DE60215923T2

DE60215923T2 - I/Q Demodulator unter Verwendung einer Sechs-Tor-Schaltung

Info

Publication number: DE60215923T2
Application number: DE2002615923
Authority: DE
Inventors: Sony International Krupezevic (Europe), Dragan; Sony International Brankovic (Europe), Veselin; Sony International Ratni (Europe) GmbH, Mohamed
Original assignee: Sony Deutschland GmbH
Current assignee: Sony Deutschland GmbH
Priority date: 2002-06-20
Filing date: 2002-06-20
Publication date: 2007-05-10
Anticipated expiration: 2022-06-21
Also published as: EP1376852B1; EP1376852A1; DE60215923D1

Description

Gebiet und Hintergrund der Erfindung
Die zugrunde liegende Erfindung betrifft allgemein das Gebiet von Mobilempfängern mit N-Tor-Schaltkreis-Topologien, insbesondere eine Sechstor-Verzweigungsvorrichtung, die z. B. vorteilhaft bei der Verarbeitung und direkten Abwärtskonvertierung von Breitband(modulierten) RF-Bandpass-Signalen mit einer Arbeitsbandbreite zwischen 1 und 7 Gigahertz verwendet werden kann, einen mobilen Empfänger, der eine solche Sechstor-Verzweigungsvorrichtung umfasst, und ein Verfahren zum Kalibrieren des mobilen Empfängers.
Eine Sechstor-Technologie ist bekannt, um sowohl die Amplitude und Phase der Streuparameter in einem Mikrowellennetzwerk genau zu messen. Im Gegensatz zu Überlagerungsempfängern führt ein Sechstor-Empfänger direkte Messungen bei Millimeter- und Mikrowellenfrequenzen aus, um eine direkte Demodulation von empfangenen RF-Signalen durchzuführen, indem Leistungsniveaus bei vier der sechs Anschlüsse extrahiert werden. Die Unzulänglichkeiten der Hardware, wie z. B. Phasenfehler der Brücken, das Ungleichgewicht der Leistungsdetektoren usw. können einfach mit Hilfe einer geeigneten Kalibrationsprozedur eliminiert werden. Dies reduziert die Anforderung an eine Hardware-Implementation erheblich und ermöglicht dem Sechstor-Empfänger innerhalb eines breiten Bandes bis zu Millimeterwellen-Frequenzen betrieben zu werden. Dadurch können sehr genaue Messungen über einen großen Dynamikbereich und einen breiten Frequenzbereich vorgenommen werden.
Durch Anwenden von adäquaten Kalibrationsprozeduren können die Einflüsse der nicht idealen passiven RF-Komponenten einschließlich der Herstellertoleranzen minimiert werden. Zum Beispiel detektiert ein Sechstor-Empfänger die relative Phase und die relative Amplitude von zwei zugeführten RF-Signalen. Ihre Schaltkreise können durch passive Komponenten in Kombination mit Dioden für die Detektion der relativen Phase und der relativen Amplitude der RF-Signale realisiert sein. In diesem Kontext besteht ein wichtiges Merkmal von Sechstor-Empfängern in der Möglichkeit des Kalibrierens von Herstellungstoleranzen, die inhärent eine Herstellung bei niedrigen Kosten ermöglichen.
Kurzbeschreibung des Stands der Technik
Gemäß dem Stand der Technik gibt es verschiedene Ansätze und Verfahren, die speziell gestaltet sind, um das Problem der RF-Abwärtskonvertierung mit Hilfe einer N-Tor-Technologie zu bewältigen. Um die grundlegende Idee der zugrunde liegenden Erfindung zu verstehen, ist es notwendig, einige ihrer kennzeichnenden Merkmale zu beschreiben.
Eine N-Tor-Technologie (mit N ≥ 2 Toren) kann erfolgreich für die Verarbeitung von RF-Signalen verwendet werden, wodurch eine direkte Abwärtskonvertierung von dem Millimeterwellenbereich und dem Mikrowellenbereich auf das Basisband ermöglicht wird, ohne eine I/Q-Demodulationsmicrochip (digital oder analog) zu benötigen. Eine N-Tor-Verzweigungseinrichtung in einem herkömmlichen mobilen Empfänger gemäß dem Stand der Technik, der für die Verarbeitung und direkte Abwärtskonvertierung von modulierten RF-Signalen verwendet werden kann, kann idealerweise

– als eine Struktur mit einer perfekten Anpassung,
– als eine Struktur, die verschiedene Unterelemente mit einer Funktionalität zum resistiven oder reaktiven Aufteilen einer Leistung enthält, und
– als eine Struktur, die zumindest einen resistiven Leistungsteiler mit einer Trennfunktion umfassen kann,

Für all diese Fälle kann angenommen werden, dass die Leistungsdetektorstrukturen ideal angepasst sind. Ihre Anzahl kann von 1 bis (N – 2) variieren. In der Praxis verhalten sich jedoch die passiven und aktiven Teile aufgrund des Herstellungsprozesses so, dass die ideale Funktionalität der Unterelemente nicht erfüllt ist, was bedeutet, dass eine Kalibrationsprozedur notwendig ist, um dieses Problem zu berücksichtigen.
Die Druckschrift PCT/EP89/08329 betrifft eine N-Tor-Verzweigungseinrichtung (mit N ≥ 4 Anschlüssen), die in einem Empfänger eines mobilen Telekommunikationsgerätes zur Verarbeitung von modulierten RF-Signalen verwendet wird. Er umfasst zwei RF-Eingangstore, zwei Kombiniereinheiten für passive Signale, die miteinander mit Hilfe eines Phasenverschiebungselementes verbunden sind, wobei der ersten der Kombiniereinheiten für passive Signale ein erstes RF-Eingangssignal zugeführt wird und der zweiten der Kombiniereinheiten passive Signale ein zweites RF-Eingangssignal zugeführt wird. Zusätzlich umfasst die N-Tor-Verzweigungseinrichtung mindestens zwei Leistungssensoren, die jeweils mit einem der Ausgangsanschlüsse der passiven Signalkombiniereinheiten verbunden sind.
Aus der Druckschrift EP 0 957 573 A1 ist eine Fünftor-Verzweigungseinrichtung bekannt, die zum Verarbeiten von empfangenen RF-Signalen verwendet werden kann, um eine direkte Abwärtskonvertierung der RF-Signale durchzuführen. Die Einrichtung umfasst ein passives Viertor-Netzwerk, das mit einem passiven Dreitor-Netzwerk über einen Phasenschieber verbunden ist. Dadurch arbeitet ein Anschluss des passiven Viertor-Netzwerkes als ein Eingangsanschluss, der für die Eingabe eines ersten RF-Signals verwendet wird, und zwei Anschlüsse des passiven Viertor-Netzwerks dienen als Ausgangsanschlüsse. Das passive Dreitor umfasst einen Anschluss, der für die Eingabe eines zweiten RF-Signals verwendet wird, und einen Ausgangsanschluss. In der offenbarten Topologie ist eine passive Isolation vorgesehen, wie sie in den 2a und 2b dargestellt ist.
Eines der wichtigen Probleme beim Design des Fünftor-Netzwerks besteht in der Isolation zwischen dem lokalen Oszillator (LO) und den Eingangssignalen auf der Funkfrequenz (RF). Die entsprechende Lösung gemäß dem Stand der Technik ist in EP 1 061 660 A1 angegeben, worin die Isolation durch eine aktive Einrichtung vorgesehen ist. Darin wird ein N-Tor-RF-Empfänger (N ≥ 3 Anschlüsse) für modulierte RF-Signale vorgeschlagen, der auf einer N-Tor-Verzweigungseinrichtung basiert, die zwischen einer Isolation zwischen dem RF-Signal und dem LO-Signal vorgesehen ist. In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der offenbarten N-Tor-Verbindung ein erstes RF-Signal an einem ersten Eingangsanschluss (RF-Anschluss) zugeführt und ein zweites RF-Signal, das von einem lokalen Oszillator (LO) stammt, an einen zweiten Eingangsanschluss (LO- Anschluss). Weiterhin enthält die N-Tor-Verzweigungseinrichtung einen RF/LO-Trennungsblock, der einen nicht-reziproken aktiven Schaltkreis zum Isolieren des LO-Signals von dem RF-Signal umfasst. Dadurch kann sichergestellt werden, dass das LO-Signal an dem RF-Eingangsanschluss signifikant gedämpft wird.
Ein alternativer Weg, eine effektive Trennung durch eine passive Einrichtung zur Verfügung zu stellen, ist die Verwendung von hybrid gedruckten Mikrowellenschaltkreisen. Jedoch erfordert dieser Ansatz eine bestimmte Implementationstopologie und einen Viertor-Ansatz, wobei gewöhnlicherweise ein Anschluss nicht verwendet wird und mit einer Impedanz von 50 Ohm terminiert werden muss. In dem zitierten Ansatz gemäß dem Stand der Technik werden mehrere solcher hybrid gedruckten Mikrowellenschaltkreise kombiniert, um die erforderlichen Phasenverschiebungen zur Verfügung zu stellen.
Sechstor-Empfänger, wie sie in EP-A-0 896 455 offenbart sind, sind bekannt dafür, eine direkte Abwärtskonvertierung von empfangenen modulierten RF-Signalen von Millimeterwellen und im Mikrowellenbereich auf das Basisband zu ermöglichen. Dadurch detektiert der Sechstor-Empfänger die Phasendifferenz und das Amplitudenverhältnis von zwei zugeführten RF-Signalen, indem die Information von überlagerten, sich gegenseitig interferierenden RF-Signalen verwendet wird. Um die Abwärtskonvertierung der modulierten RF-Signale durchzuführen, wird kein herkömmlicher I/Q-Demodulator benötigt. Mit Hilfe von geeigneten Kalibrationsprozeduren kann der Einfluss von nicht ideal linearen RF-Komponenten (einschließlich Herstellungstoleranzen dieser Komponenten) minimiert werden. Der Schaltkreis des Sechstor-Empfängers kann realisiert werden, indem nur passive Komponenten in Kombination mit Leistungssensoren für die Detektion der Phasendifferenz und das Amplitudenverhältnis der RF-Signale verwendet werden. Ein wichtiges Merkmal der Sechstor-Empfänger besteht darin, dass Herstellungstoleranzen der verwendeten RF-Komponenten kalibriert werden können, wodurch inhärent die Verwendung von RF-Komponenten niedriger Kosten ermöglicht wird.
US 5,498,969 offenbart eine Sechstor-Verzweigungseinrichtung eines mobilen Empfängers, der in vorteilhafter Weise für die Vektormessung von Ultra-Hochfrequenzsignalen derselben Winkelfrequenz angewendet werden kann. Er umfasst einen Leistungsteiler- und einen Phasenverschiebungsschaltkreis. Zwei der sechs Anschlüsse der Sechstor-Verzweigungseinrichtung sind Messanschlüsse, die mit zwei RF-Quellen verbunden werden können; die vier weiteren Anschlüsse sind mit vier Leistungsdetektoren verbunden. Dadurch ist einer von ihnen ein angepasster Leistungsdetektor und die anderen drei Leistungsdetektoren sind nicht angepasst.
Eine Struktur für einen Sechstor-Empfänger wird in dem IEEE MTT Symposium Report „A Six-port Direct Digital Millimeter Wave Receiver" (Digest of IEEE MTT Symposium, Band 3, Seiten 1659–1662, San Diego, Mai 1994) von J. Li, R. G. Bossisio und K. Wu vorgeschlagen. Darin wird ein neues Schema für eine digitale Phasendemodulation von modulierten Millimeterwellen und Mikrowellen mit Hilfe eines Sechstor-Empfängers dargestellt. Mit Hilfe dieses Schemas werden einige Nachteile von herkömmlichen Empfängern überwunden, wobei I/Q-Demodulatoren für eine direkte Abwärtskonvertierung der empfangenen RF-Signale verwendet werden.
Im dem Artikel „A Six-port Direct Digital Millimeter Wave Receiver" (Digest of IEEE MTT Symposium, Band 3, Seiten 1659–1662, San Diego, Mai 1994) von J. Li, R. G. Bossisio und K. Wu, EP 0 957 573 A1 und dem US-Patent 5,498,969 wird eine Kalibrationsprozedur für eine Reduktion oder Kompensation von nicht-linearen Effekten, die durch die Unzulänglichkeiten der hierin verwendeten Schaltungselemente vorgeschlagen. Aufgrund des Herstellungsprozesses reagieren die passiven und aktiven Elemente so, dass eine ideale Funktionalität der Unterelemente nicht erreicht wird. Daher wird eine Kalibrationsprozedur empfohlen, um dieses Problem zu lösen.
Aus einer Vielzahl von Algorithmen, die für die Kalibration von Sechstor-Reflektometern (SPRs) vorgeschlagen worden sind, schränkt Engens Sechstor- zu-Viertor-Reduktion, die in den zwei Artikeln „Calibrating the Six-Port Reflectometer by Means of Sliding terminations" (IEEE Trans. Microwave Theorie Tech., Band MTT-26, Seiten 951–957, December 1978) von G. F. Engen und „Thru-Reflect-Line": An Improved Technique for Calibrating the Dual Six-port Automatic Network Analyzer" (IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Band MTT-27, Seiten 987–993, December 1979) von G. F. Engen und C. A. Hoer beschrieben sind, eine der attraktiveren Varianten zu sein. Diese Prozedur bestimmt die Abhängigkeiten zwischen den verschiedenen Leistungserfassungen, was zu fünf realwertigen Reduktionsparametern führt, die es erlauben, das SPR in eine virtuelle Viertor-Einrichtung zu transformieren. Für diese Reduktion sind keine bekannten Standards erforderlich. Der durch die virtuelle Viertor-Einrichtung gemessene Wert wird zu den Reflektions-Koeffizienten des zu testenden Geräts durch eine so genannte „Errorbox"-Transformation in Beziehung gesetzt. Die drei komplexen Parameter dieser Transformation können mit Hilfe eines der vielen bestehenden Verfahren für die Kalibration von herkömmlichen Netzwerk-Analysierern ermittelt werden.
Einer der großen Vorteile des Engens-Verfahrens besteht darin, dass es effizienten Gebrauch von der Redundanz macht, die in den Leistungserfassungen enthalten ist. Tatsächlich können die Werte der fünf realen Parameter der Sechstor- zu Viertor-Reduktion hinsichtlich einer nicht-linearen Bedingungsgleichung, die die Parameterwerte und die Leistungserfassungen enthält, optimiert werden. Diese Optimierung erlaubt es häufig, die Genauigkeit der Messungen, die mit SPR vorgenommen wird, erheblich zu verbessern. Jedoch sind gute anfängliche Schätzungen der fünf Parameter für die Konvergenz der Optimierung notwendig.
Ein weiterer populärer Algorithmus zum Bestimmen der anfänglichen Schätzwerte, der auch in dem Artikel „Thru-Reflect-Line": An Improved Technique for Calibrating the Dual Six-port Automatic Network Analyzer" (IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Band MTT-27, Seiten 987–993, December 1979) von G. F. Engen und C. A. Hoer beschrieben worden ist, verwendet neun oder mehr vollständig unbekannte, jedoch gut verteilte Lasten. Jedoch erfordert dieses Verfahren im Allgemeinen eine große Anzahl von Messungen während der Kalibration. Es scheint auch einige Probleme bei Fällen aufzutreten, bei denen alle Reflektionskoeffizienten der unbekannten Lasten, die für die Kalibration verwendet werden, ungefähr den gleichen absoluten Wert aufweisen.
Ein weiterer Ansatz für eine lineare Kalibration eines N-Tor-Empfängers (mit N = 5 oder N = 6 Anschlüssen) ist in EP 1 067 675 A1 offenbart. Der N-Tor-Empfänger umfasst einen ersten Eingangsanschluss für ein zu detektierendes RF-Signal S₁, einen zweiten Eingangsanschluss für ein von einem lokalen Oszillator (LO) stammendes RF-Signal S₂, und (N – 2) Ausgangsanschlüsse. Dadurch werden Kalibrationssignale auf Basis des RF-Signals S₂ erzeugt, das von dem lokalen Oszillator zugeführt wird, und das an den ersten Eingangsanschluss und/oder den zweiten Eingangsanschluss des N-Tor-Empfängers geleitet wird. Die Kalibrations-Koeffizienten werden auf der Basis der Ausgangssignale berechnet, die durch den N-Tor-Empfänger abhängig von dem Zuführen der Kalibrationssignale erzeugt werden. Bei dieser Verbindung entsprechen die Kalibrationssignale ummodulierten Signalen und werden nur mit Hilfe eines passiven RF-Schaltkreises in der Kalibrationsvorrichtung verarbeitet. Der vorgeschlagene Ansatz erlaubt eine einfache Kalibration von N-Tor-Empfängern, die als I/Q-Demodulatoren oder Konvertern verwendet werden können. Dadurch wird ein lokaler Oszillator (LO) als eine RF-Quelle für den Kalibrationsprozess verwendet. Im Gegensatz zu dem oben beschriebenen Kalibrationsverfahren von Engen verwendet die hierin beschriebene Kalibrationsprozedur einen unveränderten LO-Leistungspegel, was den Rechenaufwand weniger kompliziert macht.
Defizite und Nachteile der bekannten Lösungen gemäß dem Stand der Technik Ein Problem, das auftritt, wenn die herkömmlichen Leistungsdetektoren, die in einfacher Weise als kommerziell verfügbare Detektordioden realisiert werden können, als Basiselemente für die Abwärtskonversion von modulierten RF-Bandpass-Signalen in einem mobilen Empfänger verwendet werden, besteht in ihrem nicht-linearen Verhalten, das durch Unzulänglichkeiten ihrer analogen elektronischen Komponenten hervorgerufen wird. Diese Unzulänglichkeiten bestimmen den Dynamikbereich, der insbesondere im Falle einer direkten Abwärtskonvertierung wichtig ist, da sie den Bereich beschränken, in dem das Verhalten der Leistungsdetektoren als etwa linear betrachtet werden kann.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung
Angesichts der obigen Erläuterungen ist es daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Kalibrationstechnik für Leistungsdetektoren in einer Topologie eines mobilen Empfängers vorzuschlagen, die zum Messen, Verarbeiten und direkten Abwärtskonvertierung von modulierten RF-Signalen verwendet werden kann, wodurch ihr Dynamikbereich erhöht wird und die gleiche Linearität der Leistungsdetektoren für den gesamten Dynamikbereich beibehalten wird.
Diese Aufgabe wird mit Hilfe der Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Merkmale sind in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
Zusammenfassung der Erfindung
Der vorgeschlagene Ansatz gemäß der vorliegenden Erfindung betrifft im Wesentlichen eine nicht-lineare Kalibrationsprozedur und ihre zugeordnete Hardware, die es ermöglicht, dass ein mobiler Empfänger mit einer sechstor-artigen Schaltkreistopologie für die Verarbeitung und direkte Abwärtskonvertierung von modulierten Breitband-RF-Bandpass-Signalen mit einem erhöhten Dynamikbereich betrieben werden kann. Dies bedeutet, den Betriebsmodus anzupassen, wenn die Signale an den Ausgangsanschlüssen der hierin verwendeten Leistungsdetektoren sich in einem nicht-linearen Bereich befinden. Eine der Folgen besteht darin, dass der Vektorsignalfehler abnimmt, indem die Demodulation verglichen mit herkömmlichen Lösungen gemäß dem Stand der Technik in einer nicht-linearen Weise verwendet wird. Der Hauptunterschied zwischen der verwendeten Implementation gemäß der vorgeschlagenen Lösung und dem Stand der Technik besteht darin, dass sieben komplexe Kalibrations-Koeffizienten benötigt werden, die zu einer erhöhten Nutzung der analogen und/oder digitalen Verarbeitungs-Hardware führt anstelle von nur vier Koeffizienten, die für herkömmliche Lösungen benötigt werden. Jedoch zahlt sich dieser Aufwand aus, da eine Kompensation der nicht-linearen Leistungsdetektor-Kennlinien für den gesamten Dynamikbereich erreicht werden kann.
Kurzbeschreibung der Ansprüche
Der unabhängige Anspruch 1 und die abhängigen Ansprüche 2 bis 5 beziehen sich auf einen Quadratur-Demodulator, der mit einer Sechstor-Verzweigungseinrichtung eines mobilen Empfängers angeschlossen ist, der für die Verarbeitung und direkte Abwärtskonvertierung eines modulierten RF-Bandpasssignals (S₁) auf das Basisband, das durch die Quadratur-Komponenten (I und Q) des äquivalenten Tiefpasssignals, das die komplexe Hüllkurve des RF-Bandpassignals bildet, verwendet wird. Dadurch ist der Quadratur-Demodulator in der Lage, ein Gleichtakt-(I) und ein Quadratur-(Q) Signal zur Verfügung zu stellen, die als äquivalente Tiefpasssignale des modulierten RF-Bandpasssignals dienen, indem eine lineare Kombination der Leistungsdetektorinesswerte (P₁, P₂, P₃ und P₄), die durch die Leistungsdetektoren gemessen werden, und eine lineare Kombination der quadirerten Leistungsdetektor-Messwerte (F₁, F₂, F₃ und F₄) für eine nicht-linearen Fehleranpassungs-Kompensation des Gleichtaktsignals (I) und/oder des Quadratursignals (Q) berechnet werden.
Zusätzlich sind der unabhängige Anspruch 6 und der abhängige Anspruch 7 auf eine nicht-lineare Kalibrations-Hardware zum Kalibrieren eines mobilen Empfängers gerichtet.
Die abhängigen Ansprüche 8 bis 13 betreffen ein Kalibrationsverfahren zum Kompensieren von Fehlanpassungen des Gleichtaktsignals (I) und/oder des Quadratursignals (Q) mit Hilfe einer nicht-linearen Kalibrations-Hardware gemäß einem der Ansprüche 6 und 7.
Schließlich bezieht sich der abhängige Patentanspruch 14 auf einen Empfänger in einem mobilen Kommunikationsgerät für die Verarbeitung und direkte Abwärtskonvertierung eines modulierten RF-Bandpasssignals (S₁) auf das Basisband. Darin werden ein Quadratur-Demodulator gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 und eine nicht-lineare Kalibrations-Hardware gemäß einem der Ansprüche 6 und 7, die an die Sechstor-Verzweigungseinrichtung angeschlossen ist, angewendet.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Weitere Vorteile der Erfindung werden nun mit Hilfe der nachfolgenden Beschreibung der zwei bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung erläutert, die in den folgenden Zeichnungen dargestellt sind.
1 stellt ein Blockdiagramm dar, das einen allgemeinen Überblick über die Schaltkreis-Topologie für einen mobilen Empfänger zeigt, der eine Fünftor-Verzweigungseinrichtung mit drei Leistungsdetektoren und einem digitalen Signalprozessor gemäß dem Stand der Technik aufweist,
2a zeigt ein Blockdiagram eines nicht-reziproken aktiven Schaltkreises für eine Fünftor-Verzweigungseinrichtung gemäß dem Stand der Technik, die eine passive Trennung zwischen dem RF-Signal S₁ und dem LO-Signal S₂ zur Verfügung stellt,
2b eine detaillierte Ansicht der Komponenten, die in dem passiven Viertor-Netzwerk gemäß dem Stand der Technik enthalten sind,
2c zeigt eine Fünftor-Schaltkreis-Topologie gemäß dem Stand der Technik, das resistive Elemente verwendet, die für die vorgeschlagene Lösung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden können,
2d zeigt eine Fünftor-Topologie gemäß dem Stand der Technik, die einen sehr einfachen Ansatz mit drei Leistungsdetektoren und einer Kapazität zwischen den zwei oberen Knoten (A und B) der Fünftor-Verzweigungseinrichtung verwendet, die für die vorgeschlagene Lösung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann,
3 stellt die Topologie eines ersten analogen Schaltkreises (hierin: ein Gleichstromverstärker-Netzwerk, das an die Gleichstromschnittstelle angeschlossen ist) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die verwendet wird, um das Gleichtaktsignal (I) und das Quadratursignal (Q) gemäß den drei Leistungsdetektor-Messwerten (P₁, P₂ und P₃) zu berechnen, wobei eine analoge Einrichtung verwendet wird, um den vorgeschlagenen nicht-linearen Kalibrations-Ansatz durchzuführen,
4 stellt die Topologie eines zweiten analogen Schaltkreises (hierin: ein Gleichstromverstärkernetzwerk, das an die Gleichstromschnittstelle angeschlossen ist) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar, die verwendet wird, um das Gleichtaktsignal (I) und das Quadratursignal (Q) gemäß den drei Leistungsdetektormesswerten (P₁, P₂ und P₃) zu berechnen, wobei der vorgeschlagene nicht-lineare Kalibrations-Ansatz innerhalb eines digitalen Verarbeitungsblockes implementiert ist,
5 zeigt die grundlegende Idee des Eliminierens des Problems, das durch das nicht-lineare Verhalten eines mobilen Empfängers mit einer Sechstor-Schaltkreis- Topologie gemäß dem Stand der Technik hervorgerufen wird, gemäß der vorliegenden Erfindung, indem ein lineares und ein nicht-lineares Modell für den Quadratur-Demodulator einer Fünftor-Empfängerstruktur miteinander verglichen werden,
6 zeigt ein Blockdiagramm, das einen mobilen Empfänger mit einer Sechstor-Schaltkreis-Topologie und seiner Kalibrations-Hardware darstellt, der in der Lage ist, verschiedene Kalibrationseinstellungs-Optionen für die Kalibrations-Prozedur gemäß der vorliegenden Erfindung durchzuführen,
7 ein Diagramm, das das nicht-lineare Verhalten eines kommerziell verfügbaren Leistungsdetektors und zwei Simulations-Schaltkreise zeigt, die als Topologie für einen Leistungsdetektor mit Einzelanschluss- bzw. einen differenziellen Leistungsdetektor dienen,
8 zeigt zwei I/Q-Diagramme, die das äquivalente Tiefpasssignal darstellt, das als ein komplexes Basisbandsignal des abwärtskonvertierten RF-Signals S₁ dient, nachdem eine lineare Kalibrationsprozedur gemäß dem Stand der Technik für ein niedriges und ein hohes RF-Leistungsniveau an dem Eingangsanschluss eines mobilen Empfängers mit einer Sechstor-Schaltkreis-Topologie gemäß dem Stand der Technik angewendet worden ist, wenn nicht-lineare Effekte des Empfängers signifikant werden, und
9 zwei I/Q-Diagramme zeigt, die das äquivalente Tiefpasssignal zeigen, das als ein komplexes Basisbandsignal des abwärtskonvertierten RF-Signals S₁ dienen, nachdem eine nicht-lineare Kalibrations-Prozedur gemäß dem vorgeschlagenen Ansatz der vorliegenden Erfindung für ein niedriges und ein hohes RF-Leistungsniveau an dem Eingangsanschluss eines mobilen Empfängers mit einer Sechstor-Schaltkreis-Topologie gemäß dem Stand der Technik angewendet worden ist, wenn nicht-lineare Effekte des Empfängers signifikant werden.
Ausführliche Beschreibung der vorliegenden Erfindung
In den nachfolgenden Abschnitten werden die Funktionen der Elemente und Signale bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die in den 3 bis 6 und 9 dargestellt ist, im Vergleich mit einer bereits bekannten Lösung gemäß dem Stand der Technik, der in den 1, 2a bis d, 7 und 8 dargestellt ist, erläutert. Die Bedeutung der Symbole, die mit den Bezugszeichen in den 1 bis 9 angegeben ist, kann aus der beigefügten Tabelle der Bezugszeichen entnommen werden.
In 1 ist ein Blockdiagramm dargestellt, das einen allgemeinen Überblick über die Schaltkreis-Topologie für einen herkömmlichen mobilen Empfänger gemäß dem Stand der Technik gibt. Die hierin offenbarte Struktur umfasst eine Fünftor-Verzweigungseinrichtung 102, die mit drei Leistungsdetektoren 104a bis c und einem digitalen Signalprozessor 101b (DSP) verbunden ist. Bei dieser Struktur dient die Fünftor-Verzweigungseinrichtung 102 als eine passive Isolation zwischen einem empfangenen ersten RF-Signal (S₁) und einem zweiten RF-Signal (S₂), das von einem lokalen Oszillator 608a (LO) stammt. Im Folgenden soll das Eingangssignal S₁ „RF-Signal" und das Eingangssignal S₂ „LO-Signal" genannt werden.
Das zugrunde liegende Konzept der Fünftor-Topologie kann aus 2a entnommen werden, die ein Blockdiagramm eines nicht-reziproken aktiven Schaltkreises 112 für eine Fünftor-Verzweigungseinrichtung 102 gemäß dem Stand der Technik zeigt, die eine passive Trennung zwischen dem RF-Signal (S₁) und dem LO-Signal (S₂) zur Verfügung stellt. Er umfasst ein passives Viertor-Netzwerk 114 und ein passives Dreitor-Netzwerk 110, die miteinander über einen nicht-reziproken aktiven Schaltkreis 112 verbunden sind, der als eine passive Trennung zwischen dem RF-Signal (S₁) und dem LO-Signal (S₂) dient. Dadurch sind S₁ und S₂ die Eingangssignale des passiven Viertor-Netzwerkes 114 bzw. des passiven Dreitor-Netzwerkes 110.
Das passive Dreitor-Netzwerk 110 umfasst einen Anschluss 102e für den Eingang des LO-Signals (S₂), einen Anschluss für die Verbindung mit dem nicht-reziproken aktiven Schaltkreis 112 und einen Anschluss 102d für die Ausgabe eines Signals, das den Leistungspegel P₃ darstellt, der durch den Leistungssensor 106a/b/c gemessen wird. Im Gegensatz umfasst das passive Viertor-Netzwerk 114 einen Anschluss 102a für den Eingang des RF-Signals (S₁), einen Anschluss für die Verbindung mit dem nicht-reziproken aktiven Schaltkreis 112 und zwei Anschlüsse 102b und c für die Ausgabe der zwei Signale, die die Leistungspegel P₁ und P₂ darstellen, die jeweils durch die Leistungssensoren 106a–c gemessen werden. Wenn die offenbarte Topologie als Empfänger verwendet wird, werden die Leistungssensoren 106a–c in Übereinstimmung gebracht, z. B. auf eine Impedanz von 50 Ohm.
Die Ausgangssignale des passiven Viertor-Netzwerkes 114 und des passiven Dreitor-Netzwerkes 110 stellen lineare Kombinationen und unter Umständen Phasenverschiebungen der Eingangssignale (S₁ und S₂) dar, wie es aus dem technischen Gebiet der Sechstor-Empfänger 602 bekannt ist. Die Leistungssensoren 106a–c detektieren die Leistungspegel (P₁, P₂ und P₃) des Ausgangssignals an den Ausgangsanschlüssen 103a–c des passiven Fünftor-Netzwerkes, die dann einem digitalen Signalprozessor 101b (DSP) zugeführt werden. Gewöhnlicherweise sind eine Mehrzahl von Schaltkreiselementen, wie z. B. Tiefpassfilter 108a–f Gleichstromverstärker und Analog-Digital-Wandler 312a und b zwischen jedem der Leistungssensoren 106a–c und dem digitalen Signalprozessor 101b angeschlossen, der in dieser Figur nicht gezeigt ist.
2b stellt eine detaillierte Ansicht der in dem passiven Viertor-Netzwerk 114 gemäß dem Stand der Technik enthaltenen Komponenten dar. Diese Komponenten umfassen einen passiven Leistungsteiler 114a und ein passives Dreitor-Netzwerk 114b, die miteinander und mit den Ausgangsanschlüssen 102b und c des passiven Viertor-Netzwerkes 114 verbunden sind.
Im Bereich der vorgeschlagenen nicht-linearen Kalibrationsprozedur, die für eine Überprüfung der vorgeschlagenen Lösung mit drei Leistungssensoren 106a–c verwendet wird, wird eine resistive Fünftor-Topologie gemäß dem Stand der Technik, wie in 2c dargestellt ist, angewendet.
Weiterhin zeigt 2d eine Fünftor-Topologie gemäß dem Stand der Technik, die einen sehr einfachen Ansatz mit drei Leistungsdetektoren 104a–c und einer Kapazität zwischen den zwei oberen Knoten (A und B) der Fünftor-Verzweigungseinrichtung 102 verwendet, für die die vorgeschlagene Lösung gemäß der vorliegenden Erfindung auch angewendet werden kann.
Bei diesem Zusammenhang sollte angemerkt werden, dass die vorgeschlagene nicht-lineare Kalibrationsprozedur für sowohl Fünftor-Topologien als auch für jeden mobilen Empfänger 602 mit einer Sechstor-Schaltkreistopologie, die aus der Literatur bekannt sind, angewendet werden kann.
3 zeigt die Topologie eines ersten analogen Schaltkreises 300/400 (hierin: ein Gleichstrom-Verstärker-Netzwerk, das an die Gleichstromsschnittstelle 101a angeschlossen ist) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die zum Berechnen des Gleichtaktsignals (I) und des Quadratursignals (Q) gemäß den drei Leistungsdetektor-Messwerten (P₁, P₂ und P₃), die durch die Leistungsdetektoren 104a–c gemessen werden, verwendet wird, wodurch eine analoge Einrichtung zum Durchführen des vorgeschlagenen nicht-linearen Kalibrations-Ansatzes verwendet wird. Diese analogen Schaltkreise entsprechen einer Einrichtung einer Implementation gemäß der vorgeschlagenen Lösung. Die letztendlichen Ausgangssignale des vorgeschlagenen Schaltkreises, bei dem die nicht-lineare Kalibrationsprozedur angewendet wird, entsprechen I/Q-Ausgangssignalen ohne eine digitale Verarbeitung. Das Gleichstromoperationsverstärker-Netzwerk ist mit dem Ausgang der Leistungsdetektoren 104a–c (nach dem Filtern) an den Ausgangsanschlüssen 103a–c der Leistungsdetektoren 104a–c verbunden. Diese Signale werden dann mit vorgeschriebenen Konstanten (die von der vorgeschlagenen Kalibrationsprozedur zur Verfügung gestellt werden) multipliziert und addiert, um das I- bzw. Q-Signal zu berechnen. Ein Teil der Eingangswerte P₁, P₂ und P₃ wird dann durch eine analoge Einrichtung quadriert und mit dem Rest der Gleichstromkonstanten multipliziert, bevor diese der Addition zugeführt werden. Dadurch entspricht die vorgeschlagene Analogschaltkreis-Topologie einer Implementationsoption für das vorgeschlagene nicht-lineare Kalibrationsverfahren. Weiterhin sollte angemerkt werden, dass die vorgeschlagene nicht-lineare Kalibrationsprozedur mit Hilfe einer digitalen Verarbeitungseinheit 314 in dem Basisband durchgeführt wird.
4 zeigt die Topologie eines zweiten analogen Schaltkreises 300/400 (hierin: ein Gleichstromverstärker-Netzwerk, das an die Gleichstromschnittstelle 101a angeschlossen ist) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die zum Berechnen des Gleichtakt-(I) und Quadratursignals (Q) gemäß den drei Leistungsdetektormesswerten (P₁, P₂ und P₃) verwendet wird, wobei der vorgeschlagene nicht-lineare Kalibrations-Ansatz innerhalb der digitalen Verarbeitungseinheit 314 implementiert ist. Dadurch entspricht die vorgeschlagene digitale Schaltkreistopologie einer Implementationsoption des vorgeschlagenen nicht-linearen Kalibrationsverfahrens.
In 5 ist die zugrunde liegende Idee 500 des Eliminierens des Problems, das von dem nicht-linearen Verhalten der Sechstor-Empfängerstruktur gemäß der vorliegenden Erfindung verursacht wird, mit Hilfe eines linearen Modells für den Quadratur-Demodulator 502b einer Fünftor-Empfänger-Struktur gezeigt, der Beeinträchtigungen aufweist, die durch nicht gleiche Verstärkungsungenauigkeiten, Aufteilungsmängel, Reflektionsübereinstimmungen, Gleichstromoffset, Gleichstromverstärkerproblemen und bestimmten Halbleiterprozessproblemen verursacht werden, und eines nichtlinearen Modells für den Quadratur-Demodulator 502b einer Fünftor-Empfänger-Struktur gezeigt, der zusätzlich durch nicht-lineare Leistungsdetektor-Messwerte, nicht-lineare Verstärkungen in der RF-Kette und in der analogen Gleichstromkette, die als Modelle für den Quadratur-Demodulator 502b einer Fünftor-Empfängerstruktur dienen, beeinträchtigt wird. In diesem Zusammenhang werden die I/Q-Werte als eine lineare Kombination der gemessenen Leistungsdetektormesswerte P₁, P₂ und P₃ und eine lineare Kombination ihrer quadrierten Werte angenähert, wenn die I/Q-Werte einer nicht-lineare Funktion der Leistungsdetektormesswerte P₁, P₂ und P₃ entsprechen, wodurch eine polynomiale Extrapolation der nicht-linearen Funktion erreicht wird.
In den folgenden Abschnitten wird die Hardware-Realisierung für den analogen I/Q-Demodulations-Abschnitt, das erfindungsgemäße Verfahren der Arbeitsweise und ihre Implementationsalternativen dargestellt. Weiterhin soll die angewendete Kalibrationsprozedur für die Kalibration der erforderlichen Kalibrations-Koeffzienten ausführlich beschrieben werden.
Gemäß der zugrunde liegenden Erfindung wird ein mobiler Empfänger 602 mit einer Sechstor-Schaltkreis-Topologie vorgeschlagen, der eine erweiterte analoge und/oder digitale Hardware verwendet, die einen erweiterten Dynamikbereich verglichen zu herkömmlichen Lösungen gemäß dem Stand der Technik bereitstellt. Dadurch wird eine zusätzliche analoge Hardware und/oder digitale Verarbeitungsfunktionalität offenbart, die für das Quadrieren und Weiterverarbeiten der Leistungsdetektor- Messwerte verwendet wird, die für die Annäherung der I/Q-Werte gemäß dem erfindungsgemäßen Kalibrationsverfahren benötigt werden.
Obwohl die Machbarkeit der vorgeschlagenen Kalibrations-Prozedur nicht von der verfügbaren Anzahl von Anschlüssen abhängt, ist die zugrunde liegende Erfindung vorzugsweise für mobile Empfänger mit Fünftor- oder Sechstor-Schaltkreis-Topologien mit drei bzw. vier Leistungsdetektoren 104a–c entwickelt.
6 stellt ein Blockdiagramm dar, das einen mobilen Empfänger 602 mit einer Sechstor-Schaltkreis-Topologie und ihre Kalibrations-Hardware 604 zeigt, die geeignet ist, verschiedene Kalibrationseinstellungs-Optionen 608b für die Kalibrationsprozedur gemäß der zugrunde liegenden Erfindung auszuführen. Es sollte angemerkt werden, dass für die vorgeschlagene Kalibrationsprozedur verschiedene Hardwarevorrichtungen verwendet werden.
7 zeigt ein Diagramm, das das nicht-lineare Verhalten eines kommerziell verfügbaren Leistungsdetektors 104a–c und zwei Simulationsschaltkreise 700b/c, die als Topologien für einen Leistungsdetektor 104a/b/c mit einem Einzeleingang bzw. einem differenziellen Eingang dienen. Dadurch entspricht der verwendete Leistungsdetektor 104a/b/c einer kommerziell verfügbaren Detektordiode. Es ist offensichtlich, dass das Verhalten des Leistungsdetektors 104a/b/c über –20 dBm nicht-linear ist. In der linken und rechten Ecke von 7 sind Simulationstopologien für Leistungsdetektoren 104a–c mit einem Einzelanschluss und mit einem differenziellen Anschluss gezeigt.
Der vorgeschlagene Ansatz kann in einfacher Weise mit Hilfe einer klassischen Sechstor-Struktur 105b gemäß dem Stand der Technik überprüft werden, indem die gewählten Leistungsdetektoren 104a–c kommerziellen Detektordiodenmodellen entsprechen.
8 stellt zwei I/Q-Diagramme dar, die das äquivalente Tiefpasssignal zeigen, das als ein komplexes Basisbandsignal des abwärtskonvertierten RF-Signal S₁ dient, nachdem eine lineare Kalibrationsprozedur gemäß dem Stand der Technik für niedrige RF-Leistungswerte (–50, –40 und –30 dBm) und hohen RF-Leistungspegeln (–20, –10, –5, 0 und +3 dBm) an dem Eingangsanschluss 102a eines mobilen Empfängers 602 mit einer Sechstor-Schaltkreis-Topologie gemäß dem Stand der Technik verwendet wurde, wenn nicht-lineare Effekte des Empfängers signifikant werden. Auf der linken Seite ist dargestellt, dass eine lineare Kalibration bei niedrigen RF-Pegeln an dem Eingangsanschluss 102a des mobilen Empfängers 602 bei der Sechstorschaltkreis-Topologie gut funktioniert. Auf der rechten Seite ist dargestellt, dass eine lineare Kalibrationsprozedur nicht funktionieren kann, wenn nicht-lineare Effekte des mobilen Empfängers signifikant werden. (In einer Simulation ist dies bei RF-Eingangspegeln über –15 dBm aufgrund des nicht-linearen Verhaltens der verwendeten Leistungsdetektorstrukturen 104a–c der Fall.) Weiterhin sollte angemerkt werden, dass die Kreise die Positionen des zu detektierenden RF-Signals in einer komplexen Ebene bezeichnen und die durchgängigen Linien die detektieren I/Q-Werte bezeichnen. Dadurch werden die Simulationen durchgeführt, wenn der Eingangs-RF-Pegel konstant ist und die Phase des RF-Signals von 0° bis 360° variiert.
9 stellt zwei I/Q-Diagramme dar, die das äquivalente Tiefpasssignal zeigen, das als ein komplexes Basisbandsignal des abwärtskonvertierten RF-Signals S₁ dient, nachdem eine nicht-lineare Kalibrationsprozedur gemäß dem vorgeschlagenen Ansatz der zugrunde liegenden Erfindung für niedrige RF-Leistungswerte (–50, –40 und –30 dBm) und hohen RF-Leistungspegeln (–20, –10, –5, 0 und +3 dBm) an dem Eingangsanschluss 102a des mobilen Empfängers 602 mit einer Sechstor-Schaltkreis-Topologie gemäß dem Stand der Technik, wenn nicht-lineare Effekte des Empfängers signifikant werden, angewendet worden ist. Auf der linken Seite ist dargestellt, dass eine nicht-lineare Kalibration bei niedrigen RF-Pegeln an dem Eingangsanschluss 102a des mobilen Empfängers gut funktioniert, was nicht die Vorteile im Vergleich mit einem linearen (einfacheren) Kalibrationsansatz impliziert. Auf der rechten Seite ist dargestellt, dass die nicht-lineare Kalibrationsprozedur gut funktionieren kann, sogar in dem Fall, dass schwerwiegende nicht-lineare Effekte des mobilen Empfängers signifikant werden. (In einer Simulation ist dies bei RF-Eingangspegeln über –15 dBm aufgrund des nicht linearen Verhaltens der verwendeten Leistungsdetektorstrukturen 104a–c der Fall.) Wiederum wird angemerkt, dass die Kreise die Positionen des zu detektierenden RF-Signals in einer komplexen Ebene bezeichnen und die durchgängigen Linien die detektierten I/Q-Werte bezeichnen. Die Simulationen werden durchgeführt, wenn der Eingangs-RF-Pegel konstant ist und die Phase des RF-Signals von 0° bis 360° variiert.
Für die in 8 und 9 dargestellten Simulationen wurde der gleiche Empfänger verwendet. Im Fall, dass das Kalibrationsverfahren gemäß dem Ansatz der Erfindung verwendet wird, können ungefähr 20 dB Erweiterung des Dynamikbereichs erreicht werden.
In den folgenden Abschnitten sollen das verwendete Kalibrationsverfahren gemäß dem vorgeschlagenen Ansatz der zugrunde liegenden Erfindung ausführlich beschrieben werden. In dieser Verbindung soll ein vereinfachtes Beispiel mit drei Ausgangsanschlüssen 103a–c berücksichtigt werden, das sich auf eine Fünftor-Struktur 105a bezieht. Dadurch sollte angemerkt werden, dass die verwendete Struktur im Allgemeinen einer I/Q-Demodulator-Struktur 502b entspricht, wobei der LO-Leistungspegel konstant ist.
Bevor die Kalibration beginnen kann, wird ein RF-Signal dem Eingangsanschluss 102a einer „sechstor-artigen" Struktur 105b zugeführt, die in dem mobilen Empfänger 602 integriert ist. Ihre Ausgangsanschlüsse entsprechen gewöhnlicherweise den Ausgangsanschlüssen 103a–c der Leistungsdetektoren 104a–c. Dann werden die Leistungspegel derart verarbeitet, dass die Gleichtakt-(I) und Quadraturwerte mit Hilfe der folgenden Gleichungen berechnet werden können:
mit Fx := P2k for k ∈ {1, 2, 3}.
Wenn die Leistungsdetektoren 104a–c des mobilen Empfängers in einem linearen Bereich arbeiten, können der Gleichtaktwert (I) und der Quadraturwert (Q) entsprechend den Formeln (1) und (2) berechnet werden. Die h-Koeffizienten stehen mit den Kalibrations-Koeffizienten in Beziehung. Es kann beobachtet werden, dass im Fall, dass größere Signale (die näher an dem Stauchungspunkt sind) dem Leistungsdetektor 104a–c zugeführt werden, die Eingangs-I/Q-Werte, die mit Hilfe der Formeln (1) und (2) berechnet worden sind, nicht die richtigen Ergebnisse ergeben.
Dies bedeutet, dass für eine Annäherung der I/Q-Werte eine lineare Kombination der Leistungsdetektormesswerte sowie eine lineare Kombination ihrer Quadrate benötigt wird, die mit Hilfe einer analogen und/oder digitalen Hardwarerealisierung berechnet werden.
Beim Vergleichen der Formeln (1) und (2) mit herkömmlichen Lösungen gemäß dem Stand der Technik, z. B. wie durch die folgenden Formeln angegeben:
kann festgestellt werden, dass die neue Gruppe von Formeln komplexer ist, da sie sechs weitere Koeffizienten benötigt. Diese Koeffizienten erhält man durch ein Ausführen der Kalibrationsprozedur.
Die I/Q-Berechnung wird durch eine analoge Einrichtung, die in 3 dargestellt ist, oder durch eine Einrichtung einer digitalen Gleichstromverarbeitungseinheit, die in 4 dargestellt ist, durchgeführt. Es wird angemerkt, dass die analoge Verarbeitung zu einer reduzierten Leistungsaufnahme und digitalen Komplexität führen kann, besonders wenn Anwendungen mit höheren Datenraten erforderlich sind. Eine analoge Realisierung, vorzugsweise in CMOS-Technologie, kann zu einer Integration eines Sechstor-Empfängers 602 mit dem vorgeschlagenen analogen Schaltkreis 300/400 auf dem gleichen Chip führen.
Die grundlegende Motivation zum mathematischen, wie in den Formeln (1) und (2) beschriebenen Anwenden der Kalibrationsidee kann der 5 entnommen werden. Wenn z. B. eine lineare Kalibrationsprozedur die Möglichkeit bietet, den Gleichtaktwert (I) und den Quadraturwert (Q) als eine lineare Kombination der Leistungsdetektor-Messwerte zu berechnen, kann ein ähnlicher Ansatz in vorteilhafter Weise auf das nicht-lineare Verhalten der verwendeten Leistungsdetektoren 104a–c erweitert werden. Nachfolgend soll angenommen werden, dass nicht-lineare Abhängigkeiten der Eingangswerte durch eine polynomiale Extrapolation angenähert werden können. Es soll weiterhin durch Näherung berücksichtigt werden, dass die I/Q-Werte durch ein Polynom zweiter Ordnung beschrieben werden können. Daher sind die Formeln (1) und (2) nur gültig, wenn die polynomiale Expansion des nicht-linearen Verhaltens zulässig ist.
Es ist jedoch wichtig, klarzustellen, dass die nicht-lineare Kalibration, die in den Formeln (1) und (2) vorgeschlagen wird, derart erweitert werden kann, dass Polynome höherer Ordnung verwendet werden können. Dies kann die Genauigkeit des Modulierens und der schließlich erhaltenen Quadraturkomponenten (I und Q) erhöhen, jedoch ist gleichzeitig ihre praktische Realisierung, die in 3 und 4 gezeigt ist, komplizierter und würde eine noch höhere Leistungsaufnahme erfordern. Daher stellt die vorgeschlagene Idee gemäß der zugrunde liegenden Erfindung, bei der Polynome zweiter Ordnung, die quadrierte Leistungspegel als zusätzliche Kalibrations-Koeffizienten verwenden, einen Kompromiss dar, bei dem eine Erweiterung des Dynamikbereichs um ungefähr 20 dB erreicht werden kann. Diese Erweiterung wird mit Hilfe einer vernünftigen Erweiterung der erforderlichen Hardwarekomplexität und Leistungsaufnahme erreicht.
Im Allgemeinen zeigen Leistungsdetektoren 104a–c, die durch aktive Vorrichtungen oder kommerzielle Detektordioden realisiert werden, nicht-lineare Kennlinien. Diese Leistungsdetektoren 104a–c können effizient bei kleinen Signalen im linearen Bereich verwendet werden, jedoch ist für größere Signale der Dynamikbereich der Bauteile aufgrund des nicht-linearen Verhaltens der herkömmlichen Leistungsdetektoren 104a–c beschränkt.
Durch Verwenden des vorgeschlagenen Ansatzes gemäß der zugrunde liegenden Erfindung, die durch die Formeln (1) und (2) angegeben ist, kann der Dynamikbereich im Betrieb erheblich vergrößert werden. Dadurch sollten die folgenden Punkte berücksichtigt werden:

1. Es wird angemerkt, dass die Prozedur, die darauf abzielt, die Koeffizienten h₁₀, ... h₁₆ und h_Q0, ..., h_Q6 zu erhalten, offline während des Chipherstellungsprozesses oder nach dem Chip-Zusammenbau durchgeführt wird, und dass diese Werte auf dem Chip gespeichert werden, bevor der Chip verwendet wird. Die Koeffizienten werden verwendet, um die analogen Verstärkungen der Regelverstärker 302a–c, 304a–c, 306a–l und 310a und b, die als analoge Gewichtungsfaktoren oder Verstärkungs-Koeffizienten in einer digitalen Verarbeitungshardware dienen, zu verwenden.
2. Im Falle einer analogen Verarbeitung und I/Q-Berechnung werden die gemessenen Leistungspegel P₁, P₂ und P₃ an den Ausgangsanschlüssen 103a–c der Leistungsdetektoren 104a–c mit den abgeleiteten Koeffizienten multipliziert und die Signale werden dann quadriert und mit dem Rest der Koeffizienten multipliziert und addiert, wodurch man die gewünschten Quadraturkomponenten (I und Q), wie in 3 dargestellt, erhält. Dies wird mit Hilfe der Regelverstärker 302a–c, 304a–c, 306a–l und 310a und b bei bekannten Verstärkungen für jeden der Zweige, die einem nicht-linearen Kalibrations-Koeffizienten entsprechen, durchgeführt. Im Falle einer digitalen Verarbeitung und I/Q-Berechnung können die Formeln (1) und (2) in der digitalen Gleichstromverarbeitungs-Einheit mit Hilfe der dort gespeicherten Kalibrations-Koeffizienten realisiert werden.

Die Kalibrationsprozedur wird vorzugsweise offline nach der Herstellung des Chips oder nach dem Zusammenbau des Chips durchgeführt. Es wird angemerkt, dass der Chip mit einem Sechstor-Empfänger 602 verbunden ist, der maximal vier Leistungsdetektoren 104a–c aufweist. Weiterhin wird angemerkt, dass eine Mehrzahl von möglichen Empfängerrealisationen durch die zugrunde liegende Erfindung adressiert werden kann, ohne Allgemeingültigkeit zu verlieren.
Wenn das vorgeschlagene Kalibrationsverfahren verwendet wird, wird ein Kalibrationssignal dem ersten Eingangsanschluss 102a des mobilen Empfängers und ein LO-Signal mit einem bekannten Leistungspegel dem zweiten Eingangsanschluss 102e des Empfängers, wie in 5 dargestellt ist, zugeführt. Ein Kalibrationssignal besteht aus verschiedenen Signalpegeln (mindestens drei), wobei für jedes Signal der Pegel bei verschienen Phasenzuständen bekannt ist. Dadurch können die Pegel durch einen Vektorsignalgenerator als statische Werte oder als sich wiederholende Zustandsmuster mit einer bestimmten Modulationsfrequenz festgelegt werden, die so niedrig wie möglich festgelegt ist.
Weiterhin wird angemerkt, dass die Anzahl von verschiedenen Phasen vorzugsweise so groß wie möglich ist und ebenso der Dynamikbereich der Eingangssignale. Gemäß einer Ausführungsform der zugrunde liegenden Erfindung beträgt die Gesamtzahl der verschiedenen Amplituden und Phasenzustände mindestens 7.
Bei der durch die Formeln (1) und (2) gegebenen mathematischen Verarbeitung werden mindestens sieben komplexe Gruppen xLP,k := ik + j·qk ∀ k ∈ {0, 1, 2, ..., 6}, wobei

i_k:: = Re{x_LP,k} den k-ten (bereits bekannten) realwertigen Kalibrations-Koeffizienten für das Gleichtaktsignal (I) bezeichnet, den man von der Kalibrations-Koeffizienten-Berechnungseinheit 606 erhält,
q_k: = Im {x_LP,k} den k-ten (bereits bekannten) realwertigen Kalibrations-Koeffizienten für das Quadratursignal (Q) bezeichnet, den man von der Kalibrationskoeffizientenberechnungseinheit 606 erhält,
x_LP,k: den k-ten (bereits bekannten) komplexwertigen Kalibrations-Koeffizienten für das äquivalente Tiefpasssignal (x_LP) bezeichnet, der von den realwertigen Kalibrationskoeffizienten i_k und q_k abgeleitet ist, und
j:: = √–1 die imaginäre Einheit bezeichnet,

₁

₂

₃

₁

₂

₃

Das Verfahren, wie die Gleichungssysteme gelöst werden, ist willkürlich und für die Endergebnisse nicht relevant. Indem mehr als sieben komplexe Daten x_LP,k vorliegen (vorzugsweise so viel wie möglich), erhält man verschiedene Gruppen von Koeffizienten, und durch Verwenden einer Durchschnittsberechnung können numerische Fehler minimiert werden.
Es sollte erwähnt werden, dass die vorgeschlagene Lösung gemäß der zugrunde liegenden Erfindung zu stabilen Ergebnissen in allen Testfällen führt, die in dem Prozess der Überprüfung überprüft worden sind.
Zum Zwecke der Überprüfung wird die Sechstor-Struktur 105b der 2a verwendet. Die hierin verwendeten Leistungsdetektoren 104a–c sind kommerziell verfügbare Detektordioden, die bei einer Arbeitsfrequenz von 5 Gigahertz arbeiten. Die Kalibrations-Koeffizienten für sowohl die lineare als auch die nicht-lineare Kalibration erhält man durch die oben beschriebene Kalibrationsprozedur.
Es wird angemerkt, dass zum Zwecke der Überprüfung die Wahl des verwendeten Sechstor-Empfängers 602 und die Wahl der verwendeten Leistungsdetektoren 104a–c keine signifikante Rolle spielen. Stattdessen wird die Änderung der absoluten Werte des erhöhten Dynamikbereichs erwartet.
Im Bereich der Überprüfung wurde eine Anzahl von Simulationen für sowohl die lineare als auch die nicht-lineare Kalibrationsprozedur ausgeführt. In den 8, 9, 10 und 11 ist gezeigt, dass die herkömmlichen linearen Kalibrationsprozeduren für niedrige Leistungspegel bis zu bestimmten Werten verwendet werden können, bei denen die I/Q-Fehlanpassung (die Diskrepanzen bei den detektierten Werten und idealen Werten) erheblich werden und mit dem Leistungsniveau des RF-Eingangssignals S₁ ansteigen, das dem Sechstor-Empfänger 602 zugeführt wird. Dieses Verhalten kann aufgrund der nicht-linearen Effekte erwartet werden. Es wird angemerkt, dass in dem Simulationsmodell die Hauptquelle der Nichtlinearität der Leistungsdetektor 104a–c selbst darstellt. Seine nicht-lineare Kennlinie kann aus 7 entnommen werden.
Andererseits kann beobachtet werden, dass der nicht-lineare Kalibrationsansatz gemäß der vorgeschlagenen Lösung der zugrunde liegenden Erfindung gut funktioniert, und das nicht-lineare Verhalten der Leistungsdetektoren 104a–c kompensiert. Es kann weiterhin gesehen werden, dass ein System, das eine nicht-lineare Kalibration verwendet, einen erheblich vergrößerten Arbeitsbereich bietet. In den in 9 gezeigten Beispielen beträgt der Anstieg des Bereichs ungefähr 18 dB.
Abschließend ist es wichtig, die mögliche Fähigkeit des zugrunde liegenden Ansatzes zu belasten, um das nicht-lineare Verhalten der gesamten Kette aus Sechstor-Empfängern 602 zu kompensieren. Bei anderen Ausführungsformen wird der Gleichstromverstärker auch an die Leistungsdetektoren 104a–c angeschlossen und ein Großsignalverhalten eines rauscharmen Empfängers (LNA) kann berücksichtigt werden.
Diese Tatsache kann besonders vorteilhaft sein für Anwendungen mit einer direkten Abwärtskonvertierung, die mobile Empfänger 602 mit Sechstor-Schaltkreis-Topologien verwenden, wobei potentiell Anforderungen nach einer automatischen Verstärkungskontrolle (AGC) eine signifikante Rolle spielen können. Tabelle: Dargestellte Merkmal und ihre entsprechenden Bezugszeichen

Claims

Quadratur-Demodulator, der an eine Sechstor-Verzweigungseinrichtung (102') angeschlossen ist, die zur Verarbeitung und zur direkten Abwärtskonvertierung eines modulierten RF-Bandpasssignals (S₁) auf das Basisband verwendet wird, wobei der Quadratur-Demodulator umfasst: – mindestens drei RF-Eingangsanschlüsse (611a–c), an denen Leistungspegel (P₁, P₂, P₃) der entsprechenden Signale bereitgestellt werden, die durch Leistungsdetektoren (104a–c) an den entsprechenden Ausgangsanschlüssen (102b–d) der Sechstor-Verzweigungseinrichtung (102') gemessen werden, – mindestens einen Eingangsanschluss (612), an dem ein Kalibriersignal für eine Kompensation eines nicht-linearen Verhaltens der Leistungsdetektoren (104a–c) angelegt ist, – mindestens einen DC-Verarbeitungsblock, der zum Verarbeiten der Leistungspegel (P₁, P₂, P₃) anhand der Kalibrationssignaldaten verwendet wird, und der mit den Leistungsdetektoren (104a–c) über eine DC-Schnittstelle (101a) verbunden ist, – zwei Ausgangsanschlüsse (614a + b) für das Gleichtakt-(I) bzw. das Quadratur-(Q) Signal, dadurch gekennzeichnet, dass der Quadratur-Demodulator (502b) ausgebildet ist, um eine lineare Kombination der Leistungspegel (P₁, P₂, P₃) und eine lineare Kombination der quadratischen Leistungspegel (F₁, F₂, F₃) für eine nicht-lineare Fehlanpassung des Gleichtakt-Signals (I) und/oder des Quadratur-Signals (Q) zu berechnen.
Quadratur-Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Quadratur-Demodulator (502b) als ein passives Netzwerk realisiert ist.
Quadratur-Demodulator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die lineare Kombination der Leistungspegel (P₁, P₂, P₃) und die lineare Kombination der quadratischen Leistungspegel (F₁, F₂, F₃) mit Hilfe eines analogen DC-Verarbeitungsblocks realisiert werden, der Tiefpassfilter (108a–f), Verstärker (302a–c, 304a–c, 306a–l und 310a + b) mit variabler Verstärkung, deren Verstärkungswerte abhängig von Kalibriersignaldaten definiert sind, Summationselemente (308a + b) und Analog-Digital-Wandler (312a + b) umfasst.
Quadratur-Demodulator nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die lineare Kombination der Leistungspegel (P₁, P₂, P₃) und die lineare Kombination der quadratischen Leistungspegel (F₁, F₂, F₃) mit Hilfe eines digitalen Signalprozessors (101b) mit Hilfe der Kalibriersignaldaten realisiert werden.
Quadratur-Demodulator nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Integration des Analogverarbeitungsschaltkreises (300/400) und des mobilen Empfängers (602) auf demselben Chip.
Nicht-lineare Kalibrationsvorrichtung zum Kalibrieren eines mobilen Empfängers (602), der zur Verarbeitung und Abwärtskonvertierung eines modulierten RF-Bandpasssignals auf ein Basisband verwendet wird, wobei der mobile Empfänger (602) einen Quadratur-Demodulator umfasst, der mit einer Sechstor-Verzweigungseinrichtung gemäß Anspruch 1 verbunden ist, umfassend: – mindestens zwei RF-Ausgangsanschlüsse (616a + b), wobei an einen RF-Ausgangsanschluss (616b) ein Signal mit einer kontinuierlichen Schwingung angelegt wird, das von einem lokalen Oszillator (608a) stammt, und an den anderen RF-Ausgangsanschluss (616a) ein langsam moduliertes RF-Signal, das als eine gemeinsame Referenz dient, angelegt wird, das dadurch exakt die gleiche Trägerfrequenz aufweist wie das empfangene modulierte RF-Bandpasssignal, und – eine Kalibrierkoeffizienten-Berechnungseinheit (606), die ein Datenerfassungselement (606a), das mit den Ausgangsanschlüssen (103a–c) der Leistungsdetektoren (104a–c) einer Sechstor-Verzweigungseinrichtung verbunden ist, ein Mathematische-Berechnungs-Element (606b) zum Berechnen von Gruppen von mindestens sieben Gleichungen mit sieben Unbekannten und eine Einrichtung zum Bereitstellen der berechneten Kalibrierkoeffizienten umfasst, die von dem Mathematischen-Berechnungs-Element (606b) in dem Speicher (610) des mobilen Empfängers (602) abgeleitet sind.
Nicht-lineare Kalibrationsvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass sie mit dem mobilen Empfänger (602) mit Hilfe von drei Schnittstellen so verbunden ist, dass die RF-Ausgangsanschlüsse (616a + b) der Kalibrationseinrichtung (604) mit dem RF-Eingangsanschluss (102a) und mit einem LO-Eingangsanschluss (102e) des mobilen Empfängers (602) verbunden sind, dass das Datenerfassungselement (606a) der Kalibrierkoeffizienten-Berechnungseinheit (606) mit den Ausgangsanschlüssen (103a–c) der Leistungsdetektoren (104a–c) verbunden ist, und dass das Berechnungselement (606b) der Kalibrierkoeffizienten-Berechnungseinheit (606) mit dem Kalibrierkoeffizientenspeicher (610) des I/Q-Demodulators (502b) des mobilen Empfängers (602) verbunden ist.
Kalibrierverfahren zum Kompensieren von Fehlanpassungen des Gleichtakt-Signals (I) und/oder des Quadratur-Signals (Q) mit Hilfe einer nicht-linearen Kalibrationsvorrichtung gemäß einem der Ansprüche 6 und 7, gekennzeichnet durch die Schritte: – Einstellen der Betriebsfrequenz, bei der eine nicht-lineare Kalibrierung gewünscht ist, – Definieren einer Modulationssequenz mit mindesten sieben verschiedenen Zuständen und mindestens drei Amplitudenzuständen, – Anlegen eines modulierten RF-Signals (S₁) und eines ummodulierten LO-Signals (S₂) an die RF-Eingangsanschlüsse (102a + b) der Sechstor-Verzweigungseinrichtung (102') des mobilen Empfängers (602), – Erfassen der Leistungsdetektormesswerte (P₁, P₂, P₃), die durch die Leistungsdetektoren (104a–c) durch das Datenerfassungselement (606a) der Kalibrierkoeffizienten-Berechnungseinheit (606) gemessen werden, – Lösen von mindestens einem System mit sieben komplexen Gleichungen und sieben komplex-wertigen Unbekannten durch das Berechnungselement (606b) der Kalibrierkoeffizienten-Berechnungseinheit (606), wodurch eine Menge von mindestens 14 realwertigen Kalibrierkoeffizienten bereitgestellt wird, und – Übertragen der Kalibrierkoeffizienten an die Steuer- und Verstärkungseinstelleinheit des mobilen Empfängers (602).
Kalibrierverfahren nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch: – Ausführen einer zyklischen Wiederholung der Schritte, wodurch mindestens zwei verschiedene Mengen von 14 realwertigen Kalibrierkoeffizienten bereitgestellt werden, und – Anwenden eines Schrittes zum Minimieren der numerischen Fehler mit Hilfe eines Verfahrens der kleinsten quadratischen Fehler, das direkt in den Prozess des Mathematische-Berechnungs-Blockes integriert ist, wodurch dieses als ein Systemgleichungslöser für eine Menge von sieben komplexen Gleichungen dient, bevor die Kalibrierkoeffizienten an die Steuer- und Verstärkungseinstelleinheit des mobilen Empfängers (602) übertragen werden.
Kalibrierverfahren nach einem der Ansprüche 8 und 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren offline nach der Chipherstellung und/oder dem Zusammenbau des Chips durchgeführt wird.
Kalibrierverfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass – das Kalibrierverfahren für verschiedene Betriebsfrequenzen des Arbeitsbereichs des mobilen Empfängers (602) durchgeführt wird, und – die erhaltene Menge von mindestens 14 realwertigen Kalibrierkoeffizienten in dem Kalibrierkoeffizientenspeicher (610) des mobilen Empfängers (602) gespeichert wird.
Kalibrierverfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Kalibrierverfahren für die Mittenfrequenz von verschiedenen Betriebsfrequenzbändern durchgeführt wird, wodurch dieselben Kalibrierkoeffizienten für eine Betriebsfrequenz nahe der Mittenfrequenz verwendet werden.
Kalibrierverfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Kalibrierverfahren für die Mittenfrequenz von verschiedenen Betriebsfrequenzbändern durchgeführt wird, wodurch extrapolierte und/oder interpolierte Kalibrierkoeffizienten für eine Betriebsfrequenz nahe der Mittenfrequenz verwendet werden.
Empfänger für ein mobiles Telekommunikationsgerät, das zur Verarbeitung und direkten Abwärtskonvertierung eines modulierten RF-Bandpasssignals (S₁) auf das Basisband verwendet wird, das durch die Quadratur-Komponenten (I und Q) des äquivalenten Signals, das die komplexe Hülle des RF-Bandbasssignals bildet, dargestellt wird, umfassend: – mindestens zwei RF-Eingangsanschlüsse (102a + e), an denen das modulierte RF-Bandpasssignal (S₁) bzw. ein Signal (S₂) mit einer kontinuierlichen Schwingung, das von einem lokalen Oszillator (608a) stammt, bereitgestellt werden, und die an die zwei Eingangsanschlüsse (102a + e) der Sechstor-Verzweigungseinrichtung (102'), die als eine passive Isolation zwischen den Eingangssignalen (S₁ und S₂) dient, angelegt werden, – mindestens vier Leistungsdetektoren (104a–c), die zum Detektieren der Leistungspegel (P₁, P₂, P₃) der entsprechenden Signale an den Ausgangsanschlüssen (102b–d) der Sechstor-Verzweigungseinrichtung (102) verwendet werden, – mindestens einen Eingangsanschluss (612), an den Kalibriersignale für eine Kompensation des nicht-linearen Verhaltens der Leistungsdetektoren (104a–c) angelegt werden, – mindestens einen DC-Verarbeitungsblock, der zur Verarbeitung der Leistungspegel (P₁, P₂, P₃) verwendet wird, die an die Leistungsdetektoren (104a–c) über eine Schnittstelle (101a) für Gleichstromsignale (DC) angelegt sind, und – mindestens zwei Ausgangsanschlüsse (614a + b) für das Gleichtakt-Signal (I) bzw. das Quadratur-Signal (Q), – wobei die Sechstor-Verzweigungseinrichtung (102') zwei passive N-Tor-Netzwerke (110, 114) umfasst, die miteinander über einen nicht-reziproken Schaltkreis (112) verbunden sind, wobei jedes der passiven N-Tor-Netzwerke (110, 114) jeweils mit einem der RF-Eingangsanschlüsse (102a + e) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Quadratur-Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 5 und eine nicht-lineare Kalibrationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 6 und 7, die an die Sechstor-Verzweigungseinrichtung (102') angeschlossen ist, umfasst. 3