EP1665509A1 - Selbstschwingender schaltwandler - Google Patents

Selbstschwingender schaltwandler

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EP1665509A1
EP1665509A1 EP04737400A EP04737400A EP1665509A1 EP 1665509 A1 EP1665509 A1 EP 1665509A1 EP 04737400 A EP04737400 A EP 04737400A EP 04737400 A EP04737400 A EP 04737400A EP 1665509 A1 EP1665509 A1 EP 1665509A1
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EP
European Patent Office
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switch
switching
diode
converter according
switching converter
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Withdrawn
Application number
EP04737400A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Rothmayer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG Oesterreich
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Publication date
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Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

Definitions

  • the invention relates to a self-oscillating flyback converter.
  • Switching converters for supplying electronic devices have become known in a large number, a distinction being made between flyback and forward converters, but mixed types have also become known. Elaborate solutions meet the most diverse requirements with regard to performance, short-circuit resistance, freedom from interference etc.
  • the object of the invention is to provide a self-oscillating switching converter, i. H. a switching converter that does not require its own control module, which can be constructed inexpensively with as few components as possible.
  • a self-oscillating switching converter in which, according to the invention, an input voltage can be switched to a memory inductance via a first semiconductor switch, the voltage drop of a sensor resistor in series with the switch is supplied as a measure of the current through the inductance of a control electrode of a second semiconductor switch, the input voltage is connected via a resistor to the control electrode of the first switch, this control electrode can be routed to ground via the switching path of the second switch, after the input voltage has been switched on during a first conducting phase for a first period of time of the first switch and a current increase due to the inductance of the second Switch becomes conductive and the first switch opens, whereupon the storage inductance supplies energy to an output capacitor via a rectifier diode until the capacitor ei The switching input of the second switch is charged with the series RC element connecting the input voltage, the second switch opens and the first switch becomes conductive again.
  • a flyback converter according to the invention can be constructed with two transistors and an inductor as well as with some resistors and two capacitors. Such a flyback converter is therefore particularly suitable for supplying smaller devices, for example also for supplying the control circuit of a larger switching converter.
  • the rectifier diode can galvanically connect the output capacitor to the storage inductor.
  • the memory inductance is formed by the primary winding of a transformer, on the secondary winding of which the rectifier diode and the output capacitor are located.
  • the choice of the gear ratio of the two inductors gives a larger dimensioning margin in terms of the input and output voltage.
  • the capacitor of the RC element can be discharged via a protective resistor and a discharge diode when the first switch is switched on, the protective resistor (Rs) being significantly smaller than the resistance of the RC -Gliedes.
  • the control input of the second switch is protected by a reverse polarity protection diode.
  • the converter is to be guaranteed to function without a load, it is recommended that the output voltage at the output capacitor be regulated.
  • Such regulation can advantageously be carried out in such a way that the switching path of a third semiconductor switch is located parallel to the switching path of the second switch, the control input of which is connected to the output voltage via a Zener diode.
  • the switching path of the second switch is bridged by the collector-emitter path of the phototransistor of an optocoupler, the transmitting diode of which is connected to the output voltage via a zener diode.
  • Fig. 1 shows the circuit of a switching converter according to the invention with a single memory inductance
  • Fig. 2 shows another embodiment of a switching converter according to the invention, which uses a transformer.
  • a DC input voltage UE via a storage inductance L1, the collector-emitter path of a transistor T1 and a sensor resistance R2 to ground.
  • a resistor R1 leads to the base of the transistor T1 or to the collector of a further transistor T2, the emitter of which is connected to ground.
  • the emitter of the first transistor T1 leads the voltage drop across R2 to the base of the second transistor T2, which is connected via the series circuit of a capacitor C1 and a resistor R5 to the connection point of the memory inductor L1 and the collector of the transistor T1.
  • This connection point leads via a rectifier diode Dl to an output capacitor C2.
  • a third transistor T3 is provided, the collector-emitter path of which is parallel to the collector-emitter path of transistor T2, and the base of which is connected to the output voltage UA via a resistor R6 and a zener diode D4.
  • the transistors T1, T2 and T3 are generally controlled semiconductor switches, FETs being preferably used.
  • the circuit according to the invention works as follows.
  • the DC input voltage UE of, for example, 15 V is applied to the memory inductor L1 and to the resistor R1, which may not exceed the permissible gate-source voltage when using an FET.
  • the gate of the transistor T1 is charged via the resistor R1 and this switches on, as a result of which the current in the memory inductor L1 increases linearly.
  • the value of this current is mapped to the sensor resistor R2, i. H. the voltage drop across this resistor is a measure of the current through the inductance, and this voltage drop is supplied to the second transistor via the resistor R4. If the second transistor T2 is an npn transistor and the voltage drop across the resistor R2 is greater than the base voltage of this transistor, it becomes conductive and it switches off the transistor T1.
  • the inductance L1 tries to maintain the current flow and leads the current via the diode Dl into the output capacitor C2. Via the capacitor Cl and the current limiting resistor R5, the transistor T2 kept conductive and the transistor T1 remains blocked. Only when the capacitor C1 is charged is the transistor T1 released again and the gate newly charged via the resistor R1. This process is repeated until the desired output voltage is reached. Then the described controller intervenes on the basis of the transistor T3 and the Zener diode D4, ie if the output voltage is reached, the transistor T3 is switched on via the Zener diode D4 and the resistor R6 and thus the gate of the transistor T1 is short-circuited. T1 remains switched off until the desired output voltage is undershot again, then the Zener diode D4 no longer conducts and the transistor T1 releases the first transistor T1 again.
  • FIG. 2 essentially corresponds, as can be seen immediately by comparison, to the circuit according to FIG. 1. It differs in the following:
  • the storage inductance L1 is formed here by the primary coil of a transformer UET, the voltage occurring at the secondary coil L2 again being rectified with the aid of the diode D1 and the output capacitor C2 and leading to the output voltage U A.
  • the output voltage UA is regulated by replacing the third transistor T3 in FIG. 1 with the photo transistor of an optocoupler OKO, which is used for electrical isolation from the secondary side.
  • the transmission diode of the optocoupler is controlled via a resistor R6 and a zener diode D4, with exactly the same function as described in FIG. 1 resulting in voltage regulation.
  • FIG. 2 also shows a protective circuit which consists of the series connection of a protective resistor Rs and a diode D2, which connects the end of the capacitor C1 modified from the memory inductance L1 to the base of the transistor T2. Furthermore, the base-emitter path of this transistor T2 is bridged by a further diode D3.
  • This protective circuit is used to not allow the transistor T2 a negative voltage in any operating state and, in addition, to quickly discharge the capacitor C1 in the conductive phase of the first transistor T1.
  • the capacitor C1 is discharged with the time constant Cl x R s via the diodes D2 and D3 connected in series, provided that R3 is large compared to R5, so that rapid discharge occurs.
  • the capacitor Cl is slowly charged via the resistor R5 with the time constant Cl x R5.
  • the time constant uss must be chosen so that there is enough time for the demagnetization of the memory inductor L1 so that it does not carry any current when the transistor T1 is switched on again.
  • the time constant Cl x R5 is chosen to be correspondingly lower.
  • the diode D3 prevents a negative voltage at the base of the transistor when the transistor T1 is switched on and serves as reverse polarity protection.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Ein selbstschwingender Schaltwandler, bei welchem eine Eingangsspannung (UE) über einen ersten Halbleiterschalter (T1) an eine Speicherinduktivität (L1) schaltbar ist, der Spannungsabfall eines in Serie mit dem Schalter (T1) liegenden Sensorwiderstands (R2) einer Steuerelektrode eines zweiten Halbleiterschalters (T2) zugeführt ist, die Eingangsspannung (UE) über einen Widerstand (R1) mit der Steuerelektrode des ersten Schalters (T1) verbunden ist, diese Steuerelektrode über den zweiten Schalter (T2) gegen Masse führbar ist, wobei während einer ersten Leitphase einer ersten Zeitdauer (t1) des ersten Schalters und einem Stromanstieg durch die Induktivität der zweite Schalter leitend wird und den ersten Schalter (T1) öffnet, worauf während einer zweiten Zeitdauer (t2) die Speicherinduktivität (L1) über eine Gleichrichterdiode (D1) Energie in einen Ausgangskondensator (C2) liefert, bis der Kondensator (C1) eines den Schalteingang des zweiten Schalters (T2) mit der Eingangsspannung verbindenden Serien-RC-Gliedes aufgeladen ist, der zweite Schalter (T2) öffnet und der erste Schalter (T1) erneut leitend wird.

Description

SELBSTSCHWINGENDER SCHALTWANDLER
Die Erfindung bezieht sich auf einen selbstschwingenden Sperrwandler.
Schaltwandler sind zur Versorgung von elektronischen Geräten in einer Vielzahl bekannt geworden, wobei man zwischen Sperr- und Flusswandlern unterscheidet, jedoch auch Mischtypen bekannt geworden sind. Aufwändige Lösungen werden den verschiedensten Anforderungen hinsichtlich Leistung, Kurzschlussfestigkeit, Störfreiheit etc. gerecht.
Es gibt Fälle, in welchen zur Stromversorgung kleinerer Geräte, beispielsweise auch der Ansteuerschaltung eines Schaltwandlers eine Hilfsstromversorgung benötigt wird, an die keine besonderen elektrischen Anforderungen gestellt werden, die jedoch die Kosten des eigentlichen Geräts, beispielsweise eines Schaltwandlers, nicht merklich beeinflussen soll. In solchen Fällen werden oft selbstschwingende Sperrwandler eingesetzt, bei welchen jedoch Voraussetzung das Vorhandensein eines Übertragers mit einer zusätzlichen Hilfswicklung ist. Eines von vielen Beispielen eines solchen Sperrwandlers ist beispielsweise der DE 30 07566 AI zu entnehmen.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines selbstschwingenden Schaltwandlers, d. h. eines Schaltwandlers, der keinen eigenen Ansteuerbaustein benötigt, welcher mit möglichst wenigen Bauteilen kostengünstig aufgebaut werden kann.
Diese Aufgabe wird mit einem selbstschwingenden Schaltwandler gelöst, bei welchem erfindungsgemäß eine Eingangsspannung über einen ersten Halbleiterschalter an eine Speicherinduktivität schaltbar ist, der Spannungsabfall eines in Serie mit dem Schalter liegenden Sensorwiderstands als Maß für den Strom durch die Induktivität einer Steuerelektrode eines zweiten Halbleiterschalters zugeführt ist, die Eingangsspannung über einen Widerstand mit der Steuerelektrode des ersten Schalters verbunden ist, diese Steuerelektrode über die Schaltstrecke des zweiten Schalters gegen Masse führbar ist, wobei nach Anschalten der Eingangsspannung während einer ersten Leitphase einer ersten Zeitdauer des ersten Schalters und einem Stromanstieg durch die Induktivität der zweite Schalter leitend wird und den ersten Schalter öffnet, worauf während einer zweiten Zeitdauer die Speicherinduktivität über eine Gleichrichterdiode Energie in einen Ausgangskondensator liefert, bis der Kondensator eines den Schalteingang des zweiten Schalters mit der Eingangsspannung verbindenden Serien-RC-Gliedes aufgeladen ist, der zweite Schalter öffnet und der erste Schalter erneut leitend wird. Ein Sperrwandler nach der Erfindung kann mit zwei Transistoren und einer Induktivität so wie mit einigen Widerständen und zwei Kondensatoren aufgebaut werden. Für die Versorgung kleinerer Geräte, beispielsweise auch für die Versorgung der Ansteuerschaltung eines größeren Schaltwandlers, ist ein solcher Sperrwandler daher vorzüglich geeignet.
Wenn man eine einzige Induktivität verwendet, kann die Gleichrichterdiode den Ausgangskondensator galvanisch mit der Speicherinduktivität verbinden.
Es ist andererseits auch möglich, dass die Speicherinduktivität von der Primärwicklung eines Übertragers gebildet ist, an dessen Sekundärwicklung die Gleichrichterdiode und der Ausgangskondensator liegen. In einem solchen Fall hat man durch die Wahl des Übersetzungsverhältnisses der beiden Induktivitäten einen größeren Di ensionierungsspielraum, was die Eingangs- und die Ausgangsspannung betrifft.
Zum Schutz des zweiten Transistors und zur Verbesserung des Schaltverhaltens kann es zweckmäßig sein, wenn der Kondensator des RC-Gliedes über einen Schutzwiderstand und eine Entladediode bei eingeschaltetem ersten Schalter entladbar ist, wobei der Schutzwiderstand (Rs) wesentlich kleiner ist, als der Widerstand des RC-Gliedes. Aus den gleich Gründen ist es vorteilhaft, wenn der Steuereingang des zweiten Schalters durch eine Verpol- schutz-Diode geschützt ist.
Wenn ein Funktionieren des Wandlers auch ohne Last garantiert werden soll, empfiehlt es sich, wenn die Ausgangsspannung an dem Ausgangskondensator geregelt ist.
Eine solche Regelung kann mit Vorteil so erfolgen, dass parallel zu der Schaltstrecke des zweiten Schalters die Schaltstrecke eines dritten Halbleiterschalters liegt, dessen Steuereingang mit der Ausgangsspannung über eine Zenerdiode in Verbindung steht.
Bei Verwendung eines Übertragers ist es hingegen ratsam, wenn die Schaltstrecke des zweiten Schalters von der Kollektor-Emitter-Strecke des Fototransistors eines Optokopplers überbrückt ist, dessen Sendediode über eine Zenerdiode an der Ausgangsspannung liegt.
Die Erfindung samt weiteren Vorteilen ist im folgenden anhand zweier Ausführungsbeispiele näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen:
Fig. 1 die Schaltung eines Schaltwandlers nach der Erfindung mit einer einzigen Speicherinduktivität und Fig. 2 eine andere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltwandlers, welcher einen Übertrager verwendet.
Wie Fig. 1 zeigt, liegt eine Eingangsgleichspannung UE über eine Speicherinduktivität Ll, die Kollektor-Ernitterstrecke eines Transistors Tl und einen Sensorwiderstand R2 gegen Masse. Von dem Pluspol der Eingangsgleichspannung UE führt ein Widerstand Rl zur Basis des Transistors Tl bzw. zum Kollektor eines weiteren Transistors T2, dessen Emitter an Masse liegt. Der Emitter des ersten Transistors Tl führt den Spannungsabfall an R2 zur Basis des zweiten Transistors T2, welche über die Serienschaltung eines Kondensators Cl und eines Widerstandes R5 mit dem Verbindungspunkt der Speicherinduktivität Ll und des Kollektors des Transistors Tl verbunden ist. Dieser Verbindungspunkt führt über eine Gleichrichterdiode Dl zu einem Ausgangskondensator C2.
Wenn an die soeben beschriebene Schaltung kein Lastwiderstand RB, wie ganz rechts in Fig. 1 gezeigt, angeschlossen ist, muss für die Regelung der Ausgangsspannung UA an dem Kondensator C2 Sorge getragen werden. Dazu ist ein dritter Transistor T3 vorgesehen, dessen Kollektor-Emitterstrecke parallel zur Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T2 liegt, und dessen Basis über einen Widerstand R6 und eine Zenerdiode D4 mit der Ausgangsspannung UA verbunden ist.
Bei den Transistoren Tl, T2 und T3 handelt es sich ganz allgemein um gesteuerte Halbleiterschalter, wobei bevorzugt FETs verwendet werden.
Die Schaltung nach der Erfindung arbeitet wie folgt. An der Speicherinduktivität Ll, sowie an dem Widerstand Rl liegt die Eingangsgleichspannung UE von beispielsweise 15 V an, welche bei Verwendung eines FETs die zulässige Gate-Source-Spannung nicht überschreiten darf. Über den Widerstand Rl wird das Gate des Transistors Tl geladen und dieser schaltet ein, wodurch in der Speicherinduktivität Ll der Strom linear ansteigt. Der Wert dieses Stroms wird an dem Sensorwiderstand R2 abgebildet, d. h. der an diesem Widerstand liegende Spannungsabfall ist ein Maß für den Strom durch die Induktivität und dieser Spannungsabfall wird über den Widerstand R4 dem zweiten Transistor zugeführt. Wenn der zweite Transistor T2 ein npn-transistor ist, und die an dem Widerstand R2 abfallende Spannung größer als die Basis-E itterspannung dieses Transistors ist, wird dieser leitend und er schaltet den Transistor Tl ab.
Nun versucht im Sinne des Hochsetzerprinzips die Induktivität Ll den Stromfluss aufrecht zur erhalten und führt den Strom über die Diode Dl in den Ausgangskondensator C2. Über den Kondensator Cl und den Strombegrenzungswiderstand R5 wird der Transistor T2 leitend gehalten und der Transistor Tl bleibt gesperrt. Erst wenn der Kondensator Cl aufgeladen ist, wird der Transistor Tl wieder freigegeben und über den Widerstand Rl das Gate neuerdings geladen. Dieser Vorgang wird solange wiederholt, bis die gewünschte Ausgangsspannung erreicht ist. Dann greift der beschriebene Regler auf Basis des Transistors T3 und der Zenerdiode D4 ein, d. h. , falls die Ausgangsspannung erreicht ist, wird über die Zenerdiode D4 und den Widerstand R6 der Transistor T3 eingeschaltet und somit das Gate des Transistors Tl kurzgeschlossen. Tl bleibt so lange abgeschaltet, bis die gewünschte Ausgangsspannung wieder unterschritten wird, dann leitet die Zenerdiode D4 nicht mehr und der Transistor T3 gibt den ersten Transistor Tl wieder frei.
Bei dieser einfachen Schaltung kommt es somit zu einem Aussetzen der Schwingungen, wenn die gewünschte Spannung erreicht ist. Für die Funktion sind zwei Zeitkonstanten maßgeblich, nämlich jene der Speicherinduktivität Ll und des Sensorwiderstands R2, welche die Einschaltschwelle des zweiten Transistors T2 und die Einschaltdauer tl bestimmen, wogegen die Zeitkonstante des Kondensators Cl und des Widerstands R5 die Ausschaltdauer t2 festlegen.
Die in Fig. 2 gezeigte Schaltung entspricht, was man durch einen Vergleich sofort sieht, im wesentlichen der Schaltung nach Fig. 1. Sie unterscheidet sich durch folgendes:
Die Speicherinduktivität Ll wird hier von der Primärspule eines Übertragers UET gebildet, wobei die an der Sekundärspule L2 auftretende Spannung mit Hilfe der Diode Dl und des Ausgangskondensators C2 wiederum gleichgerichtet wird und zu der Ausgangsspannung UA führt.
Die Regelung der Ausgangsspannung UA erfolgt dadurch, dass anstelle des dritten Transistors T3 in Fig. 1 der Fototransistor eines Optokopplers OKO liegt, der zur galvanischen Trennung von der Sekundärseite dient. Sekundärseitig wird die Sendediode des Optokopplers über einen Widerstand R6 und eine Zenerdiode D4 angesteuert, wobei sich genau die gleiche Funktion wie in Fig. 1 beschreiben hinsichtlich der Spannungsregelung ergibt.
In Fig. 2 ist weiters noch eine Schutzbeschaltung gezeigt, die nämlich aus der Serienschaltung eines Schutzwiderstands Rs und einer Diode D2 besteht, welche das von der Speicherinduktivität Ll abgewandelte Ende des Kondensators Cl mit der Basis des Transistors T2 verbindet. Weiters ist die Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors T2 von einer weiteren Diode D3 überbrückt. Diese Schutzbeschaltung dient dazu, dem Transistor T2 in keinem Betriebszustand eine negative Spannung zuzulassen und zusätzlich den Kondensator Cl in der leitenden Phase des ersten Transistors Tl schnell zu entladen. Bei eingeschaltetem Transistor Tl wird der Kondensator Cl mit der Zeitkonstante Cl x Rs über die in Serie geschalteten Dioden D2 und D3 entladen, wobei vorausgesetzt ist, dass R3 groß gegen R5 ist, sodass es zu einer schnellen Entladung kommt. Bei ausgeschaltetem Transistor Tl wird der Kondensator Cl über den Widerstand R5 mit der Zeitkonstante Cl x R5 langsam geladen. Die Zeitkonstante uss so gewählt sein, dass genug Zeit für die Abmagnetisierung der Speicherinduktivität Ll bleibt, damit diese bei neuerlichem Einschalten des Transistors Tl keinen Strom führt.
Es ist auch möglich, die Speicherinduktivität Ll im Trapezbetrieb zu betreiben, wobei dann die Zeitkonstante Cl x R5 entsprechend geringer gewählt wird. Die Diode D3 verhindert bei Einschalten des Transistors Tl eine negative Spannung an der Basis des Transistors und dient als Verpolschutz.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Selbstschwingender Schaltwandler, dadurch gekennzeichnet, dass eine Eingangsspannung (UE) über einen ersten Halbleiterschalter (Tl) an eine Speicherinduktivität (Ll) schaltbar ist, der Spannungsabfall eines in Serie mit dem Schalter (Tl) liegenden Sensorwiderstands (R2) als Maß für den Strom durch die Induktivität (Ll) einer Steuerelektrode eines zweiten Halbleiterschalters (T2) zugeführt ist, die Eingangsspannung (UE) über einen Widerstand (Rl) mit der Steuerelektrode des ersten Schalters (Tl) verbunden ist, diese Steuerelektrode über die Schaltstrecke des zweiten Schalters (T2) gegen Masse führbar ist, wobei nach Anschalten der Eingangsspannung während einer ersten Leitphase einer ersten Zeitdauer (tl) des ersten Schalters und einem Stromanstieg durch die Induktivität der zweite Schalter leitend wird und den ersten Schalter (Tl) öffnet, worauf während einer zweiten Zeitdauer (t2) die Speicherinduktivität (Ll) über eine Gleichrichterdiode (Dl) Energie in einen Ausgangskondensator (C2) liefert, bis der Kondensator (Cl) eines den Schalteingang des zweiten Schalters (T2) mit der Eingangsspannung verbindenden Serien-RC- Gliedes aufgeladen ist, der zweite Schalter (T2) öffnet und der erste Schalter (Tl) erneut leitend wird.
2. Schaltwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterdiode (Dl) den Ausgangskondensator (C2) galvanisch mit der Speicherinduktivität (Ll) verbindet.
3. Schaltwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Speicherinduktivität (Ll) von der Primärwicklung eines Übertragers (UET) gebildet ist, an dessen Sekundärwicklung (L2) die Gleichrichterdiode (Dl) und der Ausgangskondensator (C2) liegen.
4. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Kondensator (Cl) des RC-Gliedes (C1/R5) über einen Schutzwiderstand (Rs) und eine Entladediode (D2) bei eingeschaltetem ersten Schalter (Tl) entladbar ist, wobei der Schutzwiderstand (Rs) wesentlich kleiner ist, als der Widerstand (R5) des RC-Gliedes.
5. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereingang des zweiten Schalters (T2) durch eine Verpolschutz-Diode (D3) geschützt ist.
6. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsspannung (UA) an dem Ausgangskondensator (C2) geregelt ist.
7. Schaltwandler nach Anspruch 2 und Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der Schaltstrecke des zweiten Schalters (T2) die Schaltstrecke eines dritten Halbleiterschalters (T3) Hegt, dessen Steuereingang mit der Ausgangsspannung (UA) über eine Zenerdiode (D4) in Verbindung steht.
8. Schaltwandler nach Anspruch 3 und Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltstrecke des zweiten Schalters (T2) von der Kollektor-Emitter-Strecke des Fototransistors eines Optokopplers (OKO) überbrückt ist, dessen Sendediode über eine Zenerdiode (D4) an der Ausgangsspannung (UA) liegt.
EP04737400A 2003-09-09 2004-07-26 Selbstschwingender schaltwandler Withdrawn EP1665509A1 (de)

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