに、通信相手により１スロットにおいてそれぞれＣ
ｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢで拡散された２つの既知シン
ボルを受信する場合の構成が示されている。
【００４６】図１において、受信ＲＦ部１０２は、後述
する水晶発振器１２２からのローカル信号を用いて、ア
ンテナ１０１により受信された信号（受信信号）をベー
スバンド信号に変換し、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベー
スバンド信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器１０３およびＡ／
Ｄ変換器１０４に出力する。
する水晶発振器１２２からのローカル信号を用いて、ア
ンテナ１０１により受信された信号（受信信号）をベー
スバンド信号に変換し、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベー
スバンド信号をそれぞれＡ／Ｄ変換器１０３およびＡ／
Ｄ変換器１０４に出力する。
【００４７】Ａ／Ｄ変換器１０３（Ａ／Ｄ変換器１０
４）は、Ｉ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号を、
ディジタル信号に変換してサーチャー１０５、逆拡散器
１０６および逆拡散器１０７に出力する。
４）は、Ｉ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号を、
ディジタル信号に変換してサーチャー１０５、逆拡散器
１０６および逆拡散器１０７に出力する。
【００４８】サーチャー１０５は、Ｉ−ｃｈおよびＱ−
ｃｈのベースバンド信号を用いて、逆拡散器１０６およ
び逆拡散器１０７における逆拡散タイミング、チャネル
推定部１０８におけるパイロットタイミング、および、
ＲＡＫＥ合成部１０９におけるパスタイミングを検出す
る。このサーチャー１０５は、検出した逆拡散タイミン
グを逆拡散器１０６および逆拡散器１０７に出力し、検
出したパイロットタイミングをチャネル推定部１０８に
出力し、検出したパスタイミングをＲＡＫＥ合成部１０
９に出力する。
ｃｈのベースバンド信号を用いて、逆拡散器１０６およ
び逆拡散器１０７における逆拡散タイミング、チャネル
推定部１０８におけるパイロットタイミング、および、
ＲＡＫＥ合成部１０９におけるパスタイミングを検出す
る。このサーチャー１０５は、検出した逆拡散タイミン
グを逆拡散器１０６および逆拡散器１０７に出力し、検
出したパイロットタイミングをチャネル推定部１０８に
出力し、検出したパスタイミングをＲＡＫＥ合成部１０
９に出力する。
【００４９】逆拡散器１０６（逆拡散器１０７）は、サ
ーチャー１０５からの逆拡散タイミングに基づいて、Ｉ
−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号に対して逆拡
散処理を行い、逆拡散処理後のＩ−ｃｈのベースバンド
信号を、ＲＡＫＥ合成部１０９、複素相関部１１５（複
素相関部１１６）および遅延部１１１（遅延部１１３）
に出力し、逆拡散処理後のＱ−ｃｈのベースバンド信号
を、ＲＡＫＥ合成部１０９、複素相関部１１５（複素相
関部１１６）および遅延部１１２（遅延部１１４）に出
力する。
ーチャー１０５からの逆拡散タイミングに基づいて、Ｉ
−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号に対して逆拡
散処理を行い、逆拡散処理後のＩ−ｃｈのベースバンド
信号を、ＲＡＫＥ合成部１０９、複素相関部１１５（複
素相関部１１６）および遅延部１１１（遅延部１１３）
に出力し、逆拡散処理後のＱ−ｃｈのベースバンド信号
を、ＲＡＫＥ合成部１０９、複素相関部１１５（複素相
関部１１６）および遅延部１１２（遅延部１１４）に出
力する。
【００５０】チャネル推定部１０８は、サーチャー１０
５からのパイロットタイミングに基づいて、逆拡散器１
０６および逆拡散器１０７からの逆拡散処理後のベース
バンド信号を用いてチャネル推定値を算出し、算出した
チャネル推定値をＲＡＫＥ合成部１０９に出力する。
５からのパイロットタイミングに基づいて、逆拡散器１
０６および逆拡散器１０７からの逆拡散処理後のベース
バンド信号を用いてチャネル推定値を算出し、算出した
チャネル推定値をＲＡＫＥ合成部１０９に出力する。
【００５１】ＲＡＫＥ合成部１０９は、サーチャー１０
５からのパスタイミングに基づいて、逆拡散器１０６お
よび逆拡散器１０７からの逆拡散処理後のベースバンド
信号に対してチャネル推定部１０８からのチャネル推定
値の逆特性を乗算し、逆特性が乗算されたベースバンド
信号をＲＡＫＥ合成する。復調部１１０は、ＲＡＫＥ合
成されたベースバンド信号に対する復調処理を行う。
５からのパスタイミングに基づいて、逆拡散器１０６お
よび逆拡散器１０７からの逆拡散処理後のベースバンド
信号に対してチャネル推定部１０８からのチャネル推定
値の逆特性を乗算し、逆特性が乗算されたベースバンド
信号をＲＡＫＥ合成する。復調部１１０は、ＲＡＫＥ合
成されたベースバンド信号に対する復調処理を行う。
【００５２】遅延部１１１（遅延部１１２）は、逆拡散
器１０６により逆拡散処理されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）
のベースバンド信号を遅延させた後、複素相関部１１５
に出力する。同様に、遅延部１１３（遅延部１１４）
は、逆拡散器１０７により逆拡散されたＩ−ｃｈ（Ｑ−
ｃｈ）のベースバンド信号を遅延させた後、複素相関部
１１６に出力する。
器１０６により逆拡散処理されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）
のベースバンド信号を遅延させた後、複素相関部１１５
に出力する。同様に、遅延部１１３（遅延部１１４）
は、逆拡散器１０７により逆拡散されたＩ−ｃｈ（Ｑ−
ｃｈ）のベースバンド信号を遅延させた後、複素相関部
１１６に出力する。
【００５３】複素相関部１１５は、逆拡散器１０６によ
り逆拡散処理されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバン
ド信号と、遅延部１１１（遅延部１１２）により遅延さ
れたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号とを用い
て、複素相関処理を行う。複素相関部１１６は、逆拡散
器１０７により逆拡散処理されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）
のベースバンド信号と、遅延部１１３（遅延部１１４）
により遅延されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド
信号とを用いて、複素相関処理を行う。
り逆拡散処理されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバン
ド信号と、遅延部１１１（遅延部１１２）により遅延さ
れたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号とを用い
て、複素相関処理を行う。複素相関部１１６は、逆拡散
器１０７により逆拡散処理されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）
のベースバンド信号と、遅延部１１３（遅延部１１４）
により遅延されたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド
信号とを用いて、複素相関処理を行う。
【００５４】パス合成部１１７は、複素相関部１１５お
よび複素相関部１１６により複素相関処理された信号を
合成し、合成した信号を位相推定部１１８に出力する。
位相推定部１１８は、パス合成部１１７により合成され
た信号を用いて単位時間当りの位相回転量を算出する。
平滑化部１１９は、算出された単位時間当りの位相回転
量を用いて周波数オフセットを算出する。制御電圧変換
部１２０は、算出された周波数オフセットを水晶発振器
１２２に対する制御電圧に変換する。Ｄ／Ａ変換器１２
１は、変換された制御電圧をアナログ信号に変換して水
晶発振器１２２に出力する。水晶発振器１２２は、Ｄ／
Ａ変換器１２１からの制御電圧に制御されて、ローカル
信号を受信ＲＦ部１０２に出力する。
よび複素相関部１１６により複素相関処理された信号を
合成し、合成した信号を位相推定部１１８に出力する。
位相推定部１１８は、パス合成部１１７により合成され
た信号を用いて単位時間当りの位相回転量を算出する。
平滑化部１１９は、算出された単位時間当りの位相回転
量を用いて周波数オフセットを算出する。制御電圧変換
部１２０は、算出された周波数オフセットを水晶発振器
１２２に対する制御電圧に変換する。Ｄ／Ａ変換器１２
１は、変換された制御電圧をアナログ信号に変換して水
晶発振器１２２に出力する。水晶発振器１２２は、Ｄ／
Ａ変換器１２１からの制御電圧に制御されて、ローカル
信号を受信ＲＦ部１０２に出力する。
【００５５】次いで、上記構成を有する無線受信装置の
動作について、さらに図２を参照して説明する。図２
は、本発明の実施の形態１にかかる無線受信装置により
受信されるパスにおける既知シンボルのタイミングの様
子を示す模式図である。本無線受信装置の通信相手は、
図８に示したように、それぞれＣｏｄｅＡおよびＣｏｄ
ｅＢにより拡散された既知シンボル１１および既知シン
ボル１２を含む信号を送信する。
動作について、さらに図２を参照して説明する。図２
は、本発明の実施の形態１にかかる無線受信装置により
受信されるパスにおける既知シンボルのタイミングの様
子を示す模式図である。本無線受信装置の通信相手は、
図８に示したように、それぞれＣｏｄｅＡおよびＣｏｄ
ｅＢにより拡散された既知シンボル１１および既知シン
ボル１２を含む信号を送信する。
【００５６】通信相手により送信された信号は、図１に
示す無線受信装置によりアンテナ１０１を介して受信さ
れる。図１において、アンテナ１０１により受信された
信号（受信信号）は、受信ＲＦ部１０２により、キャリ
ア周波数の信号からベースバンド信号に変換される。こ
のとき、受信ＲＦ部１０２では水晶発振器１２２からの
ローカル信号が用いられる。受信ＲＦ部１０２からＡ／
Ｄ変換器１０３（Ａ／Ｄ変換器１０４）に対しては、Ｉ
−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号が出力される。
示す無線受信装置によりアンテナ１０１を介して受信さ
れる。図１において、アンテナ１０１により受信された
信号（受信信号）は、受信ＲＦ部１０２により、キャリ
ア周波数の信号からベースバンド信号に変換される。こ
のとき、受信ＲＦ部１０２では水晶発振器１２２からの
ローカル信号が用いられる。受信ＲＦ部１０２からＡ／
Ｄ変換器１０３（Ａ／Ｄ変換器１０４）に対しては、Ｉ
−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号が出力される。
【００５７】Ｉ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号
は、Ａ／Ｄ変換器１０３（Ａ／Ｄ変換器１０４）により
ディジタル信号に変換された後、サーチャー１０５、逆
拡散器１０６および逆拡散器１０７に出力される。
は、Ａ／Ｄ変換器１０３（Ａ／Ｄ変換器１０４）により
ディジタル信号に変換された後、サーチャー１０５、逆
拡散器１０６および逆拡散器１０７に出力される。
【００５８】サーチャー１０５では、ベースバンド信号
と既知コードであるＣｏｄｅＡとの相関がとられること
により、図２に示すように、相関値の電力が最大となる
コードタイミングが検出される。また、サーチャー１０
５では、検出されたコードタイミングを用いて、Ｃｏｄ
ｅＢのタイミングが検出される。以上のようにして、サ
ーチャー１０５では、逆拡散器１０６および逆拡散器１
０７における逆拡散タイミングと、チャネル推定部１０
８におけるパイロットタイミングと、ＲＡＫＥ合成部１
０９におけるパスタイミングが算出される。
と既知コードであるＣｏｄｅＡとの相関がとられること
により、図２に示すように、相関値の電力が最大となる
コードタイミングが検出される。また、サーチャー１０
５では、検出されたコードタイミングを用いて、Ｃｏｄ
ｅＢのタイミングが検出される。以上のようにして、サ
ーチャー１０５では、逆拡散器１０６および逆拡散器１
０７における逆拡散タイミングと、チャネル推定部１０
８におけるパイロットタイミングと、ＲＡＫＥ合成部１
０９におけるパスタイミングが算出される。
【００５９】サーチャー１０５から逆拡散器１０６およ
び複素相関部１１５に対しては、パス１のＣｏｄｅＡお
よびＣｏｄｅＢのタイミングが出力される。サーチャー
１０５から逆拡散器１０７および複素相関部１１６に対
しては、パス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミ
ングが出力される。また、サーチャー１０５からチャネ
ル推定部１０８に対しては、パス１のＣｏｄｅＡおよび
ＣｏｄｅＢのタイミング、ならびに、パス２のＣｏｄｅ
ＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングが出力される。さら
に、サーチャー１０５からＲＡＫＥ合成部１０９に対し
て、パス１およびパス２のタイミングが出力される。
び複素相関部１１５に対しては、パス１のＣｏｄｅＡお
よびＣｏｄｅＢのタイミングが出力される。サーチャー
１０５から逆拡散器１０７および複素相関部１１６に対
しては、パス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミ
ングが出力される。また、サーチャー１０５からチャネ
ル推定部１０８に対しては、パス１のＣｏｄｅＡおよび
ＣｏｄｅＢのタイミング、ならびに、パス２のＣｏｄｅ
ＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングが出力される。さら
に、サーチャー１０５からＲＡＫＥ合成部１０９に対し
て、パス１およびパス２のタイミングが出力される。
【００６０】逆拡散器１０６では、Ｉ−ｃｈのベースバ
ンド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた
逆拡散処理が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス
１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づい
てなされる。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対
するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理
が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス１のＣｏｄ
ｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされ
る。また、逆拡散器１０６では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃ
ｈのベースバンド信号に対する所定の拡散符号（本無線
受信装置に割り当てられた拡散符号）を用いた逆拡散処
理がなされる。
ンド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた
逆拡散処理が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス
１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づい
てなされる。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対
するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理
が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス１のＣｏｄ
ｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされ
る。また、逆拡散器１０６では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃ
ｈのベースバンド信号に対する所定の拡散符号（本無線
受信装置に割り当てられた拡散符号）を用いた逆拡散処
理がなされる。
【００６１】逆拡散器１０７では、Ｉ−ｃｈのベースバ
ンド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた
逆拡散処理が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス
２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づい
てなされる。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対
するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理
が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス２のＣｏｄ
ｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされ
る。また、逆拡散器１０７では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃ
ｈのベースバンド信号に対する所定の拡散符号を用いた
逆拡散処理がなされる。
ンド信号に対するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた
逆拡散処理が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス
２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づい
てなされる。同様に、Ｑ−ｃｈのベースバンド信号に対
するＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理
が、それぞれ、サーチャー１０５からのパス２のＣｏｄ
ｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイミングに基づいてなされ
る。また、逆拡散器１０７では、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃ
ｈのベースバンド信号に対する所定の拡散符号を用いた
逆拡散処理がなされる。
【００６２】逆拡散器１０６および逆拡散器１０７によ
り逆拡散処理されたＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号は、チャネル推定部１０８およびＲＡＫＥ合成
部１０９に出力される。
り逆拡散処理されたＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバ
ンド信号は、チャネル推定部１０８およびＲＡＫＥ合成
部１０９に出力される。
【００６３】チャネル推定部１０８では、サーチャー１
０５からのパス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイ
ミングに基づいて、逆拡散器１０６からの逆拡散処理後
のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、
既知シンボル１１および既知シンボル１２に対応する信
号が取り出される。この取り出された信号を用いてパス
１のチャネル推定値が算出される。同様に、サーチャー
１０５からのパス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタ
イミングに基づいて逆拡散器１０７からの逆拡散処理後
のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、
既知シンボル１１および既知シンボル１２に対応する信
号が取り出される。この取り出された信号を用いてパス
２のチャネル推定値が算出される。チャネル推定部１０
８により算出されたパス１およびパス２のチャネル推定
値は、ＲＡＫＥ合成部１０９に出力される。
０５からのパス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタイ
ミングに基づいて、逆拡散器１０６からの逆拡散処理後
のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、
既知シンボル１１および既知シンボル１２に対応する信
号が取り出される。この取り出された信号を用いてパス
１のチャネル推定値が算出される。同様に、サーチャー
１０５からのパス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタ
イミングに基づいて逆拡散器１０７からの逆拡散処理後
のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド信号のうち、
既知シンボル１１および既知シンボル１２に対応する信
号が取り出される。この取り出された信号を用いてパス
２のチャネル推定値が算出される。チャネル推定部１０
８により算出されたパス１およびパス２のチャネル推定
値は、ＲＡＫＥ合成部１０９に出力される。
【００６４】ＲＡＫＥ合成部１０９では、まず、逆拡散
器１０６からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後
のベースバンド信号に対して、チャネル推定部１０８か
らのパス１のチャネル推定値の逆特性が乗算され、逆拡
散器１０７からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理
後のベースバンド信号に対して、チャネル推定部１０８
からのパス２のチャネル推定値の逆特性が乗算される。
さらに、チャネル推定値の逆特性が乗算されたパス１の
Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド
信号と、チャネル推定値の逆特性が乗算されたパス２の
Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド
信号とは、サーチャー１０５からのパス１およびパス２
のタイミングに基づいて、ＲＡＫＥ合成される。
器１０６からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後
のベースバンド信号に対して、チャネル推定部１０８か
らのパス１のチャネル推定値の逆特性が乗算され、逆拡
散器１０７からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理
後のベースバンド信号に対して、チャネル推定部１０８
からのパス２のチャネル推定値の逆特性が乗算される。
さらに、チャネル推定値の逆特性が乗算されたパス１の
Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド
信号と、チャネル推定値の逆特性が乗算されたパス２の
Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの逆拡散処理後のベースバンド
信号とは、サーチャー１０５からのパス１およびパス２
のタイミングに基づいて、ＲＡＫＥ合成される。
【００６５】ＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ
のベースバンド信号は、復調部１１０に出力される。復
調部１１０では、ＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−
ｃｈのベースバンド信号に対する復調処理がなされるこ
とにより、受信データが得られる。
のベースバンド信号は、復調部１１０に出力される。復
調部１１０では、ＲＡＫＥ合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−
ｃｈのベースバンド信号に対する復調処理がなされるこ
とにより、受信データが得られる。
【００６６】一方、逆拡散器１０６により逆拡散処理さ
れたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号は、複素
相関部１１５に出力されるとともに、遅延部１１１（遅
延部１１２）によりｔAB（＝ｔCA／２＋ｔgap＋ｔCB／
２；図８参照）だけ遅延された後複素相関部１１５に出
力される。
れたＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号は、複素
相関部１１５に出力されるとともに、遅延部１１１（遅
延部１１２）によりｔAB（＝ｔCA／２＋ｔgap＋ｔCB／
２；図８参照）だけ遅延された後複素相関部１１５に出
力される。
【００６７】逆拡散部１０７により逆拡散処理されたＩ
−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号は、複素相関部
１１６に出力されるとともに、遅延部１１３（遅延部１
１４）によりｔABだけ遅延された後複素相関部１１６に
出力される。
−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバンド信号は、複素相関部
１１６に出力されるとともに、遅延部１１３（遅延部１
１４）によりｔABだけ遅延された後複素相関部１１６に
出力される。
【００６８】複素相関部１１５では、逆拡散器１０６か
らの逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバン
ド信号と、遅延部１１１（遅延部１１２）からのｔABだ
け遅延された逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベ
ースバンド信号と、を用いた複素相関処理が、サーチャ
ー１０５からパス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタ
イミングに基づいてなされる。パス１のＩ−ｃｈおよび
Ｑ−ｃｈについての複素相関処理後の信号は、パス合成
部１１７に出力される。
らの逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバン
ド信号と、遅延部１１１（遅延部１１２）からのｔABだ
け遅延された逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベ
ースバンド信号と、を用いた複素相関処理が、サーチャ
ー１０５からパス１のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢのタ
イミングに基づいてなされる。パス１のＩ−ｃｈおよび
Ｑ−ｃｈについての複素相関処理後の信号は、パス合成
部１１７に出力される。
【００６９】複素相関部１１６では、逆拡散器１０６か
らの逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバン
ド信号と、遅延部１１１（遅延部１１２）からのｔABだ
け遅延された逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベ
ースバンド信号と、を用いた複素相関処理が、サーチャ
ー１０５からのパス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢの
タイミングに基づいてなされる。パス２のＩ−ｃｈおよ
びＱ−ｃｈについての複素相関処理後の信号は、パス合
成部１１７に出力される。
らの逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベースバン
ド信号と、遅延部１１１（遅延部１１２）からのｔABだ
け遅延された逆拡散処理後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃｈ）のベ
ースバンド信号と、を用いた複素相関処理が、サーチャ
ー１０５からのパス２のＣｏｄｅＡおよびＣｏｄｅＢの
タイミングに基づいてなされる。パス２のＩ−ｃｈおよ
びＱ−ｃｈについての複素相関処理後の信号は、パス合
成部１１７に出力される。
【００７０】パス合成部１１７では、複素相関部１１５
からの複素相関処理後の信号と、複素相関部１１６から
の複素相関処理後の信号とが、Ｉ−ｃｈ毎およびＱ−ｃ
ｈ毎にパス合成される。次に示す式により表現されるパ
ス合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの信号は、位相推定
部１１８に出力される。
からの複素相関処理後の信号と、複素相関部１１６から
の複素相関処理後の信号とが、Ｉ−ｃｈ毎およびＱ−ｃ
ｈ毎にパス合成される。次に示す式により表現されるパ
ス合成後のＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの信号は、位相推定
部１１８に出力される。
【００７１】
【数１】
ただし、Ｃest（ｎ）.ｉは、第ｎスロットにおけるパス
合成後のＩ−ｃｈの信号であり、Ｃest（ｎ）.ｑは、第
ｎスロットにおけるパス合成後のＱ−ｃｈの信号であ
る。また、Ｃ（ｎ，ｐ）.ｉは、第ｎスロットにおける
複素相関処理後のＩ−ｃｈの信号であり、Ｃ（ｎ，
ｐ）.ｑは、第ｎスロットにおける複素相関処理後のＱ
−ｃｈの信号である。
合成後のＩ−ｃｈの信号であり、Ｃest（ｎ）.ｑは、第
ｎスロットにおけるパス合成後のＱ−ｃｈの信号であ
る。また、Ｃ（ｎ，ｐ）.ｉは、第ｎスロットにおける
複素相関処理後のＩ−ｃｈの信号であり、Ｃ（ｎ，
ｐ）.ｑは、第ｎスロットにおける複素相関処理後のＱ
−ｃｈの信号である。
【００７２】位相推定部１１８では、パス合成部１１７
により合成された信号を用いて、位相回転量が算出され
る。すなわち、第ｎスロットの位相回転量θest（ｎ）
は、次に示す式により表現される。
により合成された信号を用いて、位相回転量が算出され
る。すなわち、第ｎスロットの位相回転量θest（ｎ）
は、次に示す式により表現される。
【００７３】
【数２】
平滑化部１１９では、位相推定部１１８によりスロット
単位で推定される位相回転量θest（ｎ）に対する平滑
化処理が、次に示す式に従ってなされる。
単位で推定される位相回転量θest（ｎ）に対する平滑
化処理が、次に示す式に従ってなされる。
【００７４】
【数３】
ただし、αは忘却係数である。なお、平滑化処理とし
て、本実施の形態では重み付平均を用いているが、移動
平均や単純平均等を用いることも可能である。この平滑
化処理により、雑音による位相推定精度の誤差を抑圧す
ることができる。
て、本実施の形態では重み付平均を用いているが、移動
平均や単純平均等を用いることも可能である。この平滑
化処理により、雑音による位相推定精度の誤差を抑圧す
ることができる。
【００７５】さらに、平滑化部１１９では、平滑化処理
された位相回転量を用いて、補正すべき周波数オフセッ
トが算出される。この補正すべき周波数オフセットは、
制御電圧変換部１２０に出力される。
された位相回転量を用いて、補正すべき周波数オフセッ
トが算出される。この補正すべき周波数オフセットは、
制御電圧変換部１２０に出力される。
【００７６】制御電圧変換部１２０では、補正すべき周
波数オフセットは、水晶発振器１２２における制御電圧
に変換される。この制御電圧は、Ｄ／Ａ変換器１２１に
よりアナログ信号に変換された後、水晶発振器１２２に
出力される。水晶発振器１２２における周波数オフセッ
トは、このアナログ信号に変換された制御電圧により補
正される。以上のような閉ループの動作により、通信相
手と本無線受信装置におけるキャリア周波数のオフセッ
トが補正される。これにより、受信信号の品質を劣化さ
せる位相回転を抑圧することができる。
波数オフセットは、水晶発振器１２２における制御電圧
に変換される。この制御電圧は、Ｄ／Ａ変換器１２１に
よりアナログ信号に変換された後、水晶発振器１２２に
出力される。水晶発振器１２２における周波数オフセッ
トは、このアナログ信号に変換された制御電圧により補
正される。以上のような閉ループの動作により、通信相
手と本無線受信装置におけるキャリア周波数のオフセッ
トが補正される。これにより、受信信号の品質を劣化さ
せる位相回転を抑圧することができる。
【００７７】次いで、本実施の形態にかかる無線受信装
置により正確な位相回転量を推定できる要因について、
さらに図３および図４を参照して説明する。図３は、本
発明の実施の形態１にかかる無線受信装置により受信さ
れた信号における位相回転量の様子を示す模式図であ
る。図４は、本発明の実施の形態１にかかる無線受信装
置によるパス合成の様子を示す模式図である。
置により正確な位相回転量を推定できる要因について、
さらに図３および図４を参照して説明する。図３は、本
発明の実施の形態１にかかる無線受信装置により受信さ
れた信号における位相回転量の様子を示す模式図であ
る。図４は、本発明の実施の形態１にかかる無線受信装
置によるパス合成の様子を示す模式図である。
【００７８】図３において、ＣｏｄｅＡを用いた逆拡散
処理により得られたベースバンド信号（以下単に「Ｃｏ
ｄｅＡのベースバンド信号」という。）に着目すると、
パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信号は、送信信号に
対して、フェージングによる位相変動量（Δθ１fad）
だけ回転している。一方、パス２のＣｏｄｅＡのベース
バンド信号は、パス１とパス２の伝搬路が異なることに
起因して、パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信号に対
して、位相回転量（Δθp）およびフェージングによる
位相変動量（Δθ２fad）だけ回転している。なお、位
相回転量（Δθp）は、パス１とパス２との間の時間差
（ｔp）に対応する位相回転量である。
処理により得られたベースバンド信号（以下単に「Ｃｏ
ｄｅＡのベースバンド信号」という。）に着目すると、
パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信号は、送信信号に
対して、フェージングによる位相変動量（Δθ１fad）
だけ回転している。一方、パス２のＣｏｄｅＡのベース
バンド信号は、パス１とパス２の伝搬路が異なることに
起因して、パス１のＣｏｄｅＡのベースバンド信号に対
して、位相回転量（Δθp）およびフェージングによる
位相変動量（Δθ２fad）だけ回転している。なお、位
相回転量（Δθp）は、パス１とパス２との間の時間差
（ｔp）に対応する位相回転量である。
【００７９】次に、ＣｏｄｅＢを用いた逆拡散処理によ
り得られたベースバンド信号（以下単に「ＣｏｄｅＢの
ベースバンド信号」という。）に着目すると、パス１の
ＣｏｄｅＢのベースバンド信号は、パス１のＣｏｄｅＡ
のベースバンド信号に対して、さらにΔθABだけ回転し
ている。パス２のＣｏｄｅＢのベースバンド信号も、パ
ス２のＣｏｄｅＡのベースバンド信号に対して、さらに
ΔθABだけ回転している。
り得られたベースバンド信号（以下単に「ＣｏｄｅＢの
ベースバンド信号」という。）に着目すると、パス１の
ＣｏｄｅＢのベースバンド信号は、パス１のＣｏｄｅＡ
のベースバンド信号に対して、さらにΔθABだけ回転し
ている。パス２のＣｏｄｅＢのベースバンド信号も、パ
ス２のＣｏｄｅＡのベースバンド信号に対して、さらに
ΔθABだけ回転している。
【００８０】上記のようなパス１のＣｏｄｅＡのベース
バンド信号とＣｏｄｅＢのベースバンド信号を用いて、
複素相関部１１５で複素相関処理が行われることによ
り、図３に示すように、パス１についての複素相関処理
後の信号が得られる。同様に、上記のようなパス２のＣ
ｏｄｅＡのベースバンド信号とＣｏｄｅＢのベースバン
ド信号を用いて、複素相関部１１６で複素相関処理が行
われることにより、図３に示すように、パス２について
の複素相関処理後の信号が得られる。
バンド信号とＣｏｄｅＢのベースバンド信号を用いて、
複素相関部１１５で複素相関処理が行われることによ
り、図３に示すように、パス１についての複素相関処理
後の信号が得られる。同様に、上記のようなパス２のＣ
ｏｄｅＡのベースバンド信号とＣｏｄｅＢのベースバン
ド信号を用いて、複素相関部１１６で複素相関処理が行
われることにより、図３に示すように、パス２について
の複素相関処理後の信号が得られる。
【００８１】すなわち、ＲＡＫＥ合成前のベースバンド
信号を用いて複素相関処理を行っているので、図３から
明らかなように、パス１およびパス２についての複素相
関処理後の信号には、従来方式に存在するチャネル推定
誤差（図１２および図１３に示したΔθch_errAおよび
Δθch_errB）が含まれていない。なお、パス１および
パス２についての複素相関処理後の信号には、位相回転
量の雑音による誤差が含まれている可能性がある。
信号を用いて複素相関処理を行っているので、図３から
明らかなように、パス１およびパス２についての複素相
関処理後の信号には、従来方式に存在するチャネル推定
誤差（図１２および図１３に示したΔθch_errAおよび
Δθch_errB）が含まれていない。なお、パス１および
パス２についての複素相関処理後の信号には、位相回転
量の雑音による誤差が含まれている可能性がある。
【００８２】この後、上記のようなパス１およびパス２
についての複素相関処理後の信号は、パス合成部１１７
により、図４に示すように、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎
に合成される。パス合成後の信号は、パスダイバーシチ
の効果により、位相回転量の雑音による誤差が軽減され
たものとなる。このパス合成後の信号を用いて、上述し
たように、位相推定部１１８により位相回転量が推定さ
れる。図４に示すように、パス合成後の信号にもチャネ
ル推定誤差が含まれていないので、位相推定部１１８に
より推定される位相回転量は、精度の高いものとなる。
についての複素相関処理後の信号は、パス合成部１１７
により、図４に示すように、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎
に合成される。パス合成後の信号は、パスダイバーシチ
の効果により、位相回転量の雑音による誤差が軽減され
たものとなる。このパス合成後の信号を用いて、上述し
たように、位相推定部１１８により位相回転量が推定さ
れる。図４に示すように、パス合成後の信号にもチャネ
ル推定誤差が含まれていないので、位相推定部１１８に
より推定される位相回転量は、精度の高いものとなる。
【００８３】なお、図３および図４では、説明の簡略化
のために、受信信号が第１象限に存在している場合が示
されているが、本発明は、受信信号がいずれの象限に存
在している場合についても適用可能である。
のために、受信信号が第１象限に存在している場合が示
されているが、本発明は、受信信号がいずれの象限に存
在している場合についても適用可能である。
【００８４】このように、本実施の形態においては、逆
拡散処理後の各パスのベースバンド信号をＲＡＫＥ合成
した信号（すなわち、逆拡散処理後の各パスのベースバ
ンド信号にチャネル推定値の逆特性を乗算した信号）を
用いて位相回転量を推定するのではなく、ＲＡＫＥ合成
前の逆拡散処理後のベースバンド信号（すなわち、逆拡
散処理後の信号であってチャネル推定値の逆特性が乗算
されていないベースバンド信号）を用いて各パス毎に複
素相関処理を行い、複素相関処理後の各パスの信号を合
成した信号を用いて位相回転量を推定している。このよ
うに位相回転量を推定すれば、各パスの複素相関処理後
の信号およびパス合成された信号には、ＲＡＫＥ合成に
起因するチャネル推定誤差が含まれないので、精度の良
い位相回転量を得ることができる。
拡散処理後の各パスのベースバンド信号をＲＡＫＥ合成
した信号（すなわち、逆拡散処理後の各パスのベースバ
ンド信号にチャネル推定値の逆特性を乗算した信号）を
用いて位相回転量を推定するのではなく、ＲＡＫＥ合成
前の逆拡散処理後のベースバンド信号（すなわち、逆拡
散処理後の信号であってチャネル推定値の逆特性が乗算
されていないベースバンド信号）を用いて各パス毎に複
素相関処理を行い、複素相関処理後の各パスの信号を合
成した信号を用いて位相回転量を推定している。このよ
うに位相回転量を推定すれば、各パスの複素相関処理後
の信号およびパス合成された信号には、ＲＡＫＥ合成に
起因するチャネル推定誤差が含まれないので、精度の良
い位相回転量を得ることができる。
【００８５】したがって、本実施の形態によれば、高速
移動時であってもチャネル推定精度とは関係なく高精度
な位相回転量を推定することができるので、安定した周
波数オフセットの補償を行うことが可能となる。
移動時であってもチャネル推定精度とは関係なく高精度
な位相回転量を推定することができるので、安定した周
波数オフセットの補償を行うことが可能となる。
【００８６】（実施の形態２）本実施の形態では、パス
合成後の信号をＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎に平滑化し、
平滑化した各信号を用いて位相回転量を推定する場合に
ついて説明する。図５は、本発明の実施の形態２にかか
る無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、
図５における実施の形態１（図１）と同様の構成につい
ては、図１におけるものと同一の符号を付して詳しい説
明を省略する。
合成後の信号をＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎に平滑化し、
平滑化した各信号を用いて位相回転量を推定する場合に
ついて説明する。図５は、本発明の実施の形態２にかか
る無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、
図５における実施の形態１（図１）と同様の構成につい
ては、図１におけるものと同一の符号を付して詳しい説
明を省略する。
【００８７】本実施の形態にかかる無線受信装置は、パ
ス合成部１１７の後の動作が実施の形態１にかかる無線
受信装置と異なる。すなわち、本実施の形態にかかる無
線受信装置は、実施の形態１にかかる無線受信装置にお
いて、位相推定部１１８および平滑化部１１９に代え
て、平滑化部５０１、平滑化部５０２および位相推定部
５０３を設けた構成を有する。
ス合成部１１７の後の動作が実施の形態１にかかる無線
受信装置と異なる。すなわち、本実施の形態にかかる無
線受信装置は、実施の形態１にかかる無線受信装置にお
いて、位相推定部１１８および平滑化部１１９に代え
て、平滑化部５０１、平滑化部５０２および位相推定部
５０３を設けた構成を有する。
【００８８】平滑化部５０１（平滑化部５０２）は、パ
ス合成部１１７によるパス合成後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃ
ｈ）の信号に平均化処理を行う。ここでは、平均化処理
としてスロット間における移動平均を用いるものとす
る。
ス合成部１１７によるパス合成後のＩ−ｃｈ（Ｑ−ｃ
ｈ）の信号に平均化処理を行う。ここでは、平均化処理
としてスロット間における移動平均を用いるものとす
る。
【００８９】平均化部５０１により移動平均された第ｎ
スロットの信号（Ｃave（ｎ）.ｉ）および平均化部５０
２により移動平均された第ｎスロットの信号（Ｃ
ave（ｎ）.ｑ）は、次に示す式により表現される。ただ
し、Ｎは移動平均長である。
スロットの信号（Ｃave（ｎ）.ｉ）および平均化部５０
２により移動平均された第ｎスロットの信号（Ｃ
ave（ｎ）.ｑ）は、次に示す式により表現される。ただ
し、Ｎは移動平均長である。
【００９０】
【数４】
位相推定部５０３は、平均化部５０１および平均化部５
０２により移動平均された各信号を用いて位相回転量を
算出する。すなわち、位相推定部５０３により算出され
る第ｎスロットにおける位相回転量は、次に示す式によ
り表現される。
０２により移動平均された各信号を用いて位相回転量を
算出する。すなわち、位相推定部５０３により算出され
る第ｎスロットにおける位相回転量は、次に示す式によ
り表現される。
【００９１】
【数５】
位相推定部５０３により算出された位相回転量は、制御
電圧変換部１２０に出力された後には、実施の形態１で
説明したものと同様の動作がなされる。
電圧変換部１２０に出力された後には、実施の形態１で
説明したものと同様の動作がなされる。
【００９２】このように、本実施の形態においては、パ
ス合成後の信号をＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎に平滑化
し、平滑化した各信号を用いて位相回転量を算出してい
る。これにより、算出された位相回転量を平滑化する実
施の形態１に比べて、さらに雑音による位相推定精度の
劣化を抑制することができる。
ス合成後の信号をＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎に平滑化
し、平滑化した各信号を用いて位相回転量を算出してい
る。これにより、算出された位相回転量を平滑化する実
施の形態１に比べて、さらに雑音による位相推定精度の
劣化を抑制することができる。
【００９３】また、過渡時には、平滑化部５０１および
平滑化部５０２における移動平均長Ｎを小さく設定する
ことにより、周波数の変化に高速に追随して周波数オフ
セットを推定できるとともに、定常時には、上記Ｎを大
きく設定することにより、伝搬路に適応して周波数オフ
セットを推定できる。なお、本実施の形態では、平滑化
処理として、移動平均を用いた場合について説明した
が、重み付け平均や単純平均等を用いることも可能であ
る。
平滑化部５０２における移動平均長Ｎを小さく設定する
ことにより、周波数の変化に高速に追随して周波数オフ
セットを推定できるとともに、定常時には、上記Ｎを大
きく設定することにより、伝搬路に適応して周波数オフ
セットを推定できる。なお、本実施の形態では、平滑化
処理として、移動平均を用いた場合について説明した
が、重み付け平均や単純平均等を用いることも可能であ
る。
【００９４】（実施の形態３）本実施の形態では、周波
数オフセットの補償をソフト処理により実現する場合に
ついて説明する。図６は、本発明の実施の形態３にかか
る無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、
図６における実施の形態１（図１）と同様の構成につい
ては、図１におけるものと同一の符号を付して詳しい説
明を省略する。
数オフセットの補償をソフト処理により実現する場合に
ついて説明する。図６は、本発明の実施の形態３にかか
る無線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、
図６における実施の形態１（図１）と同様の構成につい
ては、図１におけるものと同一の符号を付して詳しい説
明を省略する。
【００９５】本実施の形態にかかる無線受信装置は、実
施の形態１にかかる無線受信装置において、Ａ／Ｄ変換
器１０３およびＡ／Ｄ変換器１０４とサーチャー１０５
との間に補償部６０１を設け、制御電圧変換部１２０、
Ｄ／Ａ変換器１２１および水晶発振器１２２を除去し、
位相ベクトル変換部６０２を設けた構成を有する。
施の形態１にかかる無線受信装置において、Ａ／Ｄ変換
器１０３およびＡ／Ｄ変換器１０４とサーチャー１０５
との間に補償部６０１を設け、制御電圧変換部１２０、
Ｄ／Ａ変換器１２１および水晶発振器１２２を除去し、
位相ベクトル変換部６０２を設けた構成を有する。
【００９６】位相ベクトル変換部６０２は、平滑化部１
１９により平滑化処理された第ｎスロットの位相回転量
（φest（ｎ）［ラジアン］）を位相回転ベクトルに変
換する。位相ベクトル変換部６０２により算出される位
相回転ベクトル、すなわち、Ｉ−ｃｈの位相回転ベクト
ル（ｒｏｔ（ｎ）.ｉ）およびＱ−ｃｈの位相回転ベク
トル（ｒｏｔ（ｎ）.ｑ）は、次に示す式により表現さ
れる。ただし、Ｋは一度に補償する補償単位である。
１９により平滑化処理された第ｎスロットの位相回転量
（φest（ｎ）［ラジアン］）を位相回転ベクトルに変
換する。位相ベクトル変換部６０２により算出される位
相回転ベクトル、すなわち、Ｉ−ｃｈの位相回転ベクト
ル（ｒｏｔ（ｎ）.ｉ）およびＱ−ｃｈの位相回転ベク
トル（ｒｏｔ（ｎ）.ｑ）は、次に示す式により表現さ
れる。ただし、Ｋは一度に補償する補償単位である。
【００９７】
【数６】
補償部６０１は、Ａ／Ｄ変換器１０３およびＡ／Ｄ変換
器１０４からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド
信号に対して、位相ベクトル変換部６０２により変換さ
れたＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの位相回転ベクトルを用い
た周波数オフセット補償の補償を行う。すなわち、Ａ／
Ｄ変換器１０３からの第ｎスロット、ｋサンプルのベー
スバンド信号をｓ（ｎ，ｋ）.ｉとし、Ａ／Ｄ変換器１
０４からの第ｎスロット、ｋサンプルのベースバンド信
号をｓ（ｎ，ｋ）.ｑとすると、補償部６０１により補
償されたＩ−ｃｈのベースバンド信号（ｓｃ（ｎ，
ｋ）.ｉ）およびＱ−ｃｈのベースバンド信号（ｓｃ
（ｎ，ｋ）.ｑ）は、次に示す式により表現される。
器１０４からのＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈのベースバンド
信号に対して、位相ベクトル変換部６０２により変換さ
れたＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈの位相回転ベクトルを用い
た周波数オフセット補償の補償を行う。すなわち、Ａ／
Ｄ変換器１０３からの第ｎスロット、ｋサンプルのベー
スバンド信号をｓ（ｎ，ｋ）.ｉとし、Ａ／Ｄ変換器１
０４からの第ｎスロット、ｋサンプルのベースバンド信
号をｓ（ｎ，ｋ）.ｑとすると、補償部６０１により補
償されたＩ−ｃｈのベースバンド信号（ｓｃ（ｎ，
ｋ）.ｉ）およびＱ−ｃｈのベースバンド信号（ｓｃ
（ｎ，ｋ）.ｑ）は、次に示す式により表現される。
【００９８】
【数７】
補償部６０１により補償されたＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ
のベースバンド信号は、以後、実施の形態１で説明した
ような処理がなされる。
のベースバンド信号は、以後、実施の形態１で説明した
ような処理がなされる。
【００９９】上述した実施の形態１および実施の形態２
では、通信相手と本無線受信装置との水晶発振器の精度
が同一となるように、受信ＲＦ部１０２に用いられるキ
ャリア周波数を直接制御して、周波数オフセットによる
位相回転を補償している。一方、本実施の形態では、周
波数オフセットによる位相回転をベースバンド信号のデ
ィジタル信号処理を用いて補償している。これにより、
本実施の形態によれば、ＤＳＰ等でのソフト処理により
周波数オフセットを補償することが可能となるので、周
波数オフセットの補償精度を水晶発振器に対する制御電
圧による補正精度と無関係とすることができる。また、
水晶発振器における部品のバラツキ等に起因する受信品
質の劣化を防止することができる。
では、通信相手と本無線受信装置との水晶発振器の精度
が同一となるように、受信ＲＦ部１０２に用いられるキ
ャリア周波数を直接制御して、周波数オフセットによる
位相回転を補償している。一方、本実施の形態では、周
波数オフセットによる位相回転をベースバンド信号のデ
ィジタル信号処理を用いて補償している。これにより、
本実施の形態によれば、ＤＳＰ等でのソフト処理により
周波数オフセットを補償することが可能となるので、周
波数オフセットの補償精度を水晶発振器に対する制御電
圧による補正精度と無関係とすることができる。また、
水晶発振器における部品のバラツキ等に起因する受信品
質の劣化を防止することができる。
【０１００】なお、本実施の形態においては、実施の形
態１にかかる無線受信装置における周波数オフセットの
補償をソフト処理により実現する場合について説明した
が、実施の形態２にかかる無線受信装置における周波数
オフセットの補償をソフト処理により実現することも可
能であることはいうまでもない。この場合には、上記効
果に加えて、位相推定精度の劣化を抑制できるという効
果も得られる。
態１にかかる無線受信装置における周波数オフセットの
補償をソフト処理により実現する場合について説明した
が、実施の形態２にかかる無線受信装置における周波数
オフセットの補償をソフト処理により実現することも可
能であることはいうまでもない。この場合には、上記効
果に加えて、位相推定精度の劣化を抑制できるという効
果も得られる。
【０１０１】また、上記実施の形態１〜実施の形態３に
おいては、扱うパスの数を２つとした場合について説明
したが、本発明は、扱うパスの数を３つ以上とした場合
および扱うパスの数を１つとした場合にも適用可能なも
のである。扱うパスの数を１つとした場合には、図１、
図５および図６において、ＲＡＫＥ合成部１０９、逆拡
散器１０７、遅延部１１３、遅延部１１４、複素相関部
１１６およびパス合成部１１７を除去すればよい。な
お、この場合には、複素相関部１１５による複素相関処
理後の信号を用いて位相推定部１１８により、位相回転
量を推定することが可能であり、また、逆拡散器１０６
により逆拡散処理されたベースバンド信号に対して、チ
ャネル推定部１０８からのチャネル推定値の逆特性を乗
算した後、逆特性が乗算されたベースバンド信号を用い
て復調部１１０により受信データを取り出すことが可能
である。
おいては、扱うパスの数を２つとした場合について説明
したが、本発明は、扱うパスの数を３つ以上とした場合
および扱うパスの数を１つとした場合にも適用可能なも
のである。扱うパスの数を１つとした場合には、図１、
図５および図６において、ＲＡＫＥ合成部１０９、逆拡
散器１０７、遅延部１１３、遅延部１１４、複素相関部
１１６およびパス合成部１１７を除去すればよい。な
お、この場合には、複素相関部１１５による複素相関処
理後の信号を用いて位相推定部１１８により、位相回転
量を推定することが可能であり、また、逆拡散器１０６
により逆拡散処理されたベースバンド信号に対して、チ
ャネル推定部１０８からのチャネル推定値の逆特性を乗
算した後、逆特性が乗算されたベースバンド信号を用い
て復調部１１０により受信データを取り出すことが可能
である。
【０１０２】（実施の形態４）本実施の形態では、実施
の形態１〜実施の形態３において、スペースダイバーシ
チを採用する場合について説明する。スペースダイバー
シチは、実施の形態１〜実施の形態３のいずれにも適用
することが可能なものであるが、まず、スペースダイバ
ーシチを実施の形態１に適用した場合について説明す
る。
の形態１〜実施の形態３において、スペースダイバーシ
チを採用する場合について説明する。スペースダイバー
シチは、実施の形態１〜実施の形態３のいずれにも適用
することが可能なものであるが、まず、スペースダイバ
ーシチを実施の形態１に適用した場合について説明す
る。
【０１０３】図７は、本発明の実施の形態４にかかる無
線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図７
における実施の形態１（図１）と同様の構成について
は、図１におけるものと同一の符号を付して詳しい説明
を省略する。
線受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図７
における実施の形態１（図１）と同様の構成について
は、図１におけるものと同一の符号を付して詳しい説明
を省略する。
【０１０４】本実施の形態にかかる無線受信装置は、実
施の形態１にかかる無線受信装置において、複数ブラン
チ（ここでは一例として２ブランチ）の受信系を設ける
とともに、パス合成部１１７に代えてパス＆ブランチ合
成部７０１を設けた構成を有する。なお、受信系とは、
アンテナ１０１、受信ＲＦ部１０２、Ａ／Ｄ変換器１０
２、Ａ／Ｄ変換器１０３、サーチャー１０５、逆拡散器
１０６、逆拡散器１０７、遅延部１１１〜１１４、複素
相関部１１５および複素相関部１１６を含むものであ
る。
施の形態１にかかる無線受信装置において、複数ブラン
チ（ここでは一例として２ブランチ）の受信系を設ける
とともに、パス合成部１１７に代えてパス＆ブランチ合
成部７０１を設けた構成を有する。なお、受信系とは、
アンテナ１０１、受信ＲＦ部１０２、Ａ／Ｄ変換器１０
２、Ａ／Ｄ変換器１０３、サーチャー１０５、逆拡散器
１０６、逆拡散器１０７、遅延部１１１〜１１４、複素
相関部１１５および複素相関部１１６を含むものであ
る。
【０１０５】パス＆ブランチ合成部７０１は、次の式に
示すように、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎にパスとブラン
チの合成を行う。ただし、第ｎスロット、ｂｒブラン
チ、第ｐパスの複素相関器１１１〜１１４の出力信号を
Ｃ（ｎ，ｂｒ，ｐ）とする。
示すように、Ｉ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎にパスとブラン
チの合成を行う。ただし、第ｎスロット、ｂｒブラン
チ、第ｐパスの複素相関器１１１〜１１４の出力信号を
Ｃ（ｎ，ｂｒ，ｐ）とする。
【０１０６】
【数８】
パス＆ブランチ合成部７０１は、上式により、第ｎスロ
ットの周波数オフセットによる位相回転量ベクトルＣ
est（ｎ）.ｉ、Ｃest（ｎ）.ｑを算出する。
ットの周波数オフセットによる位相回転量ベクトルＣ
est（ｎ）.ｉ、Ｃest（ｎ）.ｑを算出する。
【０１０７】このように、本実施の形態によれば、パス
ダイバーシチ効果とスペースダイバーシチ効果により、
周波数オフセットの推定精度を劣化させる要因となる雑
音を抑圧することができる。特に、雑音抑圧に必要とな
る十分な平均長をとれないバースト的な受信を行う際に
おいては、受信信号にパスダイバーシチ効果とスペース
ダイバーシチ効果の両方が反映されるので、受信信号の
サンプル数が少なくとも、受信信号における雑音を十分
に抑圧することができる。
ダイバーシチ効果とスペースダイバーシチ効果により、
周波数オフセットの推定精度を劣化させる要因となる雑
音を抑圧することができる。特に、雑音抑圧に必要とな
る十分な平均長をとれないバースト的な受信を行う際に
おいては、受信信号にパスダイバーシチ効果とスペース
ダイバーシチ効果の両方が反映されるので、受信信号の
サンプル数が少なくとも、受信信号における雑音を十分
に抑圧することができる。
【０１０８】なお、スペースダイバーシチを実施の形態
２（図５）に適用した場合には、パス＆ブランチ合成部
により得られた信号をＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎に平滑
化し、平滑化した各信号を用いて位相回転量を推定する
ことにより、上記効果に加えて、雑音による位相推定精
度の劣化を抑圧できる効果を得ることができる。これに
より、バースト的な受信を行う際においても、より安定
した周波数オフセット推定精度を保ちつつ、安定した受
信品質を得ることができる。
２（図５）に適用した場合には、パス＆ブランチ合成部
により得られた信号をＩ−ｃｈおよびＱ−ｃｈ毎に平滑
化し、平滑化した各信号を用いて位相回転量を推定する
ことにより、上記効果に加えて、雑音による位相推定精
度の劣化を抑圧できる効果を得ることができる。これに
より、バースト的な受信を行う際においても、より安定
した周波数オフセット推定精度を保ちつつ、安定した受
信品質を得ることができる。
【０１０９】さらに、スペースダイバーシチを実施の形
態３（図６）に適用した場合には、周波数オフセットに
よる位相回転をベースバンド信号に対するディジタル信
号処理を用いて補償することにより、上記効果に加え
て、周波数オフセットの補償精度を水晶発振器に対する
制御電圧による補正精度と無関係とする効果、およ
び、、水晶発振器における部品のバラツキ等に起因する
受信品質の劣化を防止できる。この場合において、パス
＆ブランチ合成部により得られた信号をＩ−ｃｈおよび
Ｑ−ｃｈ毎に平滑化し、平滑化した各信号を用いて位相
回転量を推定する際には、上記効果に加えて、雑音によ
る位相推定精度の劣化を抑圧できる効果を得ることも可
能となる。
態３（図６）に適用した場合には、周波数オフセットに
よる位相回転をベースバンド信号に対するディジタル信
号処理を用いて補償することにより、上記効果に加え
て、周波数オフセットの補償精度を水晶発振器に対する
制御電圧による補正精度と無関係とする効果、およ
び、、水晶発振器における部品のバラツキ等に起因する
受信品質の劣化を防止できる。この場合において、パス
＆ブランチ合成部により得られた信号をＩ−ｃｈおよび
Ｑ−ｃｈ毎に平滑化し、平滑化した各信号を用いて位相
回転量を推定する際には、上記効果に加えて、雑音によ
る位相推定精度の劣化を抑圧できる効果を得ることも可
能となる。
【０１１０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
受信信号（ベースバンド信号）を用いて推定されたチャ
ネル推定値の逆特性が乗算される前の、上記受信信号に
対して、複素相関処理を行って上記受信信号における位
相回転量を推定するので、高速移動時においても正確に
周波数オフセットによる位相回転量を推定する無線受信
装置を提供することができる。
受信信号（ベースバンド信号）を用いて推定されたチャ
ネル推定値の逆特性が乗算される前の、上記受信信号に
対して、複素相関処理を行って上記受信信号における位
相回転量を推定するので、高速移動時においても正確に
周波数オフセットによる位相回転量を推定する無線受信
装置を提供することができる。
【図１】本発明の実施の形態１にかかる無線受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１にかかる無線受信装置に
より受信されるパスにおける既知シンボルのタイミング
の様子を示す模式図
より受信されるパスにおける既知シンボルのタイミング
の様子を示す模式図
【図３】本発明の実施の形態１にかかる無線受信装置に
より受信された信号における位相回転量の様子を示す模
式図
より受信された信号における位相回転量の様子を示す模
式図
【図４】本発明の実施の形態１にかかる無線受信装置に
よるパス合成の様子を示す模式図
よるパス合成の様子を示す模式図
【図５】本発明の実施の形態２にかかる無線受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図６】本発明の実施の形態３にかかる無線受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図７】本発明の実施の形態４にかかる無線受信装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図８】周波数オフセット補償を行う無線受信装置に対
して送信される既知シンボルの様子を示す模式図
して送信される既知シンボルの様子を示す模式図
【図９】従来の周波数オフセット補償を行う無線受信装
置の構成を示すブロック図
置の構成を示すブロック図
【図１０】従来の周波数オフセット補償を行う無線受信
装置により受信されるパスにおける既知シンボルのタイ
ミングの様子を示す模式図
装置により受信されるパスにおける既知シンボルのタイ
ミングの様子を示す模式図
【図１１】従来の周波数オフセット補償を行う無線受信
装置によるチャネル推定精度の様子を示す模式図
装置によるチャネル推定精度の様子を示す模式図
【図１２】従来の周波数オフセット補償を行う無線受信
装置により受信された信号における位相回転量の様子を
示す模式図
装置により受信された信号における位相回転量の様子を
示す模式図
【図１３】従来の周波数オフセット補償を行う無線受信
装置における複素相関処理される信号の様子を示す模式
図
装置における複素相関処理される信号の様子を示す模式
図
１０５ サーチャー
１０６，１０７ 逆拡散器
１０８ チャネル推定部
１１１〜１１４ 遅延部
１１５，１１６ 複素相関部
１１７ パス合成部
１１８，５０３ 位相推定部
１１９，５０１，５０２ 平滑化部
１２０ 制御電圧変換部
１２１ Ｄ／Ａ変換器
１２２ 水晶発振器
６０１ 補償部
６０２ 位相ベクトル変換部
７０１ パス＆ブランチ合成部
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
H04L 27/00 - 27/38
Claims (9)
- 【請求項１】 受信信号に対して逆拡散処理を行うこと
により所定パスの受信信号を取り出す逆拡散手段と、逆
拡散後の信号をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成手段と、
逆拡散処理後であってＲＡＫＥ合成前の前記所定パスの
受信信号に対して複素相関処理を行う複素相関処理手段
と、複素相関処理されたすべての所定パスの受信信号を
合成して合成信号を生成するパス合成手段と、生成され
た合成信号を用いて前記受信信号における位相回転量を
算出する位相回転量算出手段と、を具備することを特徴
とする無線受信装置。 - 【請求項２】 複素相関処理手段は、ＲＡＫＥ合成前の
前記所定パスの受信信号に対して、前記所定パス単位で
複素相関処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の
無線受信装置。 - 【請求項３】 位相回転量算出手段は、算出された位相
回転量に対して平滑化処理を行う平滑化手段を具備し、
平滑化された位相回転量を新たな位相回転量とすること
を特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線受信
装置。 - 【請求項４】 位相回転量算出手段は、生成された合成
信号に対して平滑化処理を行う平滑化手段を具備し、平
滑化処理された合成信号を用いて位相回転量を算出する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の無線
受信装置。 - 【請求項５】 位相回転量算出手段により算出された位
相回転量を用いて周波数オフセットを算出する周波数オ
フセット算出手段と、算出された周波数オフセットに基
づいてローカル信号の周波数を制御して、受信信号にお
ける周波数オフセットを補償する補償手段と、を具備す
ることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに
記載の無線受信装置。 - 【請求項６】 位相回転量算出手段により算出された位
相回転量を用いて周波数オフセットを算出する周波数オ
フセット算出手段と、算出された周波数オフセットを用
いて受信信号に対してディジタル演算処理を行うことに
より、前記受信信号における周波数オフセットを補償す
る補償手段と、を具備することを特徴とする請求項１か
ら請求項４のいずれかに記載の無線受信装置。 - 【請求項７】 逆拡散手段は、全ブランチの受信信号か
ら所定パスの受信信号を取り出すことを特徴とする請求
項１から請求項６のいずれかに記載の無線受信装置。 - 【請求項８】 請求項１から請求項７のいずれかに記載
の無線受信装置を備えたことを特徴とする通信端末装
置。 - 【請求項９】 受信信号に対して逆拡散処理を行うこと
により所定パスの受信信号を取り出す逆拡散工程と、逆
拡散後の信号をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ合成工程と、
逆拡散処理後であってＲＡＫＥ合成前の前記所定パスの
受信信号に対して複素相関処理を行う複素相関処理工程
と、複素相関処理されたすべての所定パスの受信信号を
合成して合成信号を生成するパス合成工程と、生成され
た合成信号を用いて前記受信信号における位相回転量を
算出する位相回転量算出工程と、を具備することを特徴
とする無線受信方法。
Priority Applications (6)
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| JP2000261816A JP3464645B2 (ja) | 2000-08-30 | 2000-08-30 | 無線受信装置 |
| EP01961149A EP1233534A4 (en) | 2000-08-30 | 2001-08-29 | RADIO RECEIVER |
| PCT/JP2001/007402 WO2002019559A1 (fr) | 2000-08-30 | 2001-08-29 | Recepteur radio |
| US10/111,455 US7139307B2 (en) | 2000-08-30 | 2001-08-29 | Radio receiver |
| AU2001282524A AU2001282524A1 (en) | 2000-08-30 | 2001-08-29 | Radio receiver |
| CN01802604A CN1389026A (zh) | 2000-08-30 | 2001-08-29 | 无线接收装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000261816A JP3464645B2 (ja) | 2000-08-30 | 2000-08-30 | 無線受信装置 |
Publications (2)
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|---|---|
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000261816A Expired - Fee Related JP3464645B2 (ja) | 2000-08-30 | 2000-08-30 | 無線受信装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
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| EP (1) | EP1233534A4 (ja) |
| JP (1) | JP3464645B2 (ja) |
| CN (1) | CN1389026A (ja) |
| AU (1) | AU2001282524A1 (ja) |
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| DE10331311B4 (de) * | 2003-07-10 | 2008-02-07 | Siemens Ag | Verfahren zur Synchronisation eines in Funkzellen aufgeteilten Funkkommunikationssystems |
| JP4259964B2 (ja) * | 2003-09-12 | 2009-04-30 | 富士通株式会社 | ＭＩＸＲ機能を有するＲａｋｅ受信機 |
| JP4346465B2 (ja) * | 2003-09-29 | 2009-10-21 | 三洋電機株式会社 | 受信方法および装置 |
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