JP2002315328A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 設計のマージンを小さなものとし、設計及び
製造の容易化をはかる。 【解決手段】 複合共振形コンバータの一次側電圧共振
形コンバータとしては自励式としたうえで、定電圧制御
のために、補助スイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）の
電流を制御する。そして補助スイッチング素子とコンデ
ンサの直列回路をスイッチング素子のベースに接続され
たインダクタと共振用コンデンサの接続点に接続する。
また当該接続点に低速リカバリ型ダイオードを接続す
る。この構成によりＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態で、スイ
ッチング周波数及び導通角が可変制御されるようにし、
直交形制御トランスを不要とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図１１の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチン
グコンバータとして電圧共振形コンバータを備えてい
る。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得
られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並
列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コ
ンバータとしての動作が得られるようになっている。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動
巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲB
から成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング
素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生される発
振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッ
チング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電
圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベースに流れ
る起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造については後述す
る。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップを形成することで、所要の結合係数による疎結
合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のライ
ンとスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続され
ている。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧につい
てスイッチングを行うのであるが、これによって、一次
巻線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ3の
アノードはアースに接地され、カソードは直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCを介して、二次側直流出力
電圧ＥO2のラインに対して接続される。また、ここでは
シャントレギュレータＱ3のカソードは、コンデンサＣ1
1を介して抵抗Ｒ3、Ｒ4の接続点と接続されている。ま
た、抵抗Ｒ4に対しては、コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直
列接続回路が並列に接続される。

【００１４】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧がコントロール電圧としてシ
ャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して入
力される。従ってシャントレギュレータＱ3では、直流
出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流を、制御電流Ｉｃと
して制御巻線ＮCに対して流すようにされる。つまり、
制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルが可変制御される
ものである。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可
変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいて
は、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように
制御することになる。これによって、自励発振駆動回路
における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振
回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数が可変制御されることになる。このよ
うにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が
可変されることで、二次側直流出力電圧が一定となるよ
うに制御される。つまり、電源の安定化が図られる。こ
こで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはメ
インスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とさ
れたうえで、オンとなる期間を可変制御するように動作
している。つまり、オン期間についての導通角制御を行
うと共にスイッチング周波数制御を実行している。な
お、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制
御方式」ということとしている。

【００１５】図１２は、上記図１１に示す構成の電源回
路の要部の動作として、重負荷時における各部の動作波
形を示している。ここでは主として一次側の動作が示さ
れている。自励発振駆動回路としての直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）では、駆動巻線ＮBに得られた交番電圧により
共振動作を行うことで、図１２（ｅ）に示すように、正
弦波状の直列共振電流Ｉ2が得られる。そして、この直
列共振電流Ｉ2がベース電流制限抵抗ＲBを介すること
で、スイッチング素子Ｑ1のベースには図１２（ｄ）に
示すように、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。こ
の駆動電流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイ
ッチング動作を行う。

【００１６】この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１２（ｂ）に示す波形
が得られる。また、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振
コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、図１２
（ａ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によ
って並列共振電圧Ｖ1が発生する。この並列共振電圧Ｖ1
は、図のように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正
弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形として
の動作に対応している。

【００１７】また、上記したタイミングによってスイッ
チング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、一次
巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図１２（ｃ）に示すよ
うにしてスイッチング周期に応じた交番波形となる。

【００１８】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいて、図１２（ｅ）の直列共振電流Ｉ2
が正極性の領域は、図１２（ｄ）の駆動電流ＩBの順方
向バイアス電流の領域に対応する。また、同じ期間ＴON
において、直列共振電流Ｉ2が負極性の領域は、駆動電
流ＩBの逆方向バイアス電流となる。そして、この期間
ＴONにおける駆動電流ＩBの逆方向バイアス電流の領域
がスイッチング素子Ｑ1の蓄積時間（ｔstg）となる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間には、逆回復時間が長い低速のダンパーダイオードＤ
Dと抵抗ＲDの直列回路が接続されている。スイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは、負となる直列共振
電流Ｉ2が、抵抗ＲD→クランプダイオードＤD→ベース
電流制限抵抗ＲB→共振コンデンサＣB→駆動巻線ＮBを
介して流れるが、これが図１２（ｇ）のダンパー電流Ｉ
D1として期間ＴOFFに得られる波形となる。そして次
に、期間ＴONが開始されると、並列共振コンデンサＣｒ
の充放電エネルギーが、クランプダイオードＤD→スイ
ッチング素子Ｑ1のベース→コレクタを介して流れ、こ
れが、期間ＴON開始時（ターンオン時）における負極性
のダンパー電流（ＩD）となる。そして、この期間が終
了すると、ダンパーダイオードＤDは逆回復時間の領域
となって正極性の方向に急峻に立ち上がり、以降は、図
示するようにして、期間ＴON終了時にかけて徐々に０レ
ベルとなっていく波形が得られる。

【００２０】上記のようにして駆動電流ＩB及びダンパ
ー電流ＩD1が流れることに対応して、スイッチング素子
Ｑ1のベース−エミッタ間電圧ＶBEは、図１２（ｆ）に
示すように、期間ＴOFFにおいては負極性による正弦波
状で、期間ＴONにおいては、その開始時のダンパー期間
では急峻に負極性にピークを持ち、これが終了すると正
極性の一定レベルで０レベルに対してオフセットが与え
られる波形となるものである。このオフセットレベル
は、例えば抵抗ＲDの抵抗値により決定される。

【００２１】また、上記のようにして動作する図１１の
電源回路の制御特性を図１３に示す。二次側直流出力電
圧ＥO1の負荷電流Ｉｏが０〜１．５Ａの範囲で変化する
のに応じて、制御電流Ｉｃは、図のようにして変化す
る。つまり、負荷電流が増加して重負荷の条件となり、
二次側直流出力電圧ＥO1が低下していくのに従って制御
電流レベルを減少させるようにして制御が行われる。こ
の結果、スイッチング周波数ｆｓとしては、重負荷の条
件となるのに従って低下していくようにして制御が行わ
れる。また、交流入力電圧ＶACの変動に対応するものと
して、交流入力電圧ＶAC＝１２０ＶとＶAC＝９０Ｖの場
合が示されているが、制御電流Ｉｃは、交流入力電圧Ｖ
AC＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶAC＝９０
Ｖ時の条件よりも増加しており、スイッチング周波数ｆ
ｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件の
ほうが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ時の条件よりも高くな
っている。これは、交流入力電圧ＶACのレベルが高くな
って二次側直流出力電圧ＥO1が上昇したとされる場合に
は制御電流Ｉｃは増加されるようにして制御され、これ
に応じてスイッチング周波数ｆｓも上昇されるようにし
て制御されることを示している。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記構成にお
いて直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線Ｎ
D、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和
リアクトルである。図１５に直交形制御トランスＰＲＴ
の構造を示す。図１５（ａ）はその全体構造を説明する
ための外観斜視図、図１５（ｂ）は巻装される巻線の巻
線方向を説明するための断面斜視図である。図１５
（ａ）に示すように、直交形制御トランスＰＲＴは、フ
ェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を
組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
一方のダブルコの字形コア２１は、図１５（ａ）（ｂ）
に示されているように４本の磁脚２１ａ，２１ｂ，２１
ｃ，２１ｄを有して構成される。また、他方のダブルコ
の字形コア２２も、例えば図１５（ａ）（ｂ）に示され
ているように４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２
ｄを有して構成される。そして、これら２つのダブルコ
の字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２
２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が
形成されている。

【００２３】磁脚２１ａ〜２１ｄのそれぞれと磁脚２２
ａ〜２２ｄのそれぞれの接合部分については、上段の２
組或いは下段の２組のおいて１０μｍのマイラーフィル
ムを挿入し、ギャップＧ＝１０μｍとしている。そして
図１４に示すように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬB
の直流重畳特性は、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜６０ｍＡ
に対して、インダクタンスＬB＝８μＨ〜２．５μＨに
変化する。

【００２４】そして、図１５（ｂ）にも示されているよ
うに、例えばダブルコの字形コア２２の２本の磁脚２２
ｃ，２２ｄには制御巻線ＮCが巻回され、ダブルコの字
形コア２１の磁脚２１ｃ，２１ｂには検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBが巻回されている。つまり、この直交形制
御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対
して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽和リ
アクトルとして構成される。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮCとしては、例えば６０μｍφのポリ
ウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回さ
れ、検出巻線ＮDは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅
線により１Ｔ、駆動巻線ＮBは０．３ｍｍφのポリウレ
タン被覆銅線により３Ｔ巻回される。

【００２５】このような直交形制御トランスＰＲＴで
は、制御巻線に流す制御電流量を少なくするために、ギ
ャップＧが上記のように１０μｍという程度に僅小なも
のとしている。ところがこのため製造時においてはその
ギャップ厚の精度誤差が生じざるを得なくなるが、これ
は、直交型制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線Ｎ
Bのインダクタンス値についてばらつきを生じさせる。
またフェライトコアの透磁率、磁脚の接合時のずれ等の
ばらつきも、駆動巻線ＮBのインダクタンス値について
ばらつきを生じさせる。これらのことからインダクタン
スＬBの許容値は、インダクタンス値が±１０％変動す
るものとしなければならない。このためスイッチング素
子Ｑ１の増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgのばらつきが生ず
るが、このばらつきに対して複合共振形コンバータの定
電圧保証範囲を、例えば商用交流電源が１００Ｖ系であ
る場合に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±１０％とするた
めには、直交形制御トランスＰＲＴのインダクタンス可
変範囲は十分なマージンをもって設計しなければならな
い。つまり実用化の場合のマージン設計が困難なものと
なる。

【００２６】また直交形制御トランスＰＲＴの巻線仕様
は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮCと、検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBとを互いに直交する方向に巻回す
ることは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。さら
にダブルコの字形コア２１、２２のそれぞれ４本の磁脚
をマイラフィルムを介してずれなく接合することも組立
工程を難しいくしている。即ち直交形制御トランスＰＲ
Ｔは製造の難易度が高く、コストダウンも困難である。

【００２７】また直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流れる直流制御電流Ｉｃは、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの２次側の直流出力電圧Ｅ02ライン（１５Ｖ
ライン）から供給され、その供給電力は０．９Ｗ〜０．
１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電力で
あり、軽負荷時の電力損失が増加する。

【００２８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。つまり、直流入力電圧について
スイッチングを行うメインスイッチング素子を備えたス
イッチング手段と、一次巻線に得られる上記スイッチン
グ手段の出力を二次巻線に対して伝送する絶縁コンバー
タトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線
と一次側並列共振コンデンサとにより形成され上記スイ
ッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられ
る一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランス
に巻装した二次巻線に対して二次側並列共振コンデンサ
を並列に接続することで形成される二次側並列共振回路
と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力
して整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構
成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータ
トランスの一次巻線に直列に接続されて上記スイッチン
グ手段の出力を検出する一次巻線と該一次巻線により検
出されたスイッチング電圧が伝送される二次巻線とを有
するドライブトランスと、少なくとも上記ドライブトラ
ンスの二次巻線と直列に接続される直列共振コンデンサ
と直列共振インダクタとによる直列共振回路と上記直列
共振コンデンサと上記直列共振インダクタとの接続点に
接続され所定のタイミングに上記メインスイッチング素
子のベース電圧をクランプするクランプダイオードとに
より構成され、上記スイッチング素子に対してスイッチ
ング駆動信号を印加してスイッチング動作をさせるスイ
ッチング駆動手段と、上記直列共振コンデンサと上記直
列共振インダクタとの接続点に接続されるコンデンサと
補助スイッチング素子との直列回路と、上記直流出力電
圧生成手段により得られる直流出力電圧のレベルに応じ
て可変される制御電流を上記補助スイッチング素子に流
すことにより上記メインスイッチング素子のスイッチン
グ周波数を制御して上記直流出力電圧についての定電圧
制御を行うようにされる定電圧制御手段と、を備えるよ
うにする。

【００２９】上記構成によれば、複合共振形コンバータ
の一次側に備えられるスイッチング素子は自励式によっ
て駆動される。さらに、定電圧制御のために、２次側の
直流出力電圧に応じて補助スイッチング素子（例えばＭ
ＯＳ−ＦＥＴ）に流される制御電流により、メインスイ
ッチング素子（例えばバイポーラトランジスタ）のスイ
ッチング周波数が制御されることになる。そしてこのよ
うな定電圧制御の構成であれば、例えば自励式の場合に
スイッチング周波数可変制御のために用いられていた直
交型制御トランスを省略することが可能となる。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧Ｖ
ACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成す
るようにされる。

【００３１】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1、及びドライブトランスＣＤＴの一次巻線（検
出巻線）ＮAを介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続
され、エミッタは一次側アースに接続される。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成するものとされている。そして、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、こ
の並列共振回路による共振動作が得られることで、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振
形となる。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはインダクタＬBを介してクランプダイオー
ドＤD1が挿入されている。つまりクランプダイオードＤ
D1のカソードが、後述する時定数コンデンサＣB1とイン
ダクタＬBの接続点に接続され、クランプダイオードＤD
1のアノードは１次側アースに接続される。このクラン
プダイオードＤD1は低速リカバリ型ダイオードとされ
る。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1のベースはイ
ンダクタＬB、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉ
のラインと接続されており、例えば電源起動時におい
て、上記起動抵抗Ｒｓを介して得られるベース電流が流
れることで起動するようにされている。

【００３５】ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻
線ＮAとされ、この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ１に直列に接続されていること
で、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を検出す
る構成とされる。この検出巻線ＮAからスイッチング電
圧が伝送される二次巻線は、自励発振駆動回路を形成す
る駆動巻線ＮBとされる。

【００３６】このドライブトランスＣＤＴとしては、例
えば図４（ａ）に示すようなＨ字型フェライト磁心によ
るものか、或いは図４（ｂ）のＥＩ−１２型フェライト
磁心によるものを採用できる。図４（ａ）の場合は、Ｈ
字型のフェライト磁心１００に対して、検出巻線ＮAと
駆動巻線ＮBを二重絶縁線として絶縁を確保した上で巻
装することで形成される。図４（ｂ）の場合は、Ｉ型コ
ア１０２とＥ型コア１０３を図のように配する。Ｉ型コ
ア１０２とＥ型コア１０３の磁脚の接合点にはギャップ
Ｇを形成する。そしてＥ型コア１０３の中央磁脚に分割
ボビン１０３を配し、この分割ボビン１０３に検出巻線
ＮAと駆動巻線ＮBをそれぞれ巻装することで形成され
る。この図４（ａ）又は図４（ｂ）のようなドライブト
ランスＣＤＴは、例えば図１５で説明した直交形制御ト
ランスＰＲＴに比較して大幅な小型軽量化が可能となる
ものである。

【００３７】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［駆動巻線ＮB−時定数コンデン
サＣB1−インダクタＬB］のＬＣ直列接続回路が接続さ
れる。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ1を自
励式により駆動するための自励発振駆動回路となる。イ
ンダクタＬBはフェライトビーズインダクタとされる。

【００３８】この場合、自励発振駆動回路における、ド
ライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、上記のように
検出巻線ＮAが絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線に直列接続されているため、一次巻線Ｎ1に得られる
スイッチング出力電圧により励起される。そして、自励
発振駆動回路としては、コンデンサＣB1と駆動巻線ＮB
のインダクタンス及びインダクタＬBとによって、直列
共振回路を形成する。この直列共振回路の共振周波数
は、駆動巻線ＮBとインダクタＬBのインダクタンスと、
共振コンデンサＣB1のキャパシタンスとによって決定さ
れる。

【００３９】上記自励発振駆動回路では、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と直列接続された検出
巻線ＮAにより励起される駆動巻線ＮBには、ドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、
直列共振回路（ＬB−ＣB1−ＮB）とを介するようにし
て、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ1のベース
に出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、
直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。そし
て、そのコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００４０】また本例では、コンデンサＣB2と、補助ス
イッチング素子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）の直列
回路が形成され、この直列回路がコンデンサＣB1とイン
ダクタＬBとの接続点に接続される。そしてこのような
構成により、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ2）のゲート電圧ＶGS
が変化することで、スイッチング素子Ｑ１の導通角とス
イッチング周波数が制御されるものとなる。

【００４１】また、この図に示す回路の場合には、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次側に対して、三次巻線
Ｎ3が巻装される。この三次巻線Ｎ3に対してはダイオー
ドＤ1及びコンデンサＣ1から成る半波整流回路が接続さ
れており、このコンデンサＣ1の両端に対しては、所定
レベルの低圧直流電圧が得られることになる。そして、
コンデンサＣ1の正極端子は、フォトカプラＰＣのフォ
トトランジスタに接続される。フォトカプラＰＣのフォ
トトランジスタには、コンデンサＣ1の正極端子に得ら
れる電圧と、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの
２次側に配されているフォトダイオードの電流に応じた
電流が流れるが、その電流は抵抗Ｒ１によって電圧値と
して、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに印加される。

【００４２】ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のドレインは、コ
ンデンサＣB2と接続され、ソースは一次側アースに接続
される。また、クランプダイオードＤD2は、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ（Ｑ２）のドレイン−ソース間に対して図示する方
向により並列に接続される。この場合のクランプダイオ
ードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）に内蔵される、
いわゆるボディダイオードを利用することができる。そ
して上述したようにコンデンサＣB2とＭＯＳ−ＦＥＴ
（Ｑ２）の直列回路がコンデンサＣB1とインダクタＬB
の接続点に接続されていることで、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ
２）の導通状態により、スイッチング素子Ｑ１のスイッ
チング周波数及び導通角が可変制御される。

【００４３】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライ
ト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向するよう
に組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ
1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成するよ
うにしている。これによって、所要の結合係数による疎
結合が得られるようにしている。ギャップは、２組のＥ
型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くするこ
とで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよう
にしており、その分、飽和状態が得られにくいようにし
ている。

【００４４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４５】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００４６】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続され
る二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とか
らなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、
ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、
このタップ出力と二次側アース間に対して、図示するよ
うに、二次側整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2
から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側
直流出力電圧ＥO2を得るようにしている。この場合、二
次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１に対して定電圧制
御のための検出電圧として入力される。

【００４７】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入
力とする誤差増幅器として機能する。制御回路１にはフ
ォトカプラＰＣのフォトダイオードのアノードが接続さ
れ、フォトダイオードのカソードは抵抗Ｒｏを介して二
次側アースに接続される。制御回路１は、直流出力電圧
ＥO1のレベルに応じた電流をフォトダイオードに流すこ
ととなる。ここでは制御回路１は、直流出力電圧ＥO1の
レベルが低下すると、その低下分に応じてフォトダイオ
ードに流す電流量を増加させる回路構成とされている。

【００４８】二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力が軽負
荷の条件となって二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが低
く成るように変化したとする。この場合には、制御回路
１によってフォトダイオードに流れる電流レベルが増加
されることになる。これにより、一次側のフォトカプラ
ＰＣのフォトトランジスタにおいては導通する電流レベ
ルが増加することになるが、これに伴っては、抵抗Ｒ１
によってＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに得られる制
御電圧（ゲート電圧ＶGS）は、フォトトランジスタにお
ける電流の導通レベルに応じたレベルだけ印加されるこ
とで、上昇することになる。

【００４９】このようにしてレベルが変化するゲート電
圧ＶGSによりＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）の導通状態が制御
されるが、これによってＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）と直列
接続されているコンデンサＣB2の導通角が制御される。
そしてＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）と直コンデンサＣBの直
列回路と、低速リカバリ型のクランプダイオードＤD1と
が、それぞれ並列に、コンデンサＣB1とインダクタＬB
の接続点に接続されることで、スイッチング素子Ｑ１は
高周波でドライブされ、しかも、直列共振回路（ＬB−
ＣB1−ＮB）の共振電流Ｉｏ（スイッチング素子Ｑ１の
ベース電流ＩB）が制御されてスイッチング素子Ｑ１の
スイッチング周波数と導通角が可変制御される。

【００５０】なお、スイッチング周波数と導通角が同時
に可変制御されるのは、前述もした複合制御方式による
動作となり、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は
一定で、オンとなる期間が制御される導通角制御とな
る。そして、このような動作によって、二次側直流出力
電圧ＥO1のレベルが低下した際には、それを上昇させる
作用が得られることとなって定電圧化が図られることに
なる。つまり、重負荷時にはスイッチング素子Ｑ１がオ
ンしているＴON期間が長くなり、軽負荷時にはＴON期間
が短くなるように制御される。

【００５１】図２、図３は、図１に示した構成による電
源回路における要部の動作を示す波形図である。図２に
おいては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負荷電力Ｐｏ
＝２００Ｗの重負荷時における条件の場合の動作を示
し、図３においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負
荷電力Ｐｏ＝０Ｗの軽負荷時における条件の場合の動作
を示している。ドライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮB
のインダクタンスは１０μＨ、コンデンサＣB1のキャパ
シタンスは０．５６μＦ、インダクタＬBは０．２μ
Ｈ、コンデンサＣB2のキャパシタンスは１μＦとしてい
る。このような定数において、図２の場合、スイッチン
グ周波数ｆｓ＝７５ＫＨｚ、図３の場合でスイッチング
周波数ｆｓ＝１２５ＫＨｚとなる。

【００５２】ここで、スイッチング素子Ｑ1の自励発振
駆動回路には、図２（ｆ）、図３（ｆ）に示すようにし
て共振電流Ｉｏが流れる。この共振電流Ｉｏによってス
イッチング素子Ｑ１には各図（ｃ）に示す波形によるベ
ース電流ＩBが流れるが、スイッチング素子Ｑ１のベー
ス蓄積キャリア消滅時間ｔstgが完了すると、ベース電
流ＩBはゼロになり、このときスイッチング素子Ｑ１は
オフとなる（期間ＴOFF）。その後クランプダイオード
ＤD1の逆回復時間ｔrrの効果によってクランプダイオー
ドＤD1が導通し（各図（ｇ））、ベース電流ＩBとして
は逆回復時間ｔrrの終了後、順方向ベース電流ＩB1が流
れ始める。

【００５３】また、共振電流Ｉｏが負極性に反転して
も、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）とスイッチング素子Ｑ１は
導通状態であり、ベース電流ＩBは、インダクタＬB→コ
ンデンサＣB1→駆動巻線ＮB経由の共振電流Ｉｏと、コ
ンデンサＣB2→ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）経由のドレイン
電流ＩQ2に分流して、逆方向ベース電流ＩB2として流れ
ることになる。スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、期
間ＴONで示される。

【００５４】そしてスイッチング素子Ｑ1のベース−エ
ミッタ間電圧ＶBEは、各図（ｄ）に示すように期間ＴOF
Fにおいては負極性が得られ、期間ＴONにおいては０レ
ベルに対してオフセットが与えられたレベル付近を維持
するようにされる。

【００５５】スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作
を行うことで、一次側並列共振コンデンサＣｒの両端に
得られる共振電圧Ｖ1は、各図（ａ）に示すようにし
て、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは０
レベルで、オフとなる期間ＴOFFでは正弦波状のパルス
となる波形が得られるが、これは、一次側スイッチング
コンバータが電圧共振形の動作であることを示してい
る。そして、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに流れる
コレクタ電流ＩQ1は、各図（ｂ）に示すようにして、期
間ＴOFFでは０レベルとなる。

【００５６】そして図２，図３を比較してわかるよう
に、上述した定電圧化動作により重負荷時にはスイッチ
ング素子Ｑ１がオンしているＴON期間が長くなり、軽負
荷時には共振電流Ｉｏが減少して、ＴON期間が短くなる
ように制御されることとなる。例えば負荷電力Ｐｏが軽
負荷になると、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）のオン状態が短
くなって、共振電流Ｉｏは減少し、スイッチング素子Ｑ
１のベース蓄積キャリア消滅時間（ｔstg）が短くな
る。これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチング
周波数が高く制御される。

【００５７】即ち、本例の定電圧制御としては、負荷電
力が増加する、つまり重負荷の条件となって二次側直流
出力電圧が低下していくのに応じて、スイッチング周波
数ｆｓとしては低くなるように制御が行われる。

【００５８】このような本実施の形態では、共振電流Ｉ
ｏは正弦波形であり、ベース電流ＩBは、順方向ベース
電流ＩB1より逆方向ベース電流ＩB2の方がピーク値は大
きくなり、スイッチング素子Ｑ１の下降時間が少ないの
で、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のスイッチング損失
が低減されるものとなる。またスイッチング素子Ｑ１の
発熱も少ない。また、図１１の回路と比較してわかるよ
うに、本例ではベース電流制限抵抗ＲB及び抵抗ＲDが削
除されることになるため、抵抗による電力損失の少ない
回路となるものである。またＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）に
ついては、耐圧３０Ｖ、定格電流１Ａ以下の、低耐圧小
容量品でよい。

【００５９】また、本実施の形態の電源回路としては、
一次側電圧共振形コンバータとして自励式とされ、かつ
複合制御方式によるスイッチング周波数制御が行われる
ようにされているのであるが、図１により説明した回路
構成としていることで、図１１に示されていた直交型制
御トランスＰＲＴを省略しているものである。これによ
り、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴ製造
時におけるギャップのばらつき等に起因する駆動巻線Ｎ
Bについてのインダクタンス値のばらつきの問題は解消
されることになる。特に本例のドライブトランスＣＤＴ
のインダクタンスＬBのばらつきは±５％程度である。
従って、交流入力電圧ＶACの範囲に対するマージンを少
なく設定することが可能となるので、回路設計も容易な
ものとすることが可能になる。また、直交形制御トラン
スＰＲＴの製造工程の困難性にかかる問題も解消され
る。さらにＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上も図られる。
また、図１１の例のように直交形制御トランスＰＲＴの
制御巻線ＮCに制御電力を供給してスイッチング周波数
を制御する構成ではないので、軽負荷時の無効電力を低
減し、電力損失を低減できる。また、ドライブトランス
ＣＤＴは、図４で説明したように超小型のＥＩ−１２形
フェライト磁心或いはＨ字形フェライト磁心によって構
成が可能であり、図１１の先行技術に示したように直交
形制御トランスＰＲＴを設ける場合に比べて大幅に小型
軽量化を図ることができる。

【００６０】図５は、第２の実施の形態としての電源回
路の構成例を示している。なお、この図において図１と
同一部分には同一符号を付して説明を省略する。この図
に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、［整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2，平滑コン
デンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接続形態によって接続
することで倍電圧整流回路が形成されている。この倍電
圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1
−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する
整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電圧共振形コンバー
タに対して供給する。

【００６１】また、この場合のスイッチング素子Ｑ1の
ための自励発振駆動回路については、スイッチング素子
Ｑ1のベース側から、インダクタＬB−時定数コンデンサ
ＣB1−駆動巻線ＮBの順による直列接続とされている。

【００６２】またこの例においても、コンデンサＣB1と
インダクタＬBの接続点に、コンデンサＣB2とＭＯＳ−
ＦＥＴ（Ｑ2）の直列回路が接続されている。そして、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側における三次巻
線Ｎ3に対してダイオードＤ1及びコンデンサＣ1から成
る半波整流回路が接続され、コンデンサＣ1の正極側が
フォトカプラＰＣのフォトトランジスタに接続されるこ
と、及びフォトカプラＰＣのフォトトランジスタには、
コンデンサＣ1の正極端子に得られる電圧と、後述する
絶縁コンバータトランスＰＩＴの２次側に配されている
フォトダイオードの電流に応じた電流が流れ、その電流
は抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧として、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに印加される。

【００６３】さらに、低速リカバリ型ダイオードとして
クランプダイオードＤD1が、コンデンサＣB1とインダク
タＬBの接続点と一次側アース間に接続されることも図
１と同様である。

【００６４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
ついては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設け
たうえで、図示するようにしてそれぞれ整流ダイオード
ＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1を接続することで、
全波整流回路を形成しており、これによって平滑コンデ
ンサＣO1の両端に対して、二次巻線Ｎ2に得られる電圧
の等倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1を生成するよ
うにしている。

【００６５】また直流出力電圧ＥO1は制御回路１にも供
給され、制御回路１は例えば図１の場合と同様に、直流
出力電圧ＥO1のレベルに応じた電流をフォトカプラ２の
フォトダイオードに流す構成とされる。

【００６６】従ってこの図５の回路例の場合も、ＭＯＳ
−ＦＥＴ（Ｑ２）のゲートに印加されるゲート電圧ＶGS
が直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて可変制御され、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ（Ｑ２）の導通状態が制御される。そして
それにより、直列共振回路（ＬB−ＣB1−ＮB）の共振電
流Ｉｏが制御され、スイッチング素子Ｑ１のスイッチン
グ周波数及び導通角が複合制御されて直流出力電圧Ｅ01
の安定化がはかられる。

【００６７】また、この第２の実施の形態については、
電源回路の二次側に備えられる整流回路系としては図５
に示した構成に限定されることなく、例えば図６〜図１
０に示す構成を採るようにすることも考えられる。図６
においては、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して
ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る
全波整流回路を図示する接続形態によって接続すること
で二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにした構成が示さ
れている。

【００６８】また、図７においては、二次側並列共振回
路（Ｎ2//Ｃ2）に対して、図示するようにして整流ダイ
オードＤO1、整流ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣO
A，ＣOBを接続することで、全波整流方式による倍電圧
整流回路を形成している。この場合には、平滑コンデン
サＣOA−ＣOBの直列接続回路の両端に対して、二次巻線
Ｎ2に発生する交番電圧レベルの２倍に対応する二次側
直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００６９】また、図８に示す二次側の構成としては、
二次巻線Ｎ2の巻終わり端部に対して二次側直列共振コ
ンデンサＣｓが直列に接続される。これによって、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、二次巻
線Ｎ2のリーケージインダクタンスと二次側直列共振コ
ンデンサＣｓのキャパシタンスとによって二次側直列共
振回路を形成することになる。従って、この場合には、
一次側に設けられる一次側並列共振回路（Ｎ1，Ｃｒ）
と、二次側に設けられる二次側直列共振回路（Ｎ2，Ｃ
ｓ）とにより複合共振形コンバータを構成することにな
る。そして、この二次側直列共振回路に対して、図８に
示すようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデン
サＣO1を接続することで、二次側直列共振回路（Ｎ2，
Ｃｓ）の共振作用による二次側直列共振電圧を全波整流
する全波整流回路が形成される。そして、平滑コンデン
サＣO1の両端に対しては、二次巻線Ｎ2に発生する交番
電圧レベルの等倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が
得られることになる。

【００７０】また、図９においては、二次側直列共振回
路（Ｎ2，Ｃｓ）に対して、整流ダイオードＤO1、整流
ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣOA，ＣOBを、図示す
るようにして接続することで倍電圧整流回路を形成して
いる。

【００７１】また、図１０においては、二次巻線Ｎ2に
対して図示するようにして２組の二次側直列共振コンデ
ンサＣｓ1，Ｃｓ2を接続し、さらに４本の整流ダイオー
ドＤO1，ＤO2，Ｄ03，ＤO4を図示する接続形態によって
接続して、二次側整流回路を形成する。このようにして
構成される二次側整流回路としては、４倍電圧整流回路
が形成される。この４倍電圧整流回路の動作説明にあた
り、［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO
1，ＤO2、平滑コンデンサＣOA］から成る回路の動作に
ついて述べる。先ず、整流ダイオードＤO1がオフとな
り、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、
二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデン
サＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオード
ＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ
1に対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイ
オードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンと
なって整流動作を行う期間においては、二次巻線Ｎ2に
誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加
わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣOA
に対して充電が行われる動作となる。上記のようにして
整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣOAの両端
には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直
流電圧（整流平滑電圧）が得られる。また、［直列共振
コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コ
ンデンサＣOB］の組とから成る整流回路によっても同様
の動作によって、平滑コンデンサＣOBの両端には、二次
巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得
られることになる。

【００７２】そして、上記のようにして各段の整流回路
によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続され
た平滑コンデンサＣOA−平滑コンデンサＣOBの両端に
は、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次
側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００７３】このような構成を採り得る第２の実施の形
態としての電源回路においても、図１に示した第１の実
施の形態と同様の動作が得られ、同様の定電圧制御特性
が得られることになる。また、直交型制御トランスＰＲ
Ｔも省略されていること、ドライブトランスＣＤＴが用
いられること、ベース電流制限抵抗等が不要となること
などから、この第２の実施の形態としても、第１の実施
の形態と同様の作用効果が得られるものである。

【００７４】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明としては、上記各実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記各実
施の形態においてはスイッチング素子を１組備えるシン
グルエンド方式の場合が示されているが、スイッチング
素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式による、
自励式の電圧共振形コンバータとされても構わないもの
である。また、二次側についても、各図に示した以外の
回路構成による整流回路が備えられて構わないものであ
る。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形コンバータの一次側電圧共振形コンバータとしては自
励式としたうえで、定電圧制御のために、補助スイッチ
ング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）のゲート電極に対しては、
二次側直流出力電圧のレベルに応じて可変制御される制
御電圧を印加するようにし、補助スイッチング素子に流
れる電流が制御される。そして補助スイッチング素子の
導通状態により例えばバイポーラトランジスタによるメ
インスイッチング周波数が可変制御される。これによ
り、メインスイッチング素子は、その導通角及びスイッ
チング周波数が同時に可変される複合制御方式によって
スイッチング制御されることになるが、このような動作
を得るための構成において直交型制御トランスを省略す
ることが可能になる。これにより、直交型制御トランス
のギャップのばらつき等に起因するインダクタンス値の
ばらつきの問題は解消され、特に本発明におけるドライ
ブトランスのインダクタンスのばらつきは±５％程度で
あるため、交流入力電圧の範囲に対するマージンを少な
く設定することが可能となるので、回路設計も容易なも
のとすることが可能になる。また、直交形制御トランス
の製造工程の困難性にかかる問題も解消される。さらに
ＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上も図られる。

【００７６】また、直交形制御トランスの制御巻線に制
御電力を供給してスイッチング周波数を制御する構成で
はないので、軽負荷時の無効電力を低減し、電力損失を
低減できる。さらに、ドライブトランスは、小型軽量の
ものが選定でき、補助スイッチング素子としては低耐圧
小容量品のＭＯＳ−ＦＥＴでよいなど、設計上及びコス
ト上、好適である。

【００７７】またスイッチング駆動信号としての共振電
流は正弦波形であり、スイッチング素子のベース電流
は、順方向ベース電流より逆方向ベース電流の方がピー
ク値は大きくなってスイッチング素子Ｑ１の下降時間が
少ないので、スイッチング素子Ｑ１のオフ時のスイッチ
ング損失が低減されるものとなる。またスイッチング素
子Ｑ１の発熱も少ないという利点も得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図２】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図４】実施の形態の電源回路のドライブトランスの説
明図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例
を示す回路図である。

【図６】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図
である。

【図７】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図
である。

【図８】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図
である。

【図９】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図
である。

【図１０】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１１】先行技術としての電源回路の構成例を示す回
路図である。

【図１２】図１１に示す電源回路における要部の動作を
示す波形図である。

【図１３】図１１に示す電源回路の定電圧制御特性を示
す説明図である。

【図１４】図１１に示す電源回路について負荷短絡時に
おける一次側スイッチング周波数の制御動作を示すため
の波形図である。

【図１５】図１１に示す電源回路の直交形制御トランス
の構造例を示す斜視図及び断面図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ２ ＭＯＳ
−ＦＥＴ ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、ＣＤＴ
ドライブトランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ
3 三次巻線、ＤD1 クランプダイオード、Ｃｒ 一次
側並列共振コンデンサ、ＮB 駆動巻線、ＣB1、ＣB2
コンデンサ、ＰＣ フォトカプラ、ＬBインダクタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AS01 BB23 BB72 CC01 DD02 EE02 EE03 EE04 EE06 EE07 EE59 EE73 FD01 FG07 VV03 VV06

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流入力電圧についてスイッチングを行
   うメインスイッチング素子を備えたスイッチング手段
   と、 一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を二次
   巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と、一次側並列
   共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手
   段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並
   列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次巻線に対し
   て二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形
   成される二次側並列共振回路と、 上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
   整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
   れる直流出力電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に直列に接続さ
   れて上記スイッチング手段の出力を検出する一次巻線
   と、該一次巻線により検出されたスイッチング電圧が伝
   送される二次巻線とを有するドライブトランスと、 少なくとも上記ドライブトランスの二次巻線と直列に接
   続される直列共振コンデンサと直列共振インダクタとに
   よる直列共振回路と、上記直列共振コンデンサと上記直
   列共振インダクタとの接続点に接続され所定のタイミン
   グに上記メインスイッチング素子のベース電圧をクラン
   プするクランプダイオードとにより構成され、上記スイ
   ッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して
   スイッチング動作をさせるスイッチング駆動手段と、 上記直列共振コンデンサと上記直列共振インダクタとの
   接続点に接続されるコンデンサと補助スイッチング素子
   との直列回路と、 上記直流出力電圧生成手段により得られる直流出力電圧
   のレベルに応じて可変される制御電流を上記補助スイッ
   チング素子に流すことにより、上記メインスイッチング
   素子のスイッチング周波数を制御して、上記直流出力電
   圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御
   手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記メインスイッチング素子はバイポー
   ラ・トランジスタにより形成されることを特徴とする請
   求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 上記補助スイッチング素子はＭＯＳ−Ｆ
   ＥＴにより形成されることを特徴とする請求項１に記載
   のスイッチング電源回路。