DE69736892T2

DE69736892T2 - Nichtkohärentes Direktkonversionsempfänger mit Sechs-Tor-Schaltung

Info

Publication number: DE69736892T2
Application number: DE69736892T
Authority: DE
Inventors: c/o Sony Int. Brankovic (Europe) GmbH, Veselin
Original assignee: Sony Deutschland GmbH
Current assignee: Sony Deutschland GmbH
Priority date: 1997-08-08
Filing date: 1997-08-08
Publication date: 2007-03-15
Anticipated expiration: 2017-08-09
Also published as: DE69736892D1; CA2241124A1; EP0896455B1; JP3982662B2; CA2241124C; EP0896455A1; CN1244322A; KR20000068733A; JPH11127209A; KR100582855B1; US6363125B1; CN1135803C; WO1999008426A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und einen Empfänger zum Empfangen und Demodulieren eines Hochfrequenzsignals durch direkte Konvertierung. Die vorliegende Erfindung betrifft weiterhin ein mobiles Kommunikationsgerät und ein Mobiltelefon, das einen solchen Empfänger enthält.
In letzter Zeit wurde gezeigt, dass ein so genannter Sechs-Tor-Empfangsschaltkreis in Verbindung mit einem digitalen Signalprozessor in der Lage ist, eine digitale Demodulation direkt bei Frequenzen durchzuführen, die im Mikrowellen- und Millimeterwellenbereich liegen. Dieser neue direkte Digitalempfänger verspricht eine reduzierte Empfängerkomplexität, geringe Herstellungsanforderungen und eine durchschnittliche Leistung beim Bereitstellen einer kosteneffektiven Alternative zum herkömmlichen Überlagerungsaufbau, der in verschiedenen digitalen Endgeräten verwendet wird.
Die am häufigsten verwendeten Modulationsschemata bei digitalen Kommunikationssystemen, wie z. B. Satelliten und privaten Kommunikationssystemen, sind PSK (Phase Shift Keying). Es gibt zwei Arten von Demodulationstechniken: kohärente und nicht-kohärente (differenzielle). Im Allgemeinen bringt die differenzielle Detektion weniger komplizierte Empfängerkonfigurationen hervor, wohingegen die kohärente Detektion bezüglich der Fehlertoleranz überlegen ist. Jedoch kann die Komplexität eines kohärenten Empfängers erheblich aufgrund der Anforderung der Trägerwiederherstellung erhöht sein. Diese Aufgabe wird insbesondere schwierig, wenn die Trägerwiederherstellung direkt bei Frequenzen im Mikrowellen- und Millimeterwellenbereich durchgeführt werden muss.
3b zeigt schematisch den Anwendungsbereich eines direkten Sechs-Tor-Empfängers als einen teilweise oder vollständigen Ersatz einer herkömmlichen Überlagerungsempfängerstruktur (Heterodynestruktur) (3a).
4 zeigt die Struktur eines Sechs-Tor-Empfängers, der von Bossisio, Wu „A sixport direct digital millimeter wave receiver", Digest of 1994, IEEE MTT Symposium, Band 3, Seiten 1659–1662, San Diego, May 1994 bekannt ist.
Die Sechs-Tor-Technik ist für ihre Fähigkeit bekannt, die Streuparameter von Mikrowellennetzwerken, sowohl in deren Amplitude als auch deren Phase, genau zu messen. Anstelle der Verwendung von Überlagerungsempfängern führt ein Sechs-Tor-Empfänger direkte Messungen bei Frequenzen im Mikrowellenbereich und im Millimeterwellenbereich durch, indem die Leistungspegel an mindestens drei und insbesondere an vier der sechs Tore extrahiert werden. Die Nachteile der Hardware können durch eine geeignete Kalibrationsprozedur leicht eliminiert werden. Sehr genaue Messungen können in einem weiten Dynamikbereich und einem breiten Frequenzbereich vorgenommen werden. Sechs-Tor-Verzeweigungsempfänger bestehen aus passiven Mikrowellenkomponenten, wie z. B. direktionale Kopplern und Leistungsteilern, sowie Diodendetektoren. Der Schaltkreis kann leicht als MHMIC oder LMIC integriert werden. Die bekannten Empfänger führen eine direkte Phasen-/Amplitudendemodulation bei Frequenzen im Mikrowellenbereich und im Millimeterwellenbereich durch. Der herkömmliche I-Q Block in einem Empfänger wird durch einen Sechs-Tor-Phasen-/Frequenzdiskriminator ersetzt, der einen Sechs-Tor-Empfänger und eine Digitalsignal-Verarbeitungseinheit (DSP) enthält. Das zugeführte digital modulierte RF-Signal wird mit dem Ausgang eines digital gesteuerten lokalen Oszillators 18 verglichen. Die Trägerwiederherstellung wird zuerst durchgeführt. Die DSP-Einheit 17 detektiert die Frequenzdifferenz der Signale und steuert dann den lokalen Oszillator 18, um das zugeführte Signal zu verfolgen. Ist der Träger einmal wieder hergestellt, wird die momentane Phase des empfangenen Signals detektiert und decodiert, um die ursprünglichen modulierten Daten wiederherzustellen. Die maximale Datenübertragungsrate wird hauptsächlich durch die Abtastrate der A/D-Wandler 16 und der Verarbeitungsgeschwindigkeit der DSP-Einheit 17 bestimmt.
Durch Durchführen einer Kalibrierprozedur können die Nachteile der Hardware, wie z. B. der Phasenfehler der Brücken, das Ungleichgewicht der Leistungsdetektoren usw. einfach eliminiert werden. Dies vereinfacht in erheblichem Maße die Anforderung an die Implementierung in Hardware und ermöglicht es, dass der Sechs-Tor-Empfänger in einem breiten Frequenzband bis hin zu Frequenzen im Millimeterwellenbereich arbeitet. Bei einem Sechs-Tor-Empfänger werden die Amplitude und die Phase unabhängig voneinander erfasst. Daher kann die Phasenmodulation des zugeführten Signals auch dann noch korrekt detektiert werden, wenn die Amplitude des zugeführten Signals sich über einen breiten Dynamikbereich ändert. Das Umschalten zwischen verschiedenen Modulationen kann einfach durch leichte Änderung des Algorithmus in der DSP-Einheit 17 durchgeführt werden.
Ein Empfänger, wie er in 4 gezeigt ist, wird als ein kohärenter Empfänger bezeichnet. Jedoch gibt es das Problem, dass der bekannte Sechs-Tor-Empfänger ziemlich kompliziert ist und insbesondere aufgrund des Vorhandenseins des lokalen Oszillators 18 nicht auf einem Chip integriert werden kann.
Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und einen Empfänger zum Empfangen und Demodulieren eines Hochfrequenzsignals durch direkte Konvertierung mit einer einfachen Struktur und mit geringeren Kosten zur Verfügung zu stellen.
Die Kernidee der vorliegenden Erfindung besteht darin, den kohärenten Empfänger durch einen nicht-kohärenten Detektionsempfänger zu ersetzen.
Gemäß der Erfindung ist ein Verfahren zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals durch direkte Konversion vorgesehen. Ein digital moduliertes Eingangssignal wird in mindestens zwei Teile (Zweige) zerlegt. Eines der Teile wird relativ zu dem anderen der Teile mit einer vorbestimmten Verzögerungskonstante verzögert. Mindestens drei Leistungspegel und vorzugsweise vier Leistungspegel werden anhand der Kombinationen der zwei Teile des Eingangssignals, die relativ zueinander zeitlich versetzt sind, berechnet. Dann wird die Phase und die Amplitude eines komplexen Signals auf der Basis ihrer drei oder vier Leistungspegel berechnet, wobei das komplexe Signal die Beziehung (das Verhältnis) zwischen den zwei Teilen des Eingangssignals, die relativ zueinander zeitlich versetzt sind, darstellt.
Beide Teile des Eingangssignals können verzögert werden, wobei die Verzögerungskonstante der zwei Teile verschieden ist.
Die mindestens drei Leistungspegel können A/D-gewandelt und die Phase und die Amplitude des komplexen Signals können durch digitale Verarbeitung berechnet werden.
Die relative Verzögerung zwischen den zwei Teilen des Eingangssignals kann gleich oder größer als der Kehrwert der Abtastrate der A/D-Wandlung sein.
Das modulierte Eingangssignal kann differenziell PSK-moduliert sein und das komplexe Signal kann anhand der mindestens drei analogen Leistungspegel berechnet werden.
Die Berechnung der mindestens drei Leistungspegel kann lediglich mit Hilfe von linearen passiven Komponenten, wie z. B. Detektionsdioden durchgeführt werden.
Der Schritt des Berechnens der Phase und der Amplitude des komplexen Signals kann weiterhin den Schritt des Berechnens von Kalibrationskoeffizienten umfassen.
Der Schritt des Berechnens der Phase und der Amplitude des komplexen Signals kann weiterhin die Transformation des komplexen Signals in einen realen (I) und einen imaginären (Q) Teil umfassen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist weiterhin ein Empfänger zum Demodulieren eines Hochfrequenzsignals durch direkte Konversion vorgesehen. Der Empfänger umfasst einen Leistungsteiler, um ein moduliertes Eingangssignal in mindestens zwei Teile zu teilen. Mindestens eine Verzögerungsleitung ist vorgesehen, um einen der Teile relativ zu dem anderen durch eine vorbestimmte Konstante zu verzögern. Eine Berechnungsschaltung berechnet mindestens drei Leistungspegel anhand von z. B. linearen Kombinationen der zwei Teile des Eingangssignals, die relativ zueinander mit einer vorbestimmten Verzögerungskonstanten zeitlich versetzt sind. Eine Verarbeitungseinrichtung berechnet die Phase und die Amplitude eines komplexen Signals anhand der mindestens drei Leistungspegel, wobei das komplexe Signal die Beziehung (das Verhältnis) zwischen den zwei Teilen des Eingangssignals, die relativ zueinander zeitlich versetzt sind, darstellt.
Die zwei Verzögerungsleitungen können zum Verzögern von jeweils einem der Teile des Eingangssignals vorgesehen werden, wobei die zwei Verzögerungsleitungen verschiedene Verzögerungskonstanten aufweisen.
A/D-Wandler können vorgesehen werden, um die Ausgänge der mindestens drei Leistungspegel durch die Berechnungsschaltung zu wandeln. In diesem Fall kann die Verarbeitungseinrichtung eine digitale Verarbeitungseinrichtung sein.
Die Verzögerung zwischen den zwei Teilen des Eingangssignals kann gleich oder größer als der Kehrwert der Abtastrate der A/D-Wandler sein.
Das modulierte Eingangssignal kann ein differenziell PSK-moduliertes Signal sein, und in diesem Fall kann die Verarbeitungseinrichtung einer analogen Verarbeitungseinrichtung entsprechen.
Die Berechnungsschaltung kann lediglich lineare passive Komponenten umfassen.
Die Verzögerungsleitung und die Berechnungsschaltung können auf einem Chip integriert sein, da ein lokaler Oszillator nicht länger benötigt wird.
Ein digitaler Filter kann jeweils zwischen einem A/D-Wandler und einer Verarbeitungseinrichtung vorgesehen sein.
Gemäß der Erfindung ist weiterhin ein mobiles Kommunikationsgerät mit einem oben beschriebenen Empfänger vorgesehen, wobei das mobile Kommunikationsgerät ein Mobiltelefon sein kann. Weitere bevorzugte Ausführungsformen sind Satellitenempfänger oder ein Empfänger für Mikrowellenverteilungssysteme.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden nun mit Bezug zu den Figuren der beigefügten Zeichnungen näher erläutert:
1 zeigt schematisch einen Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung,
2 zeigt ausführlich die passive Schaltung des Empfängers gemäß 1,
3 zeigt die teilweise oder vollständige Ersetzung eines Überlagerungs-Empfängers (heterodynen Empfängers) (3a) durch einen direkten Sechs-Tor-Empfänger (3b),
4 zeigt einen kohärenten Sechs-Tor-Empfänger gemäß dem Stand der Technik,
5 zeigt eine Beziehung zwischen den relativen Leistungsverhältnissen, die durch den Sechs-Tor-Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung detektiert werden, und die relative Phasendifferenz eines geteilten digital modulierten Eingangssignals,
6 zeigt eine grafische Darstellung, ähnlich zu 5, jedoch für den Fall, dass die zugeführten Signale eine relative Differenz in ihren Leistungspegeln von 20 dB aufweisen,
7 zeigt ein Beispiel eines Berechnungsverfahrens, das notwendig ist, um eine Phasenänderung und die Amplitude des Signals zu erhalten, wobei die Phasenänderung den Wert von 157,5° (7π/8) annimmt, und die Amplitude gleich bleibt,
8 zeigt ein Beispiel für den Fall, dass die relative Änderung des zugeführten Signals das Dreifache der Amplitude und 45,5° (π/4) ihrer Phase entspricht und
9 zeigt die mathematischen Korrekturen, um den möglichen Versatz der Kreuzungen der Kreise, wie z. B. in 7 oder in 8 gezeigt, zueinander in Übereinstimmung zu bringen.
Die vorliegende Erfindung wurde anhand der vorliegenden Motivationspunkte durchgeführt:

– Die Erfindung stellt ein System mit einer direkten Konversion (homodynes System) zur Verfügung, das auch bei der direkten Konversion von Millimeterwellen und auf das Basisband arbeiten kann,
– das Frontend kann mit passiven Komponenten, die aufgrund der Herstellungstoleranzen nicht ideal sind, realisiert werden,
– die Erfindung vermeidet inhärent klassische I/Q-Schaltungen und daher deren Amplituden-/Phasenungleichgewichte,
– die Erfindung ermöglicht es, sehr niedrige Leistungspegel eines lokalen RF-Oszillators zu verwenden,
– die Hardware des Empfängers arbeitet mit vielen möglichen verschiedenen Modulationstechniken bei verschiedenen Bandbreiten des Basisbandkanals,
– die Erfindung stellt inhärent ein günstiges Konzept zur Verfügung, das die Möglichkeit einer hohen Integration und eines Prozesses mit niedrigen Kosten bereitstellt. Idealerweise wird das gesamte RF-Frontend auf einem Chip angeordnet,
– der Empfänger unterstützt das globale Einvernehmen, analoge Verarbeitung zugunsten der digitalen Verarbeitung zu reduzieren,
– die Erfindung unterstützt die allgemeinen Entwicklungen in Richtung eines Software-Radios, und
– die Erfindung ermöglicht Anwendungen für hohe Datenraten (auch größer als 2 Mbits/Sek.).

Die Erfindung wird nun mit Bezug auf 1 beschrieben. 1 zeigt das allgemeine Konzept eines direkten Sechs-Tor-Empfängers anhand einer nichtkohärenten Detektion gemäß der vorliegenden Erfindung. Wie man aus 1 entnehmen kann, wird ein empfangenes RF-Signal durch einen Bandpassfilter 1 geführt, LNA-verstärkt 2, erneut durch einen weiteren Bandpassfilter 3 geführt und dann an einen Leistungsteiler 4 ausgegeben. Der Leistungsteiler 4 teilt das zugeführte RF-Signal in zwei Teile S1 und S2. Ein Teil S1 wird an eine erste Verzögerungsleitung 6 mit einer Verzögerungskonstanten τ1 ausgegeben. Der andere Teil wird an eine zweite Verzögerungsleitung 5 mit einer Verzögerungskonstanten τ2 ausgegeben, die von der Verzögerungskonstanten τ1 der ersten Verzögerungsleitung 6 verschieden ist. Die zwei Teile S1, S2, die durch den Leistungsteiler 4 geteilt werden und durch die erste Verzögerungsleitung 6 und zweite Verzögerungsleitung 5 verzögert werden, werden dann einem passiven Schaltkreis 7 zugeführt. Der passive Schaltkreis 7 dient den verschiedenen linearen Kombinationen der zwei Eingangssignale. Der passive Schaltkreis 7 umfasst vorzugsweise nur lineare passive Komponenten, wie z. B. Detektordioden.
Die Amplitude, d. h. die Leistung der mindestens drei linearen Kombinationen, die durch den passiven Schaltkreis 7 berechnet werden, und vorzugsweise der vier linearen Kombinationen, die durch den passiven Schaltkreis 7 bereitgestellt werden, werden dann mit Hilfe von Leistungserfassungsschaltkreisen 8 detektiert. Die Leistungserfassungsschaltkreise 8 umfassen vorzugsweise nur Detektordioden. Wie bereits ausgeführt worden ist, beträgt die kleinste Anzahl der detektierten Leistungspegel, die durch die Leistungserfassungsschaltkreise 8 detektiert werden, drei. In dem in 1 gezeigten Beispiel dient der passive Schaltkreis 7 zur Ermittlung von vier Linearkombinationen der zwei Eingangssignale S1 und S2, und daher werden vier Leistungspegel an den vier linearen Kombinationen detektiert. Das Beispiel der 1 dient daher einer bestimmten Redundanz des gesamten Systems.
Der Ausgang der Leistungserfassungsschaltkreise 8, d. h. die detektierten Leistungspegel werden dann jeweils an Schaltkreise 9 weitergegeben, die Tiefpassfilter und A/D-Wandler umfassen. Alternativ kann der Schaltkreis 9 Gleichstromverstärker umfassen. Daher verstärkt der Schaltkreis 9 jeweils den detektierten Leistungspegel, der durch die Leistungserfassungsschaltkreise 8 ausgegeben wird, und konvertiert sie digital. Die digitalen Ausgangssignale des Schaltkreises 9 werden dann jeweils an eine Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 10 weitergegeben. Die Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 10 dient einer digitalen Filterung der Eingangssignale, einer Kalibration des Systems, die nachfolgend beschrieben wird, der Berechnung der I/Q-Teile der Eingangssignale sowie einer weiteren Verarbeitung, wie z. B. einer Demodulation.
Wie man aus 1 entnehmen kann, besteht gemäß der vorliegenden Erfindung der direkte Sechs-Tor-Empfänger im Wesentlichen aus zwei Eingängen (RF-Band), die einer passiven RF-Struktur ähnlich sind. Die passive RF-Struktur ist als ein passiver Schaltkreis definiert, der für den Betrieb in Frequenzbändern von einigen Zehntel Megahertz bis zu einigen zehntel Gigahertz abhängig von den verschiedenen Realisationen ausgebildet ist. Die passive Struktur enthält mehrere (mindestens drei, vorzugsweise vier) Leistungsdetektoren. Die Ausgänge der Leistungsdetektoren 8 sind Gleichspannungen, die durch den A/D-Wandler 9 nach einer möglichen Verstärkung (optional) und einem Filtern abgetastet werden.
Ein wichtiges Merkmal der Erfindung ist das Bereitstellen der zwei Verzögerungsleitungen 5, 6, um den lokalen Oszillator des Stands der Technik zu vermeiden. Die zwei Verzögerungsleitungen 5, 6 dienen zum Bereitstellen einer relativen Verzögerung zwischen den zwei Teilen der RF-Signals, die durch den Leistungsteiler 4 geteilt sind, dessen relative Verzögerung τ = τ₁ – τ₂ entspricht. Da es nur wichtig ist, eine relative Verzögerung zwischen den zwei Teilen, die durch den Leistungsteiler 4 geteilt sind, zur Verfügung zu stellen, kann τ₂ Null entsprechen und die entsprechende Verzögerungsleitung 6 kann vermieden werden. Die relative Verzögerung τ zwischen den zwei Teilen, die durch den Leistungsteiler 4 geteilt werden, ist gleich oder größer als der Kehrwert der Abtastrate des A/D-Wandlers 9.
Wie man aus 1 sehen kann, ermöglicht die Erfindung eine Detektion einer Vektorinformation, d. h. einer Phase und einer Amplitude des RF-Signals lediglich anhand einer skalaren Information (Leistungspegel, die durch die Leistungserfassungsschaltkreise 8 detektiert werden). Daher ermöglicht die Erfindung eine Detektion einer Phaseninformation in nicht-kohärenter Weise. Das Verfahren, wie die Vektorinformation, die die Beziehung (das Verhältnis) zwischen den zwei Teilen des Eingangssignals, die relativ zueinander (Verzögerungsleitungen 5, 6) in der digitalen Signalverarbeitungseinheit 10 zueinander zeitlich versetzt sind, wird nachfolgend beschrieben.
Die Vorteile des erfindungsgemäßen Systems gegenüber herkömmlichen Ansätzen bestehen darin, dass Unzulänglichkeiten der Hardware (Phasen- und Amplitudenungleichgewichte) inhärent durch eine Kalibrationsprozedur vermieden werden, die ohne Änderung der physikalischen Verbindungen durchgeführt werden kann, wodurch die Verwendung von RF-Komponenten ohne anspruchsvolle Anforderungen an die Toleranzen der Komponenten möglich wird. Weiterhin gibt es keinen Bedarf für einen lokalen Oszillator (LO), da eine nicht-kohärente Demodulation verwendet wird. Andererseits ist ein lokaler Oszillator mit einer niedrigen Leistung (ähnlich dem RF-Pegel) erforderlich, und eine digitale AFC- (Automatische Frequenz (Phasen) Steuerung)- Verarbeitungseinheit wird benötigt.
Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, dass das gesamte RF-Frontend mit einem einzelnen Chip realisiert werden kann, da kein lokaler Oszillator existiert. Herkömmlicherweise könnten nicht notwendigerweise sehr fortschrittliche für niedrige Frequenzbänder ausgelegte GAAS- oder (SI) MMIC-Technologien für viel höhere Frequenzbänder bei einer Sechs-Tor-Struktur verwendet werden, da keine aktiven Komponenten existieren, und die Hauptherausforderung besteht lediglich darin, Detektordioden auf einem Waver zu realisieren. Daher dient die Erfindung einer Kostenreduktion des RF-Frontends aufgrund des Vermeidens von Zwischenstufen und aufgrund der weniger komplizierten RF-Frontendstruktur (ohne lokalen Oszillatorschaltkreis, AGC und PLL).
In dem in 1 gezeigten Beispiel werden die detektierten Leistungspegel A/D-gewandelt 9 und dann digital verarbeitet. Wenn jedoch das RF-Eingangssignal auf eine einfache Weise moduliert wird, müssen die detektierten Analogleistungspegel nicht A/D-gewandelt werden und können auf analoge Weise verarbeitet werden.
Jedoch wird in der Berechnungseinheit, die in der digitalen Verarbeitungseinheit 10 vorgesehen ist, ein komplexes Signal, das ein Verhältnis der zwei RF-Eingangssignale darstellt, die von dem Leistungsteiler 4 bereitgestellt werden, mit Hilfe zusätzlicher Kalibrationskoeffizienten, die man von einer Kalibrationsprozedur erhält, berechnet. Das komplexe Signal kann dann weiterhin optional in I/Q-Datenströme zerlegt werden, um weiterhin für eine herkömmliche Demodulationsprozedur in einem Basisband verwendet zu werden.
Optional können vor den Eingangsanschlüssen der passiven Schaltkreisstruktur 7 zusätzliche LNA und zusätzliche BPF hinter den Verzögerungsleitungen 5, 6 angeordnet werden oder in den Verzögerungsleitungen 5, 6 integriert werden.
Nun werden die Elemente, die das erfindungsgemäße Empfangsverfahren und den erfindungsgemäßen Empfänger bilden, ausführlicher beschrieben:
Der passive RF-Schaltkreis 7 entspricht einem Schaltkreis, der nur passive lineare Komponenten umfasst, wie Leistungsteiler, Hybride, Koppler, Übertragungsleitungen, Übereinstimmungsbestimmungselemente, Widerstände, Kapazitäten in verschiedenen Anzahlen und Zusammensetzungen bezüglich jeder der Komponenten. Ein Gesamtdurchgangsschaltkreis kann mit einzelnen Elementen oder Kombinationselementen realisiert werden. Der Aufbau der Übertragungsleitungen, Substrate oder wieder verwendeten Kombinationselementen ist willkürlich und gewöhnlicherweise festgelegt, um den passiven Schaltkreis 7 auf definierte Frequenzbänder von Interesse zu optimieren, die in der nachfolgenden Beschreibung RF-Frequenzbänder genannt werden.
Das RF-Frequenzband ist ein Frequenzband von Interesse. Das RF-Frequenzband stellt ein Frequenzband dar, bei dem die vorgeschlagene Empfängerstruktur arbeitet. Das RF-Frequenzband kann auch als ein Zwischenfrequenzband eines komplexeren Empfängerschaltkreises verstanden werden. In diesem Fall arbeitet der vorgeschlagene Empfänger als ein Direktkonversionsschaltkreis von einer Zwischenfrequenz zu einem Basisband. Wie in 3a und in 3b gezeigt ist, kann der direkte Sechs-Tor-Empfänger der vorliegenden Erfindung in diesem Fall das Zwischenfrequenzsignal, das man von einem weiteren Zwischenfrequenzsignal oder einem höheren RF-Frequenzsignal durch eine der herkömmlichen Abwärts-Konversions-Techniken erhält, verarbeiten. Das RF-Frequenzsignal kann Frequenzwerte im Bereich von 50 MHz bis 100 GHz annehmen. Das RF-Frequenzsignal wird gefiltert und verstärkt, bevor es zu dem passiven Schaltkreis 7 gelangt. Vor dem ersten Bandpassfilter 1 können zusätzliche Strukturen verwendet werden, um eine Zuordnung des Frequenzkanals bereitzustellen, wenn es notwendig ist.
Wie bereits zuvor angemerkt, stellt der passive Schaltkreis 7 für mindestens drei und vorzugsweise vier lineare Kombinationen der zwei Eingangssignale S₁ und S₂, die von den Verzögerungsleitungen 6 bzw. 5 ausgegeben werden, zur Verfügung. Die vier Leistungspegel P₁, P₂, P₃ und P₄ werden anhand der zwei Eingangssignale S₁, S₂ gemäß der folgenden Formel 1 berechnet: P1 = a × S1 + b × S2 P2 = c × S1 + d × S2 P3 = e × S1 + f × S2 P4 = g × S1 + h × S2
Die Leistungspegel P₁, P₂, P₃ und P₄ werden durch die Leistungserfassungsschaltkreise (Leistungsdetektoren) 8 detektiert. Ein Leistungsdetektor ist eine Vorrichtung, die die Leistung der Signale, die in dem Frequenzbereich des RF-Frequenzbandes eintreffen, in eine Gleichspannungsinformation konvertiert. Dies kann in verschiedenen Technologien realisiert werden. Die gebräuchlichste Technologie für die praktische Implementation und Realisierung des digitalen Sechs-Tor-Empfängers ist die Realisation mit einem Ansatz, der herkömmliche Detektordioden verwendet. Detektordioden können auf einem Chip gemeinsam mit dem passiven Schaltkreis 7 integriert werden. Detektordioden sollen als Detektordioden mit einem optionalen Schaltkreis für eine Temperaturkompensation verstanden werden.
Die Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 10 berechnet ein komplexes Signal aus den gestärkten, gefilterten und A/D-gewandelten Leistungspegeln P₁, P₂, P₃ und P₄, wobei das komplexe Signal die Beziehung (das Verhältnis) zwischen den zwei Eingangssignalen S₁ und S₂ darstellt. Die Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 10 ist eine Hardware, die die digitale Signalverarbeitung der von dem A/D-Wandler 9 eintreffenden Bits ermöglicht. Die Grundfunktionen der Digitalsignal-
Verarbeitungseinheit 10 sind:

– digitale Tiefpassfilterung,
– Berechnung des erwähnten komplexen Signals,
– Berechnung der Kalibrationskoeffizienten, die man von einer Kalibrationsprozedur erhält, und
– Transformation des komplexen Signals in realen und imaginären Teil (I/Q-Ausgang), wenn es erforderlich ist.

Die Berechnung des komplexen Signals sowie die Berechnung der Kalibrationskoeffizienten werden durchgeführt, indem alternativ Softwareverarbeitungsmöglichkeiten für das digitale Signal oder Hardwaremöglichkeiten (ASIC o. ä.) verwendet werden. Dies hängt von in Betracht kommenden Datenraten ab, die verarbeitet werden sollen. Die Verarbeitung, die von der Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 10 vorgenommen wird, kann in Verbindung mit einer Demodulationsprozedur mit Hilfe derselben Hardwareelemente (z. B. derselben digitale Signalverarbeitung) realisiert werden.
Nachfolgend wird erläutert, wie die Digitalsignalverarbeitungseinheit 10 das erwähnte komplexe Signal berechnet, das das Verhältnis zwischen den zwei Eingangssignalen S1 und S2 darstellt. Das komplexe Signal ist ein Signal, das in der Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 10 mit Hilfe von Kalibrationskoeffizienten und Kombinationen der relativen Leistungspegel, die durch die Leistungserfassungsschaltkreise 8 detektiert werden und als Verhältnis von Spannungen dargestellt werden, berechnet wird. Die übliche Struktur des komplexen Signals mit der üblichen Anzahl von Leistungserfassungsschaltkreisen 8 (4) ist in der nachfolgenden Formel 2 dargestellt:
wobei

– p_i der relativen Leistung entspricht, die von den Leistungserfassungsschaltkreisen 8 detektiert wird, die als Spannung geteilt durch eine erfasste Bezugsleistung ausgedrückt wird (üblicherweise die vierte Leistungserfassung, z. B. P₁ = P₁/P₄),
– x(i), x₁(i), y(i), y₁(i), i = 1, 2, 3 sind Kalibrationskoeffizienten, die man durch eine Kalibrationsprozedur erhält,
– s ρ(τ₁) entspricht dem Eingangssignal S1, das um τ₁ verzögert ist, das in Wirklichkeit aus einem zur Trägerfrequenz F₀ aufwärts konvertierten Basisbandsignal besteht,
– s₂(τ₂) entspricht dem Eingangssignal, das durch τ₂ über die zweite Verzögerungsleitung 5 verzögert ist, wobei deren Eingangssignal S₂ entspricht und in Wirklichkeit aus einem zur Trägerfrequenz F₀ aufwärts konvertierten Basisbandsignal besteht, und
– Δτ = τ₁ – τ₂, es wird angemerkt, dass Δτ größer oder gleich der Abtastperiode des A/D-Wandlers 9 ist, und dass auch eine der Verzögerungskonstanten 0 betragen kann.

Es ist deutlich, dass im Fall, dass die Änderung der Gesamtfrequenz, die in den zwei Abtastwerten des Signals enthalten ist, multipliziert mit der Differenz der Zeitverzögerungen konstant ist, oder, wenn dies vernachlässigt werden könnte, kann man eine Information über die relative Änderung der Amplitude und der Phase von einem Abtastwert zu einem weiteren oder das relative Inkrement oder Dekrement der I/Q-Signale erhalten.
Die Detektion dieses Wertes ist insbesondere für den Fall korrekt, wenn die Schwingungsdauer des Hauptträgers viel kleiner ist als die Abtastperiode (so dass ein virtuell quasi statischer Zustand in dem passiven Schaltkreis 7 erhalten wird und die Leistungsdetektion durch die Leistungserfassungsschaltkreise 8 durchgeführt werden kann).
Die Kalibrationsprozedur entspricht einer Prozedur, die notwendig ist, um Kalibrationskoeffizienten xi, y(i) zu erhalten. Die Kalibration kann ohne das Trennen der physikalischen Verbindungen des Systems durchgeführt werden. Die Kalibrationsprozedur kann in einem Offline-Ansatz durchgeführt werden. Die Systemparameter ändern sich nicht schnell, so dass Offline-Berechnungen in der Periode T durchgeführt werden können. Die Periode T ist viel größer als die Dauer des Signalsymbols.
Die Kalibrationskoeffizienten erhält man durch den Kalibrationsprozess, und sie werden für eine Detektion des relativen Signals in Verbindung mit der Leistungserfassung verwendet. In dem allerersten Augenblick vor dem Aktualisieren mit Daten aus der Kalibrationsprozedur aus einem Speicher werden anfänglich Kalibrationswerte für die Berechnung eines relativen Signals verwendet.
Nach dem Durchführen der nicht-kohärenten Detektion der mathematisch berechneten I/Q-Werte in der digitalen Signalverarbeitungseinheit 10 wird eine Demodulationsprozedur durchgeführt. Die Demodulationsprozedur kann mit Hilfe von Hardwarestrukturen (z. B. I/Q-Demodulatorchips) oder mit der DSP-Software (z. B. dieselbe DSP, die für die Berechnung der Kalibrationskoeffizienten und für die Berechnung des komplexen Signals verwendet wird) ausgeführt werden. Es sei angemerkt, dass für einige Anwendungen das komplexe Signal direkt für die Demodulation ohne seine Aufteilung in die I- oder Q-Information (Datenstrom) verwendet werden kann. Aufgrund der inhärent vorgeschlagenen nicht-kohärenten Detektion ist es notwendig, eine differenzielle Verarbeitung der Datenströme anzuwenden, bevor diese D/A-Wandlern und weiteren I/Q-Anschlüssen des übertragenen Modulators zugeführt werden.
Im Folgenden wird ein Beispiel für die Funktion der Erfindung mit Bezug auf die 2 und die 5–9 beschrieben.
In der nachfolgenden Beschreibung wird ein differenzielles QPSK-moduliertes Signal angenommen und demoduliert. Zusätzliche Annahmen sind für das Systemkonzept nicht erheblich, und sie werden nur für die vereinfachte Demonstration und Erläuterung des Systems verwendet.
Es wird angemerkt, dass die Art der Verwendung der Modulation nicht die grundsätzliche Funktionalität des vorgeschlagenen Empfängers verändert, so dass alle Arten von Kombinationen von Modulationsschemata verwendet werden können, wenn sie differenziell verarbeitet werden, bevor diese D/A-Wandlern und I/Q-Anschlüssen des Transceivers zugeführt werden. Es wird weiterhin angemerkt, dass die Struktur des passiven Schaltkreises 7 nicht erheblich ist.
In der nachfolgenden Erklärung wird angenommen, dass die Verzögerungsdifferenz der Abtastperiode entspricht. Weiterhin wird angenommen, dass die RF-Frequenzsignale dieselben Leistungspegel aufweisen, die dem passiven Schaltkreis 7 zugeführt werden. Das zugeführte RF-Signal wird differenziell moduliert und durch den Sender gesendet. Der passive Schaltkreis 7 besteht aus idealen Unterschaltkreisen, die nicht kalibriert werden müssen. Weiterhin werden ideale lineare Leistungserfassungsschaltkreise (Leistungsdetektoren) 8 angenommen. Die passive Struktur kann wie in 2 gezeigt sein.
In der nachfolgenden Tabelle sind die resultierenden normalisierten Leistungserfassungsergebnisse über die Leistungserfassungsergebnisse von dem Leistungsdetektor P1 für eine Gruppe von differenziellen Phasendifferenzen im Fall einer konstanten Signalamplitude (ideale Detektion) dargestellt.
5 zeigt die Variation der relativen Leistungspegel (Spannung an den Leistungsdetektoren) als eine Funktion der relativen Phasendifferenz. In 5 wird angenommen, dass es keine Amplitudenvariation zwischen Zeitabtastungen gibt und beide zugeführten Signale S1, S2 den gleichen Leistungspegel aufweisen.
6 zeigt eine zur 5 ähnliche Darstellung, jedoch mit der Annahme, dass die zugeführten Signale eine relative Leistungspegeldifferenz von 20 dB aufweisen.
Aus den 5 und 6 kann man schließen, dass die Empfindlichkeit des Systems abnimmt, wenn die Leistungspegeldifferenz des zugeführten Signals S1, S2 ansteigt. Diese Situation kann auftreten, wenn nur eine Verzögerungsleitung 5, 6 in der Systemkonfiguration verwendet wird, so dass eines der zugeführten Signale S1, S2 auch relativ zu dem anderen, das nicht verzögert wird, gedämpft wird.
Es wird angemerkt, dass die relativen Leistungspegel unabhängig von dem RF-Signalpegel sind.
Weiterhin wird angemerkt, dass wenn die Anzahl der Phasenzustände (oder Amplitudenzustände) niedrig ist, es in einigen Fällen keinen Bedarf für eine Berechnung für die relative Signalamplitude und die relativen Phasen gibt, weil eine einfache Entscheidungslogik anhand eines Vergleichs der analogen Spannungen (Leistungspegel) mit Hilfe analogen Vorrichtungen vorgesehen werden kann, um eine Demodulation auszuführen. Dies trifft z. B. für eine (D)PSK-Modulation zu.
7 zeigt eine grundsätzlich erforderliche Berechnung, die in der digitalen Signalverarbeitungseinheit 10 des Empfängers ausgeführt werden soll. 7 zeigt als Beispiel den Zustand, dass die zwei Signale S1, S2 zu zwei verschiedenen Zeitpunkten dieselbe Amplitude (QPSK-Modulation) und eine Phasendifferenz von 7π/8 aufweisen, wobei man durch Detektieren und Berechnen der gemessenen Leistungspegel die Kalibrationskoeffizienten, die durch die drei Kreise dargestellt sind, erhält. Idealerweise kreuzen diese sich in einem Punkt. Wenn der Kreuzungspunkt auf die Mitte des Gitters gelegt ist, stellt der so erzeugte Vektor das komplexe Verhältnis der Signale S1, S2 zu zwei verschiedenen Zeitinkrementen dar, wobei das Zeitinkrement durch die relative Verzögerung, die durch die zwei Verzögerungsleitungen 5, 6 bereitgestellt wird, definiert ist. Um den komplexen Wert zu erhalten, ist eine mathematische Verarbeitung erforderlich, um den Kreuzungspunkt der bekannten Kreise zu berechnen (die Kreise sind durch Kalibrationskoeffizienten definiert).
Wie man aus 7 sehen kann, weist der Vektor, der von dem Ursprung des Gitters zu dem Kreuzungspunkt der drei Kreise zeigt, eine Länge (Amplitude) auf, die einer Einheit entspricht, und einen Winkel von 157,5° (7π/8) darstellt. Die Tatsache, dass der Vektor eine Länge aufweist, die einer Einheit entspricht, stellt die Tatsache dar, dass die zwei Signale S1, S2 dieselbe Amplitude aufweisen, wie dies z. B. bei der QPSK-Modulation der Fall ist.
8 zeigt den Fall, dass die zwei Signale S1, S2 in ihren Phasen und Amplituden verschieden sind. 8 zeigt als Beispiel den Zustand, dass die relative Änderung des Signals das dreifache der Amplitude und 45,5° (π/4) der Phase entspricht. Wie man aus 8 sehen kann, weist die Vektorrichtung von dem Ursprung des Gitters zu dem Kreuzungspunkt der drei Kreise eine Länge auf, die einem Drittel einer Einheit entspricht, und einen Winkel von 45,5° (π/4) aufweist.
Es wird angemerkt, dass die Ergebnisse der Berechnungen im Allgemeinen nicht dem letztendlichen komplexen Wert dieses Signals entsprechen. Der direkte Sechs-Tor-Empfänger detektiert Differenzen zwischen den zwei Signalen S1, S2, so dass jede relative Änderung des Signals von einem zu einem anderen Zeitschritt detektiert werden kann. Dies bedeutet, dass vor der Übertragung des aufwärts konvertierten Signals die digitalen Daten, die zuvor an den übertragenden I/Q-Modulator über den D/A-Wandler zugeführt worden sind, differenziell verarbeitet werden müssen, was inhärent für DPSK-Modulations-Schemata gilt. Im Fall, dass die übertragenen digitalen Daten nicht differenziell moduliert werden, müssen Referenzabtastwerte gesendet werden, um eine Referenzamplitude und eine Referenzphase für die Detektion der absoluten Werte der modulierten digitalen Daten zur Verfügung zu stellen.
In der Praxis, d. h. bei nicht idealen Schaltkreisen, kreuzen sich die drei Kreise nicht exakt in demselben Punkt. Daher besteht üblicherweise ein Versatz bei den Kreuzungspunkten der Kreise, der mathematisch behandelt werden muss. Der Versatz entsteht aufgrund der Tatsache, dass die Kalibrationskoeffizienten nicht optimal erhalten werden. Ein weiterer Grund für den Versatz können verschiedene Rauscheffekte sein. Verschiedene Ansätze können bei der Signalverarbeitung der Digitalsignal-Verarbeitungseinheit 10 angewendet werden, um zu „entscheiden", wo ein Kreuzungspunkt angeordnet werden soll. Zum Beispiel kann der geometrische Median des gekrümmten Dreiecks als der Kreuzungspunkt herangezogen werden. Jedoch kann der Versatz in einigen Fällen vernachlässigt werden, in denen eine relativ geringe Zahl von Modulationszuständen angenommen werden, wie dies z. B. bei einem QPSK-Modulationsschema der Fall ist.

Claims

Verfahren zur differenziellen Detektion eines Hochfrequenzsignals, mit den folgenden Schritten: – Berechnen (7, 8) von mindestens drei Leistungspegeln (P1, P2, P3, P4) anhand von Kombinationen (12, 13, 14) zweier Eingangssignale (S1, S2) und – Berechnen (10) der Phase und der Amplitude eines komplexen Signals, das die Beziehung zwischen den zwei Eingangssignalen (S1, S2) darstellt, anhand der mindestens drei Leistungspegel (8), gekennzeichnet dadurch, dass die zwei Eingangssignale (S1, S2) erzeugt werden durch: – Aufteilen (4) eines Hochfrequenzsignals auf mindestens zwei Zweige, und – Verzögern (5, 6) der Zweige des Hochfrequenzsignals relativ zueinander um eine vorbestimmte Verzögerungskonstante.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens drei Leistungspegel (P1, P2, P3, P4) A/D-gewandelt (9) werden und die Phase und die Amplitude des komplexen Signals durch digitale Verarbeitung (10) berechnet werden.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die relative Verzögerung zwischen den zwei Zweigen (S1, S2) des Eingangssignals gleich der Inversen der Abtastrate der A/D-Wandlung (9) ist oder größer als diese ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Eingangssignal differenziell PSK-moduliert ist und das komplexe Signal anhand der mindestens drei analogen Leistungspegel (P1, P2, P3, P4) berechnet wird.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Berechnens (10) der Phase und der Amplitude des komplexen Signals weiterhin den Schritt des Berechnens von Kalibrations-Koeffizienten umfasst.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Berechnens (10) der Phase und der Amplitude des komplexen Signals weiterhin die Transformation des komplexen Signals in einen realen (I) und einen imaginären (Q) Teil umfasst.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Schritt des Detektierens der Zustände des modulierten zugeführten Hochfrequenzsignals durch Durchführen einer Analogvergleichs-Entscheidungslogik auf die mindestens drei Leistungspegel (8).
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass beide Zweige (S1, S2) des Eingangssignals durch verschiedene Konstanten verzögert (5, 6) werden.
Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Berechnung (7) der mindestens drei Leistungspegel (P1, P2, P3, P4) mit Hilfe von lediglich linearen passiven Komponenten durchgeführt wird.
Empfänger für die differenzielle Detektion eines Hochfrequenzsignals, umfassend: – einen Berechnungsschaltkreis (7, 8) zum Berechnen von mindestens drei Leistungspegeln (P1, P2, P3, P4) anhand von Kombinationen (12, 13, 14) von zwei Eingangssignalen (S1, S2), und – eine Verarbeitungseinrichtung (10) zum Berechnen der Phase und der Amplitude eines komplexen Signals, das die Beziehung zwischen den zwei Eingangssignalen (S1, S2) darstellt, anhand der mindestens drei Leistungspegel (P1, P2, P3, P4), gekennzeichnet durch: – einen Leistungsteiler (4), um ein Hochfrequenzsignal in mindestens zwei Zweige aufzuteilen, und – mindestens eine Verzögerungsleitung (5, 6) zum Verzögern der Zweige relativ zueinander um eine vorbestimmte Verzögerungskonstante, um die zwei Eingangssignale (S1, S2) zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch zwei Verzögerungsleitungen (5, 6), die jeweils einen der Zweige (S1, S2) des Eingangssignals verzögern, wobei die zwei Verzögerungsleitungen (5, 6) verschiedene Verzögerungskonstanten aufweisen.
Empfänger nach Anspruch 10 oder 11, gekennzeichnet durch A/D-Wandler (9), die die mindestens drei Leistungspegel (P1, P2, P3, P4) wandeln, die von dem Berechnungsschaltkreis (7, 8) ausgegeben werden, und dadurch dass die Verarbeitungseinheit eine digitale Verarbeitungseinrichtung (10) ist.
Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerung zwischen den zwei Zweigen (5, 6) des Eingangssignals gleich der Inversen der Abtastrate der A/D-Wandler (9) ist oder größer als diese ist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Eingangssignal ein differenziell PSK-moduliertes Signal ist und die Verarbeitungseinrichtung (10) eine analoge Verarbeitungseinrichtung ist.
Empfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Berechnungsschaltkreis (7) nur lineare passive Komponenten umfasst.
Empfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungsleitung (5, 6) und der Berechnungsschaltkreis (7, 8) auf einem Chip integriert sind.
Empfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 16, gekennzeichnet durch einen digitalen Filter, der jeweils zwischen einem A/D-Wandler und der Verarbeitungseinrichtung (10) vorgesehen ist.
Mobiles Kommunikationsgerät, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Empfänger gemäß einem der Ansprüche 10 bis 17 umfasst.
Mobiles Kommunikationsgerät nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass es ein Mobiltelefon ist.
Mobiles Kommunikationsgerät nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass es ein Satellitenempfänger ist.
Mobiles Kommunikationsgerät nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass es ein Empfänger für Mikrowellen-Verteilungssysteme ist.